SK8898A3 - Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania - Google Patents

Abstract

Prijímacie zariadenie uskutočňuje N rôznych demodulácií (N ž 2) pričom dodáva každej demodulácii súbor príslušných odhadov následných binárnych symbolov jedného rámca. Niektoré z týchto symbolov so sebou nesú redundanciu zavedenú kódovacím korektorom chýb použitým vysielacím zariadením. Prijímacie zariadenie dekóduje každý z N súborov odhadov podľa komplementárneho postupu tohto kódovacieho korektora chýb, pričom dekódovanie každého súboru odhadov zahŕňa mieru jedného stupňa chyby (Qw). Prijímacie zariadenie oddelí jeden z N súborov odhadov, pre ktorý je stupeň merania chyby minimálny.

Description

Vynález sa týka spôsobu numerickej demodulácie a dekódovania.

Používa sa najmä v prijímacích zariadeniach uskutočňujúcich spôsoby výberového príjmu'.

Doterajší stav techniky

Spôsoby výberového príjmu sú v odbore numerického prenosu známe. Medzi tieto spôsoby je možné uviesť: priestorový, výberový príjem užitočný najmä v rádiovom prenose ak je niekoľko snímačov príjmu umiestnených na rôznych miestach; frekvenčný výberový príjem, ak je ta istá vysielaná informácia prenášaná súčasne na rôznych frekvenciách; časový výberový príjem v prípade opakovania tejto informácie.

Tieto rôzne spôsoby výberového príjmu možno rovnako medzi sebou kombinovať. Výhodou týchto spôsobov je to, že umožňujú zníženie miery binárnej chyby v odhadoch produkovaných prijímacím zariadením. Na druhej strane majú spravidla tu nevýhodu, že vyžadujú doplnkové prostriedky na okrajoch prechádzajúceho pásma a/alebo že vysielacie a prijímacie zariadenia sú komplikované.

Aby bolo možné kombinovať viacnásobné odhady získané výberovým prijímačom, existuje istý počet spôsobov medzi ktorými je možné uviesť spôsob výberu, ktorý spočíva jednoducho vo výbere podľa pozorovania najlepšieho pomeru signál/šum; spôsob ktorý sa nazýva kombinovanie rovnakého zisku, kde sa rozhoduje podľa súčtu signálov po sfázovaní; spôsob ktorý sa nazýva najvyšší kombinačný pomer, v ktorom sa rozhoduje podľa súčtu druhých mocnín sfázovaných signálov a rozdelených podľa odhadnutej hodnoty šumu, ktorým sú signály postihnuté. Tento posledný spôsob poskytuje maximálny pomer signál/šum po rekombinácií.

Väčšina systémov numerických prenosov používa kódovací/dekódovací kanál, ktorý zlepšuje ich mohutnosť v poruchách, indukovaných prenosovým kanálom. Opravovacie kódery zavádzajú do prenášanej informácie redundanciu, ktorou pripojené dekódery využijú pre opravu chýb prijatého signálu. Spravidla sa používajú dve veľké skupiny kódov: konvolučné kódy a kódy v blokoch (Golay, BCH, Reed-Solomon atd’.). Vlastnosti opráv týchto kódov sú optimálne, ak pravdepodobnosti chyby sú dekorelované nasledujúcim symbolom, čo je napríklad prípad kanálov s prídavných gaussovým bielym šumom. Aj keď táto podmienka dekorelácie nie je splnená, čo je najmä v prípade rádiových kanálov pri Reyleighovom alebo Riceovom úniku, kódovací/dekódovací kanál zahŕňa okrem iného previazanie/rozviazanie spočívajúce v permutácii symbolov určených k rozptýleniu vo vstupe opravovacieho dekóderu, pričom chyby sa objavujú v paketoch v kanáli šírenia.

Vo väčšine systémov kanálový dekóder upravuje odhady, tvrdé alebo jemné, dodávané demodulátorom. V prípade výberového prijímača spracováva tento prijímač odhady získané rekombináciou násobných odhadov.

V článku Channel Coding with Multilevel/Phase Signals (IEEE Trans. on Information Theory, zväzok IT-28, č. 1, január 1982, str. 55 - 67), G Ungerboeck zaviedol pojem kódovanej modulácie, ktorá umožňuje spolupracovať modulácii/demodulácii s kanálom kódovanie/dekódovanie. Prijímač súčasne demoduluje a opravuje chyby s využitím mriežky, ktorej stavy udržujú počet stavov modulácie a stavy dekódovania. Táto metóda umožňuje vyhodnotiteľný zisk, pretože demodulátor čerpá zisk z bitov chránených na mikroskopickej úrovni opravným kódom. Metóda, ako je známe, má významný úspech v prenosoch po drôtoch a cez satelit, pre ktoré podmienky šírenia nie sú vôbec obtiažné. Ale nevýhodou tejto metódy je to, že nie je kompatibilná pokiaľ existuje previazanie, pretože mriežka demodulácie by tak dospela k nereálnej veľkosti.

