KR100547786B1 - 이동통신 시스템에서의 타이밍 에러 검출 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 수신 신호의 특정 시점에서의 에너지 값을 이용하여 상기 수신신호의 수신시점을 추정하는 이동통신 시스템에 있어, 전달된 값을 이용하여 동일한 에너지 값을 갖는 두 시점을 검색하고, 상기 검색된 두 시점으로부터 동일한 간격으로 일정 간격 떨어진 시점들에서의 에너지 비가 설정된 범위 내의 값을 갖는 지 판단하고, 상기 판단 결과 상기 에너지 비가 상기 설정된 범위 내의 값을 갖는 경우에는 상기 수신신호가 간섭신호나 인접신호의 영향을 받지 않는다고 추정한다.
이동통신 시스템, 가중치, 다중 경로, 근접 신호

Description

이동통신 시스템에서의 타이밍 에러 검출 방법 및 장치{ARRARATUS ANDMETHOD FOR TIMING ERROR DETECTION IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 일반적인 타임 에러 검출기에 의해 타임 에러를 검출하는 과정을 도시한 도면.

도 2는 하나의 수신신호가 수신될 경우 타임 에러를 검출하기 위한 특정 시점을 지정하고 있음을 보이고 있는 도면.

도 3은 두 개의 신호가 수신될 경우 타임 에러를 정확히 검출하지 못하고 있음을 보이고 있는 도면.

도 4는 본 발명에 따른 타임 에러를 검출하기 위한 특정 시점들을 지정하고 있음을 보이고 도면.

도 5는 본 발명에 따른 타임 에러 검출기의 구조를 도시한 도면.

도 6은 본 발명에 따른 타임 에러 검출기의 동작을 도시한 도면.

도 7은 본 발명에 따른 타임 에러 검출기를 포함하고 있는 핑거의 구조를 도시한 도면.

도 8은 본 발명에 따른 다른 타임 에러 검출기의 포함하고 있는 핑거에서 동작을 도시한 도면.

도 9는 두 개의 신호가 1칩 간격으로 떨어져 있음을 보이고 있는 도면.

도 10은 일반적인 타임 에러 검출기에서 도 7의 신호를 수신하는 과정을 도시하고 있는 도면.

도 11은 본 발명에 따른 타임 에러 검출기에서 도 7의 수신를 수신하는 과정을 도시하고 있는 도면.

도 12는 본 발명에 따른 초기 에러가 있는 2개의 수신신호에서 초기 에러를 제거해 가는 과정을 도시한 도면.

도 13은 4 개의 신호가 1칩 간격으로 떨어져 있음을 보이고 있는 도면.

도 14는 일반적인 타임 에러 검출기에서 도 11의 신호를 수신하는 과정을 도시하고 있는 도면.

도 15는 본 발명에 따른 타임 에러 검출기에서 도 11의 수신를 수신하는 과정을 도시하고 있는 도면.

도 16은 본 발명에 따른 초기 에러가 있는 4개의 수신신호에서 초기 에러를 제거해 가는 과정을 도시한 도면.

본 발명은 이동통신 시스템의 레이크 수신기(Rake Receiver)에 관한 것으로서, 특히 상기 레이크 수신기에 포함되어 있는 시간 검출기(Time Tracker)의 성능 을 향상시키는 장치 및 방법에 관한 것이다.

