FR2830394A1 - Procede et dispositif de reception optimisee - Google Patents

Abstract

Ce procédé de réception d'un symbole émis dans un canal de transmission, ce symbole comportant, d'une part, au moins une première sous-porteuse modulée par des données et, d'autre part, une pluralité de deuxièmes sous-porteuses modulées par des signaux de référence ayant entre eux, à l'émission, une différence de phase prédéterminée, comporte à réception des étapes au cours desquelles :- on sélectionne (EF440) au moins deux sous-porteuses parmi les deuxièmes sous-porteuses;- on mesure (EF460) la différence de phase entre les signaux de référence associés aux sous-porteuses sélectionnées;- on estime (EF470), à partir de cette mesure, le glissement de phase éventuel au cours de la transmission de la première au moins une sous-porteuse (PS (i) ); et- on corrige (EF480) la phase de la première au moins une sous-porteuse (PS (i) ) à partir de cette estimation.

Description

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La présente invention se rapporte à un procédé et à un dispositif de réception optimisée, l'optimisation portant plus particulièrement sur la correction d'un éventuel glissement de phase.

L'invention est décrite ici, à titre d'exemple non limitatif, dans son application à des signaux modulés suivant une modulation de type OFDM (multiplexage à division de fréquences orthogonales, en anglais"Orthogonal Frequency Division Multiplex"), et plus particulièrement, à des signaux émis suivant la norme HiperLAN2.

Lors de l'émission d'un message à l'aide d'une modulation à division de fréquences orthogonales, les données binaires du message à transmettre sont découpées en blocs de données. Chacun de ces blocs de données est transmis indépendamment et constitue après modulation en bande de base un symbole OFDM.

Dans chacun de ces blocs de données, on groupe aussi les éléments par sous-ensembles, chaque sous-ensemble subissant ensuite un report cartographique sur un ensemble discret de points dans l'espace de Fresnel, chacun de ces points représentant une phase et une amplitude possible. Cette application est bijective.

Ainsi, par exemple, dans un message constitué de la suite suivante {000011100100011110001010100100100...}, on pourra extraire, dans l'ordre de présentation, un bloc de 16 données binaires 0000111001000111 auquel on associe le report cartographique 1+j, 1+j,-1-j, 1-j,-1+j, 1+j,-1+j,-1-j.

On a donc un ensemble de 8 éléments complexes d'un vecteur V.

Ces vecteurs sont ensuite multipliés par une matrice de transformée de Fourier discrète inverse rapide M pour obtenir un symbole OFDM constitué d'une suite de nombres complexes. Ce symbole est transmis après d'autres traitements.

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Le symbole OFDM est reçu, après son passage dans le canal de transmission, dans un démodulateur, d'où on extraira un vecteur à éléments complexes V'en multipliant les nombres complexes constituant ce symbole par une matrice de transformée de Fourier discrète M', telle que M. M'= Id (matrice identité). Des décisions au maximum de vraisemblance sur les parties réelle et imaginaire permettent de retrouver la séquence de symboles initiale, puis de restituer les éléments binaires associés.

Pour plus de détails sur cette technique de modulation, on pourra consulter, par exemple, l'ouvrage intitulé"OFDM for Wireless Multimedia Communications"de Richard VAN NEE et Ranjee PRASAD publié chez Artech House.

Lors de la réception d'un symbole OFDM, les échantillons présentent, de façon connue, une erreur de phase initiale résiduelle.

Cette erreur de phase résiduelle est la conséquence d'un décalage temporel résiduel dû à la différence d'alignement des horloges de l'émetteur et du récepteur.

On démontre que ce glissement de phase est différent pour chaque sous-porteuse, et plus particulièrement qu'il dépend linéairement de la position de la sous-porteuse dans le spectre de fréquences.

Cette démonstration repose sur les propriétés connues des transformées de Fourier et est connue de l'homme de l'art.

La présente invention a pour but de remédier aux problèmes précités en proposant un mécanisme de correction du décalage de phase résiduel.

Plus précisément, la présente invention concerne un procédé de réception d'un symbole émis dans un canal de transmission, ce symbole comportant, d'une part, au moins une première sous-porteuse modulée par des données et, d'autre part, une pluralité de deuxièmes sous-porteuses modulées par des signaux de référence ayant entre eux, à l'émission, une différence de phase prédéterminée, procédé selon lequel, à réception : - on sélectionne au moins deux sous-porteuses parmi les deuxièmes sous-porteuses ;

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- on mesure la différence de phase entre les signaux de référence associés aux sous-porteuses sélectionnées ; - on estime, à partir de cette mesure, le glissement de phase éventuel au cours de la transmission de la première sous-porteuse ; et - on corrige la phase de la première sous-porteuse à partir de cette estimation.