Cieľom vynálezu je vyriešiť nový spôsob, ako kombinovať viacnásobné odhady prenášaných numerických symbolov pri využití prítomnosti chránených symbolov medzi prenášanými symbolmi.

Podstata vynálezu

Vynález teda rieši spôsob numerickej demodulácie a dekódovania, v ktorej prijímacie zariadenie uskutočňuje N rôznych demodulácií, pričom dodáva pre každú z nich sadu príslušných odhadov následných binárnych symbolov rámca, pričom niektoré z týchto symbolov obsahujú redundanciu zavedenú kódovacím korektorom chýb použitým vysielacím zariadením. Podľa vynálezu prijímacie zariadenie dekóduje každú z N sád odhadov podľa komplementárneho postupu kódovacieho korektoru chýb, pričom dekódovanie každej sady odhadov obsahuje hodnotu jedného stupňa chyby, pričom prijímacie zariadenie oddelí jednu z N sád odhadov, pre ktorú je stupeň meranej chyby minimálny.

Týmto spôsobom konečný výsledok demodulácie využíva redundačné informácie prinesené kanálovým kóderom. Je postačujúce, keď len niektoré zo symbolov rámca sú kódované s redundanciou, aby celok demodulovaného rámca bol uspokojivý.

Tento prístup môže byť porovnávaný s prístupom Ungerboecka, ale ten uvažuje rámec makroskopický a nie mikroskopicky. Oproti kódovaným demoduláciám to umožňuje najmä prítomnosť previazania.

Vynález sa využíva nielen na rekombináciu viacnásobných odhadov získaných technikou výberového príjmu, ale tiež pre prípad, keď aspoň dve z N sád odhadov symbolov ak sú získané demoduláciou toho istého segmentu signálu prijatého spôsobom výberového príjmu (alebo taký prípad, keď chyby odhadu budú často korelované).

V konkrétnom spôsobe vyhotovenia podľa vynálezu aspoň dve z N rôznych demodulácii sú vyhotovené na tom istom segmente signálu zodpovedajúcom jednému rámcu symbolu numerického signálu modulovaného vysielacím zariadením, pričom tento segment signálu je prijímaný prijímacím zariadením po prenose numerického signálu modulovaného prostredníctvom prenosového kanálu a prvý z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce kroky:

- odhad prvých parametrov demodulácie na prvom okraji segmentu; a

- výpočet prvých odhadov symbolov rámca na báze prvých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentov signálu, ktorý prešiel od prvého okraja k druhému okraju, a druhá z týchto dvoch demodulácii obsahuje nasledujúce kroky:

- odhad druhých parametrov demodulácie na druhom okraji segmentu; a

- výpočet druhých odhadov symbolov rámca na báze druhých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentov signálu, ktorý prešiel od druhého okraja k prvému okraju.

Tento spôsob vedie k vyhodnotiteľným ziskom na hodnote binárnej chyby, vrátane samotným zachytávaním signálu.

Ostatné zvláštnosti a výhody vynálezu vyplynú z nasledujúceho popisu a príkladov vyhotovenia vynálezu, na ktoré sa však vynález neobmedzuje a z pripojených výkresov.

Prehľad obrázkov na výkresoch

Obr. 1 je bloková schéma znázorňujúca vysielacie zariadenie a prijímacie zariadenie, vyhotovené podľa vynálezu; obr. 2 je diagram znázorňujúci štruktúru rámcov signálov v príklade vyhotovenia podľa vynálezu, obr. 3 a 4 sú blokové schémy spôsobu demodulácie vykonávanej prijímacím zariadením v dvoch smeroch demodulácie; obr. 5 je graf znázorňujúci príklady pravdepodobnosti získané v každom smere demodulácie; obr. 6 až 11 sú grafy znázorňujúce charakteristiky prijímacieho zariadenia podľa vynálezu a obr. 12 je iný príklad vyhotovenia prijímacieho zariadenia podľa vynálezu.

Príklady vyhotovenia vynálezu

Vynález je ďalej popísaný pri svojom využití v numerickej rádiokomunikácií medzi vysielacím zariadením 10 a prijímacím zariadením 20. Vysielacie zariadenie 10 obsahuje zdroj 12 kódu (digitalizér zvuku v prípade telefónneho systému), ktorý vysiela tok numerických dát x_k organizovaných v nasledujúcich rámcoch. V príklade vyhotovenia nakreslenom na obr. 2 je signál x_k organizovaný v 126 bitových rámcoch s rýchlosťou 1/T = 8 k bit/s.

Kanálový kóder 14 spracováva bity vysielané zdrojom kódu pre zlepšenie odolnosti proti chybám prenosu. V príklade na obr. 2 kanálový kóder 14 využíva konvolučný kód CC (2, 1, 3) s účinnosťou 1/2 v prvých 26 bitoch rámca x_k.

