JPH10224418A - 符号判定誤り軽減方法 - Google Patents
符号判定誤り軽減方法Info
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- JPH10224418A JPH10224418A JP3440697A JP3440697A JPH10224418A JP H10224418 A JPH10224418 A JP H10224418A JP 3440697 A JP3440697 A JP 3440697A JP 3440697 A JP3440697 A JP 3440697A JP H10224418 A JPH10224418 A JP H10224418A
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- Japan
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- cma
- output signal
- signal
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- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ディジタル移動無線においてＣＭＡによる符号
判定誤り軽減方法を提供する。 【解決手段】受信側ルートナイキストフィルタ部２１〜
２４から出力される受信信号系列２５〜２８を用いて、
ＣＭＡ制御部２９によるＣＭＡ制御を行い、ウェイト値
３１、及び出力信号系列３０を得て符号判定時点抽出部
３２を介して符号判定時点３３を求め、ＣＭＡ制御部３
４にて再度ＣＭＡ制御を行い、出力信号系列３５を得
る。
判定誤り軽減方法を提供する。 【解決手段】受信側ルートナイキストフィルタ部２１〜
２４から出力される受信信号系列２５〜２８を用いて、
ＣＭＡ制御部２９によるＣＭＡ制御を行い、ウェイト値
３１、及び出力信号系列３０を得て符号判定時点抽出部
３２を介して符号判定時点３３を求め、ＣＭＡ制御部３
４にて再度ＣＭＡ制御を行い、出力信号系列３５を得
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル移動無線
通信システムおける符号判定誤り軽減方法に関するもの
である。
通信システムおける符号判定誤り軽減方法に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】ＣＭＡは、J. R. Treichler and B. G.
Agree:"A New Approach to MultipathCorrection of Co
nstant Modulus Signals",IEEE Trans.,ASSP-31,pp. 45
9-472(1983)に記載されているように、信号の包絡線が
一定であるという情報を用いて、各入力信号にウェイト
を乗じ、それらを合成して出力信号を得るアルゴリズム
である。位相変調信号は、帯域制限を施すことにより、
その包絡線は大きく変動する。
Agree:"A New Approach to MultipathCorrection of Co
nstant Modulus Signals",IEEE Trans.,ASSP-31,pp. 45
9-472(1983)に記載されているように、信号の包絡線が
一定であるという情報を用いて、各入力信号にウェイト
を乗じ、それらを合成して出力信号を得るアルゴリズム
である。位相変調信号は、帯域制限を施すことにより、
その包絡線は大きく変動する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】したがって、上記包絡
線変動を生じた信号においてＣＭＡを用いて出力信号を
得る場合に、そのウェイトは包絡線変動の影響を含んで
変化する。この変化が、符号判定時点のデータに及ぶこ
とで出力信号は歪んでしまい、下記の文献に記載されて
いるように符号の判定誤りが生じるという問題を生じて
いた。 M. G. Larimore and J. R. Treichler, "Data equaliza
tion based on theconstant modulus adaptive filte
