JP3523844B2

JP3523844B2 - 複数の搬送波を用いた情報シンボルを受信する方法及び装置

Info

Publication number: JP3523844B2
Application number: JP2000566997A
Authority: JP
Inventors: サバーバドリ; エルンストエバライン; シュテファンブーフホルツ; シュテファンリップ; アルベルトホイベルガー; ハインツゲルホイザー
Original assignee: フラウンホーファー−ゲゼルシャフト・ツール・フェルデルング・デル・アンゲヴァンテン・フォルシュング・アインゲトラーゲネル・フェライン
Priority date: 1998-08-18
Filing date: 1999-04-15
Publication date: 2004-04-26
Anticipated expiration: 2019-04-15
Also published as: DE59901951D1; CA2340685A1; EP1092305B1; US7173979B1; DE19837426A1; CA2340685C; EP1092305A1; WO2000011844A1; DE19837426C2; JP2002523978A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本願発明はデジタル放送のためのシステム
に関し、特に周波数及び時間に関する伝送チャネルの変
更にもかかわらず信頼性の高い受信を保証するデジタル
放送のためのシステムに関する。

【０００２】衛星によって支援される放送システムは、
田舎の地域においてのみ適切な基本カバレージをもたら
す。従って、家屋の密集地帯では、衛星からの受信が完
全ではなく、地上「放送波中継」が付加的に実行されな
ければならない。これは、衛星信号が、衛星に向けられ
た固定受信機から受信及び変換され、その後、地上伝送
器から放送波中継されることを意味する。この地上伝送
器からの信号は、その後、カーラジオ等の移動受信機に
よって受信されることが可能である。デジタル放送のた
めには、音楽の断片や音声の連続は、たとえばＩＳＯ
ＭＰＥＧレイヤー３に従ってコード化されることが可能
である。そのような減少冗長コーディングは、相当量の
デジタル情報の伝送を制限する。たとえば、ＭＰＥＧコ
ード化された要素は、最初からある程度誤りが無い状態
を達成するために、伝送器においてチャネルコード化さ
れることが好ましい。誤り保護のためのアルゴリズム
は、たとえばリード−ソロモン符号及び畳込み符号を含
む。受信機における畳込み符号のデコード化のために
は、ふつう、シンボル毎のＭＡＰ、または最尤度推定の
原理に従って作用するビタビアルゴリズムが用いられ
る。地上放送波中継のためには、より大きな街ではいわ
ゆる単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ＝Single Frequen
cy Network）の使用が好ましい。これは、単一の伝送器
で網羅できない地域が、同一の信号を同期的に伝送する
いくつかの伝送器の手段で再伝送されることを意味す
る。ＳＦＮの実施は、伝送器内の誤り保護コーディング
及び受信内の対応するデコーディングとともに、この分
野の専門家には公知である。異なるチャネルコーディン
グの可能性に関して、Gottfried Ungerboeckによる“Ch
annel Coding WithMultilevel/Phase Signals”, IEEE
Transactions on Information Theory, volume IT-28,
no. 1, pages 55-66, January 1982で言及されている。
この種のシステムにおいて、マルチキャリア変調（ＭＣ
Ｍ）が変調方式として使用できる。マルチキャリア変調
は、たとえばいわゆるＯＦＤＭ変調（ＯＦＤＭ＝Orthog
onal Frequency Division Multiplex）によって実行で
きる。ＯＦＤＭ変調において、まず１つの入力ビットシ
ーケンスの１つのセクションまたはブロックから１つの
ＯＦＤＭシンボルが形成される。このために、１つのビ
ットシーケンスは別の数字の連続上で表示される。この
種の表示もまた、「マッピング」として技術的に公知で
ある。最も単純な場合では、マッピング手段とは、ダイ
ビットすなわち２ビット長のデジタルワードを得るため
の、入力シーケンスの２つの連続的なビットの組み合わ
せを意味する。存在している搬送波の数に応じて、存在
している搬送波の数と同じだけのデジタルワードが並列
に記憶されている。この並列配置は、複合スペクトルの
形成に対応しており、各デジタルワード（すなわち例に
おける各ダイビット）は、複数の搬送波についての１つ
の搬送波の複合表示である。このスペクトルを伝送する
ために、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）として生成される逆フーリエ変換で
時間ドメインに変換される。多数のダイビットまたは情
報シンボルからの１つのスペクトルの変換結果も、ＭＣ
Ｍシンボルとして公知である。このＭＣＭシンボルは、
時間ドメインにおける１つの保護インターバルによって
伸張できることが好ましく、その結果、符号間干渉（Ｉ
ＳＳ）が起こらない。いくつかのＭＣＭシンボルは、各
々の間にガードまたは保護インターバルが挿入されてお
り、組み合わせることでＭＣＭフレームが形成でき、そ
れには受信機の同期のための同期シーケンスが与えられ
ている。このようにして、ＭＣＭフレームは、各々の間
に保護インターバルがあるいくつかのＭＣＭシンボル、
及び同期シーケンスから構成される。保護インターバル
のタイミングは、ＳＦＮシステムにおいて、最も近くに
位置する伝送器を除いて、すべて同じ周波数で同期的に
伝送する複数の伝送器からの反復受信がデータの損失に
つながらないように十分長くあるべきである。ＯＦＤＭ
変調に関しては、たとえばS. B. Weinstein等による科
学文献“DataTransmission by Frequency-Division Mut
iplexing Using the Discrete Fourier Transform”, I
EEE Transactions on Communication Technology, volu
me COM-19, no. 5, pages 628-634, October 1971で言
及されている。チャネルコード化を伴うＯＦＤＭに関し
ては、たとえばWilliam Y. Zou等による科学文献“COFD
M: An Overview”, IEEE Transactions on Broadcastin
g, volume 41, no. 1, pages 1-8, March 1995で言及さ
れている。ＯＦＤＭ及び畳込み符号によるＯＦＤＭのた
めのチャネルコーディング、並びにビタビアルゴリズム
によるチャネルデコーディングの原理は周知であり、前
述の文献において詳細に記述されている。従って、これ
らの点についてここで詳細に説明する必要はない。ＯＦ
ＤＭシステムをも含むマルチキャリア伝送システム（Ｃ
Ｍ）に関する１つの問題は、多重チャネルでの情報伝送
の間に多くの搬送波が（ほぼ）完全にフェージングにさ
らされ得るということである。従って、これらの搬送波
の手段で伝送される情報は、もはや受信機では入手でき
ず、効率的なチャネルコーディングによってのみ（ほと
んど）回復できる。