이동통신시스템(Mobile Telecommunication System)이 급속히 발전해 나가고, 상기 이동 통신 시스템에서 서비스하는 데이터량이 급속하게 증가함에 따라 보다 고속의 데이터를 전송하기 위한 3세대 이동 통신 시스템이 개발되었다. 이러한 3세대 이동 통신 시스템으로서 유럽은 기지국간 비동기방식인 광대역 코드 분할 다중 접속(W-CDMA: Wideband-Code Division Multiple Access, 이하 "W-CDMA"라 칭하기로 한다) 방식을, 북미는 기지국간 동기방식인 코드 분할 다중 접속-2000(CDMA-2000) 방식을 무선 접속 규격으로 표준화하고 있으며, 상기 이동 통신 시스템은 통상적으로 한 기지국(Node B)을 통해 다수개의 사용자 단말기(UE: User Equipment)들이 통신하는 형태로 구성된다. 그런데, 상기 이동 통신 시스템에서 고속 데이터 전송시 무선 채널 상에서 발생하는 페이딩(fading) 현상에 의해 수신 신호의 왜곡이 발생하게 된다. 상기 페이딩 현상은 수신 신호의 진폭을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키므로, 페이딩 현상에 의해 왜곡된 수신 신호는 데이터 복조시 보상을 수행하지 않을 경우, 송신측에서 전송한 송신 데이터의 정보 오류 원인이 되어 이동통신 서비스의 품질을 저하시키게 된다. 그러므로 이동 통신 시스템에서 고속 데이터를 서비스 품질 저하 없이 전송하기 위해서는 페이딩 현상을 극복해야만 하고, 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해서 다양한 종류의 다이버시티(Diversity) 방식이 사용된다.

일반적으로 CDMA 방식에서는 채널 신호의 지연 확산(delay spread)을 이용해 다이버시티 수신하는 레이크(Rake) 수신기를 사용하고 있다. 상기 레이크 수신기는 다중 경로(multi-path) 신호를 수신하기 위한 수신 다이버시티가 적용되고 있으며, 상기 레이크 수신기의 각 핑거는 하나의 신호 경로를 할당받아 복조를 수행한다. 한편, 상기에서 설명한 지연 확산을 이용하는 다이버시티 기법을 적용한 레이크 수신기는 지연 확산이 설정치보다 작은 경우 동작하지 않는 문제점이 있다.

상술한 바와 같이 상기 다중 경로 페이딩 채널이 영향을 받는 이동 수신환경에서 신호는 복수 개의 경로를 통해 서로 다른 시간 지연 및 크기로 이동단말에 수신된다. 상기 서로 다른 수신 지연 시간과 크기로 이동단말에 수신된 신호를 충분한 크기를 갖는 신호로 변환하기 위해 수신된 신호들을 조합(Combining)할 필요가 있다. 이하 직접 확산 방식을 사용하는 일반적인 이동통신 시스템에서의 데이터 송수신 과정에 대해 알아본다.

사용자의 데이터(

Figure 112003029433693-pat00001
)는 확산 코드(Spreading Code)와 스크램블링 코드(Scrambling code)를 포함하는 효과적인 확산 시퀀스(effective spreading sequence)에 의해 대역 확산된다. 상기 확산된 신호는 펄스 형태의 필터를 거쳐 무선채널을 통해 전송된다. 하나의 이동단말에 대한 송신 신호의 기저 대역 모델은 하기 〈수학식 1〉과 같이 나타낼 수 있다.

Figure 112003029433693-pat00002

상기 s(t)는 송신신호이며,

Figure 112003029433693-pat00003
는 확산 성분을 나타내며, g(t)는 롤-오프 팩터(roll-off factor)가 0.22인 root-raised cosine 펄스이다. 또한 상기 T는 심볼 주기를 의미하며, 상기
Figure 112003029433693-pat00004
Figure 112003029433693-pat00005
는 칩구간을 의미한다. 상기 송신 신호는 L개의 경로를 갖는 다중 경로 채널을 통해 이동통신 시스템의 수신부로 전달된다. 하기 〈수학식 2〉는 채널의 임펄스 응답으로서
Figure 112003029433693-pat00006
은 각 경로의 지연 시간을 의미하며,
Figure 112003029433693-pat00007
은 복소 감쇄성분을 성분을 나타낸다. 상기
Figure 112003029433693-pat00008
의 C는 복소 값을 가진다.

Figure 112003029433693-pat00009

무선 채널을 통과한 상기 송신신호는 백색 가우시안 잡음 n(t)와 더해져 수신단에서 하기 〈수학식 3〉과 같은 형태의 수신 신호가 수신된다.

Figure 112003029433693-pat00010

상기 수신 신호는 송신단에서 사용한 root-raised cosine필터와 동일한 root-raised cosine필터에서 필터링이 수행된 후 하기 〈수학식 4〉와 같은 신호를 출력한다.