Výsledných 52+100=152 bitov e_k je potom podrobených previazaniu určenému na zrušenie zhluku chýb, ktoré môže zaviesť úkaz Rayleighovho úniku. Synchronizačné slovo z 8 bitov sa vloží za každý rámec s 152 bitmi informácie previazané pre vytvorenie signálu c_k, ktoré kóder 14 vyšle do modulátora 16. Modulátor 16 vytvorí rádiový signál s(t), ktorý je zosilnený, potom odovzdaný na anténu 18 vysielacieho zariadenia 10. V uvažovanom príklade vyhotovenia sú symboly c_kbinárne (c_k=0 alebo 1).

Použitá modulácia je napríklad modulácia GMSK s parametrami BT=0,25 (viď K. MUROTA a kol.: GMSK modulácie pre digitálnu mobilnú rádiovú telefóniu, IEEE Trans. on Communications, zväzok COM-29, č. 7, júl 1981, strany 1044-1050).

Prijímacie zariadenie 20 zahŕňa demodulátor 24 prijímaný signál zachytený anténou 22 a zosilnený. Demodulátor 24 vydáva dve sady odhadov vysielaných symbolov c_k. Tieto odhady sú označené v prípade jemných rozhodnutí a

6^,6?^ v prípade hrubých rozhodnutí. Ak symboly c_ksú z oblasti M a sú medzi 0 a M-l, výber možného zastúpenia pre jemný odhad je v tvare:

gí =^.exp^27^/A/), gf =pf.exp(27Wf/A/), to znamená, že v tomto prípade jeho argument 2jnctf,IM alebo 2jnd^R!M predstavuje najpravdepodobnejšiu hodnotu cľ^ alebo ó/f symbolu c_k, kdežto jeho modul alebo p^R je miera pravdepodobnosti tejto hodnoty d^A alebo d^R . V prípade binárnych symbolov (M=2), číslo alebo gf je reálne a pomenované softbit a jeho označenie 2d^ -1 alebo 2d^R -1 dáva priamo najpravdepodobnejšiu hodnotu symbolu označeného 2c_k-l.

Prijímacie zariadenie 20 obsahuje kanálový dekóder 26 podvojný ku kanálovému dekóderu 14 vysielača. V príklade výhodného vyhotovenia kanálový dekóder 26 vykonáva rámec po rámci permutáciu bitov inverzných k permutácii zodpovedajúcej previazaniu použitého vysielačom a dekóduje 52 redundantných bitov využitím mriežky Viterbi zodpovedajúcej použitému konvolučnému kódu. V príklade prevedenia zahrňuje krok 26 dva rozdielne dekódery, pričom jeden 26^A pracuje na prvých odhadoch g^ alebo d% dodávaných demodulátorom 24. ďalší 26^R pracuje na druhých odhadoch gf alebo d^R. Každý dekóder 26^, 26^R vracia príslušné odhady bitov X_k. Ako je obvyklé v numerických prenosoch,

Viterbi dekódovanie prevádzané dekóderom 26²⁴ alebo 26^Λ môže byť v hrubých rozhodnutiach, pokiaľ demodulátor 24 dodáva iba d^ alebo d^R , alebo v jemných rozhodnutiach, kedy demodulátor 24 dodáva g^ alebo gf.

Ako je znázornené na obr. 1, demodulátor 24 zahŕňa rádiový stupeň 30 zaisťujúci premenu prijatého signálu do základného pásma. Pomocou dvoch zmiešavačov 32. 34 je prijatý rádiový signál do dvoch rádiových vín, v kvadratúre s nosnou frekvenciou vysielaných lokálnym oscilátorom 36 a výsledné signály prechádzajú filtrami 38, 40 spodného pásma pre získanie jednej zložky vo fáze a jednej zložky v kvadratúre. Tieto dve zložky sú vzorkované a kvantifikované analogicko-numerickými konvertormi 42, 44 s frekvenciou aspoň rovnajúcou sa frekvencii prenášaných bitov. Zaznamenáva sa R_n komplexných vzoriek numerického signálu základného pásma vysielaných konvertormi 42, 44.

V príklade vyhotovenia nakreslenom na obr. 1, pracuje demodulátor 24 podľa sekvenčného algoritmu pre demodulovanie binárnych symbolov. V prípade modulácie GMSK možno urobiť sekvenčnú demoduláciu použitím nasledujúcej aproximácie pre signál modulovaný na páske bázy s(t):

(4)

5(/) = Σ j^k,a_k.h(t - kT) k=-eo

Tento výraz zodpovedá aproximácii v prvom poradí rozkladu navrhovanom

P. A. Laurentom v jeho článku Presná a približná konštrukcia digitálnej fázovej modulácie v superpozícií amplitúdovo modulovaných pulzov (AMP), IEEE

Trans. on Communications, zväzok COM-34, č. 2, 2. február 1986, strana

150-160. Tento článok vysvetľuje rovnako spôsob výpočtu funkcie h(t), ktorá v prípade modulácie GMSK s BT=0,25 zodpovedá impulzu dĺžky 2T, so stredom na t=0. Vo výraze (4) binárne symboly a_k hodnoty ±1 zodpovedajú bitom c_k rozdielne kódovaným: a_k = a_k-i ,(2c_k - 1).