【０００３】非理想的伝送チャネルの干渉は、たとえば
付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）、伝送チャネルの時間
依存的な増大された減衰（たとえば高層ビルの「影」の
中での駆動の場合）、周波数選択的伝送チャネルすなわ
ち特定の周波数が他の周波数より強く減衰されている状
態、または（通常）前述の現象の組み合わせから構成さ
れ得る。更に、伝送チャネルの非常に不均質な位相、す
なわち街における多くの建物のために、反射もまた起こ
り得る。すでに述べたように、対応する実行時間の状況
下で、これらは強めあう干渉につながり、しかしまた弱
めあう干渉にもつながる。この状況は、（異なる伝送パ
スのために存在する）多重チャネル受信に加え、ＳＦＮ
システムにおいては、受信機との関係において優勢なあ
る伝送器と同期して伝送する他の伝送器からのシステム
関係信号が受信されるという事実によって一層悪化す
る。そのような放送波中継伝送器のための信号は、受信
機までの到達に、より時間がかかる；しかし、強めあう
干渉のために、それらの振幅は優勢な伝送器の受信機振
幅の範囲内になる可能性が高く、これが部分的にでも弱
めあう干渉によって強く減衰されている場合には特にそ
うであろう。アメリカ合衆国特許第４，６０６，０４７
号は、雑音、多重パス伝送等の伝送の問題を取り除くた
めの周波数及び時間ダイバーシチを用いたＲＦ通信モデ
ムに関する。デジタルコード化された信号は、５つの相
補デュアルトーンチャネルで連続的に伝送され、チャネ
ルの第１トーンすなわちチャネルの第１搬送波は、伝送
される実際のビットを搬送し、チャネルの第２トーン
は、第１チャネルの相補状態を伝送する。各チャネルに
おいて、伝送ビット及び相補ビットは同時に伝送され、
５つのチャネルにおける伝送は、タイムスタガの方法で
起きる。ＥＰ０５７２１７１Ａ１は、多重パスフ
ェージングにより影響されたチャネルについて時間ダイ
バーシチをもたらす方法及び装置に関する。デジタル信
号は、１つ以上のシンボルを生成するためチャネルコー
ド化される。それから、複数のシンボルのコピーが作ら
れ、各コピーは、一定の時間で変動する関数で重みづけ
されている。重みづけされたシンボルのコピーは、異な
る伝送回路の手段で処理され、各々の伝送回路に接続さ
れたアンテナの手段で伝送される。時間で変動する関数
によるシンボルの重みづけは、振幅増幅の変化、位相変
移、または振幅増幅及び位相変移の変化を含む。重みづ
けされたシンボルのコピーは、同時に伝送される。いわ
ゆる「ディープフェード」は、時間で変動する信号を用
いる重みづけは異なる位相／振幅状況を導入するという
事実によって克服される。この状況においても、重みづ
けのために弱めあう干渉が起こり得るとはいえ、干渉す
る信号は「ディープフェード」がもはや「静止」せず、
時間で変動する重みづけ関数の特定の部分の間にのみ起
こるように変化させられる。

【０００４】ここに記述される発明の目的は、伝送チャ
ネルにおいて干渉が存在する場合でも誤りの無い伝送を
確証するデジタル放送のための構想を形成することであ
る。

【０００５】この目的は、請求項１または２に記載の情
報シンボルを伝送する方法、請求項１１に記載の情報シ
ンボルを受信する方法、請求項２０に記載の情報シンボ
ルを伝送する装置、及び請求項３０に記載の情報シンボ
ルを受信する装置によって達成された。

【０００６】本願発明は、情報は２回以上伝送されるこ
とにより保護されることが可能であるという認識に基づ
く。搬送波がある時間に強い干渉を受けた場合、または
消去された場合でさえ、情報が後の１回または後の数時
点で再伝送されるならば、同じ情報をこの後の時間での
搬送波から回復させる可能性が残っている。本願発明に
よる構想は、情報が、２回目に伝送されるとき、同じ搬
送波の手段ではなく異なる搬送波の手段で再伝送される
場合に、最も効率的に作用する。この理由は、チャネル
干渉が単に一時的なものではなく、特定の搬送波のより
長く継続する弱めあう干渉である場合、ほとんど消去さ
れてしまった搬送波中の妨害された情報は、妨害されて
おらずむしろ強めあう干渉により補強されているかもし
れない他の搬送波によって回復可能ということである。
これは、「ダイバーシチ効果」につながる。本願発明に
よれば、このダイバーシチは、信号コンステレーション
の拡張により達成され、この理由で「マッピングダイバ
ーシチ」と呼ばれる。たとえば、ＱＰＳＫすなわち４相
位相変調が考慮される場合、信号コンステレーション
は、情報を伝送できる４つの異なる位相値により構成さ
れる。ＱＰＳＫにおいて、各位相ポインタは、たとえば
１または１．４１（実部の振幅＝虚部の振幅＝１）の同
じ振幅を有する。後で詳述するように、本願発明による
信号コンステレーションの拡張は、ポインタの振幅の重
みづけにつながる、すなわち第１の情報シンボルに基づ
く第１の伝送シンボルが第１の振幅を有し、同じ情報シ
ンボルに基づくが後で伝送される第２の伝送シンボルは
異なる振幅を有する。従って、本願発明によれば、情報
は２回伝送されるだけでなく、拡張された信号コンステ
レーションの中にある、異なる情報シンボルの手段でも
伝送される。しかし、有効な情報が伝送シンボル間の差
においてコード化されないので、システムのビットバン
ド幅はこの方法によって増大されない。

【０００７】本願発明によれば、受信機は、拡張された
信号コンステレーションも識別しており、伝送された情
報シンボルをチャネルデコーディングの手段で高い信頼
性で回復できる。これは、異なる回で受信される、同じ
情報シンボルに関係する２つの伝送シンボルを基礎とし
て、また受信された伝送シンボルにおける差のおかげ
で、可能である。

【０００８】変調の好ましいタイプは、原則的にどれだ
けの数の位相状態でも実施できるが（ＤＭＰＳＫ）、好
ましい適用ではＤＱＰＳＫとして、すなわち４つの位相
状態または位相ポインタポジションで実施される差動位
相変調である。コヒーレント受信のために、受信された
各情報シンボルについて位相が推定される。差分デコー
ディングすなわち２つの連続して受信された伝送シンボ
ル間の位相差の形成は、単純な減算によって実行でき
る。この構想の不都合は、位相推定についてハードウェ
アの複雑さが増大することである。しかし、利点は高い
受信利得である。

【０００９】インコヒーレント受信は、位相推定を要さ
ず、従ってハードウェアもより単純である。しかし、非
移動受信に関して、受信利得はコヒーレント受信機につ
いてより約３ｄＢ少ない。この場合、差分デコーディン
グは、現時点で受信される伝送シンボルを、最後に受信
された伝送シンボルの複素共役で乗算することにより実
行される。移動受信の場合、たとえばドップラー変移の
ために位相があまり正確に推定できないので、受信利得
はより少ない。この複素乗算の結果は、振幅の乗算、及
び２つの被乗数の位相の減算によって形成される。必要
な有効情報は、位相差に含まれる。しかし、受信機にお
けるチャネルデコーディングに関して、この乗算結果の
振幅も必要とされる。２つの小さい振幅は互いに乗算さ
れるので、結果の振幅は典型的に更に小さい数である。
しかし、信号コンステレーションの考察から分かるよう
に、小さい振幅はますます信頼性の低い決定につなが
る。従って、本願発明によれば、ハードな決定は実行さ
れず、代わりに、デコーダの信頼性を増すためにいわゆ
る「対数−尤度比」の手段で「ソフトな」決定がなされ
る。

【００１０】本願発明の好ましい実施形態は、添付の図
面を参照しながら以下詳細に記述される。［図面の簡単な説明］図１は、本願発明による拡張され
た信号コンステレーションの一例を示す信号コンステレ
ーションの図解図である。図２は、本願発明による拡張
された信号コンステレーションの更なる一例を示す信号
コンステレーションの図解図である。図３は、通常の位
相偏移変調または差動位相変調についての信号コンステ
レーションの図解図である。図４は、差分コーディング
での位相偏移変調についての基本的な回路図解図であ
る。図５は、本願発明の実施例による情報シンボルの伝
送器である。図６は、図４におけるＤＱＰＳＫ変調のた
めの信頼度距離を計算するブロック図である。図７は、
コヒーレントデコーディングを行う本願発明による受信
機のブロック図である。図８は、インコヒーレントデコ
ーディングを行う本願発明による受信機のブロック図で
ある。図９は、本願発明による距離計算を示す基本回路
図解図である。図１０は、ソフトな距離計算を行うため
のブロック図である。図１１は、図５における伝送器の
一部の詳細なブロック図である。図１２は、図７におけ
る受信機の一部の詳細なブロック図である。

