MÉTODO Y APARATO PARA LA TRANSMISIÓN Y RECEPCIÓN DE AUDIO RADIODIFUSIÓN DIGITAL EN BANDA EN CANAL FM
ANTECEDENTE DE LA INVENCIÓN Esta invención se relaciona a métodos y aparatos para transmitir y recibir datos digitales, y más particularmente, a tales métodos y aparatos para uso en sistemas de audio radiodifusión digital. La audio radiodifusión digital (DAB) es un medio para proporcionar audio de calidad digital, superior a los formatos de radiodifusión analógicos existentes. Tanto las señales DAB AM y FM pueden ser transmitidas en un formato híbrido donde coexiste la señal modulada digitalmente con la señal AM o FM analógica de radiodifusión actual, o en un formato todo digital sin una señal analógica. Los sistemas DAB en canal en banda (IBOC) no requieren nuevas distribuciones espectrales ya que cada señal DAB es transmitida simultáneamente dentro de la misma máscara espectral de una distribución de canal AM o FM existente. DAB IBOC promueve la economía de espectro mientras que permite que los radiodifusores suministren audio de calidad digital a su base presente de escuchas. Una señal DAB IBOC FM híbrida combina un portador modulado analógico con una pluralidad de subportadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal (OFDM) colocados en la región de aproximadamente 129 kHz a aproximadamente 199 kHz lejos de la frecuencia central FM, tanto arriba y abajo del espectro ocupado por un portador FM huésped modulado analógico. Un sistema DAB IBOC todo digital elimina la señal huésped modulada analógica mientras que retiene los subportadores analógicos y agrega subportadores adicionales en las regiones de aproximadamente 100 kHz a aproximadamente 129 kHz a partir de la frecuencia central FM. Estos subportadores adicionales pueden transmitir una señal de reserva que puede ser usada para producir una salida en los receptores en el caso de una pérdida de la señal principal o núcleo. El desarrollo de algoritmos de código estéreo de alta calidad indica que la calidad estéreo CD virtual es práctica en velocidades tan bajas como 96 kbps. IBOC no requiere distribuciones espectrales porque cada señal DAB es transmitida simultáneamente dentro de la misma máscara espectral de una distribución existente. Se diseña la DAB IBOC, a través de nivel de poder y ocupancia espectral, para ser transparente con el escucha de radio analógico. El IBOC promueve la economía de espectro mientras que permite que los radiodifusores suministren audio de calidad digital a su base presente de escuchas. Se describe un sistema IBOC FM en una solicitud de patente comúnmente patentada WO 99/50980, titulada "FM In-Band On-Channel Digital Audio Broadcasting Method And System".
La solicitud del PCT publicada WO 95/07581 describe un método para la transmisión de señales de referencia en un sistema OFDM que incluye una secuencia de bitios de autocorrelación de cero amplitud constante (CAZAC) . Brian Kroeger et al., "Robust Modem And Coding Techniques for FM Hybrid IBOC DAB", IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 43, no. 4, Diciembre de 1997 describe las técnicas de codificación de señal para un sistema de audio radiodifusión digital FM. Las señales DAB IBOC pueden ser sometidas a interferencia a partir de canales adyacentes, o interferencia a partir de la transmisión analógica co canal. Es deseable proporcionar un sistema DAB IBOC que es tolerante de tal interferencia incluso en una estación múltiple, mercado urbano de señal fuerte, mientras que es capaz de transmitir la información digital en una relación de símbolo reducido. . . • , - ^ X <~ ' x- Un método para la transmisión de datos en un sistema de audio radiodifusión digital incluye las etapas de proporcionar una pluralidad de subportadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal, con los subportadores que incluyen subportadores y subportadores de referencia, y modular los subportadores de datos con una señal digital representativa de la información a ser transmitida. Los subportadores de referencia se modulan con una secuencia de bitios de transmisión, en donde la secuencia de bitios de sincronización incluye una palabra de sincronización de bloque inequívoca, y el número de bitios que comprende la palabra de sincronización de bloque es menor de la mitad del número de bitios en la secuencia de sincronización. Después se transmiten los subportadores multiplexeados de división de frecuencia ortogonal. Se incluyen también los receptores que detectan diferencialmente la palabra de sincronización de bloque y usan la palabra de sincronización de bloque para detectar coherentemente la señal digital representativa de información a ser transmitida. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS A La Figura 1 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia y la densidad espectral de poder relativa de los componentes de señal para la señal DAB IBOC FM híbrida; La Figura 2 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia y la densidad espectral de poder relativa de los componentes de señal para una señal DAB IBOC FM toda digital; La Figura 3 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia para la banda lateral superior de la señal DAB IBOC FM de acuerdo con la presente invención;