Figure 112003029433693-pat00011

상기

Figure 112003029433693-pat00012
는 g(t)의 자기 상관함수이며, 상기 n'(t)는
Figure 112003029433693-pat00013
로서 필터를 통과한 잡음과 다른 사용자 간섭신호를 의미한다. 하기〈수학식 5〉는 상기
Figure 112003029433693-pat00014
에 대해 기재하고 있다.

Figure 112003029433693-pat00015

일반적인 이동통신 시스템과 마찬가지로 수신단은 미리 알려진 파일럿 심볼이 파일럿 채널(Pilt Channel)을 통해 전송되고 있음을 인식하고 있음을 가정한다. 상기 파일럿 채널로 전송되는 파일럿 심볼을 A라 하면, 상기 〈수학식 1〉은 하기 〈수학식 6〉와 같이 나타낼 수 있다.

Figure 112003029433693-pat00016

이동통신 시스템에서는 다중 경로가 시간에 따라, 혹은 위치에 따라 다양하게 변화된다. 또한, 상기 각 다중 경로들간의 상대적인 시간 차이는 수신기의 이동속도 및 주변 환경에 따라 변화된다. 상기 이동단말의 통신에 사용되는 다중 경로의 수는 일정하지 않으며, 수신기의 시간분해 능력의 제한으로 인한 것과 수신채널 본래의 특성에 기인하여 사용되는 다중 경로의 수가 적을 수도 있다.

기존의 타이밍 에러 검출기(Timing Error Detector: TED)는 수신된 신호의 구조가 단순한 경우,빠른 혹은 늦은 타이밍 에러 검출기(Early Late Timing Error Detector: EL TED)를 사용함으로서 효율을 증가시켰다. 상기 EL TED는 1/2칩 간격의 신호를 이용해서 그 에너지 차를 필터에 입력함으로서 타이밍을 찾는 방식이다. 이하, 도 1을 이용하여 일반적인 TED에 대해 상세하게 알아본다. 수신신호는 멀티플렉스(100)로 입력된다. 상기 멀티플렉스(100)로 입력된 수신신호는 스크램블러들(110 내지 112)로 입력된다. 상기 스크램블러(110)은 하기 〈수학식 7〉에서 나타낸 바와 같이 입력신호보다 1/2칩 앞선 위치에서 수신된 신호를 수신하며, 상기 스크램블러(112)는 하기 〈수학식 8〉에서 나타낸 바와 같이 상기 입력신호보다 1/2칩 뒤진 위치에서 수신된 신호를 수신한다.

Figure 112003029433693-pat00017

Figure 112003029433693-pat00018

상기

Figure 112003029433693-pat00019
는 칩 S에서의 칩 타이밍 에러이며, 상기 n은 상기 〈수학식 3〉에 기재되어 있는 n과 동일한 의미이다. 상기 스크램블러(110)로부터 출력된 신호는 평균기들(120 내지 122)로 입력되고, 상기 스크램블러(112)로부터 출력된 신호는 평균기들(124 내지 126)으로 입력된다. 상기 평균기들(120 내지 126) 각각으로부터 출력된 신호는 제곱기들(130 내지 136) 각각으로 입력된다. 하기 〈수학식 9〉내지 〈수학식 10〉은 상기 평균기들(124 내지 126)에서 수행되는 동작을 수식으로 표현하고 있다. 또한 〈수학식 11〉은 상기 제곱기들 (130 내지 136)와 가산기들 (140 내지 142)를 거쳐 감산기 (150)에서의 신호처리 결과를 나타낸다.

Figure 112003029433693-pat00020

Figure 112003029433693-pat00021

상기 제곱기들(130 내지 132)로부터 출력된 신호는 가산기(140)로 입력된 후 가산되고, 상기 제곱기들(134 내지 136)로부터 출력된 신호는 가산기(142)로 입력된 후 가산된다. 상기 가산기들(140 내지 142)로 입력된 상기 수신신호는 감산기(150)으로 입력되며, 하기 〈수학식 11〉은 상기 감산기(150)에서 수행되는 동작을 수식으로 표현하고 있다. 상기 〈수학식 11〉에는 제곱 잡음(squaring noise)항이 포함되어 있다.