Ce procédé permet avantageusement d'estimer le glissement de phase entre sous-porteuses adjacentes à partir de la différence de phase mesurée pour deux sous-porteuses modulées par des signaux de référence.

Le glissement de phase étant proportionnel à l'indice de la sousporteuse dans le spectre de fréquences, il est alors possible de déterminer le glissement de phase pour chaque sous-porteuse du spectre, et de corriger la phase notamment des premières sous-porteuses modulées par des données.

Selon un mode préféré de réalisation, au cours de l'étape de sélection, on sélectionne les deux deuxièmes sous-porteuses les plus proches de la fréquence centrale du spectre de fréquences comprenant la première sous-porteuse et la pluralité de deuxièmes sous-porteuses.

Cette caractéristique avantageuse permet de réaliser une estimation très fiable du glissement de phase précité, car elle repose sur des signaux de référence particulièrement protégés pendant leur traversée de la chaîne de transmission.

Selon une autre caractéristique particulière, au cours de l'étape de correction, on corrige en outre, à partir de l'estimation, la phase d'au moins une deuxième sous-porteuse.

Cette caractéristique permet ainsi de corriger les signaux de référence, ce qui permet ensuite, dans un mode de réalisation particulier d'affiner la synchronisation à l'issue de la correction de phase.

Selon une caractéristique particulière, le symbole comportant un préambule, on effectue, préalablement à l'étape de sélection, une étape de synchronisation comportant une opération de détection de la fin de ce préambule.

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Selon une autre caractéristique particulière, entre les étapes de synchronisation et de sélection, on démodule le symbole, cette étape de démodulation comportant : - une étape de sous-échantillonnage ; - une étape et de fenêtrage ; et - une étape de transformation de Fourier.

Selon une caractéristique particulière, le symbole est compris dans une salve conforme à la norme HiperLAN2, modulé suivant une modulation de type OFDM.

L'invention peut aussi s'appliquer à la correction du décalage résiduel de phase pour un symbole compris dans une salve conforme à la norme IEEE 802. 11a.

Dans le même but que celui indiqué plus haut, la présente invention propose également un dispositif de réception d'un symbole émis dans un canal de transmission, ce symbole comportant, d'une part, au moins une première sous-porteuse modulée par des données et, d'autre part, une pluralité de deuxièmes sous-porteuses modulées par des signaux de référence ayant entre eux, à l'émission, une différence de phase prédéterminée.

Le dispositif comporte : - des moyens de sélection d'au moins deux sous-porteuses parmi lesdites deuxièmes sous-porteuses ; - des moyens de mesure de la différence de phase entre les signaux de référence associés aux sous-porteuses sélectionnées ; - des moyens d'estimation adaptés, à partir de cette mesure, à estimer le glissement de phase éventuel au cours de la transmission de la première sous-porteuse ; et - des moyens de correction adaptés, à partir de cette estimation, à corriger la phase de ladite première sous-porteuse.

La présente invention vise aussi un appareil de traitement de signaux numériques, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus.

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La présente invention vise aussi un appareil de traitement de signaux numériques, comportant un dispositif de réception tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de réception tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi une station mobile dans un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi une station mobile dans un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de réception tel que cidessus.

La présente invention vise aussi une station de base dans un réseau de télécommunications, comportant des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus.

La présente invention vise aussi une station de base dans un réseau de télécommunications, comportant un dispositif de réception tel que cidessus.

L'invention vise aussi : - un moyen de stockage d'informations lisible par un ordinateur ou un microprocesseur conservant des instructions d'un programme informatique, permettant la mise en oeuvre d'un procédé de réception tel que ci-dessus, et - un moyen de stockage d'informations amovible, partiellement ou totalement, lisible par un ordinateur ou un microprocesseur conservant des instructions d'un programme informatique, permettant la mise en oeuvre d'un procédé de réception tel que ci-dessus.

L'invention vise aussi un produit programme d'ordinateur comportant des séquences d'instructions pour mettre en oeuvre un procédé de réception tel que ci-dessus.