Rádiový kanál je postihnutý výpadkami, ktoré zodpovedajú súčtu signálov v opačnej fáze prichádzajúcich z viacnásobných dráh, ktoré sú vyvolané rôznymi odrazmi vysielaného signálu na blízkych či vzdialených prekážkach. Pritom časový rozptyl týchto dráh je obvykle v rozsahu 12μ5, krátkym časom pred časom jedného bitu (Τ=125μ5 v uvažovanom numerickom príklade). Kanál šírenia sa predstavuje variabilným komplexom A(t), zodpovedajúcemu Rayleighovmu úniku a rozfázovaniu s jednotnou dráhou. Frekvencia výpadku je 2f_d, pričom f_d je Dopplerova frekvencia spojená s kolísaním vzdialenosti medzi vysielačom a prijímačom: f_d=f₀.v/c, keď f₀ je stredová frekvencia kanálu, je v relatívna rýchlosť vysielača a prijímača a c je rýchlosť svetla. Zistilo sa teda, že pre rýchlosť 100 km/h je Dopplerova frekvencia 41,67 Hz v prípade, že f₀= 450 MHz, odkiaľ výpadok (83,33 Hz) je celých 12 ms. Toto teda pripúšťa väčší výpadok rámca a najmä vyššiu frekvenciu výpadku ako je frekvencia synchronizačných slov (50 Hz).

Prítomnosť týchto rýchlych výpadkov a všeobecne rýchla zmena kanálu pred časom rámca, si vynucuje častý odhad kanálu a tým závažné nebezpečie šírenia chýb zavinených spätnou väzbou rozhodnutí. V skutočnosti je to tak, že pokiaľ sa vyskytujú chyby na rozhodnutých binárnych symboloch pri demodulovaní, vedú tieto chyby k chybným odhadom kanálu, ktoré samé o sebe vedú k novým chybám v demodulácii.

Zaznamenávajú sa A_k = A(kT) (k=0 až 167), komplexné hodnoty kanálu šírené vzorkované v 8 kHz v základnom pásme. Kanál je mimo iného zasiahnutý gaussovým prídavným bielym šumom B(t) s variáciou NO/2 označeným B_k po vzorkovaní a upravenej filtrácií. Prijatý signál po upravenej filtrácií signálu filtrom 46 odozvy h(t), je teda v tvare:

r_k=A(kT) Σ jⁿa„H(n-k)T) +B(kT) = n—-<c =Α_ΙιΙ/^ι'-'αΙι.,Η(-Τι,)+/αΙιΗ(Ο)+)^ΜαΜΗ{+Γ)]+Β_Ιι kde H(t) je známa funkcia autokorelácie funkcie h(t). V tomto výraze je urobená aproximácia spočívajúca v zanedbaní H(t) pre |/| > 2T, čo zjednodušuje výpočty.

Vzorky výstupu r_k upraveného filtra 46 sú uložené v pamäti 48, aby boli spracované radičom 50 demodulátora 24.

Radič 50 spracuje filtrovaný signál r_k pomocou segmentov, kde každý segment zodpovedá jednému rámcu s 168 vyslaných binárnych symboloch a_k (0<£<168). Ako ukazuje obr. 2, tento príslušný rámec po rôznom kódovaní zahŕňa bity c_k, s 152 bitmi informácie jedného rámca orámovaného 8 bitmi predchádzajúceho synchronizačného slova a 8 bitmi nasledujúceho synchronizačného slova.

Radič 50 vykonáva demoduláciu podľa sekvenčného algoritmu, ktorého prvá fáza je uvedená na blokovej schéme na obr. 3. V tejto prvej fáze sa začína odhadom komplexnej odozvy kanálu na začiatku segmentu, potom sa demoduluje tento segment od začiatku do konca tak, že sa vloží do rámca v každom časovom bite odhad komplexnej odozvy kanálu.

Pri inicializácii 60 tejto prvej fáze bity b^A a sú príslušne snímané rovnako so známymi binárnymi symbolmi a₀ a, a index k je inicializovaný na 2. V kroku 62 je index k porovnávaný s 8, to je s dĺžkou synchronizačného slova. Ak k<8, bit b^ je vzatý rovnako ako známy bit a_k synchronizačného slova v kroku 64, potom sa pokračuje v kroku 66, v okamžitom odhade kanálu šírenia a vykonáva sa komplexné delenie:

y^A — _ľtJ_ ^A-1 j^k~²b^Ak_₂H(-T)+j^k-^} ^Η(0Μ*1$Η(+Τ) ^{1 }}

Filtrácia okamžitých odhadov umožňuje vyhladiť účinky gaussovho šumu pre získanie odhadu A_k__t slúžiaceho k demodulácii bitov. V príklade nakreslenom na obr. 3, je táto filtrácia vykonaná jednoducho výpočtom aritmetického priemeru šiestich posledných okamžitých odhadov F*. Rovnako je možné využiť iné typy filtrácie. Po kroku 66, je index k porovnávaný s 167 (dĺžkou rámca) v kroku 68. Pokiaľ je k<167, index k je zvyšovaný o prírastok jednotky v kroku 70 pred navrátením do kroku 62.