【００１１】

【発明の実施の形態】本願発明による信号コンステレー
ションの誘導について、一般のＱＰＳＫまたはＤＱＰＳ
Ｋマッピング（ＤＱＰＳＫ＝差動４相位相変調）を表す
ための信号コンステレーションの図解図を示す図３に関
して以下言及される。信号コンステレーションの図解図
は、ｂ（１）及びｂ（０）の２ビットで表される４つの
位相状態を含む。図３から、２進ワード００は０度の位
相に対応し、２進ワード０１は９０度（π／２）の位相
に対応し、２進ワード１１は１８０度（π）の位相に対
応し、２進ワード１０は２７０度（３／２π）の位相に
対応することが分かる。これから、図３において、本願
全体と同じく、時計回りの角回転の約束が用いられるこ
とが分かる。これは、周知のように反時計回りの三角角
回転とは対照的である。図３の信号コンステレーション
の図解図は通常の位相偏移変調及び差動位相変調の両方
について使用できる。図４は、位相状態の数Ｍでの差動
位相変調（ＰＰＳＫ）を行うための基本回路図解図を示
す。一般的な場合ではどの数のビットでも有し得るが、
ここで記述される実施例においては（図３で示される位
相状態を表すことができるように）２ビットのみを有す
る、時間ｋでのデジタルワードｂ_kは、ＭｏｄＭ加算器
として設計される加算器１０に供給される。これは、加
算器の出力信号が常に３６０度より小さい位相をもたら
すことを意味する。加算器の後に接続されるのは、ブラ
ンチポイント１２であり、ここで時間ｋでの信号ｂ_kは
分岐して遅延デバイスＴ１４に供給され、ここでｂ_kは
１期ほど遅延される。次の周期において、新ｂ_kは加算
器１０に供給され、ｂ_k-1として示される最終周期の前
記ｂ_kは、ｃ_kとして示される微分位相を得るためにｂ_k
から減算される。よって、ｃ_kはいかなる数のビットを
も有する２進ワードであり、その数はｂ_kのビット数に
対応し、このビットワードｃ_kはブロックＭＰＳＫ１６
において位相値に割り振られる。シンボルｂ_kまたはｂ
_k-1またはｃ_kについて「位相」と呼んだとしても、これ
らのシンボルは単に、ブロックＭＰＳＫ１６によって特
定の位相値が割り振られるビットワードを表す。以下の
節においては、本願発明による拡張された信号コンステ
レーションを表す図１に言及する。各シンボルｂ（１）
ｂ（０）は、４つの可能な振幅因子ｃ（ｉ）により重み
づけされ、ｉは｛０，１，２，３｝からの値である。こ
れは、信号コンステレーションについて図１に示される
合計１６の可能性をもたらす。この信号コンステレーシ
ョンは、差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）に類似してい
る。しかし、振幅因子ｃ（ｉ）を通じて有効情報は伝送
されないが、異なる振幅重みづけｃ（ｉ）を通じて異な
る伝送シンボルが生成され、それらはｂ（１）ｂ（０）
により表される同じ有効情報を有するという点で、真の
ＤＡＰＳＫとは異なる。以下の表１は異なる可能性を示
す。

【００１２】図２は、本願発明による信号コンステレー
ションの拡張の更なる一例を示す。各シンボル（ｂ
（１）、ｂ（０））は、４つの可能なシンボル（ｃ
（１）、ｃ（０））＝｛（００）、（０１）、（１
１）、（１０）｝で重みづけされる。これは、個々の情
報シンボルｂ（１）ｂ（０）について以下の可能性をも
たらす。以下の表において、これらの結果が再び要約される。位
相コーディングについての４つの可能性が、２ビットｂ
（１）ｂ（０）を示す情報シンボルを通じて、１６の可
能性にまで拡張された。この段階で、本願発明による信号コンステレーションの
拡張は差動位相変調に限られず、本願発明によれば、た
とえば直交振幅変調（ＱＡＭ）、位相偏移変調（ＰＳ
Ｋ）、振幅位相変調（ＡＰＳＫ）または差動振幅位相変
調（ＤＡＰＳＫ）等のいかなる種類の変調方法も拡張可
能であるということを指摘しておくべきである。これ
は、情報シンボルに基づいて、第２の伝送シンボルが生
成でき、前記第２の伝送シンボルは、第１の伝送シンボ
ルとは異なっているが、第１の伝送シンボルと同じ情報
シンボルに関係しているという方法で起きる。重要なの
は、この信号コンステレーションの拡張は、より多くの
情報を伝送するためではなく、少なくとももう１回同じ
情報を伝送するために用いられるということである。図
１を参照すると、これは、異なる重みづけ因子ｃ（ｉ）
を通じて生成できる異なる振幅に、有効情報が含まれな
いことを意味する。信頼性の高いビット決定ができるよ
うに、異なる振幅はチャネルデコーディングによって使
用される。２つの同一の情報シンボルを再伝送する場合
とは対照的に、本願発明によるこの拡張された信号コン
ステレーションは、たとえば受信機での２つの伝送シン
ボルの区別を可能にする。大まかに言えば、本願発明に
よる拡張された信号コンステレーションは、伝送シンボ
ルの設計に関して柔軟性をもたらす。本願発明による方
法では、情報シンボルのビットのみが有効情報の伝送に
更に用いられる。従って、システムの伝送バンド幅は損
なわれない。

【００１３】図５は、本願発明による伝送器の実施例の
ブロック図を示す。チャネルコーダ５０は、畳込み符号
または類似の符号に基づく、周知の従来技術であるチャ
ネルコーディングプロセスを実行し、情報シンボルｂ
（１）ｂ（０）を生成するために、ビットグループ化用
の第１のデバイス５２にビットを供給する。２つのビッ
トｂ（１）ｂ（０）のグループ化を通じて、図３に示さ
れる信号コンステレーション図解図の４つの位相状態を
表すことが可能である。情報シンボルを生成するため
の、ビットのグループ化用のデバイスは、「第１のマッ
パ」としても公知である。第１のマッパ５２の後に接続
されるのは、図１に示される拡張された信号コンステレ
ーションをもたらすために、本願発明による信号コンス
テレーションの拡張を実行する第２のマッパ５４であ
る。第２の「マッパ」は、もちろん図３に表される拡張
された信号コンステレーションも実行できる。よって、
第２のマッパ５４は、グループ化用のデバイス５２から
生成された情報シンボルの重みづけ用のデバイスを表
す。よって、デバイス５２、５４の両方は、単一の情報
シンボルに基づく第１と第２の伝送シンボルを生成する
ための１つのデバイスを共に表し、そこにおいて第１と
第２の伝送シンボルは互いに異なる。両方の情報シンボ
ルが、２つの異なる因子ｃ（ｉ）を用いて重みづけデバ
イス５４により重みづけされる。よって、重みづけ用デ
バイス５４の出力では、異なる時間で異なる伝送シンボ
ルが存在するが、それらは同じ情報シンボルｂ（１）ｂ
（０）に関係している。

