DE69531042T2

DE69531042T2 - Verfahren und einrichtung zum kohärenten empfang von nachrichten in einem spreizspektrum-übertragungssystem

Info

Publication number: DE69531042T2
Application number: DE69531042T
Authority: DE
Inventors: Gene Bruckert; Fuyun Ling; A. Sexton
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Mobility LLC
Priority date: 1994-10-04
Filing date: 1995-07-31
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2015-08-01
Also published as: FI962326A; JPH09507014A; CN1149802C; IL114836A; PL314846A1; FI113227B; DE69531042D1; WO1996010879A1; FI962326A0; CN1136378A; IL114836A0; CA2176945A1; EP0732022A4; BR9506385A; CA2176945C; EP0732022A1; EP0732022B1; US5619524A; JP3679415B2

Description

Diese Erfindung ist eine Teilfortsetzung der US- Anmeldung mit der Serien-Nr. 08/317,501, die am 04. Oktober 1994 eingereicht wurde.

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme, die Spreizspektrumsignale einsetzen und insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum kohärenten Kommunikationsempfang in einem Spreizspektrum- Kommunikationssystem.

Hintergrund der Erfindung

Kommunikationssysteme können viele Formen annehmen. Eine Sorte von Kommunikationssystemen ist ein Spreizspektrumsystem mit Vielfachzugriff. Bei einem Spreizspektrumsystem wird eine Modulationstechnik verwendet, bei der ein Übertragungssignal über ein weites Frequenzband innerhalb des Kommunikationskanals gespreizt wird. Das Frequenzband ist wesentlich breiter als die für die Übertragung der zu sendenden Information erforderliche, minimale Bandbreite. Ein Sprachsignal beispielsweise kann bei Amplitudenmodulation (AM) in einem Frequenzband gesendet werden, das lediglich die doppelte Breite der Information selbst hat. Andere Modulationsformen, wie etwa Frequenzmodulation (FM) mit niedrigem Hub oder Einseitenband-AM, gestatten es auch, Informationen in einer der Bandbreite der Information selbst vergleichbaren Bandbreite zu übertragen. Bei einem Spreizspektrumsystem umfasst die Modulation des zu übertragenden Signals oft die Verwendung eines Basisbandsignals (z. B. eines Sprachkanals) mit einer Bandbreite von nur wenigen kHz und die Verteilung des zu übertragenden Signals auf ein Frequenzband, das eine Breite von vielen MHz haben kann. Dies wird erreicht, indem das zu übertragende Signal mit der zu sendenden Information und mit einem Breitbandkodierungssignal moduliert wird.
Es gibt drei allgemeine Typen von Spreizspektrum- Kommunikationstechniken, die Direktsequenzmodulation (direct sequence modulation: pseudozufällige Phasenmodulation), Frequenz- und/oder Zeitsprungmodulation und Chirp- Modulation. Bei der Direktsequenzmodulation wird ein Trägersignal mit einer digitalen Kodesequenz moduliert, deren Bitrate wesentlich höher ist, als die Bandbreite der Signalinformation.
Informationen (d. h. das Nachrichtensignal, bestehend aus Sprache und/oder Daten) können mit verschiedenen Verfahren in das Direktsequenz-Spreizspektrumsignal eingebettet werden. Ein Verfahren besteht darin, die Informationen dem Spreizkode beizufügen, bevor dieser für die Spreizmodulation verwendet wird. Man beachte, dass die zu sendende Information in digitaler Form vorliegen muss, bevor sie dem Spreizkode hinzugefügt wird, da die Kombination von Spreizkode und Information, ein binärer Kode, typischerweise eine Modulo-2-Addition enthält. Alternativ kann das Informations- oder Nachrichtensignal verwendet werden, um einen Träger vor seiner Spreizung zu modulieren.
Diese Direktsequenz-Spreizspektrum- Kommunikationssysteme können ohne weiteres als Kommunikationssysteme mit Vielfachzugriff ausgelegt werden. Beispielsweise kann ein Spreizspektrumsystem als Direktsequenz- Kodemultiplex-Vielfachzugriffssystem (DS-CDMA: direkt sequence code division multiple access) ausgelegt sein. Bei einem DS-CDMA-System erfolgt die Kommunikation zwischen zwei Kommunikationseinheiten, indem jedes übertragene Signal mit einem eindeutigen Benutzerspreizkode über das Frequenzband des Kommunikationskanals gespreizt wird. Im Ergebnis liegen die übertragenen Signale in demselben Frequenzband des Kommunikationssystems und sind nur durch eindeutige Benutzerspreizkodes voneinander getrennt. Diese eindeutigen Benutzerspreizkodes sind vorzugsweise orthogonal zueinander, so dass die Kreuzkorrelation zwischen den Spreizkodes ungefähr Null ist.
Bestimmte übertragene Signale können aus dem Kommunikationskanal wiedergewonnen werden, indem ein Signal, das repräsentativ für die Summe von Signale auf dem Kommunikationskanal ist, mit einem Benutzerspreizkode entspreizt wird, der bezogen ist auf das bestimmte übertragene Signal, das aus dem Kommunikationskanal wiedergewonnen werden soll. Wenn die Benutzerspreizkodes zudem orthogonal zueinander sind, kann das empfangene Signal mit einem bestimmten Benutzerspreizkode korreliert werden, so dass nur das zu diesem bestimmten Spreizkode gehörige, erwünschte Benutzersignal verstärkt wird, während die übrigen Signale aller anderen Benutzer nicht verstärkt werden.
Der Fachmann wird erkennen, dass es mehrere unterschiedliche Spreizkodes gibt, die verwendet werden können, um Datensignale in einem DS-CDMA-Kommunikationssystem voneinander zu trennen. Diese Spreizkodes enthalten, sind jedoch nicht beschränkt auf, Pseudorausch- (PN-: pseudonoise) Kodes und Walsh-Kodes. Ein Walsh-Kode entspricht einer einzelnen Zeile oder Spalte der Hadamard-Matrix.
Der Fachmann wird weiter erkennen, dass Spreizkodes auf Kanalkode-Datensignale angewendet werden können. Die Datensignale werden kanalkodiert, um die Leistung des Kommunikationssystems zu verbessern, indem die übertragenen Signale in die Lage versetzt werden, den Effekten verschiedener Kanalstörungen, wie etwa Rauschen, Fading und Jamming zu widerstehen. Typischerweise reduziert die Kanalkodierung die Wahrscheinlichkeit von Bitfehlern und/oder reduziert das erforderliche Signal/Rauschverhältnis, das üblicherweise als Fehlerbit pro Rauschdichte ausgedrückt wird (d. h. Eb/N&sub0;, was definiert ist als das Verhältnis der Energie pro Informationsbit zur Rausch-Spektraldichte), um das Signal wiederzugewinnen auf Kosten eines höheren Verbrauchs an Bandbreite, als dies ansonsten für die Übertragung des Datensignals notwendig wäre. Walsh-Kodewörter können beispielsweise zur Kanalkodierung eines Datensignals vor der Modulation des Datensignals zur nachfolgenden Übertragung benutzt werden. Ähnlich können PN-Spreizkodes zur Kanalkodierung eines Datensignals verwendet werden.
Kanalkodierung alleine kann jedoch nicht das Signal/Rausch-Verhältnis zur Verfügung stellen, das für einige Kommunikationssystem-Designs erforderlich ist, für die das System in der Lage sein muss, eine bestimmte Anzahl simultaner Kommunikationen durchzuführen (von denen jede ein minimales Signal/Rausch-Verhältnis aufweist). Die Zwangsbedingungen des Designs können in manchen Fällen erfüllt werden, indem das Kominunikationssystem so ausgelegt ist, dass es übertragene Signale kohärent detektiert, anstatt nichtkohärente Empfangstechniken zu verwenden. Der Fachmann wird erkennen, dass ein kohärenter Empfänger ein geringeres Signal/Rausch-Verhältnis (in Eb/N&sub0;) erfordert, als von einem nicht kohärenten Empfänger mit derselben Bitfehlerrate benötigt würde (d. h. eine bestimmte Designzwangsbedingung bestimmt einen akzeptierbaren Störungspegel). Grob gesprochen besteht für den schwundbehafteten Rayleigh-Kanal eine 3 dB- Differenz dazwischen. Der Vorteil des kohärenten Empfängers wird bedeutsamer, wenn Diversity-Empfang verwendet wird, da es beim optimalen, kohärenten Empfänger keine Kombinationsverluste gibt, wohingegen bei einem nicht kohärenten Empfänger stets Kombinationsverluste auftreten.
Ein solches Verfahren zur Vereinfachung der kohärenten Detektion von übertragenen Signalen ist die Verwendung eines Pilotsignals. Beispielsweise kann in einem zellularen Kommunikationssystem der Vorwärtskanal oder das Down-Link (d. h. von der Basisstation zur Mobileinheit) kohärent detektiert werden, wenn die Basisstation ein Pilotsignal sendet. Folglich verwenden alle Mobileinheiten das Pilotkanalsignal, um Parameter zur Kanalphase und -stärke abzuschätzen. Für den Rückkanal oder das Up-Link (d. h. von der Mobil- zur Basisstation) ist jedoch ein solches gemeinsames Pilotsignal nicht anwendbar. Daraus resultiert, dass der Fachmann oft annimmt, dass für die Up-Link-Kommunikation lediglich nichtkohärente Detektionstechniken geeignet sind.
Eine Lösung für den Bedarf nach einem kohärenten Up- Link-Kanal ist in dem US-Patent Nr. 5,329,547 von Fuyun Ling zu finden, die gemeinsam mit der vorliegenden Anmeldung auf die Motorola, Inc. übertragen wurde. Dieses Patent offenbart die Einführung von Referenzbits in den Informationsdatenstrom vor Spreizung und Übertragung und die nachfolgende Extraktion dieser Referenzbits und ihre Verwendung bei der Bildung einer Abschätzung der Kanalantwort. Diese abgeschätzte Kanalantwort wird wiederum verwendet, um abgeschätzte Datensymbole kohärent zu detektieren.
Während diese Lösung eine kohärente Detektion gestattet, nimmt sie mehr oder weniger an, dass standardmäßige Synchronisations- und Ratendetektionstechniken verwendet werden. Derartige Techniken nutzen jedoch nicht den Vorteil des bekannten Synchronisationsmusters, und es gibt zusätzliche Beeinträchtigungen der Empfängerleistung, die verbessert werden könnten, wenn der Vorteil dieses bekannten Synchronisationsmusters genutzt werden könnte. Unter solchen Problemen sind Frequenzversätze, Schwund aufgrund eines "dicken" Fingers und π/4 QPSK- (quaternary phase shift keying) Synchronisation. Frequenzversätze können beispielsweise auftreten, wenn der Taktgeber des Senders/Empfängers aufgrund von Ungenauigkeiten des Kristalloszillators nicht perfekt eingerastet ist, sowie aus großen Dopplerfrequenzverschiebungen (wie etwa bei Fahrzeugen, die sich mit hoher Geschwindigkeit im offenen Raum bewegen). Ein "dicker" Finger ist ein Finger einer Demodulationsschaltung, der mehr als einen Strahl mit weniger als einem Chip Differenzverzögerung überbrückt. Wo ein "dicker" Finger ohne irgendeine Form der Kompensation auftritt; ist es möglich, dass der Finger den schwächeren Strahl zentriert, was zu einer Verschlechterung der Signalqualität führt. Wenn weiter die Ratendetektion entweder nur auf solche Frames limitiert ist, die stets bei allen Sprachraten stets besetzt sind (d. h. Frames, die während der 1/8-Rate der Sprachkodierung aktiviert werden) oder wenn sie auf allen Frames durchgeführt wird, besteht eine größere Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Ratenbestimmung, was schließlich sowohl den Signalzugriff als auch die Kanalabschätzung beeinträchtigt. Es verbleibt daher ein Bedarf nach einem verbesserten, kohärenten Kommunikationssystem, das diese und andere Probleme kompensiert.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Kommunikationssystems zeigt.
Fig. 2 illustriert eine bevorzugte Ausführungsform einer Rahmenstruktur eines Kommunikationskanals zur Verwendung in dem Kommunikationssystem von Fig. 1.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform eines Empfängereingangs und Samplers zur Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 zeigt.
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform einer Demodulationsschaltung zur Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 zeigt.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das eine zweite Ausführungsform einer Demodulationsschaltung zur Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 zeigt.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform eines Zwischenspeichers und einer Timing- Steuerung zur Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 zeigt.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform einer Leistungsabschätzungs- und Timing- Steuerschaltung zur Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 zeigt.
Fig. 8 illustriert eine Framestruktur eines Kommunikationskanals bei verschiedenen Raten zur Verwendung in dem Kommunikationssystem von Fig. 1.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform einer Ratenabschätzungs- und Kanalabschätzungsschaltung zur Verwendung in dem Empfänger von Fig. 1 zeigt.
Fig. 10 ist ein Flussdiagramm, das eine bevorzugte Ausführungsform eines Verfahrens zur Ratenabschätzung und Kanalabschätzung in dem Empfänger von Fig. 1 illustriert.
Fig. 11 illustriert ein empfangenes Signal und gefilterte Segmente davon unter Verwendung des Ratenabschätzungsansatzes von Fig. 10.
Fig. 12 ist ein Diagramm, das einen Vergleich zwischen Kanalabschätzungsausgaben in dem Empfänger von Fig. 1 illustriert.
Fig. 13 ist ein Diagramm, das einen Vergleich von Timing-Abschätzungsausgängen in dem Empfänger von Fig. 1 illustriert.

Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform

Im Rahmen der folgenden Diskussion wird eine Verbesserung für Up-Link-DS-CDMA-Kommunikation vorgestellt. Dieser Ansatz setzt kohärente Detektion mit Referenzsymbolbasierter Kanalabschätzung ein und setzt insbesondere verbesserte Timung-, Frequenz- und Ratenabschätzungstechniken zur optimalen Detektion des empfangenen Signals ein. Der Fachmann wir erkennen, dass andere Arten von Kommunikationssystemen (beispielsweise Personalkommunikationssysteme, Bündelsysteme ("trunked systems"), Satellitenkommunikationssysteme, Datennetzwerke und dergleichen) ebenfalls angepasst und/oder ausgelegt werden können, um die hier beschriebenen Prinzipien zu verwenden. Es wurde bereits gezeigt, dass ein wesentlicher Gewinn an Signalqualität (Eb/N&sub0;) im Vergleich zu nicht kohärenten Detektionstechniken erzielt werden kann, indem ein kohärentes Detektionsverfahren für die Up-Link-DS-CDMA-Kommunikation verwendet wird. Die weiter unten diskutierten Verbesserungen bieten noch größere Leistungsgewinne durch verbesserte Sychronisation und Kanalabschätzung des Empfängers.
Um eine effektive kohärente Detektion durchzuführen, ist es notwendig, eine genaue Kanalabschätzung zu erhalten. Es gibt im Wesentlichen zwei Arten von Kanalabschätzungsverfahren: datenbasierte und referenzbasierte. Datenbasierte Kanalabschätzung kann entscheidungsgesteuert oder nicht entscheidungsgesteuert sein. Bei der DS-CDMA-Up-Link- Kommunikation muss der Kanalabschätzer bei niedrigen Signal/Rausch-Verhältnissen und relativ schnellem Fading arbeiten. Im Ergebnis ist der entscheidungsgesteuerte Ansatz aufgrund der hohen Entscheidungsfehlerrate nicht geeignet.
Andererseits zeigt ein nicht entscheidungsgesteuertes Verfahren, wie etwa dasjenige, das in dem Artikel von A. J. Viterbi und A. M. Viterbi, "Nonlinear Estimation of PSK- Modulated Carrier Phase with Application to Burst Digital Transmission", IEEE Trans, on Info. Theory, Band IT-29, Nr. 4, S. 543-551, Jul. 1983, beschriebene, stets eine hohe Phasenuneindeutigkeit, beispielsweise 180º Uneindeutigkeit für BPSK-Signalgebung (BPSK: binary phase shift keying) oder 90º Uneindeutigkeit für QPSK-Signalgebung (QPSK: quarternary phase shift keying) bei der Kanalabschätzung. Folglich ist es erforderlich, zur Eliminierung dieses Effektes Differenzkodierung zu verwenden. Der Fachmann wird jedoch erkennen, dass bei Kommunikationssystemen mit differenzkodierten Signalen, die über schwundbehaltete Rayleigh-Kanäle übertragen werden, selbst bei kohätenter Detektion noch immer ein über 3 dE höheres Eb/N&sub0; erforderlich ist als bei nicht differenzkodierter PSK-Signalgebung (PSK: phase shift keying).
Ein Weg zur Lösung des Problems der Entscheidungsfehler und Phasenuneindeutigkeit ist die Verwendung von Referenzsymbolen zur Kanalabschätzung. Im Folgenden wird die referenzsymbolbasierte Kanalabschätzung beschrieben. Referenzsymbole, die dem Empfänger bekannt sind, werden in einer Sequenz von Information tragenden Datenbits, welche kodierte Symbole sein können, eingefügt. Beim Empfänger werden die empfangenen Signalsamples, die den Referenzsymbolen entsprechen, zur Erzeugung einer Kanalabschätzung verwendet. Da die Referenzsymbole dem kohärenten Direktsequenz- Spreizspektrumempfänger bekannt sind, gibt es keine Entscheidungsfehler und die resultierende Kanalabschätzung weist keine Phasenuneindeutigkeit auf. Im Ergebnis wird ein robustes Kommunikationssystem mit nicht differenzkodierter Signalgebung zur Verfügung gestellt.
Die eingesetzten Referenzsymbole können in Blöcken organisiert oder gleichförmig verteilt sein. Für einen flachen, schwundbehafteten Kanal ist es wünschenswert, Referenzsymbole periodisch und gleichmäßig in den Datenstrom einzusetzen. Für einen DS-CDMA-Up-Link mit einem RAKE- Empfänger zur Front-End-Verarbeitung können wir den Ausgang jedes RAKE-"Fingers" als flaches, schwundbehaftetes Signal betrachten. Die bevorzugte Ausführungsform des Kommunikationssystems setzt daher einheitlich alle M kodierten Datensymbole ein Referenzsymbol ein.
Die grundlegende Arbeitsweise von RAKE-Empfängern ist beschrieben in dem Artikel von R. Price und P. E. Green, Jr., "A Communication Technique for Multipath Channels", Proceedings of the IRE, März 1958, S. 555-570. Kurz gesagt, führt ein RAKE-Empfänger eine kontinuierliche, detaillierte Messung der Mehrwegecharakteristik eines empfangenen Signals durch. Diese Kenntnis wird dann ausgenutzt, um das selektive Fading zu bekämpfen, indem unter Verwendung einer Korrelationsmethode das Signal individuell aus jedem Pfad detektiert wird und indem diese Echosignale algebraisch zu einem einzigen detektierten Signal kombiniert werden.
Es wird nun Bezug genommen auf Fig. 1. Ein System zur kohärenten Kommunikation in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem ist dargestellt. Um ein besseres Verständnis der unten offenbarten, bevorzugten Ausführungsform eines Empfängers zu geben, soll zunächst eine Beschreibung eines bevorzugten Senders diskutiert werden, der vorteilhafterweise zusammen mit einem solchen Empfänger verwendet werden kann. Beginnend mit dem Kodierungs- und Verschachtelungsbereich 104 eines Senders 101 des Kommunikationssystems, werden Verkehrskanal-Datenbits 102 bei einer bestimmten Bitrate (z. B. 9,6 kbit/s) in einen Kodierer eingegeben. Die eingegebenen Verkehrskanaldatenbits können Sprache enthalten, die von einem Vocoder in Daten konvertiert wurde, reine Daten (einschließlich Video), eine Kombination beider Datentypen etc. Der Kodierer kodiert die eingegebenen Datenbits 102 mit einer festgelegten Kodierungsrate (1/r) mittels eines Kodierungsalgorithmus, der die anschließende Dekodierung der empfangenen Datensamples in Datenbits mittels der Maximum-Likelihood- bzw. der Maximum-Wahrscheinlichkeits-Methode erleichtert (z. B. Faltungs- oder Blockkodierungsalgorithmen). Beispielsweise kodiert der Kodierer die Eingabedatenbits 102 (z. B. 192 Eingabedatenbits, die bei einer Rate von 9,6 kbit/s empfangen wurden) mit einer festgelegten Kodierungsrate von einem Datenbit zu drei kodierten Datenbits (d. h. 1/3), so dass die Kodierer-Ausgangsdatenbits z. B. eine Ausgabe von 576 Datenbits bei einer Rate von 28,8 kbit/s darstellen. Diese Datenbits werden dann in einen Verschachteler eingegeben, der die Datenbits in Blöcke (d. h. Frames) organisiert und eine Blockverschachtelung der Eingabedatenbits vornimmt. In dem Verschachteler werden die Datenbits individuell in eine Matrix eingegeben, die eine vorbestimmte Datenbit-Blockgröße definiert. Die Datenbits werden so an Positionen innerhalb der Matrix eingegeben, dass die Matrix spaltenweise gefüllt wird. Die Datenbits werden individuell derart aus Positionen innerhalb der Matrix ausgegeben, dass die Matrix reihenweise geleert wird. Typischerweise ist die Matrix eine quadratische Matrix mit der gleichen Anzahl von Reihen und Spalten. Andere Matrixformen können jedoch gewählt werden, um die Ausgabeverschachtelungsdistanz zwischen den aufeinander folgenden, nicht verschachtelten Eingabedatenbits zu vergrößern. Die verschachtelten Datenbits 110 werden von dem Kodierer/Verschachteler 104 bei derselben Datenbitrate ausgegeben, bei der sie in den Verschachteler eingegeben wurden (z. B. 28,8 kbit/s). Die vorbestimmte, von der Matrix definierte Datenbit-Blockgröße wird aus der maximalen Anzahl von Datenbits abgeleitet, die bei einer kodierten Bitrate in einem Übertragungsblock vorbestimmter Länge übertragen werden kann. Wenn beispielsweise die Datenbits aus dem Kodierer mit einer Rate von 28,8 kbit/s ausgegeben werden und die vorbestimmte Länge des Übertragungsblocks 20 ms beträgt, beträgt die vorbestimmte Größe des Datenbitblocks 28,8 kbit/s mal 20 ms, was gleich 576 Datenbits ist, was eine 18 mal 32 Matrix definiert.
Die verschachtelten Datenbits 110 werden dann in einen Referenzbit-Einsetzer 112 eingegeben, der für jeweils M verschachtelte Datenbitpaare 110 L bekannte Referenz- Bitpaare einsetzt (die von dem Synch-Bitgenerator 111 erzeugt wurden, welcher Rateninformationen 105- im illustrierten Fall über den Kodierer 104- von dem Vocoder empfängt). Um die nachfolgende Diskussion zu vereinfachen, soll angenommen werden, dass L = 1 und M = 3 ist (wie in Fig. 2 illustriert), was eine Gruppe von 4 Symbolen ergibt. Der Fachmann wird erkennen, dass L und M jeden beliebigen Wert annehmen können, ohne sich von dem Umfang und dem Geist der vorliegenden Erfindung zu entfernen. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel haben die eingesetzten Referenzbits solche Werte, dass sie eine vorbestimmte Sequenz bilden, aus der ein Empfänger die ungefähre Rateninformation ermitteln kann. Wenn daher beispielsweise eine IS-95-artige Struktur von 16 Leistungssteuergruppen mit 24 Symbolen pro Frame zusammen mit der Referenzbitstruktur der vorliegenden Erfindung verwendet werden (z. B. hat jede Leistungssteuergruppe sechs Segmente mit jeweils einem Referenzsymbol (L = 1) und drei Datensymbolen (M = 3, wobei M die Anzahl von Datenbitpaaren zwischen Referenzbitpaaren ist)), können die folgenden Sequenzen verwendet werden: 1) Für Vollrate setze Referenzsymbole (r&sub0; bis r&sub9;&sub5;, d. h. alle Symbole (jeweils sechs) für die 16 Leistungssteuergruppen) beim Wert l + j gleich r&sub0; ein; 2) Für ¹/&sub2;-Rate setze in der ersten und neunten Gruppe Symbole gleich r&sub0; ein, in der dritten, fünften, siebten, elften; dreizehnten und fünfzehnten Gruppe setze gerade Symbole gleich r&sub0; ein und ungerade Symbole gleich -r&sub0; ein und in allen übrigen Gruppen setze die Symbole gleich X (wobei X "egal" bedeutet, da diese Gruppen nicht gesendet werden); und 3) Für 1/8-Rate setze in der ersten und neunten Gruppe die geraden Symbole gleich r&sub0; und die ungeraden Symbole gleich -r&sub0; ein und alle übrigen Symbole gleich Null. Wird eine Umwandlung der Leistungsgruppen- Positionen in Zufallszahlen angewendet, kann eine Sequenzumsetzung der angeregten Gruppen in solche, die durch die Umsetzung in Zufallszahlen ausgewählt werden, einfach vollzogen werden. (Eine IS-95-Umwandlung in Zufallszahlen erfordert es, dass mögliche Gruppen der 1/8-Rate als Untergruppe einer möglichen ¹/&sub4;-Raten-Gruppe verwendet werden, die eine Untergruppe möglicher ¹/&sub2;-Raten-Gruppen sind, wie in Fig. 8 illustriert). Der Fachmann wird erkennen, dass verschiedene Sequenzfamilien eingesetzt werden können und so auch ausgeweitet werden können, wenn zusätzliche Informationsnachrichten gesendet werden müssen. Wenn daher beispielsweise ein weiteres Informationsbit B (z. B. ein Leistungssteuerbit oder eine Empfängsrahmenfehlerrate bei der Sendeeinheit 101) pro Frame gesendet werden soll, könnte für B = 0 eine erste Referenzsequenzfamilie (wie die oben beschriebene) verwendet werden. Ist B = 1, könnten die zusätzlichen Sequenzen verwendet werden: 1) Für Vollrate in den ungeraden Gruppen (1, 3...15) alle Symbole gleich r&sub0; und in den geraden Gruppen (2, 4... 16) gleich -r&sub0;; 2) Für ¹/&sub2;-Rate wird dieselbe Sequenz verwendet wie für die Vollrate mit Ausnahme der Gruppen 3, 7, 11 und 15, in denen das Referenzsymbolmuster rhalf = {r&sub0; r&sub0; r&sub0; -r&sub0; -r&sub0; -r&sub0;} lautet; 3) Für ¹/&sub4;-Rate werden den Gruppen 5 und 13 das Muster rhalf zugeordnet, wohingegen die Gruppen 1 und 9 wie zuvor bleiben; und 4) Für die 1/8-Rate wird auch den Gruppen 1 und 9 das Muster rhalf zugeordnet. Während die Wahrscheinlichkeit einer korrekten Übertragung von B bei Vollrate hoch bleibt (Pr{error} < 10% könnte für diesen Zweck akzeptabel sein), ist die Fehlerwahrscheinlichkeit für niedrigere Raten höher, da die Sequenzen bei niedrigeren Raten nicht mit verschwindender Kreuzkorrelation erhalten werden.