Les caractéristiques particulières et les avantages du dispositif de réception, des différents appareils de traitement de signaux numériques, des

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différents réseaux de télécommunications, des différentes stations mobiles, des différentes stations de base, des différents moyens de stockage et du produit programme d'ordinateur étant similaires à ceux du procédé de réception selon l'invention, ils ne sont pas rappelés ici.

D'autres aspects et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels : - la figure 1 illustre de façon schématique une trame conforme à la norme HiperLAN2 ; - la figure 2 illustre de façon schématique les différentes salves d'une trame conforme à la norme HiperLAN2 ; - la figure 3 illustre de façon schématique la structure d'un symbole OFDM conforme à la norme HiperLAN2 ; - la figure 4 est un organigramme représentant les principales étapes d'un procédé de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation ; - la figure 5 représente de façon schématique la structure d'un dispositif de réception conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation ; - la figure 6a représente de façon schématique un exemple de constellation obtenu classiquement à l'issue d'une étape de démodulation OFDM après redressement de la phase des signaux de référence égaux à-1 ; - la figure 6b représente la correction de l'erreur résiduelle de phase conformément à l'invention ; - la figure 7 illustre schématiquement la constitution d'une station de réseau ou d'un appareil de traitement de signaux numériques adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à la présente invention ; et - la figure 8 représente sous une forme schématique simplifiée un réseau de télécommunications conforme à la présente invention, dans un mode particulier de réalisation.

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A titre d'illustration, le mode de réalisation préféré est décrit dans le cas d'une transmission de données suivant la norme HiperLAN2.

La figure 1 représente de façon schématique la structure d'une trame HiperLAN2 F100 (trame physique). Elle synthétise les informations contenues dans les documents ETSI TR 101 683 V1. 1.1 et ETSI 101 475 V1. 2.1.

La trame F100 est composée de plusieurs phases F101 à F105, couramment appelées salves (en anglais"bursf") : - la phase de diffusion générale F101 ou salve"Broadcast", située au démarrage de la trame F100, qui contient des informations destinées à l'ensemble des récepteurs (émission de la station de base vers les mobiles) ; - la salve"Downlink"F102, qui transporte des informations destinées à des récepteurs particuliers (émission de la station de base vers les mobiles) ; -la salve"Direct link"F103, qui permet à des récepteurs d'échanger directement des informations, sans passer par une station de base (émission de mobile vers mobile) ; -la salve"Uplink"F104, qui transporte des informations destinées à la station de base (émission du mobile vers la station de base) ; - la salve "Random access" F105, qui permet à des mobiles qui n'ont pas de canaux affectés dans la salve"Uplink", de communiquer avec la station de base.

Chacune de ces salves F101 à F105 comporte respectivement un en-tête F201 à F205 nommé préambule, ce préambule étant suivi par des symboles F210.

La figure 2 montre la constitution de ces différents en-têtes, qui sont tous fondés sur l'utilisation de séquences de données particulières nommées A, RA, B, IB, C. Le contenu de ces séquences a été déterminé de façon qu'elles présentent des propriétés particulières vis-à-vis de certaines opérations mathématiques. On se reportera utilement à ce sujet à la norme HiperLAN2 et aux contributions ayant permis l'élaboration de cette norme, ces documents étant disponibles auprès de l'ETS !.

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Selon un schéma classique en OFDM, les symboles F210 comportent des données D associées à un paquet de redondance (ou préfixe), composé de la répétition d'un certain nombre d'échantillons de ces données D.

Dans le cadre de la norme HiperLAN2 les données D sont constituées de 64 échantillons, ce préfixe, désigné par CP (en anglais "Cyclíc Prefix") étant la recopie des 16 derniers échantillons des données D.

Un symbole OFDM est donc constitué de 80 échantillons, ce qui correspond d'après le standard à une durée de 4 s.

La figure 3 illustre de façon schématique la répartition fréquentielle des données portées par chaque symbole OFDM F210 conforme à la norme HiperLAN2.

Un symbole OFDM F210 tel qu'émis suivant la norme HiperLAN2 comporte 64 sous-porteuses, dont : - 48 sont des premières sous-porteuses PS (i) transportant les données utiles, à savoir des valeurs complexes issues de l'opération de cartographie qui dépend de la modulation choisie, à savoir la modulation BPSK, QPSK, 16QAM ou 64QAM ; - 4 sont des deuxièmes sous-porteuses DS (-21), DS (-7), DS (7) et DS (21) modulées respectivement par des signaux de référence PO, P1, P2, P3 autrement appelés "pilotes" ; -les 12 sous-porteuses restantes n'étant pas modulées.