r", Proc. ICASSP, 4, pp. 949-952(1986-04)
線変動を生じた信号においてＣＭＡを用いて出力信号を
得る場合に、そのウェイトは包絡線変動の影響を含んで
変化する。この変化が、符号判定時点のデータに及ぶこ
とで出力信号は歪んでしまい、下記の文献に記載されて
いるように符号の判定誤りが生じるという問題を生じて
いた。 M. G. Larimore and J. R. Treichler, "Data equaliza
tion based on theconstant modulus adaptive filte
r", Proc. ICASSP, 4, pp. 949-952(1986-04)
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明では、帯域制限を
施した位相変調信号においてＣＭＡを用いて出力信号を
得る場合に、位相変調信号に帯域制限を施すことによっ
て生ずる包絡線変動の影響を軽減させるために、最初
に、受信信号を用いて、ＣＭＡによる制御を行い、出力
信号を得る。上記の出力信号は伝搬路による歪みを軽減
しているので、出力信号から符号判定時点を抽出する。
施した位相変調信号においてＣＭＡを用いて出力信号を
得る場合に、位相変調信号に帯域制限を施すことによっ
て生ずる包絡線変動の影響を軽減させるために、最初
に、受信信号を用いて、ＣＭＡによる制御を行い、出力
信号を得る。上記の出力信号は伝搬路による歪みを軽減
しているので、出力信号から符号判定時点を抽出する。
【０００５】次に、上記の時点での受信信号と上記のＣ
ＭＡ制御により収束したウェイト値を初期値として、再
度、ＣＭＡによる制御を行い出力信号を得る。以上によ
り、位相変調信号を帯域制限することによって生じた包
絡線変動の影響を軽減し、符号の判定誤りを少なくする
ことができる。
ＭＡ制御により収束したウェイト値を初期値として、再
度、ＣＭＡによる制御を行い出力信号を得る。以上によ
り、位相変調信号を帯域制限することによって生じた包
絡線変動の影響を軽減し、符号の判定誤りを少なくする
ことができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】先ず、本発明の原理を説明する。
帯域制限を施す前の位相変調信号は定包絡線であるが、
帯域制限することにより包絡線に変動を生ずる。一方、
ＣＭＡは定包絡線という情報によって信号を復元するア
ルゴリズムである。したがって、帯域制限された位相変
調信号にＣＭＡを適用すると、復元信号の符号判定点値
は包絡線変動の影響により歪みを生じ、これにより、符
号判定誤りを起こす可能性が大きくなる。
帯域制限を施す前の位相変調信号は定包絡線であるが、
帯域制限することにより包絡線に変動を生ずる。一方、
ＣＭＡは定包絡線という情報によって信号を復元するア
ルゴリズムである。したがって、帯域制限された位相変
調信号にＣＭＡを適用すると、復元信号の符号判定点値
は包絡線変動の影響により歪みを生じ、これにより、符
号判定誤りを起こす可能性が大きくなる。
【０００７】これに対して、帯域制限された位相変調信
号においても、符号判定時点の受信信号は定包絡線性が
保たれているので、このデータを用いてＣＭＡによる制
御を行うと包絡線変動の影響によるウェイトの変化は小
さい。しかしながら、符号判定時点のデータのみを用い
るとアルゴリズムの収束のために多くのシンボルを必要
とする。また、伝搬路による歪みを受けた信号からは符
号判定時点の抽出は困難である。そこで、サンプリング
によって得られたデータのすべてを用いたＣＭＡの実施
により、アルゴリズムを収束させ、出力信号を得る。
号においても、符号判定時点の受信信号は定包絡線性が
保たれているので、このデータを用いてＣＭＡによる制
御を行うと包絡線変動の影響によるウェイトの変化は小
さい。しかしながら、符号判定時点のデータのみを用い
るとアルゴリズムの収束のために多くのシンボルを必要
とする。また、伝搬路による歪みを受けた信号からは符
号判定時点の抽出は困難である。そこで、サンプリング
によって得られたデータのすべてを用いたＣＭＡの実施
により、アルゴリズムを収束させ、出力信号を得る。
【０００８】この出力信号は伝搬路において受けた歪み
を補正しているので、符号判定時点が容易に抽出され