Ist L = 1 und M = 3, gibt der Referenzbiteinsetzer 112 768 referenzkodierte Bits 114 für jeden Block (d. h. Frame) aus, so dass zwei Referenzbits zwischen jeder Gruppe von sechs Datenbits eingesetzt werden. Ein Beispiel für einen Block (d. h. Frame) von referenzkodierten Datenbits 114, die bereit für die Spreizung sind, besteht aus 48 Bits, wie in Fig. 2 dargestellt (wobei jedes "d" ein Datenbit und jedes "r" ein Referenzbit repräsentiert).
Die referenzkodierten Datenbits 114 werden in einen Modulationsbereich 116 des Kommunikationssystems eingegeben. Die Datenbits 114 werden in einen Zwischenspeicher 118 eingelesen, von wo aus die Real- und Imaginäranteile des Datenstroms nachfolgend ausgelesen und separat mittels einer Walsh-Kodesequenz Wj und einer PN-Kodesequenz PNi über Multiplizierer 120 bis 121 gespreizt werden. Alternativ können verschiedene Kodesequenzen PNi und PNq für den Real- und Imaginärzweig verwendet werden. Wird derselbe Pni-Kode sowohl für Real- als auch Imaginärdatenstrom verwendet, dient der Walsh-Kode als benutzerspezifische Sequenz von Symbolen oder als eindeutiger Benutzerkode. Der referenzkodierte Datenstrom kommt am Modulationsbereich 116 mit einer Rate von 38,4 kbit/s an. Jede Sektion von sechs Gruppen (d. h. drei Paare (ein Paar macht ein QPSK-Symbol aus) von Datenbits, ein Paar von Referenzbits mal sechs Gruppen gleich 48 Bits) wird dann so gespreizt, dass pro eingegebenes Symbol ein einziger Kode von 64 Symbolen Länge bei einer höheren, festgelegten Symbolrate ausgegeben wird (z. B. 1228,8 kbit/s, was auch als 1,2288 Megachips/s bezeichnet wird). Der Fachmann wird erkennen, dass die Referenz- und. Datenbits innerhalb des Stroms von referenzkodierten Datenbits 114 gemäß einer Vielzahl anderer Algorithmen in eine Sequenz von Kodes größerer Länge gespreizt werden können, ohne sich von dem Bereich und dem Geist der vorliegenden Erfindung zu entfernen.
Für eine r/4-QPSK-Modulation wird dann der gespreizte Symbolstrom mittels des Multiplizierers 122 um π< 4 für jeden Chip rotiert. Für andere Modulationen, wie QPSK, wird dieser Schritt ausgelassen. Die Symbolströme werden dann FIR gefiltert (FIR: finite impulse response), um die Energie außerhalb des Bandes unterhalb eines gesetzten Wertes zu reduzieren und mittels der Filter/DACs (digital to analog converters: Digital/analog-Wandler) 124, 125 in einen analogen Signalstrom konvertiert und weiter tiefpassgefiltert. Nach der Konvertierung in ein analoges Signal werden die Signale der beiden Symbolströme mittels der Multiplizierer 126, 127 und des Addierers 128 quadratmoduliert und addiert. Alternativ könnten die Signale mittels direkter Digitalsynthese kombiniert werden. Schließlich wird das modulierte Signal mittels des LPA (linear power amplifier: Linearer Leistungsverstärker) 129 verstärkt und zur Übertragung über den Kommunikationskanal 131 an die Antenne 130 geliefert.
Die bevorzugte Ausführungsform des Empfängers 135 des Kommunikationssystems empfängt, das übertragene Spreizspektrumsignal aus dem Kommunikationskanal 131 über die Antenne 137. Das empfangene, referenzsymbolkodierte Spreizspektrumsignal wird gefiltert und von einem analogen Front-End- Verarbeiter 139 herabgemischt und in eine Demodulationsschaltung 140 eingegeben. Die Antenne 136 und der Demodulator 138 werden für den Raum-diversity-Empfang des Signals in ähnlicher Weise bereitgestellt.
Das Spreizspektrumsignal wird als nächstes von dem Entspreizer und Sampler 146 in entspreizte Samples 148 gesampelt. Diese Samples 148 enthalten sowohl Referenz- als auch Datensamples, so dass ein Referenzsample-Extraktor 150 verwendet wird, um die Referenzsample-Information von den Datensignalsamples zu trennen. Die Referenzsamples 152 werden an einen Kanalabschätzer 154 ausgegeben, wohingegen die verbleibenden Datensamples 158 aus dem entspreizten, gesampelten Signal 148 an einen kohärenten Detektor 160 zur späteren kohärenten Detektion der Datensymbole 162 aus den Datensamples 158 ausgegeben werden. Schließlich werden die detektierten Datensymbole 162 bis 164 in dem Addierer 180 mit detektierten Datensymbolen anderer Finger oder Diversity-Pfade aufsummiert und an den Dekodierungsbereich 182 des Kommunikationssystems ausgegeben.
Der Entspreizer und Sampler 146 sampelt vorzugsweise das empfangene Spreizspektrumsignal bei einer vorbestimmten Rate (z. B. 1,2288 · 8 = 9,8304 Megasamples/s). Anschließend wird das gesampelte Signal auf 1,2288 Megasamples/s dezimiert und durch Korrelation der empfangenen, gesampelten Signale mit dem Spreizkode entspreizt. Das sich ergebende, entspreizte gesampelte Signal 148 wird bei einer vorbestimmten Rate gesampelt und an den Referenzsampel-Extraktor 150 ausgegeben (z. B. bei 19,2 Kilosamples/s, so dass eine Sequenz von 64 Samples des empfangenen Spreizspektrumsignals in ein einziges Datensample entspreizt und/oder als ein einziges Datensample repräsentiert wird).
Der Referenzsample-Extraktor 150 extrahiert vorzugsweise die Referenzsamples 152 aus dem entspreizten gesampelten Signal 148 und gibt die Referenzsamples 152 an den Kanalabschätzer 154 aus. Die Datensamples 158 aus dem entspreizten gesampelten Signal 148 werden an den kohärenten Detektor 160 zur späteren kohärenten Detektion der Datensymbole ausgegeben.
Es kann jedoch ein Problem auftreten, wenn die Ausgabe des Kanalabschätzers 154 in Verbindung mit nur Standard- Synchronisationsverfahren verwendet wird. In diesem Fall kann die Rate der Phasenrotation des empfangenen Signals bis zu einigen kHz betragen, was die Signalaufnahme beeinträchtigt. Um eine bessere Synchronisierung und Aufnahme bereitzustellen, werden die Referenzsamples 152 und die Datensamples 158 ebenfalls in eine Synchronisationsvorrichtung eingegeben, die vorzugsweise einen Frequenzoffset- beziehungsweise -versatzabschätzer 172 und eine Timingsteuerung 176 enthält. Zur weiteren Verbesserung der Qualität der Synchronisation und Kanalabschätzung bestimmt ein Ratenabschätzer 171 anhand von demultiplexten Referenzsamples 151 (Erklärung weiter unten) die Rate, mit der die kodierten Daten gesendet wurden (z. B. Voll-, ¹/&sub2;- oder 1/8-Rate) und gibt einen Ratenschätzwert 173 am Ende jedes empfangenen Frames an den Frequenzoffsetabschätzer 172 und die Timingsteuerung 176 sowie an den Kanalabschätzer 154 aus. Diese Verwendung des Ratenabschätzers gestattet es, alle angeregten Slots oder Leistungssteuergruppen des Frames zu benutzen, anstatt nur die für alle Raten angeregten Slots zu benutzen, um die übrigen Schätzwerte abzuleiten. Der Frequenzoffsetabschätzer 172 leitet einen Schätzwert eines Frequenzoffsets ab, wie er etwa von großen Dopplerverschiebungen oder einem unpräzisen Oszillator verursacht werden kann, wobei dieser Schätzwert einen Frequenzregelkreis zur Sendung eines Steuersignals 177 antreibt, um die Frequenz eines lokalen Oszillators eines digitalen Phasenkorrektors (Rotators) oder einer ähnlichen Schaltung des Analoge mgangs 139 oder des Samplers/Entspreizers 146 einzustellen. Dies gestattet es, den verbleibenden Frequenzoffset auf weniger als 50 Hz einzufangen, was die Signalaufnahme und detektion wesentlich verbessert. Zusätzliche Leistungsgewinne werden durch die Timingsteuerung 176 erzielt, die Leistungsschätzwerte der Referenz- und Signaldaten 152, 158 (die erwartungstreu sein können) abschätzt und kombiniert, welche dann differenziert, gefiltert und in einen Verzögerungsregel kreis zur Steuerung des Timings eingegeben werden, um den Finger auf den langfristigen Mittelwert der Strahlankunftszeit zu zentrieren. Eine schnelle Timingkorrektur (d. h. typischerweise in weniger als einem Chip) wird auch erreicht durch Vergleich der Timingdifferenzausgabewerte vieler Timingzweige und Auswahl desjenigen Zweiges mit dem maximalen Wert, was es der Demodulation erlaubt, der Spitzenleistung zu folgen. Diese Korrektur wird erreicht, indem ein Gatter 179 mittels eines schnellen Timing-Kompensationssignals 178 gesteuert wird. Die Timingsteuerung 176, der Frequenzoffsetabschätzer 172, das Gatter 179 und deren Arbeitsweisen sind weiter unten detaillierter in Verbindung mit den Fig. 3 und 7 beschrieben.
Schließlich filtert der Kanalabschätzer 154 die phasenrotierten, extrahierten Referenzsamples 152 des ausgewählten Timingzweigs mit einem auf dem Ratenschätzwert basierenden Filter, um erwartungstreue, jedoch verrauschte Kanalschätzwerte zu erhalten. Um einen besseren Kanalschätzwert 156 zu erhalten, können diese verrauschten Schätzwerte durch einen Tiefpassfilter geschickt werden, der fest oder anpassbar sein kann, um hochfrequente Rauschkomponenten zu beseitigen. Die sich ergebenden Kanalschätzwerte 156 sind relativ rauschfrei und können zur kohärenten Detektion verwendet werden. Es sei angemerkt, dass uns die Tiefpassfilterung lediglich einen Kanalschätzwert für alle (M + 1)T gibt, wobei M die Anzahl der Datenbitpaare zwischen jedem von dem Referenzbiteinsetzer 112 eingesetzten Referenzbitpaar ist (z. B. M = 3) und wobei T das Zeitintervall jedes Datenbitpaares (oder, bei QPSK, Symbols) ist. Um eine kohärente Detektion der übertragenen Datensamples durchzuführen, brauchen wir einen Kanalschätzwert für jedes T. Wenn (M + 1)T kurz ist im Vergleich zur Zeitkonstante der Kanaländerung, ist es eine einfache aber effektive Methode, um einen Kanalschätzwert für jedes T zu erhalten, eine lineare Interpolation zwischen zwei um (M + 1)T beabstandeten Kanalschätzwerten durchzuführen. Der Fachmann wird jedoch erkennen, dass, wenn nötig, kompliziertere Interpolationstechniken angewendet werden können.
Bei der bevorzugten Ausführungsform des kohärenten Kommunikationssystems kann auch eine Leistungssteuerung verwendet werden, um die Gesamtleistung des Systems zu verbessern. Der Leistungssteuerungs-Algorithmus kann sehr ähnlich dem in nicht kohärenten Kommunikationssystemen verwendeten Algorithmus sein. Die bevorzugte Ausführungsform des Leistungssteuerungs-Algorithmus enthält vorzugsweise eine Abschätzung der empfangenen Leistung alle 1,25 ms (Millisekunden) (d. h. jeden Zeitslot oder Leistungssteuergruppe) oder alle sechs Referenzinformationssamples, d. h. alle 18 kodierten Datensamples oder alle 24 insgesamt empfangenen Signalsamples. Der Leistungsschätzwert kann mittels verschiedener Techniken berechnet werden. Eine Technik ist es, mit einem Leistungsabschätzer 146 einen Kanalschätzwert zu berechnen, indem die sechs Referenzsignalsamples (d. h. Referenzsamples 152 aus dem Referenzsamplesextraktor 150) in jeder Gruppe von 24 Samples Länge verwendet werden. Das Betragsquadrat des Kanalschätzwertes wird dann als Leistungsschätzwert 168 von dem Leistungsabschätzer 166 ausgegeben.