Ces 64 sous-porteuses sont comprises dans un spectre de fréquences FSF dont la fréquence centrale est la fréquence d'une sousporteuse centrale dite porteuse DC (en anglais"DC Carriet').

L'allure du spectre de fréquences FSF têt que représenté à la figure 3 est en réalité théorique.

L'allure du spectre de fréquences réel lorsque les symboles ont traversé l'ensemble de la chaîne de transmission, à savoir le canal de transmission mais aussi les composants électroniques ou logiciels des dispositifs d'émission et de réception, tels les filtres par exemple, s'approche de la courbe FSR représentée en traits pointillés à la figure 3.

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Il apparaît clairement sur cette figure que l'allure du spectre de fréquences réel F ~SR s'éloigne de l'allure du spectre FSF théorique, notamment aux extrémités de celui-ci. On parle alors d"'effets de bords".

De par ces effets de bords, les signaux complexes portés par les sous-porteuses situées aux extrémités du spectre de fréquences sont moins protégés durant leur traversée de la chaîne de transmission précitée.

En particulier, les signaux de référence PO et P3 sont moins bien protégés que les signaux de référence P1 et P2.

Les signaux de référence PO-P3 sont indépendants de la modulation précitée. Plus précisément, les signaux de référence sont des signaux réels dépendants les uns des autres et vérifiant pour chaque symbole les relations suivantes : 'PO = +1 ou-1 . P1 = P2 = P0 . P3 =-PO
L'organigramme de la figure 4 représente les principales étapes EF400 à EF480 d'un procédé de réception conforme à l'invention dans un mode préféré de réalisation.

Ces différentes étapes EF400 à EF480 vont être décrites en utilisant l'exemple de la réception d'une salve "Broadcast" F101 d'une trame HiperLAN2 F100, la réception d'une salve d'un autre type étant similaire.

Au cours d'une première étape EF400, on détecte l'arrivée de la salve F101.

Cette étape EF400 est suivie par une étape EF410 au cours de laquelle on détecte la fin du préambule F201 de la salve F101.

Ces deux opérations peuvent se faire lors d'une étape de synchronisation connue de l'homme du métier et ne seront pas décrites ici.

L'étape EF410 est suivie par une étape EF420 au cours de laquelle on reçoit un symbole OFDM.

Comme précisé dans le préambule de cette demande de brevet, ce symbole OFDM correspond à un bloc de données binaires ayant été modulé suivant une deuxième modulation telle que par exemple une modulation

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d'amplitude sur deux porteuses en quadrature, puis à l'issue de cette deuxième modulation, modulées suivant une première modulation de type OFDM.

L'étape EF420 est suivie par une étape EF425 au cours de laquelle on détecte la fin du préambule F201 de la salve F101.

Cette opération peut se faire lors d'une étape de synchronisation connue de l'homme du métier et ne sera pas décrite ici.

Le symbole reçu au cours de l'étape EF420 est ensuite démodulé au cours de l'étape EF430.

Cette étape de première démodulation peut avantageusement comporter une étape de sous-échantillonnage et une étape de fenêtrage suivie d'une transformation de Fourier, par exemple une transformation de Fourier rapide (FFT).

A l'issue de la FFT, on obtient un signal intermédiaire comportant les échantillons complexes transportés : - par chacune des premières sous-porteuses PS (i) modulées par des données ; et - par chacune des deuxièmes sous-porteuses modulées par des signaux de référence P0-P3.

Au cours d'une étape EF440 consécutive à l'étape EF430 on sélectionne au moins deux sous-porteuses parmi les deuxièmes sousporteuses DS (-21), DS (-7), DS (7) et DS (21).

Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, on sélectionne les deux deuxièmes sous-porteuses les plus proches de la fréquence centrale DC du spectre de fréquences FSF, à savoir DS (-7) et DS (7).

Au cours d'une étape EF450 consécutive à l'étape EF440, on extrait les signaux de référence associés aux deuxièmes sous-porteuses sélectionnées à l'étape précédente.

Dans le mode de réalisation décrit ici, on extrait donc les signaux de référence P1 et P2 respectivement associés aux deuxièmes sous-porteuses DS (-7) et DS (7).