La Figura 4 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia para la banda lateral inferior de la señal DAB IBOC FM de acuerdo con la presente invención; La Figura 5 es una representación esquemática de la secuencia de sincronización BPSK usada en la modalidad preferida de la presente invención; La Figura 6 es un diagrama de bloque de un transmisor para uso en un sistema de audio radiodifusión digital que puede transmitir señales formateadas de acuerdo con esta invención; La Figura 7 es un diagrama de bloque funcional de un receptor para uso en un sistema de audio radiodifusión digital que puede recibir señales formateadas de acuerdo con esta invención; y La Figura 8 es un diagrama de bloque que muestra la técnica de estimación de estado de canal usada en el receptor de la Figura 7. Con referencia a los dibujos, la Figura 1 es una representación esquemática de las distribuciones de frecuencia (colocación espectral) y densidad espectral de poder relativa de los componentes de señal para una señal DAB IBOC FM híbrida 10 de acuerdo con la presente invención. El formato híbrido incluye la señal analógica estéreo FM convencional 12 que tiene una densidad espectral de poder representada por la forma triangular 14 colocada en una porción de banda 16 de frecuencia central del canal. La densidad espectral de poder (PSD) de una señal de radiodifusión FM analógica típica es casi triangular con una pendiente de aproximadamente -0.35 dB/kHz a partir de la frecuencia central. Se coloca una pluralidad de subportadores espaciados uniformemente modulados digitalmente en cualquier lado de la señal FM analógica, en una banda lateral superior 18 y una banda lateral inferior 20, y se transmiten concurrentemente con la señal FM analógica. Todos los portadores se transmiten en un nivel de poder que falla dentro de la máscara de canal 22 de la Comisión Federal de Comisiones de los Estados Unidos. El eje vertical en la Figura 1 muestra la densidad espectral de poder de pico opuesta a una caracterización de densidad espectral de poder promedio más convencional. Se ha medido la densidad espectral de poder (PSD) de una señal de radiodifusión FM para ser casi triangular en dB con una pendiente de aproximadamente -0.36 dB/kHz desde la frecuencia central. La primera señal FM adyacente, si está presente, puede ser centrada en un espaciamiento de 200 kHz. El poder FM total puede ser encontrado por integrar la densidad espectral de poder triangular.
El pico de la densidad espectral de poder FM triangular ideal se ubica 13.8 dB abajo del nivel de referencia de poder portador total (0 dBc) como se muestra en la Figura 1. El nivel de poder DAB en cada lado del espectro FM se coloca 25 dB abajo del poder FM total (este valor -25 dBc puede ser ajustable a situaciones de interferencia especial acomodada) . La densidad DAB en un ancho de banda de 1 kHz puede ser calculada. La densidad espectral de poder de la señal DAB puede ser aproximada por dividir su poder total (-22 dB) por su ancho de banda (140 kHz) . PSDO?B = -22-10-Íog(l40) « -43.46 dBc/kHz
El sistema DAB híbrido de línea base tiene 191 subportadores arriba y 191 abajo del espectro FM huésped.
Cada subportador DAB es QPSK modulado. Las formas de impulso en cuadratura y en fase son coseno de raíz cuadrada ahusado
(tiempo en exceso=7/128) en los bordes para suprimir los lóbulos laterales espectrales. Aunque esta forma de impulso reduce la capacidad de rendimiento con relación al impulso rectangular por 5.2%, el comportamiento en la multitrayectoria se mejora y se reducen los lóbulos laterales espectrales resultantes, disminuyendo la interferencia. En el diseño IBOC FM de línea base, se colocan los 191 subportadores OFDM en cada lado de la señal FM huésped que ocupa el espectro desde aproximadamente 129 kHz a través de 199 kHz lejos de la frecuencia central FM huésped. La porción modulada digitalmente de la señal híbrida es un subgrupo de la señal DAB toda digital que será transmitida en el formato DAB IBOC todo digital. La colocación espectral y los niveles de densidad de poder de señal relativos de los subportadores digitales OFDM en un formato DAB FM todo digital propuesto ilustrado por el artículo número 24, se muestra en la Figura 2. La señal FM analógica de la Figura 1 se ha reemplazo por un grupo adicional opcional de subportadores OFDM, referidos como la señal 26 toda digital extendida, ubicada en la banda de frecuencia central 28. Una vez que los subportadores OFDM están separados uniformemente otra vez tienen posiciones en la banda lateral superior 30 y una banda inferior 32. Las bandas laterales del formato todo digital de la Figura 2 son más amplias que las bandas laterales de la Figura 1. Además, el nivel de densidad espectral de poder de las bandas laterales de señal IBOC toda digital se fija aproximadamente 