【００１４】本願発明の実施例において、（たとえば図
４に関して既に記述したように）時間において隣接して
いる２つの伝送シンボルの差分コーディングが実行され
る。しかし、本願発明による伝送の方法は、本願発明に
よる受信の方法と同じく、差分コーディングなしで実行
され得ることは明らかであり、この場合エレメント１
０、１２及び１４は存在しない。本願発明の実施におい
て、５１２の搬送波でのマルチキャリア変調が用いられ
る。最初に述べたように、このマルチキャリア変調は、
逆フーリエ変換によってもたらされ、それは図５におい
てブロックＩＦＦＴ５６によって象徴的に表される。加
えて、デバイス５０から５４、及び１０から１６は、５
１２の伝送シンボルまたは差分シンボルを生成し、ブロ
ックＩＦＦＴ５６の出力で出力されるＭＣＭシンボルを
得るために、その後、ブロックＩＦＦＴの手段で時間ド
メインに変換される。ＳＦＮシステムを使用する際、２
つの隣接するＭＣＭシンボルの干渉を避けるために、ブ
ロック５８によって象徴的に表されるとおり、各ＭＣＭ
シンボル間に保護インターバルまたはガードインターバ
ルが挿入される。各々の間に保護インターバルが配置さ
れた特定数のＭＣＭシンボルの後に完全なＭＣＭフレー
ムを形成するために、ブロック６０により示されるとお
り、ＡＭＳＳとしても知られる同期シーケンスが挿入さ
れる。その後、完全同期シーケンスは複素ＩＱ変調器の
手段で高周波搬送波へ変調され、それからたとえば空中
線から伝送される。これはブロック６２によって象徴的
に表される。空中線を通じての伝送までの同期シーケン
スの処理は周知であり、従って、これ以上詳細に記述す
る必要はないことを指摘しておくべきである。前述のよ
うに、５１２の搬送波での、伝送器におけるＩＦＦＴ５
６、または受信機におけるＦＦＴが使用されることが好
ましい。よって、ブロックＩＦＦＴ５６は、高速フーリ
エ変換の並列な動作モードのゆえに、ＭＣＭシンボルを
形成しながら、並列に５１２のコンプレックスタイムイ
ンスタントを並列に出力する。１つのＭＣＭフレーム
は、たとえば６ミリセカンドの継続時間である。前述の
ように、これはたとえば２４のＭＣＭシンボルから成
り、各々の間には保護インターバルが挿入され、その長
さは実施例におけるＭＣＭシンボルの長さの約２５％で
ある。更に、同期シーケンスは、たとえば３６９ビット
を含む。よって、本願発明の実施例において、１つのフ
レームは１６，３９６ビットを含むことが可能である。
よって、本願発明によれば、互いに異なる２つの伝送シ
ンボルは、１つの情報シンボルから生成される。たとえ
ば、全ての搬送波に同様に影響を及ぼす一時的なチャネ
ル干渉がある場合、第１の伝送シンボルが伝送された時
間ｋ₁から、干渉の継続時間に相当する時間を隔てた時
間ｋ₂で第２の伝送シンボルが再伝送されていれば、利
得は既に獲得できている。主に生ずる時間に関する干渉
の見地から、前記２つの伝送シンボルの伝送間の、約５
のＭＣＭフレームの差動時間が合理的である−記述され
る例では、これは約３０ミリセカンドに相当する。しか
し、より短い時間でも、チャネル干渉がより短ければ、
（おそらくより小さい）利得は獲得できる。伝送チャネ
ルの時間における干渉が全ての搬送波に同じ程度に影響
する場合、第２の伝送シンボルが、第１の伝送シンボル
が伝送されたのと全く同じチャネルの手段で伝送されよ
うがされまいが、違いはない。しかし、実際には、破壊
につながるか、または逆に個々の搬送波の強化につなが
り得る干渉はしばしば起こる。従って、第２の伝送シン
ボルを、同じ搬送波ではなく、異なる搬送波の方法で伝
送するのが賢明である。そのとき、第１の伝送シンボル
が弱め合う干渉を受けた搬送波へ変調された場合、第２
の伝送シンボルは、強め合う干渉を通じて、通常伝送さ
れる搬送波と比べて強化さえされたかも知れない搬送波
へ変調される可能性がある。更に、情報は２回だけでな
く、チャネルによっては２回より多く伝送されることが
好ましい。チャネルが比較的低品質であれば、情報シン
ボルの再伝送はチャネルが低い干渉を有する場合より頻
繁に必要である。図１または図２にも示される信号コン
ステレーションの図解図は、同じ情報が４回伝送される
ことを可能にする。２重伝送の場合と同様に、その後、
すべて同じ情報シンボルに基づくがそれ自体は互いに異
なる４つの伝送シンボルが生成される。この場合、後続
の搬送波ラスタが使用できる。第１の伝送シンボルが第
１の搬送波を介して伝送された場合、第２の伝送シンボ
ルは３２番目の搬送波を介して、第３の伝送シンボルは
１２８番目の搬送波を介して、第４の伝送シンボルは２
５６番目の搬送波を介して伝送され得る。しかし、他の
周波数ラスタも考えられる。全て同じ情報シンボルに基
づく伝送シンボルが、周波数ラスタに均等に分配される
ように伝送されることが好ましく、それ以後、弱めあう
干渉を通じて格別にひどく減衰されていない少なくとも
１つのチャネルを見出す最大の可能性がある。図１の信
号コンステレーションにおける振幅重みづけに関して、
[０．１８、０．３５、０．５３、０．７１]の重みづけ
因子ｃ（ｉ）が用いられる。これは、０から１の有効な
振幅範囲のほぼ最大の利用を可能にする。

【００１５】以下の項では、デジタル信号受信機のため
のソフトな距離計算の実施を含む、図６について言及す
る。以下の距離の考察は、全てＤＰＳＫに関する。しか
し、前述の観察から、他の変調方法についての類似の距
離の考察がこれから導出できる。伝送シンボルはｓ
（ｋ）＝ｅ^jΦ^[k]として表すことができ、Φ[ｋ]は絶対
位相である。伝送側では、実際の伝送シンボルは以下の
ように表される：有効情報は式１において微分位相タームΦ[ｋ]で表され
る。受信シンボルは以下のように表される：式２において、Ｈ（．．）はμ番目の搬送波についての
チャネル伝送関数を示す。Dは搬送波の数を表し、ｎ
（ｋ）は付加ランダム雑音である。ｋは現時間であり、
ｋ−１は前時間を表す。ｓ（ｋ）が伝送された場合の、
ｒ（ｋ）の受信に関する条件的確率密度関数は次のとお
りである：ここで、σ_n ²はｎ（ｋ）の変動であり、次のように計算
される：信頼性の高い距離の計算のために、すなわち受信機にお
いて信頼性の高い情報を決定する、または決定できるよ
うに、個々の２進シンボルb（１）及びｂ（０）の対数
−尤度比λ（ｋ）が用いられ、それはｉ番目のビットに
ついて以下のように定義される：略さないで書くと、これは式６をもたらす：Ｐｒ（Φ）は決定されるべき情報シンボルの位相が特定
値を取る確率を表す。４つの異なる位相状態が存在し
（図１、図２）、それらは全て同じ確率を有する。従っ
て、確率Ｐｒ（Φ）は、式６の全ての加数について同じ
であり、式６から減ずることが可能である。よって、対
数−尤度比について以下の式がもたらされる：式３が式７に挿入され、加算が略さずに書かれた場合、
情報シンボルｂ（０）及びｂ（１）のビットについての
対数−尤度比に関する以下の式となる：周知の変換を用いて、式８及び式９は、以下のように単
純化できる：式１０及び式１１は、図６におけるブロック図によって
理解される。図６において、既存の差分コーディングは
まず差分デコーダ６４の手段でデコード化される。差分
デコーダの出力信号はその後、２つのブロック６６及び
６８に供給され、ブロック６６は複素数の実部を抽出す
る関数を実行し、ブロック６８は複素数の虚部を抽出す
る関数を実行する。式１０及び１１に対応して、２つの
加算器７０、７２が図６に示され、これらはブロック６
６、６８から斜めに供給される。出力側では、２つの乗
算器７４、７６が付加雑音ｎ（ｋ）の変動の乗算を実行
することが意図されており、その出力で、決定されるべ
く受信された情報シンボルの第１ビットｂ（０）及び第
２ビットｂ（１）についての必要な対数−尤度比がもた
らされる。よって図６は、たとえば図３に示されるよう
な、考察される信号コンステレーションの公知の場合に
おいて、単一の情報信号の伝送でソフトな距離計算が実
行できるように、式１０及び１１の固定線での実現を表
す。２つの伝送シンボルが伝送器から伝送され、受信機
によって受信され、その両方が同じ情報シンボルに基づ
いているという本願発明による場合について、ソフトな
距離計算を導き出すために、式1から１１において表さ
れる公知の場合のソフトな距離計算の導出については、
後で言及される。