Odhad kanálu na začiatku rámca je ukončený, keď k=8 v teste 62. Pripraví sa teda odhad získaný vďaka znalosti synchronizačného slova. Pre každú hodnotu k >8, je softbit odhadnutý v kroku 72 podľa:

(6) a odhad b_k bitu a_k sa získa označením softbitu S^. V kroku 72 radič 50 prechádza rovnako rôznym dekódovaním pre odhad bitov c_k podľa vzorca g_k=s_k__}.s_k v prípade jemných odhadov (S^ = Re^ry,j~⁷^ \ pre k=8) a podľa vzorca = (l + b_k__l.b_k'j/2 v prípade tvrdých odhadov.

Akonáhle sa získa tento bit b^, radič 50 opäť odhadne kanál v kroku 66 ako skôr vystavený. Demodulácia v smere dopredu je ukončená keď k=167 počas trvania testu 68.

Na obr. 3 je vidieť, že spôsobená chyba na bite b^ v kroku 72, napríklad kvôli výpadku kanálu alebo podnecujúceho hluku, vyvolá skreslenie v okamžitých odhadoch V_k-i>Vk ^a ^t+i vykonaných v troch nasledujúcich krokoch 66 a vedie takto k chybám odhadov kanálu, ktoré sa šíria počas určitej doby činnosti vyhladzovacieho filtra. Tieto chyby v A^ môžu na svojej ceste vyvolať ďalšie chyby odhadov bitov.

Obr. 5 znázorňuje prípad, keď prijatý signál má energiu vyvíjajúcu sa podľa krivky E, nakreslenej prerušovanou čiarou (s výpadkom signálu objavujúcim sa v okamžiku k₀), ktorého pravdepodobnosť |^| odhadov (krivka nakreslená prerušovanou čiarou) je dobrá pred výpadkom, ale potom si vezme istý čas na znovunájdenie hodnôt úmerne k energii E prijatého signálu.

Pre zlepšenie výkonu v období nasledujúcom po výpadku, vykonáva radič 50 ďalšiu demoduláciu segmentu signálu zodpovedajúcu 168 bitovému rámcu od konca segmentu k jeho začiatku. To umožní získať takú pravdepodobnosť |, aká je vyjadrená krivkou nakreslenou plnou čiarou na obr. 5. Možno si všimnúť, že výkony demodulátora sa zlepšia, ak je daná prednosť softbitom pred výpadkom a softbitom po výpadku.

Spätná demodulácia sa uskutoční v druhej fáze, podobnej tej prvej, ktorej bloková schéma je nakreslená na obr. 4.

V tejto druhej fáze sa začína s odhadom komplexnej odozvy kanálu na konci segmentu, potom sa tento segment demoduluje od jeho konca k jeho začiatku tak, že sa kladie mriežka na každý časový bit odhadu komplexnej odozvy kanálu.

Pri vybudení 160 tejto druhej fázy sa berú príslušné bity Z»f₆₇ a ôf₆₆ rovnajúce sa známym binárnym symbolom a₇ a a₆ a index k je nastavený na 165. V kroku 162 je index k porovnávaný s 159. Keď k>159, bit je braný ako rovnajúci sa známemu bitu a_k-i6o synchronizačného slova v kroku 164. potom sa pokračuje v kroku 166 v okamžitom odhade V%₊₁ kanálu šírenia a urobí sá komplexné rozdelenie:

T/R _íkl_ zn\ ^A+1 /+2z,«₊₂//(₊7)₊/₊l_Ŕ«₊₁//(0)+/ó«//(-r) ^{v 7}

Filtrácia okamžitých odhadov V* umožňuje vyhladiť vplyv gaussovho šumu pre získanie odhadu A_k+l, slúžiaceho na demoduláciu bitov. V príklade nakreslenom na obr. 4 je táto filtrácia urobená jednoducho výpočtom aritmetického stredu šiestich posledných okamžitých odhadov P*·. Po kroku 166 je index k porovnávaný s 0 v kroku 168. Pokiaľ je k>0, je index k v kroku 170 zmenšený o jednu jednotku pred tým, ako sa vráti do kroku 162.

Odhad kanála na konci rámca je ukončený, keď k-159 v teste 162. Tak dochádza k odhadu <4f₆₁ získanému vďaka poznaniu synchronizačného slova. Pre každú hodnotu k< 159 je softbit s_k odhadnutý v kroku 172 podľa vzťahu:

s^Rk=Re[r_kA^Rk+2^ j-¹'} (8) a odhad b_k bitu a_k sa získa poznačením softbitu s_k. V kroku 172 radič rovnako prechádza rôznym dekódovaním pre odhad bitov C_k+\ podľa vzorca g£₊₁ = s_k+i.s_k v prípade jemných odhadov (kde íf₆₀ = lóo^fôi 7 ¹⁶⁰)pre k=159), a podľa vzorca d_k+} = ^1 + Z)f₊₁ -b_k^/2 v prípade tvrdých odhadov.