10 dB más que aquel permitido en las bandas laterales IBOC híbridas. Esto proporciona la señal IBOC toda digital con una ventaja de comportamiento significativa. Además la densidad espectral de poder de la señal toda digital extendida tiene aproximadamente 15 dB abajo de aquella de las bandas laterales IBOC híbridas. Esto minimiza o elimina cualesquiera problemas de interferencia a señal IBOC toda digital o híbrida mientras que proporciona capacidad adicional para otros servicios digitales. La Figura 3 es una representación esquemática de la colocación de los componentes de señal para la banda lateral superior de la señal DAB IBOC FM de acuerdo con la presente invención. El poder DAB total en cada banda lateral se fija a aproximadamente -25 dB con relación a su poder FM huésped. Los subportadores OFDM individuales son QPSK modulados en 344.53125 Hz (44100/128) y están separados ortogonalmente en aproximadamente 363.3728 Hz
(44100*135/8192) después de que se aplica la conformación de impulso (impulso de tiempo coseno de raíz cuadrado con funciones de tiempo en exceso 7/128 como tiempo de guarda) . Las ubicaciones del subportador potencial se indexan desde cero en la frecuencia central FM a más o menos 550 en los bordes del ancho de banda de 400 kHz. Los subportadores designados afuera están en más o menos 546 con una frecuencia central de más o menos 198402 Hz. Los subportadores que portan la información dentro del sistema de línea base se ubican en más o menos 356 con frecuencias centrales de más o menos 129361 hz. Los subportadores de referencia se espacian 19 subportadores aparte del inicio a partir de la ubicación 356 a través de 546 en cualquier banda lateral. Estos subportadores de referencia son usados para establecer una referencia de fase para detección coherente de los otros subportadores que portan información. Los subportadores de referencia se usan también para sincronización de cuadro y estimación de información de estado de canal (CSl) . Los subportadores 356 a 507 portan aproximadamente 96 kbps de información. Los subportadores 508 a 545 pueden portar unos 24 kbps adicionales de bitios de información para crear una relación de codificación efectiva de R=4/5 en cada lado de la señal FM. Se evita la colocación de los subportadores modulados digitalmente en +_ 15 kHz aproximadamente 114 kHz en el sistema de línea base con el fin de reducir el ruido introducido en los receptores inadecuadamente filtrados. Sin embargo el radiodifusor tendrá la opción de utilizar esta porción del espectro para mejorar la robustez de la señal de audio digital y/o proporcionar capacidad de fusión de datos adicional. Esta opción es atractiva si el radiodifusor evita la operación estéreo de la señal FM. La banda lateral superior 30 representada en la Figura 3, está comprendida de subportadores que portan información 280 a 546 que corresponde a las frecuencias de subportador 101,381 Hz a 198,765 Hz. El subportador 546 es un subportador de referencia. Se muestra la banda lateral superior para estar dividida en varios grupos 34, 36, 38 y 40. El grupo 34 representa el canal principal y contiene los subportadores 356 a 507. Se usan los subportadores de canal principal para transmitir el material de programa para ser radiodifundido en la forma de bitios de datos del algoritmo de codificación en una relación de por lo menos 96 miles de bitios por segundo (kbps). El canal principal puede incluir los datos complementarios y auxiliares. Un segundo grupo de portadores 36 que ocupan las posiciones de subportador 508 a 545 son usadas para transmitir los bitios de paridad. Estos subportadores son más probables para ser corrompidos por interferentes que los subportadores que están colocados más cerca al centro del canal. Se colocan los bitios de código más expandibles en los subportadores OFDM externos. Los bitios expandibles contribuyen por lo menos a la distancia libre o ganancia de codificación del código combinado y son por lo menos importantes para la capacidad de corrección de error del código. Por lo tanto, se usan los subportadores más vulnerables para portar estos bitios expandibles. Otro grupo de subportadores 38 se usa en la modalidad toda digital de la invención para portar bitios de paridad o datos opcionales. Este grupo de subportadores puede ser usado en la modalidad híbrida, si la señal analógica en la banda de frecuencia central es escalada de nuevo, por ejemplo removiendo la información estéreo. El grupo subportador 40 incluye las posiciones subportadoras 280 a 317 y se usa en la modalidad toda digital para transmitir una versión de reserva retrasada del material de programa en una relación de datos inferiores, de por ejemplo 24 kbps. Los subportadores en este grupo pueden no ser usados en la modalidad híbrida a menos que la señal de banda base analógica es además escalada de nuevo. En la modalidad toda digital, los subportadores del grupo 40 proporcionan datos que pueden ser usados en el caso de una pérdida de la señal transmitida en la canal principal. El