【００１６】しかし、まずは、コヒーレント原理により
作動する本願発明による受信機を表す図７について言及
する。ブロック７８は、「フロント−エンド」として指
定され、受信空中線、及びたとえば中間周波数への変換
やフィルタリング等の特定の周知の信号処理を含む。ブ
ロック８０はブロック７８の後に接続され、このブロッ
クは「アナログデジタルコンバータ」としてＡＤＣと指
定される。このブロックは、アナログからデジタルへの
変換とともに、「ダウンサンプリング」及びフィルタリ
ング操作を対象とする。フロント−エンド７８で受信さ
れたＲＦ信号は、このようにベースバンドに変換され、
ＡＤＣ８０からサンプリングされる。通常、ＡＤＣの出
力信号は実部と虚部を有する複素信号であり、実部と虚
部の両方が８ビットまたはＡＤＣによって決定された他
のワード幅で量子化できる。図面における表示に関し
て、幅広の矢印は、複素信号が実部と虚部を伴って伝送
されることを示し、単線で示される細い矢印は、実部か
虚部のどちらか、またはただ１つの値が１回に伝送され
ることを示すということを指摘しておく。ＭＣＭシンボ
ル間の同期シーケンス及び保護インターバルの両方が、
ブロック８２によって、ＡＤＣ８０から出力される量子
化されたサンプリング値シーケンスから除去され、これ
は同期及び保護インターバル除去として指定される。よ
って、ブロック８２の出力では、ＭＣＭシンボルのみか
ら構成されるＭＣＭフレームが存在する。続いて、ＦＦ
Ｔとして指定され、周波数ドメインへのフーリエ変換を
実行するブロック８４によって、ＭＣＭシンボルは次々
と周波数ドメインに変換される。よって、ＭＣＭシンボ
ルのスペクトルは、ＦＦＴ操作の後ブロックＦＦＴの出
力に存在し、個々のスペクトル値またはスペクトル線は
実部と虚部を有する。実部と虚部は両方とも、ＡＤＣの
ビット幅に対応して量子化される。前述のように、実施
例においては実部と虚部の両方が８ビットのワード幅を
有する。図７で言及されるコヒーレントな場合では、実
部と虚部を有する各搬送波の位相、すなわち各スペクト
ル線は、当業者にとっては周知の方法でブロック８６に
おいて推定または決定される。従って、位相決定ブロッ
ク８６の出力では、時間に関する連続位相値が存在し、
それらは受信されたスペクトル線の位相を再現する。Ｍ
ｏｄＭ加算器８８及び１クロック周期の遅延をもたらす
遅延デバイス９０の手段で、伝送器に導入された差分コ
ーディングが取り消される、すなわち差分デコーディン
グの処理（６４、図６）が実行される。よって、加算器
８８の出力では、伝送器においてブロック５２（図５）
の出力で形成される情報シンボルを表すべき位相値が存
在する。加算器８８の出力での位相値は、位相決定デバ
イス８６によってもたらされるとおりに量子化される。
明らかに、加算器８８の出力での位相値は、正確に０
°、９０°、１８０°または２７０°ではなく、予測さ
れた値からそれる。なぜなら位相ひずみや他の干渉が、
伝送器と受信器の両方、特に（戸外の）伝送チャネルを
通じて導入されているだろうからである。図５において
示される伝送器において、チャネルコーディングが実行
されなかった場合、すなわちチャネルコーダ５０が存在
しなかった場合、加算器８８の出力信号は、たとえば１
つの情報シンボルについて４５°より下の位相値は全て
０°の位相に対応し、４５°の位相より上の位相値は全
て９０°の位相に対応すると決定する決定エレメントに
供給されることが可能である。この種の単純な決定は、
「ハードな」決定と呼ばれる。しかし、そのようなハー
ドな決定は、多くの誤った決定につながり得る。この理
由で、チャネルコーダ５０において畳込みコーディング
が既に実行されたのであり、これは受信機においてチャ
ネルデコーダのブロック９０の手段で再び取り消されな
ければならない。この関係において、伝送器に畳込み符
号が供給されていた場合、専門家には周知の方法でビタ
ビアルゴリズムが使用される。伝送器における誤り耐性
コーディング、及び受信機における対応する誤り耐性デ
コーディングのための他のアルゴリズム及び方法が公知
であり、従って更に記述する必要はない。しかし、弱め
あう干渉または類似の伝送チャネルの妨害のために、最
も効率的なチャネルコーディング及びチャネルデコーデ
ィングにもかかわらず、情報が失われることも起こり得
る。これを相殺するために、本願発明によれば、情報は
２回または数回伝送される。最も単純な場合、２または
ｎの量子化された位相値がその後、異なる時間ｋ₁及び
ｋ₂またはｋ_nにおいて、加算器８８の出力に存在する。
単一の情報シンボルに関係する前記２つの量子化された
位相値の一方の量子化された位相値が、受信機において
比較的明瞭な結果であり、他方が不明瞭になりがちな結
果である場合、他方の位相値は無視でき、位相決定は比
較的明瞭な結果の一方について実行できる。「ハード
な」決定またはチャネルデコーディングのいずれかが用
いられることは言うまでもない。移動ラジオ電話につい
ては、伝送器における畳込みコーディング及び受信機に
おける対応するチャネルデコーディングが有利である。
ハードな決定は、特に移動受信に関して、受信機の信頼
性の悪化につながり得る。代わりに、両方の位相値が加
算され、その後２で割ることが可能であり、その結果、
平均化の手段でより信頼度の高い決定ができる。更なる
可能性は、位相決定デバイス８６の入力で位相減算に関
与する前記受信された２つの伝送シンボルの振幅を決定
すること、及びその後、これを決定してから、位相決定
において、受信された伝送シンボルが減算前に最大の振
幅を有した、量子化された位相値を考慮することであ
る。同じ情報シンボルに基づく前記２つの受信された伝
送シンボルを組み合わせるための更なる可能性は、関与
する振幅及び対応する平均化に従って重みづけを実行す
ることである。しかし、本願発明の実施例によると、情
報シンボルを表す両方の量子化された位相差は、「ソフ
ト」な決定を通じて誤り決定が少数である決定を達成す
るために、「ソフト量子化」位相値として使用され、チ
ャネルデコーディング９０においてビタビアルゴリズム
または類似のアルゴリズムの手段で使用される。