Cette opération d'extraction des signaux de référence est connue de l'homme du métier et ne sera pas décrite ici.

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Au cours de la même étape EF450, on redresse la phase du ou des signaux de référence égaux à-1, de façon à ce que les quatre signaux de référence soient du même signe.

L'étape EF450 est suivie par une étape EF460 au cours de laquelle la différence de phase entre les signaux de référence extraits à l'étape précédente est mesurée.

En notant respectivement (p1 et q > 2 les phases des signaux de référence P1 et P2, cette différence de phase égale (p2- (p1.

L'étape EF460 est suivie par une étape EF470 au cours de laquelle, on estime le glissement de phase des premières sous-porteuses PS (i) au cours de la transmission.

Comme précisé dans le préambule de cette demande de brevet, le glissement de phase d'une sous-porteuse est proportionnel à l'indice de cette sous-porteuse.

Les phases des sous-porteuses SP (7) et SP (-7) étant identiques au moment de l'émission du symbole, la différence de phase entre ces sousporteuses mesurée à l'étape EF460 correspond au glissement de phase entre ces deux sous-porteuses pendant la transmission.

Ces deux sous-porteuses étant espacées de 14 sous-porteuses, on en déduit que le glissement de phase entre deux sous-porteuses adjacentes est égal à = ( (p2- (p1)/14.

Les deux sous-porteuses sélectionnées étant proches du centre du spectre de fréquences F~SF elles sont de par leur position peu sensibles aux effets de bords, et la valeur de f-l obtenue est donc particulièrement fiable.

L'étape EF470 est suivie par une étape EF480 au cours de laquelle on corrige la phase des premières sous-porteuses PS (i) modulées par des données.

Dans un autre mode de réalisation, on corrige également la phase des deuxièmes sous-porteuses modulées par les signaux de référence. Cette caractéristique est particulièrement avantageuse lorsque l'on souhaite faire une deuxième synchronisation à l'issue de l'étape de correction résiduelle de phase.

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Dans le mode de réalisation préféré décrit ici, la phase du signal de référence P1 est utilisé comme référence pour l'erreur de phase commune (CPE, Common Phase Error en anglais).

La correction de l'erreur de phase commune appliquée à une sous-porteuse du symbole OFDM est calculée proportionnellement à l'indice de la sous-porteuse compté à partir de la deuxième sous-porteuse SP (-7), positivement pour les sous-porteuses situées à droite de cette deuxième sousporteuse SP (-7) et négativement pour celles situées à gauche. Cette opération revient à changer l'origine de l'axe des fréquences.

Plus précisément la correction pour une sous-porteuse donnée est réalisée en multipliant le signal reçu associé à cette sous-porteuse par le terme exp (-jap') où cp'=cp1 + n, n représentant l'indice de la sous-porteuse compté à partir de l'indice de la deuxième sous-porteuse DS (-7).

Par exemple la sous-porteuse d'indice (-26) est corrigée par le terme exp (-j (cp1 - 19J1)).

La figure 5 représente schématiquement l'architecture d'un dispositif de réception conforme à la présente invention.

Dans la description qui suit, on a volontairement omis de décrire de façon détaillée certaines parties du récepteur conforme à l'invention étant donné que celles-ci sont connues en soi et ne sont pas essentielles à la réalisation de l'invention.

A l'entrée du dispositif de réception illustré à la figure 5, le signal analogique reçu par l'interface radio-fréquence (RF) est envoyé à une unité de contrôle automatique de gain F500 qui permet de régler le niveau du signal reçu.

Le signal est ensuite envoyé à une unité de conversion analogique numérique F510 qui échantillonne le signal reçu et le convertit en un signal numérique. A titre d'exemple nullement limitatif on peut choisir une fréquence intermédiaire égale à 25 MHz et un facteur de sur-échantillonnage égal à 4 ce qui conduit à une fréquence d'échantillonnage de 100 MHz.

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Le signal numérique est ensuite transmis à une unité F520 de démodulation en fréquence intermédiaire qui ramène le signal OFDM modulé autour de 25 MHz en bande de base de façon connue en soi.

Le signal en bande de base est ensuite transmis à une unité F530 de synchronisation. Cette unité F530 de synchronisation permet en particulier de détecter la fin du préambule F201 de la salve "Broadcast" F101.

Lorsque l'unité F530 de synchronisation parvient à extraire les données, les données synchronisées sont transmises à un démodulateur OFDM F540, au sein duquel le signal en bande de base est sous-échantillonné, puis découpé, lors d'une opération de fenêtrage, en blocs de données adaptés à la taille de la FFT.