Akonáhle sa získa tento bit b^R, radič 50 opäť odhadne kanál v kroku 166 ako vopred vystavený. Demodulácia v spätnom smere je ukončená keď k=0 v čase testu 168.

Vo vyššie uvedenom príklade sa obmedzia prehodnotené parametre demodulácie pri prechode demodulovaného segmentu v každom smere na komplexnú odozvu A_k kanálu šírenia. Bude zrejmé, že by mohli byť vložené ďalšie parametre, ako sú parametre predstavujúce šum pozorovaný na prenosovom kanály. Je rovnako možné vypočítať pre každý smer demodulácie kvadratický stred odchýlok V^Ak^ -Α^α., (krok 66) alebo V^_+i-A_k+l (krok 166), pre odhad okamžitej hodnoty šumu N0^,N0_k v každom smere demodulácie. Rovnako je možné normalizovať hodnotu softbitu alebo s% pri rozdeľovaní tohoto kvadratického stredu. Odhady hodnoty N0^,N0^R by mohli byť konštantné na uvažovanom rámci; toto sú teda napríklad stredy - ^k-i^^k+i ~ počítané na celom rámci. Ak sú tieto stredy získané na posuvných oknách alebo filtráciou, môžu byť odhady hodnoty šumu konštantné, to je závislé na indexe k.

Napriek tomu, že boli predstavené dva rôzne kanálové dekódery 26^,26^ pre uľahčenie čítania z obr. 1, bude jasné, že je možné rovnako predpokladať jediný dekóder dostatočne zaisťujúci obe dekódovania. Prvé dekódovanie dáva príležitosť odhadnutým bitom y_k a druhé dekódovanie odhadnutým bitom y_k. Každý kanálový dekóder dodáva okrem iného mieru Q^A,Q^R stupňa pozorovanej chyby pri dekódovaní prijatého rámca odhadov.

Napríklad v prípade, kedy kanálový dekóder využíva mriežku Viterbi pre konvolučný kód (viď The Viterbi Algorithm) od G. D. Forney, proc. IEEE, zväzok 61, č. 3, marec 1973, str. 268 - 278), miera Q^A alebo (Q^R) môže byť:

- počet symbolov, ktorých M-tá hodnota bola opravená pri dekódovaní;

- najväčšia metrická klesajúca funkcia, ktorá môže vybrať dráhu v mriežke pri dekódovaní;

- alebo iná miera, ktorá môže závisieť od algoritmu príslušného vykonávaného dekódovania, na kvalite signálu prijímaného dekóderom.

Porovnávaním mier stupňa chyby Q^A a Q^R, prijímacie zariadenie vyberie jednu alebo druhú z dvoch sád odhadov g^ a gf (alebo d^. a d^R), a síce tú, pre ktorú miera stupňa chyby je najmenšia, ako je schematicky naznačené na obr. 1 odpočítačom 96 a prepínačom 98, ktoré opäť udržujú príslušné dekódované bity y^A alebo y^R podľa pomerných hodnôt Q^A a Q^R. Udržované bity y k sú dodávané zdrojovému dekóderu 28, ktorý ich prevádza do formy prenášanej informácie.

Prijímacie zariadenie teda vyberá ten z dvoch smerov demodulácie, ktorý sa javí lepší z hľadiska kanálu dekódovania.

Je treba poznamenať, že nie je nutné, aby kódovací kanál obsahoval redundačné bity pre každý z vysielaných bitov. Tak ako v predchádzajúcom prípade odvolávajúcom sa na obr. 2, kde len 26 bitov z 126 je kódovaných s redundanciou, týchto 26 bitov postačí k preneseniu rozhodnutia na kvalitu demodulovaných odhadov. Inými slovami povedané, 152 bitov rámca využíva redundačné informácie obsiahnuté v 52 bitoch vyslaných konvolučným kóderom.

Ako je v numerických prenosoch obvyklé, musí príslušná forma kódovania s aplikovanou redundanciou, permutácia použitá pre previazanie a tvar modulujúcich vín tvoriť predmet spoločnej optimalizácie pre získanie najlepších výsledkov v každom konkrétnom prípade. Táto optimalizácia môže byť vykonaná známym spôsobom pomocou počítačovej simulácie chovania kanálu.

Obr. 6 a 8 znázorňuje hodnoty, získané spôsobom demodulácie podľa obr.

1. Tieto výsledky boli získané simuláciou v prípade takých rámcov numerického signálu, ktoré sú znázornené na obr. 2, modulovaných v GMSK s BT=0,25. Demodulátor sa od domodulátora nakresleného na obr. 1 líšil tým, že demodulácia nebola sekvenčná, ale podľa mriežky Viterbi, majúca 8 stavov a 8 prispôsobených filtrov, s nasledovaním vlnového vektoru. Táto mriežka zodpovedá pamäti L=3 symbolov, rozloženiu signálu GMSK podľa Rimoldiho (viď B. E. RIMOLDI Postup rozloženia do CPM, IEEE Trans. on Information Theory, zväzok 34, č.