subportador en la ubicación 546 representa una señal de referencia 42. Los subportadores en la banda lateral DAB superior se fraccionan en grupos 44 de 19 subportadores cada uno, con el subportador 0 de cada grupo que es un subportador de referencia . La colocación del subportador en la banda lateral inferior mostrada en la Figura 4, representa una imagen de espejo de la colocación del subportador en el formato de banda lateral superior con índices y frecuencias negativos. El canal principal de banda lateral inferior 46 contiene los subportadores en ubicaciones -356 a -507 y se usa para transmitir el mismo material de programa como se transmite en el canal principal de banda lateral superior, pero usando la codificación convolucional puncionada que es complementaria a aquella usada en la banda lateral FDAB superior. Los subportadores en los grupos 48, 50 y 52 se utilizan en la misma forma como los subportadores del grupo 36, 38 y 40 de la banda lateral superior. El subportador en la posición -546 puede ser usado para transmitir una señal de referencia 54. Los subportadores en la banda lateral DAB superior se fraccionan en grupos 56 de 19 subportadores cada uno, con el subportador 0 de cada grupo que es un subportador de referencia. Los subportadores en ambas bandas laterales usan el multiplexeo de división de frecuencia ortogonal y son codificados FEC usando los códigos de Convolución puncionada complementaria (CPC) . Los códigos CPC son conocidos en la técnica, por ejemplo, véase S. Kalle, "Complementary Punctured Convolution (CPC) Codes and Their Applications", IEEE Trans. Comm., Vol. 43, No. 6, pág. 2005-2009, Junio de 1995. El canal principal de 96 kbps se formatea idénticamente en ambos sistemas híbridos y todos digitales. Se codifica este canal principal sobre ambas bandas laterales DAB usando los códigos CPC, los cuales resultan en una relación *s de código CPC. Los subportadores 508 a 545 (bandas laterales superiores e inferiores) portan tanto bitios de paridad adicional para el código CPC, o datos en ambos sistemas híbridos y todos digitales. La transmisión de bitios de paridad aquí mejora la relación de código FEC sobre el canal principal de R=l/2 a R=4/5 en cada banda lateral independientemente. En la presencia de interferencia FM de canal adyacente, estos subportadores OFDM externos son más vulnerables a la corrupción, y son independientes a la interferencia en las bandas laterales superiores e inferiores. Ya que la densidad espectral de poder (PSD) de una señal de radiodifusión FM es casi triangular, entonces la interferencia se incrementa en cuanto los subportadores OFDM se aproximan a la frecuencia de una primera señal adyacente. Cuando se transmiten los bitios de paridad, la codificación e interfoliado pueden especialmente ser hechos a la medida para tratar esta interferencia no uniforme de tal forma que la comunicación de la información es robusta. Los subportadores 318 a 355 en el grupo 38 de la banda lateral superior y los subportadores 318 a 355 en el grupo 50 de la banda lateral inferior pueden portar tanto los bitios de paridad adicionales para el código CPC o datos. Esta selección es opcional en el sistema híbrido, pero mandataria en el sistema todo digital. La transmisión de los bitios de paridad aquí mejora la relación de codificación FEC sobre el canal principal a partir de R=l/2 a R=2/5, o R=4/5 en cada banda lateral DAB independiente. Si se transmiten los bitios de paridad en ambas regiones 318 a 355 y 508 a 545 (y subportadores correspondientes en la banda lateral inferior) , entonces la relación de codificación total es R=l/3, o R=2/3 en cada banda lateral DAB independiente. El sistema todo digital utilizará los subportadores 280 a 317 en el grupo 40 de la banda lateral superior y subportadores -280 a -317 de la banda lateral inferior para portar una versión de relación de datos inferior en el canal principal, por ejemplo, el código embebido de 24 kbps. Estos datos de reserva de relación se retrasan para incrementar el comportamiento usando la diversidad de tiempo. Estos datos de reserva del sistema todo digital reemplaza la mezcla FM analógica del sistema híbrido el cual se describe en la solicitud copendiente comúnmente patentada "A System And Meted For Mitigating Intermittent Interruption In An Audio Radio Broadcast System", presentada el 9 de Octubre de 1997, No. de serie 08/947,902. Cuando se corrompen los datos del canal principal, los datos de reserva pueden llenar el segmento de audio. Ya que los datos de reserva están comprendidos de un subgrupo embebido de los bitios de datos de canal principal, la reserva puede permitir la protección de error adicional para el canal principal. En la modalidad todo digital, los subportadores a partir del índice -279 a 279 los cuales se ubican en la banda de frecuencia central 28 en la Figura 2, pueden ser usados como una opción para extender la capacidad DAB. La relación de bitios de canal sobre este ancho de banda "extendido" sin codificación es aproximadamente 384 