る。さらに、この符号判定時点のデータと、最初のＣＭ
Ａによる制御で収束したウェイト値を初期値として用い
て、再度ＣＭＡによる制御を行う。これにより、位相変
調信号に帯域制限を施すことによって生ずる包絡線の変
動による符号判定時点の出力信号の歪みを軽減でき、符
号の判定誤りを少なくすることができる。
を補正しているので、符号判定時点が容易に抽出され
る。さらに、この符号判定時点のデータと、最初のＣＭ
Ａによる制御で収束したウェイト値を初期値として用い
て、再度ＣＭＡによる制御を行う。これにより、位相変
調信号に帯域制限を施すことによって生ずる包絡線の変
動による符号判定時点の出力信号の歪みを軽減でき、符
号の判定誤りを少なくすることができる。
【０００９】本発明は帯域制限した位相変調信号におい
てＣＭＡを用いて出力信号を得るシステムに適用でき
る。これらの中で、アダプティブアレーアンテナを用い
た場合における実施形態を説明する。先ず、本発明に係
る位相変調信号へのＣＭＡ適用による符号判定誤り軽減
方法の実施例を添付図面に基づいて説明する。そして、
送信側及び受信側における信号の処理工程の概要を図１
乃至図３により説明する。
てＣＭＡを用いて出力信号を得るシステムに適用でき
る。これらの中で、アダプティブアレーアンテナを用い
た場合における実施形態を説明する。先ず、本発明に係
る位相変調信号へのＣＭＡ適用による符号判定誤り軽減
方法の実施例を添付図面に基づいて説明する。そして、
送信側及び受信側における信号の処理工程の概要を図１
乃至図３により説明する。
【００１０】送信側において、送信したい情報系列を符
号化し、さらに、シンボル化する。これをシンボル化後
の情報系列ａと呼ぶ。受信側において、送信された信号
系列を受信し、標本化を行い、帯域制限を施す。これを
受信信号系列ｂと呼ぶ。受信信号系列ｂを用いてＣＭＡ
による制御を行い、出力信号系列ｃを得る。出力信号系
列ｃを復号する。これを復号信号系列ｄと呼ぶ。出力信
号系列ｃから符号判定時点を抽出する。
号化し、さらに、シンボル化する。これをシンボル化後
の情報系列ａと呼ぶ。受信側において、送信された信号
系列を受信し、標本化を行い、帯域制限を施す。これを
受信信号系列ｂと呼ぶ。受信信号系列ｂを用いてＣＭＡ
による制御を行い、出力信号系列ｃを得る。出力信号系
列ｃを復号する。これを復号信号系列ｄと呼ぶ。出力信
号系列ｃから符号判定時点を抽出する。
【００１１】さらに、この符号判定時点における受信信
号系列ｂのデータと、先のＣＭＡ制御で収束したウェイ
ト値を初期ウェイト値として用いて、再度ＣＭＡによる
制御を行い、出力信号系列ｅを得る。出力信号系列ｅを
復号する。これを復号信号系列ｆと呼ぶ。復号信号系列
ｄは位相変調信号に帯域制限を施すことによって生ずる
包絡線変動の影響を受けて符号の判定誤りが起きている
が、復号信号系列ｆは包絡線変動に影響を受けないので
符号の判定誤りは生じない。
号系列ｂのデータと、先のＣＭＡ制御で収束したウェイ
ト値を初期ウェイト値として用いて、再度ＣＭＡによる
制御を行い、出力信号系列ｅを得る。出力信号系列ｅを
復号する。これを復号信号系列ｆと呼ぶ。復号信号系列
ｄは位相変調信号に帯域制限を施すことによって生ずる
包絡線変動の影響を受けて符号の判定誤りが起きている
が、復号信号系列ｆは包絡線変動に影響を受けないので
符号の判定誤りは生じない。
【００１２】
【実施例】次に、本発明により位相変調信号の帯域制限
による包絡線変動の影響を軽減するディジタル移動無線
通信方式を具現化する送信局と受信局の第１実施例を図
４、図５に基づいて説明する。尚、実施例で用いる変調
方式は、π／４シフト差動符号化ＱＰＳＫである。
による包絡線変動の影響を軽減するディジタル移動無線
通信方式を具現化する送信局と受信局の第１実施例を図
４、図５に基づいて説明する。尚、実施例で用いる変調
方式は、π／４シフト差動符号化ＱＰＳＫである。
【００１３】まず、図４の送信側において、伝送したい
情報系列１を符号化部２により符号化し、信号点配置部
３によりシンボル化する。さらに、このシンボル化した
送信信号系列４を、送信側ルートナイキストフィルタ部
５を通して帯域制限を行い、送信側局部発信器部６、直
交変調部７により高周波信号に変換し、送信側空中線８
により出力する。
情報系列１を符号化部２により符号化し、信号点配置部