【００１７】図８は、コヒーレント受信のための本願発
明による受信機のブロック図を示す。図８における受信
機の図解図は、図７におけるブロックＦＦＴまでの受信
機に対応する。しかし、図８での受信機におけるインコ
ヒーレント原理は、位相決定デバイス８６（図７）が存
在せず、この代わりに乗算器９２、遅延デバイス９０及
び共役複素値を形成するためのデバイス９４があるとい
う点に現れている。図８で示される受信機において、エ
レメント９０、９２及び９４は、受信された伝送シンボ
ルから再び元々伝送されたシンボルｂ（１）ｂ（０）を
引き出すことができるように、伝送器（図５）において
導入された差分コーディングを再取消しするよう働く。
その後、現時点の伝送シンボル及び最終サイクルの共役
複素伝送シンボルの複素値が、乗算器９２の出力に存在
する。振幅及び位相による複素表示が使用された場合、
現伝送シンボル及び前伝送シンボルの振幅の乗算の結果
をその振幅として有する値が乗算器９２の出力に存在す
る。この値は、現および前伝送シンボルの位相における
差をその位相として有する。伝送器が伝送シンボルに関
して差動位相変調を実行したため、必要とされる有効情
報は、この位相差中に含まれる。位相差を形成するのに
ＭｏｄＭ加算（８８）しか必要でなかった図７で示され
るコヒーレント受信機とは対照的に、図８で示されるイ
ンコヒーレント受信機においては、２つの複素数の乗算
が起こる。移動受信では、受信する信号の振幅が通常比
較的小さいので、乗算器９２の出力で受信される差分シ
ンボルの振幅は更に小さくなる。しかし、これは、たと
えば４つの位相状態のうちのいずれが存在するのか決定
する際に、正しい決定をなす確率が著しく減じられるこ
とを意味する。この関係において、図３に注意が向けら
れる。伝送の場合に１の振幅または重みづけされた振幅
（図１）を有する伝送シンボルｂ（１）ｂ（０）＝００
が考慮される場合、受信された伝送シンボルの振幅が小
さくなるほど、位相決定がますます信頼性の低いものと
なることが分かる。極端な場合、振幅が非常に小さいた
めに複素平面の発生源とほとんど同じである場合、乗算
器９２の出力で受信された差分シンボルが確実に計算に
おける位相タームを含むとしても、位相決定はもはや不
可能である。しかし、この時点での非常に小さい振幅の
ために、この位相タームはもはや重要でなく、更なる予
防対策が取られなければ、ほぼ誤った決定につながるこ
とが避けられなくなる。従って、本願発明によれば、式
１から１１で表される距離計算についてと同じ方法で、
共に単一の情報シンボルに関係する２つの伝送シンボル
の受信のために、距離計算ユニット９６も乗算器９２の
後に接続される。以下の項では、本願発明による距離計
算ユニット９６に言及する。しかし、互いに異なるが同
じ情報シンボルに関係する２つの伝送シンボルが伝送さ
れる、本願発明による構想のための対数−尤度比の誘導
を記述する前に、時間に関する一般的な説明をするため
に、まず図９に言及する。第１の伝送シンボルが受信さ
れるか、または有効情報が含まれる第１の伝送シンボル
について対応する差分シンボルが計算される時間ｋ
₁で、第１の距離計算９６ａが実行される。第２の伝送
シンボルが受信されるか、または差分コーディングで対
応する差分シンボルが受信される時間ｋ₂で、第２の受
信された伝送シンボルについて距離計算９６ｂも実行さ
れる。第１の距離計算９６ａの結果は、ｋ₁とｋ₂間の時
間間隔内でこの値を保持するために、記憶ユニット９８
に中間的に記憶される。第２の距離計算９６ｂが完了し
たとき、第１の距離計算の結果が記憶ユニット９８から
読み出され、距離結合デバイスにおいて第２の距離計算
の結果と結合される。前述のように、距離結合は、単純
な加算でよい。代わりに、決定は距離結合デバイス１０
０において実行されてもよく、その距離はより信頼性が
高い。より好ましい距離が、その後チャネルデコーダ９
６における更なる処理に取り入れられ、他方は拒否され
る。更に、重みづけされた加算も距離結合デバイス１０
０において実行できる。この場合、対応する差分シンボ
ルに基づく受信された伝送シンボルの振幅が、どの距離
がより信頼性が高いかを決定することができるように、
考慮に入れられる。受信された伝送シンボルが大きい振
幅を有しがちな場合、それは正しい情報を搬送している
と仮定でき、一方小さい振幅を有しがちな受信された伝
送シンボルに関しては、これは不確実である。その後、
ビタビアルゴリズム及び類似のアルゴリズムを実行し、
チャネルコーダ５０（図５）における畳み込み符号を使
用する図７のチャネルデコーダ９０に対応するチャネル
デコーダ９０に、距離結合デバイス１００の結果が供給
される。

【００１８】図９から、例として互いに異なるが同じ情
報シンボルに関係している２つの伝送シンボルと組み合
わせて示される本願発明による構想は、２つより多い伝
送シンボルが生成される場合にも問題なく拡張適用でき
ることが分かる。これは、単一の情報シンボルの２重伝
送だけでなく、多重伝送にもつながる。たとえば（実施
例で用いられるように）４重情報伝送が想定される場
合、第２のマッパ５４がコンステレーションの図解図の
４重拡張を形成するので、更なる距離計算デバイス９６
及び更なる記憶ユニット９８が使用される。この場合、
時間ｋ_iでの個々の距離計算の結果を結合できるよう
に、距離結合デバイス１００は４つの入力を有する。情
報シンボルがより頻繁に再伝送されると、チャネルデコ
ーダ９０における正しい決定の数はより大きくなる。し
かし、明らかに、情報がより頻繁に再伝送されると、ビ
ット効率性はより著しく落ち、これは単純伝送の場合に
最も顕著になる。しかし、たとえばＭＰＥＧ標準ファミ
リーにおいて実行される有効な圧縮アルゴリズム、及び
中間ギガヘルツレンジより下部において高い搬送波周波
数を許容する高速回路により、伝送されたビットの量
は、信頼性の高い検波ほどに決定的ではない。特に、本
願発明によるシステムをデジタル放送に使用することを
考慮する場合、誤り決定が最少数である高い信頼性の獲
得が、この種の製品が市場で受容されるために最も重要
であることが認識される。これは特に、たとえば超高層
ビルの林立する大都市におけるような、難しい位相での
伝送チャネルに当てはまる。ほとんどの顧客は大都市及
び大都市中心部に特に多く見出され、このことはデジタ
ル放送に対する最大の難問となる。従って、干渉のない
誤り無しの受信が最優先である本願が特に有益である。
以下の項では、第１の距離計算デバイス９６ａ及び第２
の距離計算デバイス９６ｂにおいて実行される距離計算
を記述する。図９で分かるように、距離計算は、ここで
は異なる時間に実行されるので、実際には、第１の距離
計算デバイス９６ａ及び第２の距離計算デバイス９６ｂ
は同じ距離計算デバイスであるという事実に注意が促さ
れる。以下の項では、互いに異なるが同じ情報シンボル
に基づく２つの伝送シンボルの伝送を伴う本願発明によ
る場合における対数−尤度比の計算回路の実現を、式の
手段で導く。このために、受信シンボルの２つのペアｒ
（ｋ₁−１）、ｒ（ｋ₁）またはｒ（ｋ₂−１）、ｒ
（ｋ₂）が考慮され、時間ｋ₁とｋ₂は互いに異なる。誘
導を簡単にするために、関連の伝送シンボルｓ（ｋ₁−
１）からｓ（ｋ₁）の間の遷移は、共通の（ソース）ビ
ット（インデックス１）により表される。これは、ｓ
（ｋ₁−１）からｓ（ｋ₁）間の遷移におけるビットｉま
たはｓ（ｋ₂−１）からｓ（ｋ₂）間の遷移におけるビッ
トｊは同一であると仮定することを意味する。この点
で、伝送シンボルはｓ（ｋ）により表され、受信シンボ
ルはｒ（ｋ）により表されることに注意を向けておく。
（ｓ＝ｓｅｎｄ、ｒ＝ｒｅｃｅｉｖｅ）。２つの受信機
ペアが互いとは独立して考慮される場合、（図６の場合
のような）求められている２進シンボルについての確率
または対数−尤度比が見出し得る。この目的のために、
Φ₁が受信機ペアｒ（ｋ₁−１）、ｒ（ｋ₁）に、Φ₂がｒ
（ｋ₂−１）、ｒ（ｋ₂）に割り当てられる。ビットｉま
たはビットｊについての対数−尤度比λ⁽¹⁾が、次のよ
うにΦ１及びΦ２の両方について与えられ、ここで情報
シンボルｂ（１）ｂ（０）が２ビットで成る場合、１は
０または１であり得る。考慮される受信されたペアが、時間に関して比較的互い
から隔たっている場合、単独伝送条件が仮定できる。こ
れは、両方の場合について、互いに統計的に独立してい
るとみなされることを可能にする。これを表す式は次の
とおりである：この結果は次のとおりである：従って、１番目のビットについて、これは次の式をもた
らす：式１６と式１７から、統計的独立に関して、情報シンボ
ルの対応するビットについて対数−尤度比の単純な加算
が実行できることが分かる：