kbps. Ya que la mitad de este ancho de banda puede ser corrompido por una primera señal DAB adyacente, la técnica de codificación FEC CPC puede ser aplicada a cada mitad del ancho de banda extendido, es decir, los subportadores 1 a 279 pueden portar la misma información como los subportadores 1 a -279. Después, si cualquier mitad llega a ser corrompida, todavía habrá una relación de código complementario 2/3 en la mitad restante. En este caso, la capacidad de información después de la relación de codificación 1/3 es aproximadamente 128 kbps. Se expone la banda toda digital extendida a interferencia solamente de un primer híbrido adyacente o interferente todo digital. Bajo las pautas de contorno protegido presente, el nivel máximo del primer interferente adyacente es -6dB con relación a la estación huésped. Si este primer interferente adyacente es un IBOC todo digital, entonces el interferente puede ser hasta 14 dB superior que el nivel de aquélla mitad de la banda extendida. La banda extendida inicia para contribuir positivamente a la ganancia de codificación cuando la densidad espectral del interferente es aproximadamente el mismo nivel como la señal de banda extendida. Esto implica que un primer interferente adyacente todo digital debe estar por lo menos 20 dB debajo de la señal de interés (20 dB di/du) antes de que la mitad de la banda extendida sea útil. La recepción de los datos extendidos puede ser posible con tanto las primeras adyacentes presentes en -20 dB; sin embargo la recepción robusta en desvanecimiento probablemente requiere por lo menos un primer adyacente en -30 dB o menos. En la presencia de la interferencia de canal adyacente, los subportadores OFDM externos son más vulnerables a la corrupción, y la interferencia en las bandas laterales superiores e inferiores es independiente. Ya que la PSD de una señal de radiodifusión FM es casi triangular, entonces se incrementa la interferencia en cuanto los subportadores OFDM se aproximan a la frecuencia de una primera señal adyacente. La codificación y el interfoliado están especialmente hechos a la medida para tratar esta interferencia no uniforme de tal forma que la comunicación de la información es robusta. El sistema DAB IBOC transmitirá toda la información de audio digital en cada banda lateral DAB
(superior o inferior) del portador FM. Aunque los subportadores adicionales más allá del sistema de línea base pueden ser activados para permitir la transmisión de todos los bitios de código de la relación de código 1/3 FEC, el sistema de línea base emplea una relación de código de 2/5 Cada banda lateral puede ser detectada y decodificada independientemente con una ganancia de codificación FEC lograda por una relación de código convolucional 4/5 (opcionalmente la relación 2/3) . Un código externo el código Reed Solomon opcional (144, 140, GF(8)) puede también ser aplicado. Se proporciona la capacidad de detección de error con un CRC de 8 bitios en cada campo de audio o de datos. La redundancia de banda lateral dual permite la operación en una banda lateral mientras que la otra está completamente corrompida. Sin embargo, usualmente ambos lados se combinan para proporcionar poder de señal adicional y ganancia de codificación. Pueden ser empleadas técnicas especiales para desmodular y separar interferentes primeros adyacentes de tal forma que las bandas laterales DAB "recuperadas" pueden ser combinadas exitosamente para tolerar grandes primeros interferentes adyacentes. Se modulan los subportadores de referencia con una secuencia de sincronización BPSK de 32 bitios de repetición, la cual se codifica diferencialmente antes a la transmisión. Los subportadores de referencia sirven a múltiples propósitos: 1) resolución de ambigüedad del subportador en adquisición, 2) referencia de fase local para la detección coherente subsecuente, 3) ruido local y/o muestras de interferencia para la estimación de la información del estado de canal (CSl), y 4) información del error de fase para rastreamiento de frecuencia y símbolos. La codificación diferencial de la secuencia de sincronización BPSK permite la detección de la secuencia de sincronización BPSK antes al establecimiento de la referencia coherente necesaria para los subportadores restantes. El patrón detectado diferencialmente se usa entonces para remover la modulación de datos a partir de los subportadores de referencia, dejando información alrededor de la fase local de la referencia así como también muestras de ruido o interferencia. Esto se usa para estimar la CSl necesaria para decodificación de decisión suave subsecuente. Se usan los portadores de referencia para transmitir una secuencia de sincronización BPSK 58 (antes a la codificación diferencial) como se muestra en la Figura 5. La modalidad preferida de la invención usa una secuencia de sincronización de 32 bitios. Once de los 32 bitios se fijan para propósitos de sincronización de bloque. Se coloca una palabra de sincronización de bloque (o patrón) en campos no contiguos 60, 62, 64 y 66. El