３によりシンボル化する。さらに、このシンボル化した
送信信号系列４を、送信側ルートナイキストフィルタ部
５を通して帯域制限を行い、送信側局部発信器部６、直
交変調部７により高周波信号に変換し、送信側空中線８
により出力する。
【００１４】図５の受信側では、受信空中線９、１０、
１１、１２より受信した高周波信号を、送信側とほぼ同
じ周波数をもつ受信側局部発信器部１３、１４、１５、
１６の出力信号を用いて、準同期検波部１７、１８、１
９、２０により準同期検波する。さらに受信側ルートナ
イキストフィルタ部２１、２２、２３、２４により帯域
制限する。
１１、１２より受信した高周波信号を、送信側とほぼ同
じ周波数をもつ受信側局部発信器部１３、１４、１５、
１６の出力信号を用いて、準同期検波部１７、１８、１
９、２０により準同期検波する。さらに受信側ルートナ
イキストフィルタ部２１、２２、２３、２４により帯域
制限する。
【００１５】この受信信号系列２５、２６、２７、２８
から、ＣＭＡ制御部２９における制御により出力信号系
列３０を得る。さらに、出力信号系列３０から、符号判
定時点抽出部３２において符号判定時点３３を抽出す
る。符号判定時点３３での受信信号系列２５、２６、２
７、２８と、ＣＭＡ制御部２９における制御により収束
したウェイト値３１をウェイト初期値として用いて、再
度、ＣＭＡ制御部３４における制御により出力信号系列
３５を得て、復調部３６において復調し、出力する。
から、ＣＭＡ制御部２９における制御により出力信号系
列３０を得る。さらに、出力信号系列３０から、符号判
定時点抽出部３２において符号判定時点３３を抽出す
る。符号判定時点３３での受信信号系列２５、２６、２
７、２８と、ＣＭＡ制御部２９における制御により収束
したウェイト値３１をウェイト初期値として用いて、再
度、ＣＭＡ制御部３４における制御により出力信号系列
３５を得て、復調部３６において復調し、出力する。
【００１６】図６に、希望波が移動体の進行方向前方か
ら移動体に到来した場合の計算機シミュレーションによ
る本実施例における静特性時のビット誤り率特性を示
す。横軸はＥｂ／Ｎ０（１ビットあたりの電力対雑音電
力密度比）であり、縦軸はＢＥＲ（ビット誤り率）であ
る。この計算機シミュレーションでは、３８４ビットの
データにヘッダとしてプリアンブル７５ビット、ユニー
クワード３１ビットをつけたバーストを１０００回送信
し、ＢＥＲを測定した。尚、伝送速度は、２５６ｋｓｙ
ｍｂｏｌ／ｓｅｃとし、１シンボル当たりのサンプル数
を１６としてシミュレーションを行った。
ら移動体に到来した場合の計算機シミュレーションによ
る本実施例における静特性時のビット誤り率特性を示
す。横軸はＥｂ／Ｎ０（１ビットあたりの電力対雑音電
力密度比）であり、縦軸はＢＥＲ（ビット誤り率）であ
る。この計算機シミュレーションでは、３８４ビットの
データにヘッダとしてプリアンブル７５ビット、ユニー
クワード３１ビットをつけたバーストを１０００回送信
し、ＢＥＲを測定した。尚、伝送速度は、２５６ｋｓｙ
ｍｂｏｌ／ｓｅｃとし、１シンボル当たりのサンプル数
を１６としてシミュレーションを行った。
【００１７】その結果、図６に認められるように、第１
実施例の特性（図中●印）は、最初のＣＭＡによる制御
しか行わない場合の出力信号系列３５を復号した場合の
特性（図中▲印）に比べて優れていることがわかる。
実施例の特性（図中●印）は、最初のＣＭＡによる制御
しか行わない場合の出力信号系列３５を復号した場合の
特性（図中▲印）に比べて優れていることがわかる。
【００１８】次に、本発明により位相変調信号の帯域制
限よる包絡線変動の影響を軽減することで遅延波の影響
をさらに押さえる第２実施例を示す。なお、送受信局の
構成は、上記第１実施例と同様であるので説明を省略す
る。
限よる包絡線変動の影響を軽減することで遅延波の影響
をさらに押さえる第２実施例を示す。なお、送受信局の
構成は、上記第１実施例と同様であるので説明を省略す
る。
【００１９】図７は、希望波は移動体の進行方向前方か
ら、遅延波が後方から移動体に到来するとした場合の計
算機シミュレーションによる本実施例における動特性時
のビット誤り率特性を示す。尚、横軸はＥｂ／Ｎ０（１
ビットあたりの電力対雑音電力密度比）であり、縦軸は
ＢＥＲ（ビット誤り率）である。