2, marec 1988, strana 260 - 270). Mriežka takto vydáva priamo tvrdé odhady zodpovedajúci bitom Ck, bez diferenčného dekódovania. Previazanie bitov ek (k=0, ..., 151) prevedené kódovacím kanálom 14 pre naplnenie bitov Ck bolo vykonané podľa e k - c%+T_ab(k), kde [Tab(Q), Tab(T),Tab{\51)] = [56, 0, 1 12, 8, 55, 16, 104, 136, 24, 120, 88, 32, 72, 96, 40, 128, 108, 48, 80, 60, 4, 144, 116, 12, 68, 132, 20, 124, 84, 28, 76, 140, 36, 148, 92, 44, 100, 52, 2, 106, 58, 10, 66, 114, 18, 122, 130, 26, 74, 138, 34, 82, 90, 42, 146, 110, 50, 98,

62, 6, 70, 118, 14, 126, 134, 22, 78, 86, 30, 142, 94, 38, 150, 54, 46, 102, 57, 1, 113, 9, 65, 17, 105, 129, 25, 121, 137, 33, 73, 89, 41, 81, 109, 49, 145, 61, 5, 97, 117, 13, 69, 133, 21, 125, 85, 29, 77, 141, 37, 149, 93, 45, 101, 53, 3, 67, 107, 11, 123, 59, 19, 75, 115, 27, 83, 131, 35, 147, 139, 43, 99, 91, 51, 71, 111, 7, 127, 63, 15, 79, 119, 23, 143, 135, 31, 151, 87, 39, 103, 95, 47, 64],

Dekódovací kanál 26^ alebo 26^Λ prevádza inverznú permutáciu pre zrušenie prevádzania, potom dekóduje 52 prvých bitov získaných mriežkou Viterbi v tvrdých rozhodnutiach zodpovedajúcich použitému konvolučnému kódu.

Graf na obr. 6 znázorňuje hodnotu binárnej chyby získanú ako funkciu pomeru signál/šum Eb/NO v prípade, keď vysielacie zariadenie a prijímač sú statické. Graf na obr. 7 znázorňuje dynamický únik š pomernou rýchlosťou 70 km/h. Krivka nakreslená plnou čiarou predstavuje hodnotu pozorovanej binárnej chyby s demoduláciou v jednom smere, bodkovaná krivka znázorňuje výsledky získané podľa vynálezu s demoduláciou v smere tam a späť a výber smeru podľa obr. 1, a konečne čiarkovaná krivka predstavuje teoretické výsledky ideálneho demodulátora (t. j. takého, ktorý má dokonalú znalosť a stálosť kanálu). Obr. 8 znázorňuje mieru pozorovanej binárnej chyby na rovnakom frekvenčnom kanály. Na ose x je vyznačená kvantita C/Ic, ktorá predstavuje pomer výkonu získaného prijímacím zariadením od vysielacieho zariadenia a od interferovaného zariadenia. V týchto troch prípadoch je pozorované slabé zlepšenie hodnoty binárnej chyby.

Obr. 9 až 11 sú podobné grafy, príslušné obr. 6 až 8, ktoré znázorňujú získané výsledky za simulácie podobných podmienok, líšiacich sa jedine typom použitej modulácie. Jednalo sa o kvaternú moduláciu (deliteľnú štyrmi) (M=4). Bity Ck vysielané kódovacím kanálom boli preskupené po dvojiciach pre vytvorenie kvaterných symbolov (deliteľných štyrmi), spracovaných modulátorom. Tvrdé odhady symbolov vysielaných demodulátorom v smere dopredu a späť boli potom rozložené na dva tvrdé odhady zodpovedajúce bitom Ck. Uvažovaná kvaterná. modulácia bola moduláciou vo fáze (CPM) pokračujúcej s parametrom demodulačnej mriežky podľa Rimoldiho rozkladu. Ukazovateľ modulácie bol h=l/3, pričom demodulátor využíval mriežku s 48 stavmi a 64 upravených filtroch.

Na obr. 12 je znázornený ďalší príklad prijímacieho zariadenia spôsobilého pokračovať podľa vynálezu. Toto zariadenie 120 uskutoční výzvu vo výberovom príjme, ktorý je v tomto uvažovanom príklade výberovým príjmom priestorovým, pričom zariadenie obsahuje n antén 22,, ......22_n a n prepojených demodulátorov

24,..... 24_n . Každý demodulátor .24, pracuje v jednom smere na príslušnom segmente signálu dodaného jeho anténou .22, (napríklad ako je opísané s odkazom na obr. 3) a dodáva príslušné jemné odhady a/alebo príslušné tvrdé odhady (ty pre každý4° symbol Ck. Zariadenie 120 tak disponuje s N=n odhadov na symbol pochádzajúci z rôznych segmentov signálu miesto N=2 odhadov získaných z rovnakého segmentu signálu v príklade vyhotovenia na obr. 1 až 11.