campo 60 incluye siete bitios, los campos 62 y 64 cada uno que incluye un bitio, y el campo 66 incluye dos bitios. Los 11 bitios del patrón de sincronización de bloque son suficientes para definir únicamente los límites de cada bloque, independientemente de los valores de los 21 bitios restantes. El patrón de sincronización de bloque define únicamente los límites de bloque. La secuencia de sincronización también incluye un campo híbrido/digital 68, un campo de cuenta de bloque 70, un campo de modo 72 y un campo de repuesto 74. El campo de cuenta de bloque puede acomodar un tamaño de cuadro de modem de hasta 32 bloques. El campo de modo puede acomodar hasta 256 modos. Los cuatro campos variables en la secuencia de sincronización BPSK (híbrido/digital, repuesto, cuenta de bloque, y modo) son checados en paridad para tanto protección de error y para eliminar los cambios de referencia de fase en el extremo de cada campo variable debido a la codificación diferencial. La misma sincronización BPSK es impuesta en todos los subportadores de referencia. Se establece la sincronización de bloque por reconocimiento de un patrón binario único de bitios contenidos dentro de la secuencia de sincronización BPSK. La secuencia de sincronización BPSK también contiene alguna otra información la cual incluye un campo de cuenta de bloque, un campo de modo y algunos bitios de repuesto para la futura expansión. Una técnica común para la sincronización de bloque o cuadro es emplear una "palabra única" que puede ser detectada por correlacionar en forma cruzada la secuencia recibida con la palabra única de referencia. Una propiedad especial de la palabra única es que no debe ocurrir dentro de cualquier patrón de datos válidos dentro de la secuencia de sincronización BPSK. Esto puede con frecuencia requerir que los datos sean codificados de tal forma que el patrón de palabra único sea una secuencia de datos inválida. Algunas veces la codificación de datos se evita a favor de una palabra única suficientemente larga de tal forma que la probabilidad de su ocurrencia dentro de los datos es aceptablemente pequeña la secuencia es transmitida redundantemente en todas las ubicaciones de subportador de referencia y es coincidente con el bloque del interfoliado definido en el campo de cuenta de bloque. En la modalidad preferida de esta invención, la longitud total (es decir 32) de la secuencia de sincronización BPSK es relativamente pequeña para iniciar. Es deseable usar más de la mitad de los 32 bitios para campos de información (es decir, Modo, Cuenta de Bloque, etc.). Si la palabra única se define convencionalmente como una secuencia de bitios contiguos, entonces la longitud de esta palabra única debe ser mayor que la mitad de la longitud de la secuencia de 32 bitios. Esto puede evitar la posible ocurrencia de la palabra única dentro de la porción de datos de la secuencia de sincronización BPSK. Adicionalmente, la palabra única puede ser una secuencia binaria con valores de autocorrelación bajos (por ejemplo, código similar a Barker) de tal forma que las correlaciones parciales con la palabra única y los campos de datos no pueden resultar en una correlación falsa. Las secuencias binarias de longitud máxima son también usadas comúnmente para minimizar las propiedades de autocorrelación de secuencias cambiadas cíclicamente; sin embargo, todos los bitios pueden ser definidos en el caso de máxima longitud de tal forma que los campos variables no son acomodados. Se muestra aquí que es posible minimizar la longitud del campo de sincronía de bloque por distribuir cuidadosamente los bitios sobre la longitud de la secuencia de sincronización BPSK total (en lugar de una distribución contigua de los bitios de sincronía de bloque) . Considerar una secuencia de sincronización BPSK de longitud total L con un campo de sincronía de bloque de longitud S. Además asumir que Z de los bitios de sincronía de bloque está asignada a un valor lógico de cero. Entonces los bitios de sincronía de bloque S-Z son uno lógico. Los cambios cíclicos de la secuencia de sincronización BPSK son correlacionados por cruzamiento con el patrón de sincronía de bloque para examinar los valores de correlación L posibles, ignorando las ubicaciones "negras" para bitios no asignados. Por supuesto el valor de correlación (número de bitios acoplantes) cuando el patrón se acopla es S. Si los bitios de sincronía de bloque pueden ser distribuidos de tal forma que hay por lo menos un desacoplamiento de bitios en cada amortiguamiento de correlación excepto en la amortiguación cero, entonces el patrón de sincronía de bloque es inequívoco. Puede ser determinado un límite superior de la longitud de la secuencia de sincronización BPSK con un patrón de sincronía de bloque inequívoco como una función de L=2-Z-(S-Z)+] la longitud de sincronía de bloque de S bitios y
Adicionalmente, se maximiza L como una función de S solamente cuando los bitios del patrón de sincronía de bloque se distribuyen casi uniformemente entre los lógicos uno y cero.