ら、遅延波が後方から移動体に到来するとした場合の計
算機シミュレーションによる本実施例における動特性時
のビット誤り率特性を示す。尚、横軸はＥｂ／Ｎ０（１
ビットあたりの電力対雑音電力密度比）であり、縦軸は
ＢＥＲ（ビット誤り率）である。
【００２０】この計算機シミュレーションでは、３８４
ビットのデータにヘッダとしてプリアンブル７５ビッ
ト、ユニークワード３１ビットをつけたバーストを１０
００回送信し、ＢＥＲを測定した。そして、最大ドップ
ラー周波数は５Ｈｚとし、伝送速度は２５６ｋｓｙｍｂ
ｏｌ／ｓｅｃ、１シンボル当たりのサンプル数を１６と
してシミュレーションを行った。
ビットのデータにヘッダとしてプリアンブル７５ビッ
ト、ユニークワード３１ビットをつけたバーストを１０
００回送信し、ＢＥＲを測定した。そして、最大ドップ
ラー周波数は５Ｈｚとし、伝送速度は２５６ｋｓｙｍｂ
ｏｌ／ｓｅｃ、１シンボル当たりのサンプル数を１６と
してシミュレーションを行った。
【００２１】その結果、図７に認められるように、第２
実施例の特性（図中●印）は、最初のＣＭＡによる制御
しか行わない場合の出力信号系列３５を復号した場合の
特性（図中▲印）に比べて優れていることがわかる。
実施例の特性（図中●印）は、最初のＣＭＡによる制御
しか行わない場合の出力信号系列３５を復号した場合の
特性（図中▲印）に比べて優れていることがわかる。
【００２２】次に、本発明により位相変調信号の帯域制
限よる包絡線変動の影響を軽減することで同一チャネル
干渉波の影響をさらに押さえる第３実施例を図面に基づ
いて説明する。
限よる包絡線変動の影響を軽減することで同一チャネル
干渉波の影響をさらに押さえる第３実施例を図面に基づ
いて説明する。
【００２３】尚、送信局の構成は、上記第１実施例と同
様であるので説明を省略する。受信局側においては同一
チャネル干渉を低減する方法として本願出願人が既に出
願している特願平８−２１１９０８号に記載の方式を用
いる。また、受信局の構成についても上記第１実施例と
同様の構成には同一符号を付して説明を省略する。した
がって、第３実施例では図８の復調信号系列３７以降を
説明する。
様であるので説明を省略する。受信局側においては同一
チャネル干渉を低減する方法として本願出願人が既に出
願している特願平８−２１１９０８号に記載の方式を用
いる。また、受信局の構成についても上記第１実施例と
同様の構成には同一符号を付して説明を省略する。した
がって、第３実施例では図８の復調信号系列３７以降を
説明する。
【００２４】先ず、出力信号系列３５を復調部３６にお
ける処理により復調信号系列３７を得て、信号判定部３
８において希望信号系列か否かの判別を行い、信号制御
部３９における判断で、希望信号系列であれば出力す
る。一方、希望信号系列でなければ、制御信号４０を干
渉波除去部４１、４２、４３、４４に送出し、干渉波の
除去を行う。
ける処理により復調信号系列３７を得て、信号判定部３
８において希望信号系列か否かの判別を行い、信号制御
部３９における判断で、希望信号系列であれば出力す
る。一方、希望信号系列でなければ、制御信号４０を干
渉波除去部４１、４２、４３、４４に送出し、干渉波の
除去を行う。
【００２５】干渉波除去部４１、４２、４３、４４にお
いて、受信信号系列２５、２６、２７、２８から出力信
号系列３５となった信号系列が除去され、信号処理部４
９と同様な処理を行う信号処理部５０に送られる信号系
列４５、４６、４７、４８を生成する。尚、アダプティ
ブアレーアンテナはアンテナ素子数−１の到来する信号
系列を除去する自由度をもっているので、以下、上記と
同様な処理を信号処理部５０、５１、５２において行
い、希望信号系列を得ることができる。
いて、受信信号系列２５、２６、２７、２８から出力信
号系列３５となった信号系列が除去され、信号処理部４
９と同様な処理を行う信号処理部５０に送られる信号系
列４５、４６、４７、４８を生成する。尚、アダプティ
ブアレーアンテナはアンテナ素子数−１の到来する信号
系列を除去する自由度をもっているので、以下、上記と
同様な処理を信号処理部５０、５１、５２において行
い、希望信号系列を得ることができる。
【００２６】図９は、希望波は移動体の進行方向前方か
ら、同一チャネル干渉波が後方から移動体に到来すると