【００１９】図１０は、図で表されたこの結果を示す。
受信シンボルｒ［ｋ₁、... ｋ₂、... ］が、図８のエ
レメント９０、９２、９４を含む差分デコーダに供給さ
れる。乗算器９２の結果は、その後、実部デバイス６６
と虚部デバイス６８に再び供給され、当該デバイスは加
算器７０、７２に順に斜めに供給する。決定されるべき
情報シンボルが伝送器から２回伝送された場合、２つの
距離結合デバイス１００ａ、１００ｂは、式１６の加算
を実現することが求められる。情報シンボルについての
対数−尤度比は、その後出力にあり、これらは同じ情報
シンボルの２伝送の手段で決定されている。図８から分
かるように、たとえばビタビアルゴリズムの手段でソフ
トな決定ができるように、対数−尤度比が相次いでチャ
ネルデコーダ９０に供給される方法で、これらの２つの
値はマルチプレクサ１０２に供給される。これはマルチ
プレクサ１０２とチャネルデコーダ９０の間の単純接続
線を介して再現される。以下の項では、この「４−ＤＡ
ＰＳＫ」の場合における対数−尤度比の決定を表示する
ための例として（図１に示される）信号コンステレーシ
ョンが記述される。位相は４つの状態｛０、Φ／２、
Φ、３Φ／２｝のうちの１つを取り得る。振幅につい
て、ｉは｛０、１、２、３｝からの値である重みづけ４
ｃ（ｉ）が存在し、実際の適用では、次のｃ（ｉ）を取
ることができる：｛ｃ（０）、ｃ（１）、ｃ（２）、ｃ
（３）｝＝｛０．１８、０．３５、０．５３、０．７
１｝。式１１において与えられる定義を用いて、これは
式１３に類似する式１９をもたらす。位相と振幅は互いに独立した変数であるという事実か
ら、式１４は同様に次のように書くことができる：対数−尤度比についての結果は次のように書き出され
る：式２１から、特定の重みづけされた振幅の受信について
の確率Ｐｒ｛ｃ^(j)｝は、対数−尤度比についての乗法
重みづけを表すことが分かる。従って、表示されるＤＱ
ＰＳＫの場合の確率密度関数は、特定の振幅ｃ^(j)での
ＤＱＰＳＫについての確率密度関数から計算され、その
後式２１の分母及び分子においてＰｒ｛ｃ^(j)｝で乗算
される。これは、個々の振幅が、その確率に対応する重
みづけを通じて、対数−尤度比において現れることを意
味する。図２での信号コンステレーション図解図につい
ての上記の誘導に基づいて、類似の式が導きだされる。
要約すると、本願発明は、変調／復調処理と組み合わせ
て、マルチキャリア変調伝送の搬送波について、及びＯ
ＦＤＭの特別な場合において、有効であることが証明さ
れた。一方では信号コンステレーションの拡張が達成さ
れ、他方では、「マッピングダイバーシチ」利得が、搬
送波上の情報の複合的な表示を通じて達成される。よっ
て、「マッピングダイバーシチ」について、各情報ビッ
トは少なくとも２回伝送される。同じ情報の伝送の時間
間隔は長いことが好ましい。この場合、２つの現象は互
いに統計的に独立しているとみなすことができる。しか
し、伝送チャネルそのものが考慮される場合、２つの伝
送処理が統計的に完全に互いから独立しているとみなさ
れ得ないより短い時間間隔も、チャネルが短い時間変動
しか受けないならば、検波信頼性の増大につながる。
「マッピングダイバーシチ」の場合の「デマッピング」
または復調は、コヒーレントな場合（図７）及びインコ
ヒーレントな場合（図８）の両方において使用できる。
「マッピングダイバーシチ」の場合の距離計算は、２ス
テップで実行される。第１の距離は時間ｋ₁で計算され
て記憶される。その後、第２の距離が時間ｋ₂で計算さ
れ、続いて第１の距離と結合されるが、この結合は、好
ましくは加算として実行される。距離結合の結果は、そ
の後受信機内のチャネルデコーダに渡される。より良い
理解のために、以下の項では対数−尤度比が簡単に説明
される、あるいはどのようにしてこれらがチャネルデコ
ーダ９０において評価されるのかが述べられる。式１１
から、たとえば対数関数に対応する値の範囲が−無限大
から＋無限大の間に延びることが分かる。対数−尤度比
が著しい負の値である場合、これは、ビットが１である
確率が非常に低く、ビットが０である確率が非常に高い
ことを意味する。よってこの場合、検討中のビットは０
であるという非常に信頼性の高い決定がなされる。対数
−尤度比が非常に大きな値である場合、すなわち対数の
引き数が非常に大きい場合、ビットは１であるという確
率はより高そうであり、ビットが０であるという確率は
非常に低いことが分かる。そのとき、ビットは１である
という非常に信頼性の高い決定ができる。従って、チャ
ネルデコーダ９０における更なるデコーディングについ
て、ビットｂ（０）、ｂ（１）は、対応する対数−尤度
比によって置換される。対数−尤度比の評価は、たとえ
ば、０．５より下のものは全て０であり、０．５より上
のものは全て１であることを明らかにすることにより実
行され得る。対数−尤度比が１より大きい場合でも、信
頼できる１があり、１より下の値はより信頼性の低い１
であるといえる。本願発明の実施例による伝送器（図
５）の詳細な説明について、ここで図１１が観察され
る。図１１は、図５と同様に、第１のマッパ５２、この
後に接続される第２のマッパ５４、直並列コンバータ５
３ａを示す。同じ情報シンボルに関係する２つの伝送シ
ンボルを伝送する場合を考慮するに当って、両方のマッ
パがまず第１の伝送シンボルｂ¹ｂ⁰ｃ⁰及びその後第２
の伝送シンボルｂ¹ｂ⁰ｃ¹を生成する。これら２つの伝
送シンボルは、直列的に生成され、その後５３ａを通じ
て並列化される。第１の伝送シンボルは、その後並列直
列コンバータ５３ｂに直接入り、第２の伝送シンボルの
伝送を後の時間で達成するために、第２の伝送シンボル
は時間インターリーバに供給される。好ましくは一定の
調節された時間の後に、時間インターリーバは、供給さ
れた伝送シンボルを、差分デコーダ１０、１２、１４の
前の伝送ビットストリームに挿入する。後の時間で第２
の伝送シンボルを第１の伝送シンボルについてと同じ搬
送波に割り当てるために、または前述のように、好まし
くは別の搬送波に割り当てるために、時間インターリー
バが配置されることが可能である。

【００２０】図１１から、本願発明による伝送器の実施
例について、重みづけのオーダーが固定されることも明
らかである。これは、第１の伝送シンボルは常に重みづ
けｃ（０）を有し、第２の伝送シンボルは常に重みづけ
ｃ（１）を有し、第３の伝送シンボルは常に重みづけｃ
（２）を有する等を意味する。これは、重みづけのオー
ダーが好ましくは予め定められているために、受信され
たシンボルがどの重みづけを有しているべきかを受信機
が当初から認識しているという利点を有する。