Nachdem Kanalschätzwerte 156 erzeugt wurden, ist der Rest des Empfängers konventionell. Der kohärente Detektor 160 multipliziert die übrigen Datensamples 158 aus dem entspreizten gesampelten Signal 148 mit dem komplex Konjugierten der Kanalschätzwerte 156, um kohärent detektierte Symbole 162 zu erzeugen.
Der Fachmann wird erkennen, dass mehrere Empfängerzweige 138 bzw. 140 und Antennen 136 bzw. 137 eingesetzt werden können, um durch Raum-Diversity einen verbesserten Empfang zu erhalten. Alle N Diversity-Empfängerzweige könnten im Wesentlichen auf die gleiche Weise arbeiten, um Datensamples aus dem empfangenen Spreizspektrumsignal im Kommunikationskanal 131 wiederzugewinnen, wie dies oben für den Empfängerzweig 140 beschrieben wurde. Die Ausgaben 162 bis 164 der N Empfängerzweige werden vorzugsweise in einen Addierer 180 eingegeben, der die eingegebenen Datensymbole in einen zusammengesetzten Strom von kohärent detektierten Datensymbolen 181 Diversity-kombiniert.
Die individuellen Datensymbole 181, die Weichentscheidungsdaten darstellen, werden dann in einen Dekodierungsbereich 182 eingegeben, der einen Entschachteler enthält, welcher die eingegebenen Weichentscheidungsdaten (d. h. detektierte Datensymbole) 181 auf der individuellen Datenstufe entschachtelt. In dem Entschachteler werden die Weichentscheidungsdaten 181 individuell in eine Matrix eingegeben, die eine vorbestimmte Blockgröße der Weichentscheidungsdaten definiert. Die Weichentscheidungsdaten werden an Positionen innerhalb der Matrix eingegeben, so dass die Matrix reihenweise gefüllt wird. Die entschachtelten Weichentscheidungsdaten werden aus Positionen innerhalb der Matrix derart ausgegeben, dass die Matrix spaltenweise geleert wird. Die entschachtelten Weichentscheidungsdaten werden von dem Entschachteler bei derselben Rate ausgegeben, mit der sie eingegeben wurden (z. B. 28,8 Kilometrics/Sekunde). Die von der Matrix definierte, vorbestimmte Blockgröße der Weichentscheidungsdaten wird abgeleitet aus der maximalen Rate, mit der Datensamples innerhalb eines Übertragungsblocks der vorgegebenen Länge aus dem empfangenen Spreizspektrumsignal gesampelt werden.
Die entschachtelten Weichentscheidungsdaten werden dann in einen Dekodierer eingegeben, der Maximum- Wahrscheinlichkeits-Dekodierungstechniken anwendet, um geschätzte Verkehrskanal-Datensymbole 185 zu erzeugen. Die Maximum-Währscheinlichkeits-Dekodierungstechniken können durch Verwendung eines Algorithmus aufgewertet werden, der im Wesentlichen einem Viterbi-Dekodierungs-Algorithmus ähnlich ist. Der Dekodierer verwendet eine Gruppe von individuellen Weichentscheidungsdaten, um einen Satz von Weichentscheidungsübergangsmetriken zur Verwendung bei jedem besonderen Zeitzustand des Maximum-Wahrscheinlichkeits- Sequenzabschätzungsdekodierers zu verwenden. Die Anzahl der Weichentscheidungsdaten in der zur Bildung jedes Satzes von Weichentscheidungsübergangsmetriken verwendeten Gruppe entspricht der Anzahl von Datenbitpaaren am Ausgang des Faltungskodierers 104, die aus jedem Eingabedatenbit 102 gebildet werden. Die Anzahl der Weichentscheidungsübergangsmetriken in jedem Satz ist gleich 2 hoch der Anzahl der Weichentscheidungsdaten in jeder Gruppe. Wenn in dem Sender 101 beispielsweise ein 1/3-Faltungskodierer verwendet wird, werden aus jedem Eingabedatenbit 102 drei Datenbits erzeugt. Der Dekodierer 182 verwendet daher Gruppen von drei individuellen Weichentscheidungsdaten, um acht Weichentscheidungsübergangsmetriken zur Verwendung bei jedem Zeitzustand des Maximum-Wahrscheinlichkeits- Sequenzabschätzungsdekodierers zu bilden. Die abgeschätzten Datensymbole 185 werden bei einer Rate erzeugt, die mit derjenigen Rate in Beziehung steht, mit welcher die Weichentscheidungsdaten in den Dekodierer eingegeben werden und mit der festgesetzten Rate, die ursprünglich zur Kodierung der Eingabedatenbits 102 verwendet wurde (wenn z. B. die Weichentscheidungsdaten bei 28,8 kmetrics/s eingegeben wurden und die ursprüngliche Kodierungsrate 1/3 war, dann werden die abgeschätzten Datensymbole 185 bei einer Rate von 9600 bit/s ausgegeben). Obwohl diese Information verwendet werden kann bei der Bestimmung der Besetzung verschiedener Zeitslots innerhalb jedes Frames, wird bei der bevorzugten Ausführungsform diese Information bereits von dem Ratenabschätzer 171, wie er in Fig. 9 weiter unten beschrieben ist, zur Verfügung gestellt.
Wir wenden uns nun den Fig. 3 bis 7 zu, in denen eine detailliertere Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform des Empfängers 135 illustriert ist. Zum Zwecke der Klarheit wird nur ein Bezugszeichen verwendet, um jeweils ein in mehreren Figuren auftretendes Bezugszeichen zu bezeichnen. Der Fachmann wird erkennen, dass die illustrierte Ausführungsform speziell für ein π/4-QPSK moduliertes Signal (oder, im Falle verschwindender Rotation, QPSK) ausgelegt ist. Die vorliegende Erfindung ist in ihrer Anwendung jedoch nicht auf den Empfang von QPSK-Signalen beschränkt, sondern kann auf jedes modulierte Signal angewendet werden, das kohärent empfangen werden kann, einschließlich, aber nicht limitiert auf OQPSK und BPSK (binary phase shift keying) Signale.
Fig. 3 illustriert den analogen Bereich des Empfängers 135. Eine. IF- (intermediate frequency, downconverted: Zwischenfrequenz, herabgemischt) Version des Spreizspektrumsignals wird mittels des Filters 301 um ein interessierendes Frequenzband herum bandpassgefiltert. Die gefilterte Ausgabe wird von der AGC (automatic gain control: Automatische Gewinnführung) 302 gewinngeführt und dann von dem LO (lokaler Oszillator) 305 in Imaginär- (Im) und Real- (Re) Signalströme geteilt. Um den Frequenzoffset des LO 305 zu steuern, wird dem LO 305 von dem Frequenzregelkreis-Filter 456 der Fig. 1 über den Eingang "I" eine Eingabe einer abgeschätzten Offsetfrequenz bereitgestellt. Die Im- und Re- Signale werden dann tiefpassgefiltert und danach von den A/D-Wandlern (Analog/Digital-Wandlern) 311 und 312 des Samplers 310 digitalisiert. Die digitalisierten Im- und Re- Sampleströme 313 und 314 werden dann an jeden der Finger des Demodulators 140 ausgegeben sowie an die AGC- Steuerschaltung. Die AGC-Steuerschaltung ist typischerweise von der Art, wie man sie iri Spreizspektrumempfängern findet und die verwendet wird, um die Leistung der A/Ds 311 und 312 sowie die Gesamtverstärkerleistung zu optimieren. Die Steuerschaltung arbeitet durch Quadrierung und Summierung der digitalisierten IF-Sampleströme, indem sie das sich ergebende Signal in einen Differenzverstärker 315 eingibt und die Ausgabe zur Erzeugung des AGC-Steuersignals mittelt.
Wir wenden uns den Fig. 4 bis 7 zu, in denen der Demodulatorabschnitt eines der Finger des Empfängers 135 weiter illustriert ist. Wird eine π/4-QPSK-Modulation- verwendet, werden die digitalisierten Im- und Re-Samples 313 und 314 mittels des Multiplizierers/Phasenrotators 420 um π/4 gegenrotiert. Dies erlaubt vorteilhafterweise eine Verschiebung des π/4-QPSK-Signals zum Basisbahd hin anstatt zu RF (Radiofrequenz). Die Samples werden von einer Zwischenspeicher/Timingsteuer-Vorrichtung 421 empfangen, die in Fig. 6 detaillierter illustriert ist. Jedes Symbol wird vorzugsweise mit der achtfachen Chiprate von 1,2288 Megachips übersampelt. Die Register 510 und 512 enthalten daher acht aufeinander folgende Samples derselben Chipperiode (d. h. des gespreizten Symbols), die abgegriffen oder adressiert werden können, beispielsweise über Abgriffe 513 bis 515. Die tatsächlich adressierten Registerpositionen werden von einer Timingzweigeingabesteuereinheit 520 gesteuert. Bei der bevorzugten Ausführungsform sind drei verschiedene Timingzweigeingabeanschlüsse 422 bis 424 über die Steuereinheit 520 verbunden. Die Steuereinheit 520 reagiert auf ein Timingsteuersignal 177 ("G"), um die Adressierung der Zwischenspeicher 510, 512 einzustellen, so dass das Signal auf einem mittleren, "on time"-Anschluß 422 optimiert wird. Die beiden anderen Anschlüsse 423, 424 samplen, was optimalerweise entweder ein spätes Sample (oder eine verzögerte Abbildung) oder ein frühes Sample (oder eine vorausgehende Abbildung) des Symbols mit etwa derselben Leistung sein sollte. Wenn die Sampleenergie nicht maximiert ist, d. h. wenn zwischen der Leistung der späten und frühen Timingzweige eine Differenz besteht, dient die Steuereinheit zur Einstellung der Abgriffe oder Anschlussadressen ein Sample (d. h. ein Zwischenspeicherregister) vor dem Einlesen des nächsten Chips (d. h. alle 1/l,2288 us), bis der mittlere Abgriff 514 wieder maximale Energie hat (d. h. der "on time"-Zweig ist). Dies wird bei der bevorzugten Ausführungsform, die in Fig. 7 illustriert und weiter unten vollständiger diskutiert wird, durch Ausführung einer Differenzbildungsoperation zwischen den Leistungsschätzwerten des frühen und des späten Timingzweigs erreicht.
Nach Zwischenspeicher und Timingsteuerung 421 werden die Re- und Im-Samples von dem Entspreizer 425 entspreizt. Der Entspreizer 425 enthält Multiplizierer 426 und 427 zur Multiplikation der Re- und Im-Samples mit den PN- und Walsh-Kodesequenzen (entspreizte Signale), wodurch das empfangene Signal mit den zugeordneten Spreizkodes korreliert wird. Der Fachmann wird erkennen, dass, wenn eine komplexe Spreizsequenz (d. h. PNi und PNq) von dem Sender 101 zur Spreizung der referenzkodierten Datenbits verwendet wird, was für einige Anwendungen wesentlich und für BPSK erforderlich ist, doppelte Multiplizierer zum Entspreizen der empfangenen, komplexen, gespreizten Symbole verwendet werden sollten. Der Entspreizer 425 ist in jedem Timingzweig vorgesehen, so dass früh, spät und "on time" entspreizte Signale (Samples) gebildet werden. Die sich ergebenden Signale in dem "on time"-Zweig werden von den Integrations- und Ausgabeschaltungen 428 und 429 über jede Sampleperiode integriert, so dass I- (in Phase) und Q- (quadrierte Phase) Samples 431 und 432 ausgegeben werden, die den realen und imaginären Phasenquadratursamples Re und Im entsprechen.
Die bevorzugte Ausführungsform der Referenzsample- Extraktionsschaltung 150 arbeitet durch jeweilige Multiplikation der I- und Q-Samples 431 und 432 mit synch (I)- (über Multiplizierer/Korrelatoren 433 und 437) und synch (Q)- (über Multiplizierer 434 und 436) Signale und durch Summierung der entsprechenden I- und Q-Zweige über Addierer 435 und 438. Die synch (I) und synch (Q) sind die komplex Konjugierten der bekannten Referenz- (synch-) Symbole - z. B. alle -1s oder 1s, wobei die exakte Sequenz, die nach Ratenabschätzung R bekannt ist, am Ende des Frames vorliegt. Der Zweck dieser Struktur ist es, einen verrauschten Schätzwert der Kanalantwort aus den I- und Q-Komponenten abzuleiten. Da ein DS-CDMA-Up-Link als Mehrzahl von Flach-Fading- Kanälen betrachtet werden kann, kann für jeden Flach- Fading-Kanal das empfangene Signal nach Entspreizung ausgedrückt werden als:
r(n) = h(n)a(n) + z(n) (Gl. 1)
wobei r(n) das empfangenes Sample bei n ist (oder nT, wobei T das Intervall ist, bei dem das interessierende Signal, z. B. Referenzsamples, nach der Entspreizung vorliegt), a(n) das entsprechende, übertragene Symbol ist, h(n) eine zufällige, komplexe Tiefpassvariable ist, die den schwundbehafteten Kanal charakterisiert und z(n) das zusätzliche Rauschen oder die zusätzliche Störung ist, das/die ungefähr weiß oder gaussartig ist. Da lediglich die übertragenen Referenzsymbole aref(n) bekannt sind, wird die Kanalabschätzung unter Verwendung der empfangenen I- und Q-Samples 431 und 432 durchgeführt, die einem übertragenen Referenzsymbol entsprechen. In diesem Fall kann der verrauschte Schätzwert des Kanalkoeffizienten ausgedrückt werden als:
(n) = r(n)aref·(n) (Gl. 2)
In quadratisch komplexer Notation wird dies zu
I(n) + j Q(n) = (rI(n) + jrQ(n))(arefI(n) - jarefQ(n)) (Gl. 3)
= (rI(n)arefI(n) + rQ(n)arefQ(n)) + j(rQ(n)arefI(n) - rI(n)arefQ(n)) (Gl. 4)
Die erste Komponente der Gleichung 4 ist äquivalent zu der Ausgabe 439 der I-Komponente des Referenzsamples, wohingegen die zweite Komponente der Gleichung 4 der Ausgabe 440 der Q-Komponente des Referenzsamples entspricht (die gemeinsam den Eingaben 152 von Fig. 1 entsprechen), wenn r(n) ein empfangenes Referenzsample ist. Die Ausgaben 439 und 440 der I- und Q-Referenzsamples werden in den Kanalabschätzer 154 eingespeist, während die I- und Q-Datensamples in den kohärenten Detektor 150 eingespeist werden.
Während der Kanalabschätzer 154 unter Verwendung der Ausgaben 439 und 440 der I- und Q-Referenzsamples die momentane Phase und den momentanen Betrag eines Kanals zum Zwecke der kohärenten Detektion bestimmen kann, ist er anfällig für Frequenzdriftprobleme. Relativ stabile, große Frequenzversätze können von Einflüssen, wie etwa einem ungenauen Oszillator, der eine unvollständige Kopplung des Sender/Empfängetaktgebers verursacht, und großen und stabilen Dopplerverschiebungen herrühren. Derartige Versätze in herkömmlichen Kommunikationssystem werden typischerweise mittels eines Phasenregelkreises (PLL: phase-locked loop) korrigiert. Da bei der bevorzugten Ausführungsform des Kanalabschätzers 154 die momentane Phase jedoch ziemlich genau abgeschätzt werden kann, kann ein Frequenzregelkreis (FLL: frequency-locked loop) anstelle eines PLL verwendet werden.
Bei der bevorzugten Ausführungsform enthält der Frequenzoffsetabschätzer 172 zwei Bereiche, von denen jeder seinen Schätzwerten die jeweiligen Daten- (431 und 432) und Referenz- (439 und 440) Ausgangssignale zugrundelegt. Im letzteren Fall enthält ein Offsetfrequenzdetektor 445 zwei Verzögerungslinien 446 und 447, zwei Multiplizierer 448 und 449 und einen Addierer 450. Der Detektor arbeitet durch Multiplizieren eines verzögerten I-Komponentensignals 439 mit einem Q-Komponentensignal 440 im Multiplizierer 448 und durch Multiplizieren eines verzögerten Q-Komponentensignals 440 mit einem I-Komponentensignal 439 im Multiplizierer 449. Die aufsummierte Ausgabe des Detektors kann ausgedrückt werden als:
fest = I(n - 1) Q(n) - Q(n - 1) I(n) (Gl. 5)
wobei fest ein skalierter Schätzwert der Offsetfrequenz ist.
Die Offsetfrequenz kann auch unter Verwendung der Information (Daten) tragenden Empfangssignalsamples 431 und 432 abgeschätzt werden. Da die tatsächlich übertragenen Datenbits nicht bekannt sind, besteht eine 90º- (oder 180º- bei BPSK) Phasenuneindeutigkeit des Phasenschätzwertes. Um diese Uneindeutigkeit zu beheben, wird in der Schaltung 442 an jedem Empfangssignalsample eine komplexe Operation vierter Ordnung (Quadrierung bei BPSK) durchgeführt. Die Real- (I) und Imaginär- (Q) Komponenten der vierfach potenzierten Samples werden an einen Versatz- beziehungsweise Offsetfrequenzdetektor 443 gesandt, der mit dem Versatz- beziehungsweise Offsetfrequenzdetektor 445 für die Referenzsamples identisch ist. Auf diese Weise erzeugt der Offsetfrequenzdetektor 443 auch einen skalierten Schätzwert der Offsetfrequenz.
Jeder der skalierten Offsetfrequenz-Schätzwerte von diesen beiden Detektoren 443, 445 kann verwendet werden, um den Frequenzregelkreis zu treiben. Andererseits können sie kombiniert werden, um einen noch besseren Schätzwert der Offsetfrequenz zu bilden, der seinerseits verwendet wird, um den Frequenzregelkreis zu treiben. Schreibt man die Frequenzschätzwerte aus den Referenzsamples 439, 440 bzw. den Datensamples 431, 432 als fd bzw. fr, kann man einen kombinierten Schätzwert erhalten als:
fc = wrfr + wdfd (Gl. 6)
wobei wr und wd zwei Wichtungsfaktoren sind, deren Werte gewählt werden, um das Verhältnis der quadrierten Werte der detektierten Offsetfrequenz und ihrer Varianz zu maximieren. Die optimalen Werte dieser Wichtungskoeffizienten sind Funktionen des Signal/Rausch-Verhältnisses der Samples, von dem der Fachmann weiß, wie es abzuleiten ist. Wenn das Signal/Rausch-Verhältnis der entspreizten Samples relativ hoch ist, können wir einfach wr = wd setzen. Diese Wichtungsfaktoren werden über die Multiplizierer 451, 452 den Ausgaben der Detektoren 443, 445 zugeführt und die gewichteten Ausgaben dann im Addierer 453 aufsummiert. Wenn in dem Empfänger 135 mehrere RAKE-Finger verwendet werden, wie etwa in dem illustrierten Ausführungsbeispiel, können die Ausgaben der Offsetfrequenzdetektoren aller Finger mittels des Kombinierers 454 kombiniert werden, um einen skalierten Gesamtschätzwert der Offsetfrequenz zu erzeugen. Diese Ausgaben können auch gewichtet werden, z. B. durch Vernachlässigen von Ausgaben mit einem Wert unterhalb eines Schwellenwertes und/oder durch eine skalierte Wichtung, die mit dem Betrag ansteigt.
Dieser skalierte Gesamtschätzwert der Offsetfrequenz wird über das Gatter 455 (dessen Funktion weiter unten beschrieben wird), an den Schleifenfilter 456 gesandt. Für den einfachsten FLL erster Ordnung kann der Schleifenfilter aus einer Skalierungskonstante und einem Integrator bestehen. Der FLL erster Ordnung ist für die meisten Anwendungen angemessen. Ein FLL höherer Ordnung, der Pole in dem Schleifenfilter aufweist, kann in einigen Spezialfällen nützlich sein. Das Design des FLL und die Parameterwahl sind dem Fachmann wohl bekannt (siehe z. B. F. M. Gardner, "Characteristics of Frequency-Tracking Loops," in Phase- Locked Loops (Editors W. C. Lindsey und C. M. Chie), IEEE Press, New York, 1986). Die Spannung am Ausgang "I" 457 des Schleifenfilters wird zur Korrektur des Frequenzoffsets verwendet, indem sie in den LO 305 eingespeist wird. Alternativ kann die Ausgabe 457 auch in einen digitalen Phasenkorrektor (Rotator) eingespeist werden, wie etwa den Phasenrotator 420. Ein derartiges Beispiel ist in Fig. 5 illustriert, wo die Ausgabe 457 in den Phasenrotator 420 anstelle des LO 305 eingespeist wird.
Der Leistungsabschätzer 467, von dem eine bevorzugte Ausführungsform in Fig. 7 illustriert ist, dient auch zum Empfang der Ausgaben der Referenzsample 439, 440 und Datensample 431, 432. Die Referenzsampleausgaben 439, 440 werden von dem FIR 611 gefiltert, um das. Rauschen weiter zu beseitigen. Die gefilterte Ausgabe wird in der Schaltung 612 quadriert, wobei der quadrierte Betrag einen Schätzwert für die (kohärente) Signalleistung der Referenzsample liefert.
Während der kohärente Signalleistungsschätzwert für die Timingsteuerung ausreichend sein kann, kann eine verbesserte Steuerung erzielt werden, indem auch auf Grundlage der Datensampleausgaben 431, 432 ein Signalleistungsschätzwert gebildet wird. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden diese Ausgaben 431, 432 in der Schaltung 615 (die ein komplexer Leistungsabschätzer sein kann) mit der vierten Ordnung komplex multipliziert und dann im Akkumulator 616 für jedes Referenzsampleintervall akkumuliert oder gewichtet (d. h. 3 Datensamples pro Referenzsample in dem obigen Ausführungsbeispiel oder 1,25 ms/Slot + (42 Samples/Slot + 3 Paare von Referenzsamples) 89,3 us (Mikrosekunden)). Die Quadratwurzel des Betrages der Akkumulatorausgabe wird von der Schaltung 617 abgeleitet, die einen Signalleistungsschätzwert für den nicht kohärenten Zweig liefert. Schließlich werden beide Signalleistungsschätzwerte gewichtet, beispielsweise durch Maximierung des Verhältnisses des Leistungsschätzwertes zu seiner Varianz, und in dem Kombinierer/Addierer 618 aufsummiert, um einen Leistungsschätzwert für den Timingzweig zu erzielen.
Dieser Schätzwert für den Timingzweig 602 wird zusammen mit ähnlichen Schätzwerten für die Timingzweige 604 und 606 (die den oben in Verbindung mit Fig. 6 diskutierten, späten und frühen Timingzweigen entsprechen) über die Gatter 468, 624 und 626 an die Timingsteuereinheit 176 gesendet (die Funktion der Gatter 468, 624 und 626 wird weiter unten in Verbindung mit dem Ratenabschätzer 171 diskutiert). Die Timingsteuerung 176 dient der Kompensation der Timingdrift, die typischerweise in der Größenordnung von bis zu einem Chips liegt.
Die Timingdrift wird durch Differenzbildung der Leistungsschätzwerte von zwei oder mehr Timingzweigen kompensiert. Bei dem bevorzugten Ansatz, bei dem drei Timingzweige verwendet werden, nämlich die Zweige 602 bis 606 "on time", "spät" und "früh", kann man vorteilhafterweise den späten und den frühen Zweig 604, 606 verwenden, um den Leistungsschätzwert für Samples mit dem Sampletiming tn + τ und tn - τ zu erhalten, wobei tn das "on time"-Sampletiming ist. Die Differenz zwischen den Schätzwerten für die späten und frühen Timingzweige, die von dem Differenzierer 632 bestimmt werden, zeigt die Richtung der Drift weg vom korrekten Timing an. Die Differenz kann zeitlich gemittelt werden, und wenn die Differenz im Mittel Null ist, ist das Samplingtiming korrekt und es wird keine Anpassung durchgeführt. Ist die gefilterte Differenz positiv oder negativ, erzeugt ein Verzögerungsregelkreis-Filter ("delay-locked loop filter") 634 ein Steuersignal 177 ("G"), das die Steuereinheit 520 (s. Fig. 6) veranlasst, das Sampling-Timing gegen +τ oder -τ von der vorherigen Samplingzeit anzupassen, d. h. wo die korrekte Samplingzeit positioniert ist. Der Fachmann wird verstehen, wie ein Verzögerungsregelkreis und Filter 634 mit geeigneten Parametern in Abhängigkeit von anderen Faktoren, wie etwa dem Systemdesign, einzustellen ist (siehe z. B. Simon et. al., Spread Spectrum Communications Band 3, Computer Science Press, 1985). Beispielsweise könnte eine Filterkonstante zur Kompensation einer Mobileinheit, die sich mit 150 km/h (Kilometer pro Stunde) relativ zu einer Basisstation bewegt, in der Größenordnung von 6 Sekunden liegen (z. B. ((299706 km/s (Lichtgeschwindigkeit))/(1228800 chips/s))/((150 km/h) + (3600 s/h)) = 5.8 s/chip), was Taktgeberverschiebung um einen vollen Chip alle 5,8 Sekunden aufgrund der Bewegung der Mobileinheit anzeigt. Die maximal erforderliche Anstiegsgeschwindigkeit kann zwei- bis fünfmal schneller sein, um sehr schnelle Züge und anfängliche Fehleinstellungen zu berücksichtigen. Das Ergebnis dieser langfristigen Timingkompensation ist es, den Finger auf dem langfristigen Mittelwert der Strahlankunftszeit zu zentrieren.