Al usar la desigualdad anterior, una secuencia de sincronización BPSK de longitud L=32 bitios requiere un patrón de sincronía de bloque no menor a S=8 bitios para garantizar la no ambigüedad. De hecho un patrón de exactamente S=8 bitios se encuentra que cumple este límite mínimo. Se define este patrón de sincronía de bloque mínimo con 1 y 0 en las ubicaciones apropiadas, y X en las posiciones sin cuidado. Patrón de sincronía de bloque mínimo: 0X10XX0XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXXXX Tres bitios adicionales son también fijados en el patrón de sincronía de bloque: esto disminuye la probabilidad de detección falsa cuando ocurren bitios de error. Patrón de sincronía de bloque: 0110010XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXXXX Se mapea la secuencia de sincronización BPSK diferencialmente codificada en los subportadores de referencia QPSK por asignar un "1" lógico BPSK (después de la codificación diferencial) para un par de bitios QPSK "1,1", y un "0" lógico BPSK (después de la codificación diferencial) para un par de bitios QPSK "0,0", Se elige BPSK para los subportadores de referencia ya que es más tolerante de daños por ruido o canal que QPSK detectado diferencialmente. Adicionalmente, la redundancia de la secuencia de sincronización BPSK sobre todos los subportadores de referencia produce una referencia robusta incluso bajo la interferencia más severa y las condiciones de canal. La Figura 6 es un diagrama de bloque de un transmisor DAB 76, el cual puede radiodifundir las señales de audio radiodifusión digital de acuerdo con la presente invención. Una fuente de señal 78 proporciona la señal a ser transmitida. La señal de fuente puede tomar muchas formas, por ejemplo, una señal de programa analógica que puede representar voz o música y/o una señal de información digital que puede representar datos de mensaje tales como la información de tráfico. Un modulador 80 a base de procesador de señal digital (DSP) procesa la señal de fuente de acuerdo con varias técnicas de procesamiento de señal conocidas, tales como codificación de fuente, interfoliado y corrección de error hacia delante, para producir componentes en fase y en cuadratura de una señal de banda base compleja en las líneas 82 y 84. Se cambian los componentes de señal en frecuencia, se filtran y se interpolan a una relación de muestreo superior en el bloque convertidor 86. Esto produce muestras digitales en una relación £¡¡, en la señal de frecuencia intermedia fif en la línea 88. El convertidor de digital a analógico 90 convierte la señal a una señal analógica en la línea 92. Un filtro de frecuencia intermedia 94 rechaza frecuencia falsas para producir una señal de frecuencia intermedia f¡_f en la línea 96. Un oscilador local 98 produce una señal fio en la línea 100, la cual se mezcla con la señal de frecuencia intermedia en la línea 96 por el mezclador 102 para producir las señales de suma y diferencia en la línea 104. La señal de suma y otros componentes de intermodulación no deseados y ruido se rechazan por el filtro de rechazo de imagen 106 para producir la señal portadora modulada fc en la línea 108. Un amplificador de alto poder 110 entonces envía la señal a una antena 112. El receptor realiza la inversión de algunas de las funciones descritas por el transmisor. La Figura 7 es un diagrama de bloque de un receptor de radio 114 capaz de realizar el procesamiento de señal de acuerdo con esta invención. La señal DAB se recibe en la antena 116. Un filtro de preselección de paso de banda 118 pasa la banda de frecuencia de interés, la cual incluye la señal deseada en frecuencia fc, pero rechaza la señal de imagen en fc-2fl£ (para un oscilador local de inyección de lóbulo lateral bajo) . El amplificador de ruido bajo 120 amplifica la señal. Se mezcla la señal amplificada en el mezclador 122 con una señal osciladora local f?0 suministrada en la línea 124 por un oscilador local sintonizable 126. Esto crea las señales de suma (fc + fio) y diferencia (fc-fio) en la línea 128. El filtro de frecuencia intermediaria 130 pasa la señal de frecuencia intermedia fXf y atenúa las frecuencias fuera del ancho de banda de la señal modulada de interés. Un convertidor analógico a digital 132 opera usando una señal de reloj fs para producir muestras digitales en la línea 134 en una relación fs. El convertidor descendente digital 136 cambia la frecuencia, filtra y decima la señal para producir señales en fase y en cuadratura de muestra inferior en las líneas 138 y 140. Un desmodulador a base de procesador de señal digital 142 proporciona entonces procesamiento de señal adicional para producir una señal de salida en la línea 144 para el dispositivo de salida 146. Se emplea la decodificación Viterbi de decisión suave con combinación de relación máxima (MRC) y pesado para símbolos de subportadores QPSK detectados coherentemente para minimizar pérdidas sobre el canal. Ya que los niveles de interferencia y señal varían sobre los subportadores (frecuencia) y tiempo debido al desvanecimiento selectivo, se necesita información de estado de canal oportuno (CSl) para ajustar adaptativamente el pesado de los símbolos suaves. La técnica de estimación CSl debe ser diseñada para acomodar un ancho de banda de desvanecimiento de hasta aproximadamente 13 Hz para velocidades de vehículo máximas en la banda FM alrededor de 100 MHz. Una dispersión Doppler de varios microsegundos es típica, aunque se han medido dispersiones mayores en algunos ambientes. Un diagrama de bloque funcional de la técnica para estimar tanto la referencia de fase y CSl a partir de los subportadores de referencia se ilustra en la Figura 8. Este peso CSl combina la amplitud CSlweight - - s' donde a es y se estima del conjugado complejo de la ganancia de canal y s2 es un estimado de la varianza del peso del