した場合の計算機シミュレーションによる本実施例にお
ける静特性時のビット誤り率特性を示す。横軸はＣ／Ｉ
（希望波電力対同一チャネル干渉波電力比）であり、縦
軸はＢＥＲ（ビット誤り率）である。
ら、同一チャネル干渉波が後方から移動体に到来すると
した場合の計算機シミュレーションによる本実施例にお
ける静特性時のビット誤り率特性を示す。横軸はＣ／Ｉ
（希望波電力対同一チャネル干渉波電力比）であり、縦
軸はＢＥＲ（ビット誤り率）である。
【００２７】この計算機シミュレーションでは、３８４
ビットのデータにヘッダとしてプリアンブル７５ビッ
ト、ユニークワード３１ビットをつけたバーストを１０
００回送信し、ＢＥＲを測定した。そして、伝送速度
は、２５６ｋｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃとし、１シンボル当
たりのサンプル数を１６としてシミュレーションを行っ
た。
ビットのデータにヘッダとしてプリアンブル７５ビッ
ト、ユニークワード３１ビットをつけたバーストを１０
００回送信し、ＢＥＲを測定した。そして、伝送速度
は、２５６ｋｓｙｍｂｏｌ／ｓｅｃとし、１シンボル当
たりのサンプル数を１６としてシミュレーションを行っ
た。
【００２８】その結果、図９に認められるように、本発
明と特願平８−２１１９０８号（干渉波の除去方法）に
記載の方式とを組み合わせた第３実施例の特性（図中●
印）は、干渉波の除去方法のみの場合の特性（図中▲
印）に比べて優れていることがわかる。
明と特願平８−２１１９０８号（干渉波の除去方法）に
記載の方式とを組み合わせた第３実施例の特性（図中●
印）は、干渉波の除去方法のみの場合の特性（図中▲
印）に比べて優れていることがわかる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の符号判定
誤り軽減方法によれば、帯域制限を施した位相変調信号
においてＣＭＡを用いて出力信号を得る場合に、位相変
調信号を帯域制限しても包絡線変動の影響を受けず、定
包絡線性が保たれている符号判定時点での受信信号と収
束したウェイト値を用いて出力信号を得るため、上記の
包絡線変動の影響を大幅に軽減した出力信号を得ること
ができ、受信特性の向上が図れる。
誤り軽減方法によれば、帯域制限を施した位相変調信号
においてＣＭＡを用いて出力信号を得る場合に、位相変
調信号を帯域制限しても包絡線変動の影響を受けず、定
包絡線性が保たれている符号判定時点での受信信号と収
束したウェイト値を用いて出力信号を得るため、上記の
包絡線変動の影響を大幅に軽減した出力信号を得ること
ができ、受信特性の向上が図れる。
【００３０】これにより、ディジタル移動無線通信シス
テムにおいて、帯域制限することによって包絡線が変動
する位相変調信号にＣＭＡを適用する場合の受信特性の
劣化を最小にすることが可能となる。
テムにおいて、帯域制限することによって包絡線が変動
する位相変調信号にＣＭＡを適用する場合の受信特性の
劣化を最小にすることが可能となる。
【図１】ＣＭＡにおける送信側と受信側の処理工程の概
要を示すタイミング図である。
要を示すタイミング図である。
【図２】ＣＭＡにおける送信側と受信側の処理工程の概
要を示すタイミング図である。
要を示すタイミング図である。
【図３】ＣＭＡにおける送信側と受信側の処理工程の概
要を示すタイミング図である。
要を示すタイミング図である。
【図４】本発明の第１実施例の送信側を示すブロック図
である。
である。
【図５】本発明の第１実施例の受信側を示すブロック図
である。
である。
【図６】本発明の第１実施例の特性をあらわす特性図で
ある。
ある。
【図７】本発明の第２実施例の特性をあらわす特性図で
ある。
ある。
【図８】本発明の第３実施例を示すブロック図である。
【図９】本発明の第３実施例の特性をあらわす特性図で
ある。
ある。
１ 情報系列 ２ 符号化部 ３ 信号点配置部 ４ 送信信号系列 ５ 送信側ルートナイキストフィル
タ部 ６ 送信側局部発信器部 ７ 直交変調部 ８ 送信側空中線 ９，１０，１１，１２ 受信側空中線 １３，１４，１５，１６ 受信側局部発信器部 １７，１８，１９，２０ 準同期検波部 ２１，２２，２３，２４ 受信側ルートナイキストフィ