Kurzes Intervalltiming ist auch wünschenswert, um Umstände wie etwa einen "dicken Finger" zu kompensieren oder einen, der innerhalb eines Chips zwei wechselseitige Strahlen empfängt, die unabhängigen Schwund zeigen. Ein bevorzugter Ansatz für eine schnelle Timinganpassung ist es, mittels eines Komparators 636 zu bestimmen, welcher der gegateten Leistungsschätzwerte aus den Timingzweigen 602, 604 oder 606 den maximalen Wert aufweist. Optional kann ein (nicht gezeigter) Tiefpassfilter mit kurzer Zeitkonstante (z. B. kleiner als eine Sekunde) verwendet werden, um die Rauschkomponenten der gegateten Leistungsschätzwerte vor dem Vergleich zu reduzieren. Der Komparator 636 gibt ein Steuersignal 178 ("F") an den Selektor oder das Gatter 179 aus, der/das zwischen den verschiedenen Ausgängen der Daten- und Referenzsampletimingzweige schaltet, abhängig davon, auf welchem die maximale, abgeschätzte Leistung liegt. In dem in Fig. 4 illustrierten Fall liegen die Gatter 462 und 463 des Selektors 179 nahe bei den Extraktorausgängen Kr und Kd des frühen Timingzwegs 606, was andeutet, dass festgestellt wurde, dass die maximale Signalleistung von Anschlussstelle 513 oder Zwischenspeicher 421 empfangen wurden. Auf diese Weise wird nur ein Timingzweigausgang für die Kanalabschätzung und kohärehte Detektion für diesen Finger zu diesem Zeitpunkt verwendet, nämlich derjenige, der als derjenige bestimmt wurde, welcher zu dem Zeitpunkt die maximale Leistung für den Finger aufweist. Es wird erwartet, dass ein Grenzzyklusfenster typischerweise um den von dem langfristigen Timingkompensationszweig bestimmten Wert zentriert ist und dass diese Grenze typischerweise nicht mehr als ±0,5 Chips beträgt. Eine weitere Bewegung wird nicht benötigt, da typischerweise andere Finger benachbarten "on time"-Energien zugeordnet sind.
Eine weitere Verbesserung kann erreicht werden in dem Fall, dass das Kommunikationssignal ein TDM-Signal ist (time division multiplexed: Zeitmultiplex). Fig. 8 illustriert ein solches Signal mit einem Frame von 20 ms mit 16 Slots (z. B. Leistungssteuergruppen) von 1,25 ms pro Frame. Wenn ein geringeres als ein Vollratensignal gesendet wird, können die unbenutzten Slots vorteilhafterweise gegatet oder maskiert werden, um das Rauschen zu reduzieren und einen besseren Kanalschätzwert zu liefern. Ob das Signal 2, 4, 8 oder alle 16 Slots verwendet, wird von der erforderlichen Rate bestimmt. Außer bei Vollrate können jedoch die verwendeten Slots von Frame zu Frame, abhängig von der Rate, variieren. Weiter ist die Slotgruppe für die 1/8-Rate eine Untergruppe der Slotgruppe für die ¹/&sub4;-Rate, die eine Untergruppe der Slotgruppe für die ¹/&sub2;-Rate ist. Diese Anordnung ist in Fig. 8 dargestellt, wo die schattierten Intervalle übertragene Energie repräsentieren.
Die Integrate & Dump-Schaltungen 428 und 429 von Fig. 4 werden so eingestellt, dass sie ein 1,25 ms Slot-Intervall aufspannen. Der Ratenabschätzer 171 empfängt die Referenzausgabe (d. h. Ausgaben 439 und 440). Wird (über die oben diskutierte Sequenzfamilie) keine aktuelle Rateninformation übertragen, könnte man dennoch die Rateninformation bestimmen, wenn auch weniger effizient. In einem solchen Fall könnte der Ratenabschätzer 171 wie folgt und wie in dem alternativen Ausführungsbeispiel von Fig. 5 gezeigt, ausgelegt sein. Zunächst könnte der Ratenabschätzer 171 auch die Ausgaben 431 und 432 empfangen, sowie ähnliche Ausgaben von anderen Fingern und kann sogar von dem Framedekodierer Informationen empfangen und diese Ausgaben verwenden, um zu bestimmen, welche Intervalle aufsummiert werden können und welche maskiert werden müssen. Für die langfristige Timingkompensation kann der Belegungs-(Leistungs- Schätzwert des Ratenabschätzers 171 verzögert werden, bis die Framedekodierungsentscheidung und ihre Slotbelegungsbestimmung durchgeführt ist. Für die kurzfristigen Intervalltimingkompensationszweige kann es vorteilhafter sein, die Slotbelegung durch Messung der Leistungsdifferenz von einem Slot zum nächsten zu bestimmen. Bei der Durchführung dieser Abschätzung ist es hilfreich, den Eingang derjenigen Finger stärker zu gewichten, die die stärksten Empfangssignale aufweisen. Da jeder Frame wenigstens zwei besetzte Slots aufweist, kann die Belegung der nächsten zwei durch Vergleich der Leistung dieser Slots mit den ersten beiden abgeschätzt werden. Dieser Schätzwert sollte für die Finger mit stärkerer Leistung stärker gewichtet werden. Eine mögliche Prozedur würde eine Ratenentscheidung nur mit der Eingabe aus dem stärksten Finger durchführen (oder einem Mittelwert der zwei stärksten, wenn sie in etwa gleichstark sind). Alternativ können die Leistungsschätzwerte zu einem Gesamtschätzwert aufsummiert werden. Die erwartete Rauschleistung ist an diesem Punkt typischerweise größer als die Sampleleistung. Durch Mittelung über die 24 Samples der nächsten beiden Slotkandidaten wird eine Verbesserung des Schätzwertes um 6,9 dB erreicht, die gut genug sein sollte, um meistens die Slotbelegung korrekt abzuschätzen, wenn zur Unterstützung des Schätzwertes der stärkste Finger verwendet wird. Ist die anfängliche Entscheidung, dass ein Frame mit 1/8-Rate empfangen wird, wird die Prozedur vorzugsweise fortgesetzt, um sicherzustellen, dass dies die richtige Entscheidung ist. Bei diesem Ansatz würden die nächsten 4 Slots gemittelt und, falls sie groß genug sind, würde die Entscheidung, dass eine 1/8-Rate vorliegt, geändert. Dies kann bis zu einer Untersuchung der Vollratenintervall-Leistungen fortgesetzt werden.
Eine ähnliche Gatteranordnung wird für den Frequenzoffsetabschätzer 172 verwendet. In diesem Fall müssen die Ausgaben der Offsetfrequenzdetektoren 443, 445 gewichtet und über das Gatter 455 gegatet werden. Wenn sich die Frequenz schnell ändert, muss sich die Aktualisierung in der Größenordnung eines 20 ms-Datenframes abspielen. Da der Kanalabschätzer 154 mit dem schnellen Phasenwechsel aufgrund von Dopplerverschiebungen umgehen kann, ist es das Ziel des Frequenzregelkreises, langsame Änderungen von großen, aber relativ stabilen Frequenzversätzen zu kompensieren, ohne ein unakzeptables, zusätzliches Rauschen einzuführen. Der Frequenzregelkreis führt daher eine langfristig gemittelte Steuerung durch, um die Frequenzversätze und stabilen Dopplerfrequenzverschiebungen (wie etwa bei der Bewegung auf eine Basisstation hin in einem Rician-Funkkanal mit Schwund) anzupassen. Die langfristige Steuerung kann die Ratenentscheidung des Dekodierers 182 durch Gating der Signaleingabe in den FLL-Filter 456 nutzen.
Bei dem derzeit bevorzugten Ansatz nutzt die Ratenabschätzung jedoch die Fähigkeit, eine Familie von Referenzsymbolsequenzen zu versenden, wobei jede Sequenz eine andere Rate und daher die Slotbelegung definiert. Dies ermöglicht eine genauere Ratenabschätzung mit geringerer Komplexität und vermeidet die Verwendung älterer oder verzögerter Informationen von dem Dekodierer 182.
Der Betrieb der derzeit bevorzugten Ausführungsform des Ratenabschätzers 171 ist weiter in den Fig. 9 bis 11 illustriert. Fig. 9 zeigt ein logisches Blockdiagramm und Fig. 10 ein Flussdiagramm des bevorzugten Ansatzes zur Raten- und Kanalabschätzung in dem Empfänger von Fig. 4. Der Ratenabschätzer 171 empfängt von dem Demultiplexer 430 (der die entspreizten Samplepositionen mit ausreichender Genauigkeit für das Demultiplexing der Referenzsamples aus den Datensamples kennt) die verrauschten, schwundbehafteten Referenzsamples 151, wie sie zuvor extrahiert wurden (Schritte 802 bis 804). Diese Referenzsamples 151 weiden in den Zwischenspeicher 705 des Ratenabschätzers 171 solange zwischengespeichert, bis alle Symbole des Frames empfangen sind (z. B. 69 Symbole bei Vollrate). Der Strom von Referenzsymbolen zur Timingsteuerung 176, zum Frequenzoffsetabschätzer 172 und zum Kanalabschätzer 154 wurden zuvor zwischengespeichert (s. z. B. Zwischenspeicher 707 im Anschluss an den Demultiplexer 430, wo die nicht rotierten, demultiplexten Referenzsamples zwischengespeichert werden, bis die geeignete Sequenzfamilie in die Rotatoren 433, 434, 436 und 437 eingespeist werden können), um deren Abarbeitung solange zu verzögern, bis ein Ratenschätzwert 173 empfangen ist. Da nicht alle empfangenen "Symbole" den übertragenen Symbolen entsprechen (z. B. bei weniger als Vollrate wird nur die Einhüllende der informationstragenden Leistungssteuergruppen verschlüsselt, so dass die übrige Informationen Rauschen sind), führt der Ratenabschätzer 171 eine quasikohärente Korrelation des Stroms empfangener Referenzsymbole in dem Ratenbestimmer 706 durch (der bei der bevorzugten Ausführungsform mittels eines geeignet programmierten ASIC (application specific integrated circuit: Anwendungsspezifischer IC) oder DSP (digitaler Signalprozessor) realisiert wird). Eine quasikohärente Korrelation wird verwendet, da der Kanal für die Dauer einer Leistungssteuergruppe (d. h. bei 100 km/h und 900 MHz bei einem Rayleigh-Kanal mit Schwund ist der Kanal für weniger als 4 ms kohärent) kohärent ist. Die Korrelation wird gegenüber jeder der möglichen Übertragssequenzen durchgeführt (Schritt 812), beispielsweise der Voll-, ¹/&sub2;-, ¹/&sub4;- und 1/8-Ratensequenzen, die oben diskutiert wurden. Vorzugsweise wird die Summe der Quadrate des partiellen inneren Produktes (als Mi bezeichnet), um einen Faktor ki skaliert, verwendet. Mi kann gemäß der folgenden Gleichung bestimmt werden:
Mi = rnSn,i* ²
wo rn ein empfangenes Referenzsymbol und Sn,i eine mögliche Sequenz ist, die mit {so}, {s&sub1;}, {s&sub2;} bzw. {s&sub3;} für die Raten von der Voll- bis zur 1/8-Rate bezeichnet wird. Bei jeder der 16 Leistungssteuergruppen gibt es sechs Referenzsymbole, so dass die kohärente Korrelation während der Zeitspanne jeder Leistungssteuergruppe durchgeführt wird. Das partielle Korrelationsergebnis wird für jede Gruppe quadriert und die Summe der Quadrate über die 16 Gruppen bestimmt. Dies wird mit einem Faktor ki = 1, 2, 4 oder 8 für i = 0, 1, 2 oder 3 skaliert. Der Index des Maximums der skalierten Ergebnisse wird als Ratenschätzwert 173 oder R ausgegeben. Bei einer alternativen Ausführung könnten die Referenzsequenzen ausgedehnt werden, um weitere Informationen, z. B. Leistungssteuerung, von dem sendenden Teilnehmer zu enthalten. Zum Beispiel werden für die Übertragung bei Voll, ¹/&sub2;- oder 1/8-Rate plus das ein Bit für Leistungssteuerinformationen sechs Sequenzen {si} verwendet, wo i = 0, ..., 5.
Das Verfahren der Ratenabschätzung ist wesentlich weniger komplex und bei Vollrate genauer als die vorgeschlagene Technik für IS-95-Up-Link-Kommunikationen, die bei dem hier beschriebenen IS-95-artigen Funk verwendet werden könnten. Bei der vorgeschlagenen IS-95-Technik wird die Ratenbestimmung durchgeführt, indem ein Viterbi-Dekodierer mit 256 Zuständen viermal durchlaufen wird, einmal für jede mögliche Rate. Die Paritätsprüfungsworte (CRC: cyclic redundancy check, zyklische Redundanzprüfung; oder andere Framequalitätsindikatoren) werden dann für jeden der vier dekodierten Ströme geprüft, um zu schauen, welches die wahrscheinlichste (d. h. fehlerfreie) Rate ist. Der Fachmann wird erkennen, dass ein derartiger, vorgeschlagener Ansatz rechenintensiver und weniger genau ist, als die. Lösung der vorliegenden Erfindung. Simulationen zeigen, dass ein energiebasierter Ratendetektor oder detaillierte Dekodierungsmethoden ungefähr 0,3 bis 0,5% fälschlicherweise einen Vollratenframe als Subratenframe identifizieren, wohingegen von einem Referenzsymbol basierten Ratendetektor eine falsche Rate mit etwa 0,1% bestimmt wird.