【００２１】図１２は、図７または図８の本願発明によ
る受信機の幾分詳細な表示である。図１２は図９にも類
似している。差分デコーダは、直並列コンバータ６５の
後方に接続される。これは、一方で第１の距離計算デバ
イス９６ａに供給し、他方で、時間に関してチャネルの
方法でインターリーブする時間インターリーバ５５を通
じて導入される任意のシンボルを除去する時間デインタ
ーリーバ９７に供給する。第２の距離計算デバイス９６
ｂは、時間デインターリーバ９７の後に接続される。既
に詳細に記述したように、距離結合は、距離結合デバイ
ス１００において前記２つの単一比の加算によって実行
されることが好ましい。ビタビデコーダは、チャネルデ
コーダに含まれることが好ましく、デバイス１００の前
記２つの出力信号を入力として取り、初期状態から最終
状態までトレリス線図で算出する。最大距離のルート
は、その後、推定されたコードシーケンスに加えて推定
された情報シーケンスをもたらす。対数−尤度比が用い
られないコヒーレントな場合、受信信号は、ビタビデコ
ーダの入力前に時間ｋ₁及びｋ₂で加算されることが好ま
しい。これは、最大比結合（ＭＲＣ）としても公知であ
る。チャネル特性に関して、以下のようにコメントして
おく。言うまでもなく、伝送の間は、チャネルそれ自体
は識別されていない。しかし、チャネルは受信機におい
て推定されることが必要である。チャネル推定はシステ
ム、セットアップ、使用されるチャネルの種類によるの
で、この推定は、全ての実際上の実施において異なるこ
とが判明する。雑音に関しては、付加白色ガウス雑音
（ＡＷＧＮ）が主に考慮される。この場合、一方では雑
音分布、他方では信号レベル対ノイズレベルの比が知ら
れる。この情報は、更なるデコーディングのためにチャ
ネルデコーダにおいて使用される。畳込み符号が伝送器
において使用される場合、前段でしばしば述べたよう
に、ビタビデコーダが受信機において使用される。実際
の実施のために、１／σ_n ²は全ての距離の増分について
同一であり、従って、ビタビデコーダにおけるデコーデ
ィングには無関係である。従って、図１０で既に分かる
ように、１／σ_n ²は損失なく無視できる。

フロントページの続き (72)発明者エバラインエルンストドイツ連邦共和国Ｄ−91091 グローセンジーバッハヴァルトシュトラーセ 28 ベー (72)発明者ブーフホルツシュテファンドイツ連邦共和国Ｄ−81447 ミュンヘンカーシュラヒャーシュトラーセ８ (72)発明者リップシュテファンドイツ連邦共和国Ｄ−91058 エアランゲンシュタインヴェク９アー (72)発明者ホイベルガーアルベルトドイツ連邦共和国Ｄ−91056 エアランゲンハウゼッカーヴェク 18 (72)発明者ゲルホイザーハインツドイツ連邦共和国Ｄ−91344 ヴァイシェンフェルトザウゲンドルフ 17 (56)参考文献特開平10−32557（ＪＰ，Ａ) 特開平５−327807（ＪＰ，Ａ) 特開平６−37683（ＪＰ，Ａ) 特表昭58−500099（ＪＰ，Ａ) 米国特許3665395（ＵＳ，Ａ) 国際公開96／01535（ＷＯ，Ａ１) 国際公開97／09812（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の搬送波の手段で伝送される情報シ
ンボルを受信するための方法であって、情報シンボル
は、異なる時間に受信される第１の伝送シンボル及び第
２の異なる伝送シンボルによって表され、各情報シンボ
ルから互いに異なる少なくとも２つの伝送シンボルが生
成でき、これらはこの情報シンボルに明確に割り当てら
れており、また前記個々の伝送シンボルから生成できる
全ての伝送シンボルは、互いに及び前記情報シンボルと
は異なっており、以下のステップを含む：時間（ｋ１）で前記第１の受信された伝送シンボルを得
るために、第１の搬送波を復調する（８４）ステップ；前記第１の受信された伝送シンボル、または前記第１の
受信された伝送シンボルに関する情報を記憶する（９
８）ステップ；第２の受信された伝送シンボルを得るために、第２の時
間（ｋ２）で更なる搬送波を復調する（８４）ステッ
プ；及び前記情報シンボルのうちのどの情報シンボル
に、前記第１の受信された伝送シンボル及び前記第１の
受信された伝送シンボルとは異なる前記第２の受信され
た伝送シンボルが割当てられているかを確認することに
よって、前記２つの受信された伝送シンボルが基づくと
ころの前記情報シンボルを決定するために、前記記憶さ
れた第１の受信された伝送シンボルまたは前記第１の受
信された伝送シンボルに関する前記情報及び前記第２の
受信された伝送シンボルを使用するステップであって；１つの情報シンボルが時間において隣接する２つの伝送
シンボル間の差によって表されるところの、前記伝送シ
ンボルが差分コード化され、前記方法は更に以下のステ
ップを含む：第１の受信されたシンボルを、先行する受信されたシン
ボルの共役複素値で乗算するステップ；第２の受信されたシンボルを、先行する受信されたシン
ボルの共役複素値で乗算するステップ；前記乗算の結果の各々について対数−尤度比を計算する
ステップ；及び第１及び第２の対数−尤度比から前記情
報シンボルを決定するステップ。
【請求項２】両方の搬送波は互いに異なる、請求項１
に記載の方法。
【請求項３】決定のステップにおいて、基礎となる乗
算の結果がより高い振幅を有する対数−尤度比がより考
慮される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】決定のステップにおいて、前記情報シン
ボルの各ビットについて対数−尤度比を得るために、両
方の乗算結果の対数−尤度比が加算される、請求項１に
記載の方法。
【請求項５】前記受信機における前記情報シンボルの
前記ビットを決定するために、前記情報シンボルの前記
ビットについての前記対数−尤度比はビタビデコーディ
ングアルゴリズムに渡される、請求項１乃至４のいずれ
かに記載の方法。
【請求項６】複数の搬送波の手段で伝送される情報シ
ンボルの受信のための装置であって、情報シンボルは、
各々他方とは異なっていて異なる時間に受信される第１
及び第２の伝送シンボルにより表され、以下を含む：第１及び第２の受信された伝送シンボルを得るために、
各々の時間（ｋ１、ｋ２）に前記変調された搬送波を復
調する手段（８４）、及び前記情報シンボルのうちのど
の情報シンボルに、前記第１の受信された伝送シンボル
及び前記第１の受信された伝送シンボルとは異なる前記
第２の受信された伝送シンボルが割当てられているかを
確認することによって、前記２つの受信された伝送シン
ボルが基づくところの前記情報シンボルを決定するため
に、前記２つの受信された伝送シンボルを使用するため
の手段（９０、９６；９６、１００）であって；１つの情報シンボルが時間において隣接する２つの伝送
シンボル間の差によって表されるところの、前記伝送シ
ンボルが差分コード化され、前記使用するための手段は更に以下を含む：時間において互いの後に続く２つの連続する復調された
受信された伝送シンボル間の位相差を形成する差分デコ
ーディング手段（８８、９０；９０、９２、９４）；第１の受信されたシンボルを、先行する受信されたシン
ボルの共役複素値で乗算し、第２の受信されたシンボル
を、先行する受信されたシンボルの共役複素値で乗算す
る手段（９６ａ、９６ｂ）；第１及び第２の対数−尤度比から前記情報シンボルを決
定する手段（１００）。
【請求項７】前記決定する手段（１００）は、前記第
１及び第２の受信された伝送シンボルに基づく前記対数
−尤度比を加算するために配置され、前記装置は、ビタ
ビデコーダを含むチャネルデコーディング手段（９０）
を更に含む、請求項６に記載の装置。