Les échantillons complexes transportés par chaque sous-porteuse sont obtenus en sortie de la FFT. Ils peuvent être représentés sous la forme d'une constellation telle que représentée à la figure 6a qui va être décrite ciaprès.

Ils correspondent donc : - d'une part aux données complexes portées par les premières sous-porteuses PS (i) ; et d'autre part - aux signaux de référence PO à P3 portés par les deuxièmes sous-porteuses DS (-21), DS (-7), DS (7), et DS (21).

La figure 6a représente de façon schématique un exemple de constellation obtenu classiquement à l'issue d'une étape de démodulation OFDM après redressement de la phase des signaux de référence égaux à-1, dans le cas d'une modulation des sous-porteuses OFDM par une QPSK (en anglais Quadrature Phase Shift Keying) ou QAM (en anglais Quadrature Amplitude Modulation).

Sur cette constellation sont représentés : - d'une part les signaux de référence PO-P3 redressés, ces signaux de référence modulant respectivement les sous-porteuses DS (-21), DS (-7), DS (7), et DS (21) ; et

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- d'autre part quatre groupes de données complexes portées par les premières sous-porteuses PS (i) et correspondant aux quatre phases de la modulation.

Théoriquement les quatre signaux de référence, tous égaux à +1 après redressement, devraient se trouver sur l'axe réel, et la constellation devrait être constituée de 4 points parfaits pour les données.

Du fait de l'erreur de phase résiduelle, cela n'est pas le cas.

Afin de corriger l'erreur de phase résiduelle, les échantillons complexes en sortie du démodulateur OFDM F540 sont transmis à une unité de correction F550 qui va être décrite de retour à la figure 5.

Cette unité F550 de correction comprend une unité F552 de sélection d'au moins deux sous-porteuses parmi les deuxièmes sous-porteuses modulées par les signaux de référence PO à P3.

Dans le mode préféré de réalisation décrit ici, cette unité F552 de sélection est adaptée à sélectionner les deuxièmes sous-porteuses les plus proches de la fréquence centrale du spectre de fréquences FSF, à savoir DS (-7) et DS (7).

L'unité F552 de sélection est également adaptée à extraire les signaux de référence associés aux sous-porteuses sélectionnées, à savoir les signaux P1 et P2 dans le mode de réalisation décrit ici.

L'unité F550 de correction comprend également une unité F554 de mesure de la différence de phase entre les signaux de référence extraits par l'unité F552 de sélection.

Dans le mode de réalisation décrit ici, l'unité F554 de mesure de la différence de phase est adaptée à mesurer la différence de phase < p2- < p1, où < p1 et < p2 sont respectivement les phases des signaux de référence P1 et P2.

L'unité F550 de correction comprend également une unité F556 d'estimation du glissement de phase des premières sous-porteuses PS (i) au cours de la transmission.

Cette unité F556 d'estimation est en particulier adaptée à estimer le glissement de phase entre deux sous-porteuses adjacentes, soit, comme décrit précédemment :

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L'unité F550 de correction comporte également une unité F558 de correction de phase adaptée à corriger la phase des premières sous-porteuses PS (i) modulées par des données.

Dans un mode particulier de réalisation de l'unité F550 de correction, l'unité F558 de correction de phase est également adaptée à corriger la phase des deuxièmes sous-porteuses modulées par les signaux de référence.

Cette unité F558 de correction reçoit : - d'une part les échantillons complexes en provenance du démodulateur OFDM F540 de l'unité de démodulation ; et - d'autre part le glissement de phase it entre deux sous-porteuses adjacentes en provenance de l'unité F556 d'estimation.

Dans le mode de réalisation préféré décrit ici, cette unité F558 de correction de phase corrige une sous-porteuse donnée en multipliant le signal reçu associé à cette sous-porteuse par le terme exp (-j (p') où < p'= < p1 + nit, n représentant l'indice de la sous-porteuse compté à partir de l'indice de la deuxième sous-porteuse DS (-7) modulée par le signal de référence P1.

Bien entendu, la correction de phase pourrait être réalisée de façon similaire en prenant l'indice du signal de référence P2 comme indice de référence.