Im Anschluss an eine Bestimmung des Ratenschätzwertes 171 wird dieser in jeden Kanalabschätzer 154, Frequenzoffsetabschätzer 172 und Timingsteuerung 176 eingegeben (Schritte 814 bis 818). Der Ratenschätzwert 171 wird verwendet, um die Referenzdemudolationssequenz (synch (I) und synch (Q) von Fig. 4, äquivalent zu {sR} von Block 171 von Fig. 9, ebenfalls äquivalent Zu aref(n) von Gleichung (2) auszuwählen), die in dem Extraktor 150 verwendet wird, um die demultiplexten Referenzsymbole von dem DEMUX 430 zu rotieren. Nachdem der Ratenschätzwert zugänglich ist und die Rotatoreingaben und der Kanalabschätzerfilter selektiert sind, kann nachfolgend die Rotations- und Filteroperation durchgeführt werden. Das bedeutet, dass sobald jedes Rotatorsample zugänglich wird, dann eine Ausgabe des Kanalabschätzungsfilters berechnet wird. Der Ratenschätzwert 171 wird verwendet, um die Auswahl eines Filters zur Anwendung auf die Ausgaben des Rotators in dem Kanalabschätzer 154 zu steuern. Ist der Ratenschätzwert R = 0 (d. h. Vollrate), werden alle Symbole des Frames in den Vollratenfilter 711 eingegeben. Dies ist in Fig. 11 durch das Signal 905 näher illustriert, wobei nur diejenigen Referenzsymbole 905 aus dem. Signalstrom 902 gezeigt sind, die innerhalb der Frameperiode 906 liegen, die von dem Filter 711 bearbeitet wird. Die Ausgabe 712 des Vollratenfilters wird dann von dem Kanalabschätzer 154 als Kanalschätzwert 156 ausgegeben. Ist der Ratenschätzwert nicht R = 0 (z. B. 1, 2 oder 3), werden die Referenzsymbole 152 in den Filter 714 eingespeist, wobei die Ausgabe 715 dann als Kanalschätzwert 156 dient. Die Eingabe in den Filter 714 (illustriert in Fig. 11) ist beschränkt auf die Referenzsymbole 903 innerhalb der Perioden 904 angeregter Leistungssteuergruppen. Obwohl lediglich zwei Filter gezeigt sind, wird der Fachmann erkennen, dass für jeden Ratenschätzwert 173 ein anderer Filter (oder Algorithmus) verwendet werden kann. Beispielsweise treten bei ¹/&sub2;-Rate während der Umwandlung in Zufallszahlen einige Gruppierungen von zwei und drei aufeinander folgenden, angeregten Leistungssteuergruppen auf. In diesem Fall legt ein guter Kanalabschätzungsfilter bei der Erzeugung eines Kanalschätzwertes für eine gegebene Gruppe in dem Frame einiges, von Null verschiedenes Gewicht auf benachbarte, angeregte Gruppen. Es sollte auch erkannt werden, dass die Gesamtfilterfunktion nicht linear ist, da die Referenzsymbole selbst die Filtertransferfunktion bestimmen.
Die Kanalabschätzungsfilter 711, 714 dienen zum Aufbau eines Kanalschätzwertes 156 aus wenigstens einem Teil des empfangenen, verrauschten, schwundbehafteten Referenzsymbolstroms. Während der Dauer des Frames variiert der Kanal erheblich, so dass die Kanalabschätzung wiederholt berechnet wird. Eine Sequenz von Kanalschätzwerten taucht bei 156 auf. Beispielsweise kann der Kanal so abgeschätzt werden, dass eine Ausgabe pro Leistungssteuergruppensegment des empfangenen Frames erfolgt, d. h. 16 Schätzwerte pro Frame. Diese Kanalschätzwerte werden von dem Detektor 160 zur Phasenausrichtung aller empfangener Datensymbole 158 an einer Nullphasen-Referenz während der Zeitspanne des gesamten Frames verwendet (Schritt 820). Auf diese Weise können sie effizient mit verzerrten Kopien derselben Sequenz von anderen Antennen oder Kanalverzögerungen kombiniert werden, bevor sie nahezu optimal in dem Viterbi-Dekodierer 182 dekodiert werden. Genau wie die Leistung des Dekodierers 182 besser ist, wenn seine Eingabe über die Framelänge kohärent ist, erzeugt der Kanalabschätzungsfilter 711 oder 714 einen besseren Kanalschätzwert, wenn seine Eingabe über die gesamte zu betrachtende Zeitspanne kohärent ist. Es sei beispielsweise ein empfangener Frame mit Vollrate betrachtet, was bedeutet, dass Informationsenergie in allen 16 Leistungssteuergruppen vorhanden ist. Der Kanalabschätzungsfilter 711 oder 714 wird das Rauschen in seinem Ausgang am stärksten reduzieren (was das höchste Signal-/Rausch- Verhältnis ergibt), wenn er während einer Zeitspanne Tf der verrauschten, schwundbehafteten Samples arbeitet, die grob gleich der Kanalkohärenzzeit Tc ist. Der Kanalabschätzer 154 ist in einer Hinsicht eine Anwendung der Idee des "Smoothings" ( = Glättung), nicht des "Filterns". Der Abschätzer 154 schätzt den Kanal zur Zeit t&sub0; ab und hat tatsächlichen Zugriff auf Messungsdaten von t = -∞ bis t = +∞. Bei Bedingungen von 100 km/h und 900 MHz ist TC ungefähr 4 ms oder drei Leistungssteuergruppen (bei 1,25 ms pro Leistungssteuergruppe). Tc variiert in umgekehrtem Verhältnis zur Fahrzeuggeschwindigkeit. Das Signal-/Rausch-Verhältnis des Schätzwertes ist am höchsten, wenn Tf ungefähr gleich Tc ist (die genaue Form des Filters lässt sich leicht aus der Weiner-Filtertheorie ableiten, wenn die Statistiken des Schwund- und Rauschprozesses bekannt sind). Der Filter sollte über drei Leistungssteuergruppen arbeiten.
Dieser letztgenannte Punkt ist wesentlich. Wenn der Filter 711 oder 714 stets über drei Leistungssteuergruppen betrieben wird, wird er für Subraten-Daten einen sehr suboptimalen Kanalschätzwert liefern, da über die nicht angeregten Leistungssteuergruppen regelmäßig reines Rauschen in den Filter eingespeist wird. Die Alternative unter vorherigen Ansätzen, bei denen ein für Subraten ausgelegter Filter betrieben wurde, ist suboptimal, wenn sich herausstellt, dass der empfangene Frame ein Vollratenframe war (suboptimal, weil Tf < < TC). Die vorliegende Erfindung löst dieses Problem, indem die Sprachrate mit hoher Genauigkeit abgeschätzt wird, bevor die Kanalabschätzung durchgeführt wird. Dies gestattet es, den geeigneten Filter 711 oder 714 für den aktuellen Rahmen zu implementieren, was den besten Kanalschätzwert im Fall der Vollrate und einen guten Schätzwert im Fall einer Subrate ergibt. Bei einer alternativen Ausführungsform, bei der die Anzahl der Filter erweitert wird, wird jeder Fall einer unterschiedlichen Subrate (z. B. 1/2, 1/4 oder 1/8) optimal gefiltert.
Ähnlich dem Kanalabschätzer 154 wird der Ratenschätzwert 173 von der Timingsteuerung 176 verwendet, um die angeregten Leistungssteuergruppen zu filtern und von dem Frequenzoffsetabschätzer 172, um die nicht angeregten Gruppen zu maskieren (Schritte 814 bis 816). Geeignet gefiltert berechnet die Timingsteuerung 176 das Timingmaß (d. h. die Differenz) und stellt, wie oben beschrieben, die Abgriffe auf Grundlage der angeregten Gruppen ein (Schritt 808). Der Schritt 806 illustriert einen Ansatz, bei dem der Energieschätzwert des "on-time"-Zweiges, der unter Verwendung der verrauschten Referenzbits berechnet wurde, einmal pro Leistungssteuergruppe berechnet und verwendet wird, um das Down-Link-Leistungssteuerbit zu setzen oder zu löschen (d. h. die Mobileinheit darüber zu informieren, ob ihre Leistung zu hoch oder zu niedrig ist). Außerdem kann die Rateninformation verwendet werden, um anzuzeigen, welche Slots nicht besetzt sind, beispielsweise als Information für den Viterbi-Dekodierer 182 darüber, wo verrauschte Samples sind, zur Verwendung durch einen Signal/Rausch- Verhältnis-Abschätzer bei der Skalierung der Eingabe in den Dekodierer 182 während Subratenframes.
Die Fig. 12 und 13 illustrieren einige der durch Verwendung der Ratenschätzwertinformation erreichten Vorteile. Fig. 12 illustriert die realen Ausgaben des Kanalabschätzers 154, wobei das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) des Eingangssignals 910 in den Filter -0,5 dE ist. Der Subratenfilter 714, bei dem Tf < < Tc, ergibt einen Kanalschätzwert 916 mit berechneter Ausgangs-SNR von 8,0 dE. Andererseits erzielt ein Vollratenfilter, bei dem Tf = Tc, einen verbesserten Kanalschätzwert 914 mit berechneter SNR von 10,9 dE.
Im Fall der Timingabschätzung illustriert Fig. 13 wie der Timingfehler während Vollratenframes sehr gut verfolgt werden kann, wenn die Rateninformation zugänglich ist. Unter Verwendung der vorliegenden Erfindung benutzen wir alle 16 Gruppen, wenn alle 16 angeregt sind und benutzen nur zwei der 16, wenn erforderlich (d. h. bei 1/8-Rate). In Fig. 13 ist das wahre Kanaltiming 920 als sinusoidaler Anstieg simuliert, wobei Spitzenwerte von einer halben Chip- Periode, gerechnet ab dem Mittelwert von Null, erreicht werden. Das Nachführen der Timingschaltung ist in Kurve 924 dargestellt. Der Nettofehler wird durch die dritte Linie 926 dargestellt. Nach 10 bis 10,2 Sekunden verstrichener Zeit ist gezeigt, dass der Fehler auf einen Wert von 0,2 Chip-Perioden ansteigt. Während dieser Zeit waren fast alle empfangenen Frames Subratenframes und Timingaktualisierungen kamen langsam. Bei etwa 10,38 Sekunden fing ein Burst von Vollratenframes an, empfangen zu werden. Der Ratenabschätzer 171 detektierte, dass die Frames jetzt vollratenframes seien und erlaubte es der Timingsteuerung, mit allen empfangenen Symbolen zu arbeiten. Dies führte zu einer schnellen und korrekten Timingkorrektur, was den Timingfehler zurück zu ungefähr Null brachte.
Obwohl die Erfindung mit einem gewissen Grad an Spezialisiertheit beschrieben wurde, versteht es sich, dass die vorliegende Offenbarung von Ausführungsformen lediglich beispielhaft erfolgt ist und dass vielfältige Änderungen in der Anordnung und Kombination von Teilen sowie von Schritten durch den Fachmann durchgeführt werden können, ohne sich von der beanspruchten Erfindung zu entfernen. Beispielsweise sind der Modulator, die Antennen und Demodulatorbereiche des Kommunikationssystems gemäß der bevorzugten Ausführungsform, wie beschrieben, auf CDMA- Spreizspektrumsignale ausgerichtet, die über Funk- Kommunikationssignale übertragen werden. Der Fachmann wird jedoch verstehen, dass die Kodierungs- und Dekodierungstechniken, die beschrieben und hier beansprucht werden, auch zur Verwendung bei anderen Arten von Übertragungssystemen angepasst werden können, wie etwa solche, die auf Vielfachzugriff im Zeitmultiplex (TDMA: time division multiple access) und Vielfachzugriff im Frequenzmultiplex (FDMA: frequency division multiple access) basieren. Außerdem könnte der Kommunikationskanal alternativ ein elektronischer Datenbus, eine Leitungsverbindung, eine optische Faserverbindung, eine Satellitenverbindung oder irgendeine andere Art von. Kommunikationskanal sein. Für den Fachmann ist es daher offensichtlich, dass es, obwohl die Erfindung in Verbindung mit speziellen Ausführungsbeispielen davon beschrieben wurde, offensichtlich ist, dass viele Veränderungen, Modifikationen und Variationen im Lichte der vorangegangenen Beschreibung möglich sind.