ruido para una combinación de relación máxima (MRC) junto con una corrección de fase para errores de fase de canal. La operación de la técnica de recuperación CSl de la Figura 8 asume la adquisición y rastreo de la frecuencia de los subportadores, y la sincronización del símbolo de los símbolos OFDM. Las técnicas de adquisición de sincronización de símbolo y frecuencia explotan propiedades del prefijo cíclico. Se realiza el rastreo de frecuencia y símbolos a través de la observación de movimiento de fase a partir de símbolo a símbolo sobre el tiempo o frecuencia (entre subportadores) . Después de la adquisición de sincronización de frecuencia y símbolos, la sincronización para el patrón de sincronía de bloque de la secuencia de sincronización BPSK se atenta por la correlación cruzada de la secuencia BPSK detectada diferencialmente con el patrón de sincronía de bloque. Se realiza la detección diferencial sobre todos los subportadores asumiendo que la ubicación de los subportadores de entrenamiento es inicialmente desconocida. Se realiza una correlación cruzada del patrón de sincronía de bloque conocido con los bitios detectados de cada subportador. Se declara una correlación de subportador cuando se detecta un acoplamiento de todos los 11 bitios del patrón de sincronía de bloque. Se establece la sincronización de bloque (y resolución de ambigüedad de subportador) cuando el número de correlaciones de subportador cumple o excede los criterios de umbral (por ejemplo 4 correlaciones de subportador separadas un múltiplo de 19 subportadores aparte) . Después de que se establece la sincronía de bloque los campos variables en la secuencia de sincronización BPSK pueden ser decodificados . Se deciden los bitios detectados diferencialmente de estos campos variables en una base de voto de mayoría entre los subportadores de entrenamiento de tal forma que la decodificación es posible cuando algunos de estos subportadores o bitios se corrompen. Los 16 bloques dentro de cada cuadro de modem se enumeran secuencialmente de 0 a 15. Después MSB del campo de cuenta de bloque se fija siempre a cero ya que la cuenta de bloque nunca excede 15. La detección coherente de esta señal requiere una referencia de fase coherente. La información decodificada a partir de la secuencia de sincronización BPSK se usa para remover la modulación a partir de los subportadores de entrenamiento que dejan información alrededor de la fase local de referencia y ruido. Con referencia a la Figura 8, los símbolos de entrenamiento complejo portados por los subportadores de referencia se introducen en la línea 148 y el conjugado complejo de los símbolos es tomado como se muestra en el bloque 150. El conjugado complejo es multiplicado con una secuencia de entrenamiento conocida en la línea 152 por multiplicar 154. Esto remueve la modulación de secuencia de sincronización binaria (+/-) a partir de los subportadores de entrenamiento recibidos por multiplicarlos por la secuencia de sincronización BPSK sincronizada, y decodificada y recodificada diferencialmente. Se procesan los símbolos resultantes en la línea 156 por un filtro de respuesta de impulso infinito (FIR) 158 para uniformar los símbolos resultantes en el tiempo, lo cual produce un estimado conjugado complejo de la fase local y amplitud en línea 160. Este valor es retrasado por el retraso de tiempo 162 y se multiplica por un estimado de . la reciprocidad de la varianza de ruido en la línea 164 por el multiplicador 166. La varianza de ruido es estimado por substraer el estimado uniforme de la fase local y amplitud en línea 160 a partir de los símbolos de entrada (después de la alineación de tiempo apropiado proporcionada por el retraso 168) en el punto de suma 170. Después elevar al cuadrado el resultado como se muestra por el bloque 172, y filtrar las muestras de ruido complejo como se ilustran por el bloque 174. El recíproco es aproximado (con protección dividido por cero) como se muestra por el bloque 176. Este peso de CSl es interpolado sobre los 18 subportadores entre pares de subportadores de entrenamiento adyacente como se ilustra por el bloque 178 para producir pesos CSl locales resultantes en la línea 180. Estos pesos CSl son usados entonces para multiplicar los símbolos que portan datos locales correspondientes recibidos en la línea 182, después de que se han retrasado apropiadamente como se muestra por el bloque 184. El multiplicador 186 entonces produce la salida de decisión suave en la línea 188. Esta invención proporciona un sistema de audio radiodifusión digital (DAB) en canal en banda (IBOC) para comportamiento mejorado sobre la radiodifusión AM y FM existente que es propuesto por USA Digital Radio. La invención es tanto compatible hacia adelante y hacia atrás sin la distribución de espectro de canal adicional. Los radiodifusores pueden transmitir simultáneamente tanto señales analógicas y digitales dentro de la máscara de canal distribuida lo cual permite compatibilidad completa con los receptores analógicos existentes. La invención también permite a los radiodifusores transmitir una señal toda digital, reemplazar la señal analógica/digital híbrida. Es también tolerante a la interferencia a partir de canales adyacentes; o interferencia a partir de la transmisión analógica cocanal. Incluso en una estación múltiple, mercado urbano de señal fuerte. Los subportadores de referencia se usan para múltiplos propósitos los cuales incluyen adquisición, rastreo, y estimación de la información del estado de canal (CSl) y operación coherente. Mientras que se ha descrito la presente invención en términos de su modalidad preferida, se entenderá por aquellos expertos en la técnica que pueden hacerse varias modificaciones para la modalidad descrita sin alejarse del alcance de la invención como se indica en las reivindicaciones .