Après la correction de l'erreur de phase résiduelle, on obtient en sortie de l'unité F550 de correction une constellation parfaite. Ces signaux ainsi corrigés sont ensuite transmis à une unité F560 de report cartographique inverse QAM, qui effectue une opération de report cartographique inverse de celle utilisée à l'émetteur de façon à restituer les signaux binaires tels qu'ils étaient ordonnés à l'entrée de l'émetteur OFDM.

La figure 6b représente la correction de l'erreur résiduelle de phase à apporter à chaque sous-porteuse conformément à l'invention.

Comme décrit précédemment l'erreur résiduelle est proportionnelle à l'indice de la sous-porteuse et peut donc être représentée par une droite FER.

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Dans le mode de réalisation décrit ici, le coefficient directeur Il de cette droite est obtenu à partir des points F~Pl et F~P2 de coordonnées respectives (-7, < p 1) et (7, (p2).

La phase de P1 est ensuite utilisée comme référence pour l'erreur de phase commune et l'erreur de phase résiduelle est estimée, pour une sousporteuse donnée par njj, où n est l'indice de cette sous-porteuse compté à partir de l'indice de la sous-porteuse modulée par P1, à savoir DS (-7).

La figure 7 illustre schématiquement la constitution d'une station de réseau ou d'un appareil de traitement de signaux numériques, sous forme de schéma synoptique.

Cette station comporte un clavier F710, un écran F709, un récepteur hertzien F706, conjointement reliés à un port d'entrées/sorties F703 d'une carte de traitement F701.

La carte de traitement F701 comporte, reliés entre eux par un bus d'adresses et de données F702 : - une unité centrale de traitement F700 ; - une mémoire vive RAM F704 ; - une mémoire morte ROM F705 ; et - le port d'entrées/sorties F703.

Chacun des éléments illustrés en figure 7 est bien connu de l'homme du métier des micro-ordinateurs et des systèmes de transmission et, plus généralement, des systèmes de traitement de l'information. Ces éléments communs ne sont donc pas décrits ici.

On observe, en outre, que le mot "registre" utilisé dans la description désigne, dans chacune des mémoires F704 et F705, aussi bien une zone mémoire de faible capacité (quelques données binaires) qu'une zone mémoire de grande capacité (permettant de stocker un programme entier).

La mémoire vive F704 comporte notamment un registre "données reçues", dans lequel sont conservées les données binaires reçues, dans leur ordre d'arrivée sur le bus F702 en provenance du canal de transmission.

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La mémoire morte F705 est adaptée à conserver le programme de fonctionnement de l'unité centrale de traitement F700, dans un registre "Program".

L'unité centrale de traitement F700 est adaptée à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à l'invention, tel qu'illustré par l'organigramme de la figure 4.

Comme le montre la figure 8, un réseau selon l'invention est constitué d'au moins une station dite station de base SB désignée par la référence F84, et de plusieurs stations périphériques dites terminaux mobiles SPi, i = 1,..., M, où M est un entier supérieur ou égal à 1, respectivement désignées par les références F861, F862,..., F86M. Les stations périphériques F861, F862,..., F86M sont éloignées de la station de base SB, reliées chacune par une liaison radio avec la station de base SB et susceptibles de se déplacer par rapport à cette dernière.

La station de base F84 peut comporter des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à l'invention ou peut comporter un dispositif de réception conforme à l'invention et au moins un des terminaux mobiles F86, peut comporter des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception conforme à l'invention ou comporter un dispositif de réception conforme à l'invention.

Claims (22)

REVENDICATIONS

1. Procédé de réception d'un symbole (F210) émis dans un canal de transmission, ce symbole comportant, d'une part, au moins une première sous-porteuse (PS (i)) modulée par des données et, d'autre part, une pluralité de deuxièmes sous-porteuses (DS (-21), DS (-7), DS (7), DS (21)) modulées par des signaux de référence (PO, P1, P2, P3) ayant entre eux, à l'émission, une différence de phase prédéterminée, ce procédé étant caractérisé en ce que, à réception : - on sélectionne (EF440) au moins deux sous-porteuses parmi lesdites deuxièmes sous-porteuses (DS (-21), DS (-7), DS (7), DS (21)) ; - on mesure (EF460) la différence de phase entre lesdits signaux de référence associés aux sous-porteuses sélectionnées ; - on estime (EF470), à partir de ladite mesure, le glissement de phase éventuel au cours de la transmission de ladite au moins une première sous-porteuse (PS (i)) ; et - on corrige (EF480) la phase de ladite au moins une première sous-porteuse (PS (i)) à partir de ladite estimation.