Claims

1. Verfahren zum kohärenten Spreizspektrumempfang durch einen Empfänger, der einen Sampler (146) zur Digitalisierung eines empfangenen Spreizspektrumsignals und einen auf den Sampler folgenden Entspreizer (146) zur Entspreizung des empfangenen Spreizspektrumsignals in ein Datensignal (148) umfasst, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

(a) Extrahieren von Referenzsampleinformationen (151) aus dem Datensignal, dadurch gekennzeichnet, dass es weiterhin den Schritt umfasst:

(b) Abschätzen durch einen Ratenabschätzer (171), welche Slots eines ersten Frames von den Referenzsampleinformationen (151) besetzt sind, und Ausgabe eines Ratenschätzwertes.

2. Verfahren nach Anspruch 1, weiter umfassend: (c) Bestimmen eines Kanalschätzwertes (156) durch Korrelation der Referenzsampleinformationen mit einer bekannten, durch den Ratenschätzwert bestimmten Sequenz und Ausgabe eines Kanalschätzwertes.

3. Verfahren nach Anspruch 1, weiter umfassend: (c) Bestimmen eines Kanalschätzwertes (156) durch Filtern der Referenzsampleinformationen mit einem vorbestimmten einer Mehrzahl von Filtern auf Grundlage des Ratenschätzwertes und Ausgabe eines Kanalschätzwertes.

4. Verfahren nach Anspruch 1, weiter umfassend: (c) Frequenzoffseteinstellung eines Mitgliedes einer Gruppe, bestehend aus Phase und Frequenz des empfangenen Spreizspektrumsignals auf Grundlage des Ratenschätzwertes.

5. Verfahren nach Anspruch 1, weiter umfassend: (c) Einstellen des Timings des empfangenen Spreizspektrumsignals auf Grundlage sowohl des Ratenschätzwertes als auch wenigstens der Datensignal- und/oder der Referenzsampleinformationen.

6. Kohärenter Spreizspektrumempfänger (140), umfassend einen Sampler (146) zur Digitalisierung eines empfangenen Spreizspektrumsignals und einen auf den Sampler folgenden Entspreizer (146) zur Entspreizung des empfangenen Spreizspektrumsignals in ein Datensignal, aufweisend:

(a) Extraktionsmittel (150), die mit dem Entspreizer verbunden sind, zur Extraktion von Referenzsampleinformationen (151) aus dem Datensignal, dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin vorgesehen sind:

(b) Ratenabschätzungsmittel (171), die mit den Extraktionsmitteln verbunden sind, zur Abschätzung, welche Slots eines ersten Frames von den Referenzsampleinformationen (151) besetzt sind, und zur Ausgabe eines Ratenschätzwertes.

7. Empfänger nach Anspruch 6, wobei die Referenzsampleinformationen (151) mehrere Referenzsamples umfassen und die Ratenabschätzungsmittel (171) einen Zwischenspeicher umfassen, zur Speicherung aller Referenzsamples des ersten Frames und zur slotweisen Ausgabe der gespeicherten Referenzsamples, sowie Ratenbestimmungsmittel zur Bestimmung, welche Slots besetzt sind.

8. Empfänger nach Anspruch 6, weiter umfassend: (c) Kanalabschätzungsmittel (154), die mit den Extraktormitteln (150) und den Ratenabschätzungsmitteln (171) verbunden sind, zur Bestimmung eines Kanalschätzwertes durch Korrelation der Referenzsampleinformation mit einer bekannten, durch den Ratenschätzwert bestimmten Sequenz und Ausgabe eines Kanalschätzwertes.

9. Empfänger nach Anspruch 6, weiter umfassend: (c) Kanalabschätzungsmittel (154), die mit den Extraktormitteln (150) und den Ratenabschätzungsmitteln (171) verbunden sind, zur Bestimmung eines Kanalschätzwertes, wobei die Kanalabschätzungsmittel (154) eine Mehrzahl von Filtermitteln umfassen, zur Filterung der Referenzsampleinformationen mit einem vorbestimmten der Mehrzahl von Filtern auf Grundlage des Ratenschätzwertes, und zur Ausgabe eines Kanalschätzwertes.

10. Empfänger nach Anspruch 6, weiter umfassend: (c) Frequenzoffsetmittel (172), die mit den Extraktormitteln (150) und den Ratenabschätzungsmitteln (171) verbunden sind, zur Einstellung eines Mitgliedes der Gruppe, bestehend aus Phase und Frequenz des empfangenen Spreizspektrumsignals auf Grundlage des Ratenschätzwertes.

11. Empfänger nach Anspruch 6, weiter umfassend: c) Timingsteuermittel (176), die mit den Extraktormitteln (150) und den Ratenabschätzungsmitteln (171) verbunden sind, zur Einstellung des Timings des empfangenen Spreizspektrumsignals auf Grundlage sowohl des Ratenschätzwertes als auch wenigstens der Datensignal- und/oder Referenzsampleinformationen.