Týchto n sád odhadov je dokódovaných v zhode s ohranou prinášanou kódovacím kanálom, súbežne s n kanálovými dekódermi 26,..... 26_n (alebo ešte výhodnejšie jedným dekóderom). Zariadenie 120 takto získalo n sád dekódovaných symbolov a n pripojených hodnôt chyby Q^,

Komparátor 196 určí sadu odhadov alebo g£\pre ktoré hodnota meranej chyby minimálna a po dekódovaní je táto sada nakoniec opäť zobratá oddeľovacím modulom 198 pre dodanie do zdroja dekódera 28..

Vynález možno samozrejme aplikovať i v ďalších spôsoboch výberového príjmu alebo v prijímačoch, ktoré kombinujú výberový príjem so spôsobom viacnásobnej demodulácie, ako je vyššie uvedené.

Claims (10)

1. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania, v ktorom prijímacie zariadenie (20; 120) uskutočňuje N rôznych demodulácií (N > 2) pričom dodáva každej demodulácii sadu príslušných odhadov následných binárnych symbolov (Ck) rámca, kde niektoré z týchto symbolov obsahujú redundanciu zavedenú kódovacím korektorom chýb, ktorý bol využitý vysielacím zariadením (10), vyznačujúci sa tým , že prijímacie zariadenia (20; 120) dekóduje každú z N sád odhadov podľa komplementárneho postupu kódovacieho korektora chýb, pričom dekódovanie každej sady odhadov obsahuje mieru jedného stupňa chyby , pričom prijímacie zariadenie oddelí jednu z N sád odhadov, pre ktorú je stupeň merania chyby minimálny.

2. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 1, vyznačujúci sa tým , že stupeň chyby meranej (Q®) v čase dekódovania je počet symbolov upravený počas dekódovania.

3. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 1 alebo 2, vyznačujúci sa tým, že symboly rámca sú previazané, pričom prijímacie zariadenie (20; 120) vykonáva rozviazanie pred dekódovaním každej z N sad odhadov.

4. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 1, 2 alebo 3, vyznačujúci sa tým , že aspoň dve z N rozličných demodulácií sú urobené na tom istom segmente signálu zodpovedajúcom jednému rámcu symbolov numerického signálu modulovaného vysielacím zariadením (10), pričom segment signálu (r(t)) je prijímaný prijímacím zariadením (20) po prenose modulovaného numerického signálu (s(t)) prostredníctvom prenosového kanálu a ďalej sa vyznačuje tým, že prvá z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce kroky: odhad prvých parametrov demodulácie na prvom okraji segmentu; a výpočet prvých odhadov I symbolov rámca na báze prvých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentu signálu, ktorý prešiel od prvého okraja k druhému okraju a ešte sa vyznačujúci tým, že druhá z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce etapy; odhad druhých parametrov demodulácie (Α%) na druhom okraji segmentu; a výpočet druhých odhadov (gf) symbolov rámca na báze druhých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentov signálu prešlého od druhého okraja k prvému okraju.

5. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 4, vyznačujúci sa tým , že prvé parametre demodulácie sú znovu odhadnuté aspoň raz za čas prejdenia segmentu od prvého okraja a druhé parametre demodulácie sú znovu odhadnuté aspoň jedenkrát počas prejdenia segmentu od druhého okraja.

I

6. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 4 alebo 5, vyznačujúci sa tým , že prvé a druhé parametre demodulácie obsahujú každý aspoň jeden parameter (α^,Α^ predstavujúce odozvu prenosového kanálu.

7. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 6, vyznačujúci sa tým, že prijímacie zariadenie (20) odhaduje parametre predstavujúce odozvu prenosového kanálu na okrajoch segmentu na báze synchronizačných sekvencií vložených do okrajov rámcov numerického signálu.

8. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa ktoréhokoľvek nároku 4 až 7, vyznačujúci sa tým , že prvé a druhé parametre demodulácie obsahujú každý aspoň jeden parameter závislý na šume pozorovanom na prenosovom kanáli.

9. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa nároku 8, vyznačujúci sa tým , že prvé parametre demodulácie zahŕňajú hodnotu šumu, ktorých odhad (NO^) je využitý pre normalizovanie prvých odhadov symbolov rámca a tým, že druhé parametre demodulácie zahŕňajú hodnotu šumu, ktorej odhad (yVOf^je využitý pre normalizovanie druhých odhadov symbolov rámca.

10. Spôsob numerickej demodulácie a dekódovania podľa ktoréhokoľvek nároku 1 až 9, vyznačujúci sa tým, že aspoň dve z N rozdielnych demodulácií sú urobené na dvoch príslušných segmentoch signálu, prijatých prijímacím zariadením (120) podľa techniky výberového príjmu.