2. Procédé de réception selon la revendication 1 caractérisé en ce que, au cours de l'étape de sélection (EF440), on sélectionne les deux deuxièmes sous-porteuses (DS (-7), DS (7)) les plus proches de la fréquence centrale (DC) du spectre de fréquences (F~SF) comprenant ladite au moins une première sous-porteuse et ladite pluralité de deuxièmes sous-porteuses.

3. Procédé de réception selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que, au cours de ladite étape de correction (EF480), on corrige en outre, à partir de ladite estimation, la phase d'au moins une deuxième sous-porteuse.

4. Procédé selon l'une quelconque des revendications précédentes, ledit symbole comportant un préambule (F201), caractérisé en ce qu'il comporte en outre, préalablement à ladite étape de sélection (EF440), une étape de synchronisation (EF425) comportant une opération de détection de la fin dudit préambule.

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5. Procédé de réception selon la revendication précédente, caractérisé en ce que, entre lesdites étapes de synchronisation (EF425) et de sélection (EF440), on démodule (EF430) ledit symbole (F210), cette étape de démodulation comportant : - une étape de sous-échantillonnage ; - une étape et de fenêtrage ; et - une étape de transformation de Fourier.

6. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit symbole (F210) est modulé suivant une modulation de type OFDM.

7. Procédé de réception selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit symbole (F210) est compris dans une salve (F1 01) conforme à la norme HiperLAN2.

8. Dispositif de réception d'un symbole (F210) émis dans un canal de transmission, ce symbole comportant, d'une part, au moins une première sous-porteuse (PS (i)) modulée par des données et, d'autre part, une pluralité de deuxièmes sous-porteuses (DS (-21), DS (-7), DS (7), DS (21)) modulées par des signaux de référence (PO, P1, P2, P3) ayant entre eux, à l'émission, une différence de phase prédéterminée, ce dispositif étant caractérisé en ce qu'il comporte : - des moyens (F552) de sélection d'au moins deux sous-porteuses parmi lesdites deuxièmes sous-porteuses (DS (-21), DS (-7), DS (7), DS (21)) ; - des moyens (F554) de mesure de la différence de phase entre lesdits signaux de référence associés aux sous-porteuses sélectionnées ; - des moyens (F556) d'estimation adaptés, à partir de ladite mesure, à estimer le glissement de phase éventuel au cours de la transmission de ladite au moins une première sous-porteuse (PS (i)) ; et - des moyens (F558) de correction adaptés, à partir de ladite estimation, à corriger la phase de ladite au moins une première sous-porteuse (PS (i)).

9. Dispositif de réception selon la revendication 8, caractérisé en ce que lesdits moyens (F552) de sélection sont adaptés à sélectionner les deux

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deuxièmes sous-porteuses (DS (-7), DS (7)) les plus proches de la fréquence centrale (DC) du spectre de fréquences (F~SF) comprenant ladite au moins une première sous-porteuse et ladite pluralité de deuxièmes sous-porteuses.

10. Dispositif de réception selon la revendication 8 ou 9, caractérisé en ce que lesdits moyens (F558) de correction sont adaptés, à partir de ladite estimation, à corriger en outre la phase d'au moins une deuxième sous-porteuse.

11. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 10, ledit symbole comportant un préambule (F201), caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (F530) de synchronisation adaptés à détecter la fin dudit préambule.

12. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 11, caractérisé en ce qu'il comporte en outre des moyens (F540) de démodulation dudit symbole adaptés à effectuer une étape de sous- échantillonnage, une étape de fenêtrage et une étape de transformation de Fourier.

13. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 12, caractérisé en ce que ledit symbole (F210) est modulé suivant une modulation de type OFDM.

14. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 13, caractérisé en ce que ledit symbole (F210) est compris dans une salve (F101) conforme à la norme HiperLAN2.

15. Appareil de traitement de signaux numériques, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.

16. Appareil de traitement de signaux numériques, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 14.

17. Réseau de télécommunications, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.

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18. Réseau de télécommunications, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 14.

19. Station mobile dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.

20. Station mobile dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 14.

21. Station de base dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte des moyens adaptés à mettre en oeuvre un procédé de réception selon l'une quelconque des revendications 1 à 7.

22. Station de base dans un réseau de télécommunications, caractérisée en ce qu'elle comporte un dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 8 à 14.