ルタ部 ２５，２６，２７，２８ 受信信号系列 ２９ ＣＭＡ制御部 ３０ 出力信号系列 ３１ ウェイト値 ３２ 符号判定時点抽出部 ３３ 符号判定時点 ３４ ＣＭＡ制御部 ３５ 出力信号系列 ３６ 復調部 ３７ 復号信号系列 ３８ 信号判定部 ３９ 信号制御部 ４０ 制御信号 ４１，４２，４３，４４ 干渉波除去部 ４５，４６，４７，４８ 信号系列 ４９，５０，５１，５２ 信号処理部
タ部 ６ 送信側局部発信器部 ７ 直交変調部 ８ 送信側空中線 ９，１０，１１，１２ 受信側空中線 １３，１４，１５，１６ 受信側局部発信器部 １７，１８，１９，２０ 準同期検波部 ２１，２２，２３，２４ 受信側ルートナイキストフィ
ルタ部 ２５，２６，２７，２８ 受信信号系列 ２９ ＣＭＡ制御部 ３０ 出力信号系列 ３１ ウェイト値 ３２ 符号判定時点抽出部 ３３ 符号判定時点 ３４ ＣＭＡ制御部 ３５ 出力信号系列 ３６ 復調部 ３７ 復号信号系列 ３８ 信号判定部 ３９ 信号制御部 ４０ 制御信号 ４１，４２，４３，４４ 干渉波除去部 ４５，４６，４７，４８ 信号系列 ４９，５０，５１，５２ 信号処理部
Claims (1)
- 【請求項１】 基地局と移動局間、あるいは、移動局間
で帯域制限を施した位相変調信号を用いて無線通信を行
うディジタル移動無線通信システムにおいて、ＣＭＡ
（Constant Modulus Algorithm）による制御を行って出
力信号を得る場合に、 受信信号を用いてＣＭＡによる制御を行い出力信号を得
る手段と、 上記出力信号から符号判定時点を抽出する手段と、 上記符号判定時点での受信信号と、上記ＣＭＡ制御によ
り収束したウェイト値を初期値として用いて、再度ＣＭ
Ａによる制御を行い出力信号を得る手段を備え、 位相変調信号に帯域制限を施すことによって生ずる包絡
線変動の影響による符号判定誤りを軽減することを特徴
とする符号判定誤り軽減方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9034406A JP2990260B2 (ja) | 1997-02-03 | 1997-02-03 | 符号判定誤り軽減方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9034406A JP2990260B2 (ja) | 1997-02-03 | 1997-02-03 | 符号判定誤り軽減方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10224418A true JPH10224418A (ja) | 1998-08-21 |
| JP2990260B2 JP2990260B2 (ja) | 1999-12-13 |
Family
ID=12413317
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9034406A Expired - Lifetime JP2990260B2 (ja) | 1997-02-03 | 1997-02-03 | 符号判定誤り軽減方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2990260B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100394850B1 (ko) * | 2000-11-02 | 2003-08-19 | 주식회사 하이닉스반도체 | 씨엠에이를 이용한 직교 왈쉬 역확산기 |
-
1997
- 1997-02-03 JP JP9034406A patent/JP2990260B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100394850B1 (ko) * | 2000-11-02 | 2003-08-19 | 주식회사 하이닉스반도체 | 씨엠에이를 이용한 직교 왈쉬 역확산기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2990260B2 (ja) | 1999-12-13 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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