Figure 112003029433693-pat00022

상기 〈수학식 11〉에 기재되어 있는

Figure 112005061817282-pat00023
가 루프 필터(loop filter)로 입력된다. 상기 〈수학식 7〉내지 〈수학식 11〉은 수신된 신호가 플렛 페이딩(Flat Fading)을 갖는다는 가정하에서 수행되었다. 도 2는 송신측에서 송신한 신호를 수신측에서 수신한 신호를 도시하고 있다. 상기 〈수학식 11〉에서 보이고 있는 바와 같이 입력신호보다 1/2칩보다 앞선 위치에서 수신된 신호의 크기와 입력신호보다 1/2칩보다 늦은 위치에서 수신된 신호의 크기가 동일한 지 여부를 판단한다. 상기 판단 결과 상기 입력신호보다 1/2칩보다 앞선 위치에서 수신된 신호의 크기와 입력신호보다 1/2칩보다 늦은 위치에서 수신된 신호의 크기가 동일할 경우 상기 입력신호가 송신된 시점과 동일한 시점에서 수신된 신호를 검출하게 된다. 하지만 일반적으로 송신신호가 수신측에 수신되기까지 일정 시간이 소요되므로, 상기 입력신호보다 1/2칩 늦은 신호가 입력신호보다 1/2칩 앞선 신호보다 큰 값을 가지게 된다. 이와 같은 경우 상기 수신측은 검출하고자 하는 칩 위치를 조정함으로서 동일한 에너지 값을 갖는 두 위치를 검출하게 된다. 상기 검출된 두 위치의 중간 지점에서 수신신호를 검출한다.

하지만 다중 경로 환경하에서 상기

Figure 112003029433693-pat00024
를 사용하여 S곡선를 관찰하면 일반적인 일반적인 S 곡선와 커다란 차이가 있다. 즉, 상기
Figure 112003029433693-pat00025
의 영향뿐만 아니라 다중 경로로 인한 변화가 상기 S 곡선에 나타나게 된다. 이하에서는 다중 경로 환경하에서의 상기 수신측에서의 동작에 대해 알아본다.

도 3은 다중 경로(특히 2개의 경로)를 통해 송신신호가 수신된 모습을 도시하고 있다. 상기 도 3의 상단 도면은 두 개의 수신신호들 각각을 도시하고 있으며, 상기 도 3의 하단 도면은 두 수신의 에너지 값이 더해진 하나의 신호로 도시하고 있다. 이하 상기 도 3을 이용하여 일반적인 EL TED에 관한 문제점에 대해 알아본다. 특정 k 샘플에 대한 출력을 상기 〈수학식 4〉를 이용하여 나타내면 하기 〈수학식 12〉와 같다.

Figure 112003029433693-pat00026

상기

Figure 112003029433693-pat00027
는 사용자 데이터로서 공통 파일럿 채널을 나타내며, 상기
Figure 112003029433693-pat00028
는 k번째 심볼에서 채널 예측기의 출력값이다. 상기 〈수학식 12〉에서는 k에서 채널계수와 유저의 데이터 심볼을 알고 있다고 가정한다. 상기 〈수학식 12〉는 플렛 페이딩 환경 하에서는 용이하게 사용할 수 있다. 하지만 다중 경로 환경 하에서는 성능 저하를 초래한다. 상기 다중 경로 환경 하에서 성능 저하를 초래하는 원인을 수식에 의해 살펴보면 다음과 같다. 상기 EL TED의 S곡선 신호는 하기 〈수학식 13〉과 같이 설정한다.

Figure 112003029433693-pat00029

다중 경로 환경 하에서 상기 파일럿 채널을 이용하여 얻어진 채널의 예측 값은 하기 〈수학식 14〉와 같이 나타낼 수 있다.

Figure 112003029433693-pat00030

상기 〈수학식 14〉의 앞부분은 원하는 신호 성분이며, 상기 〈수학식 14〉의 뒷부분은 다중 경로에 의한 저주파 간섭 신호이다. 즉, 상기 도 3의 상단 그림에서 도시되어 있는 바와 같이 수신신호는 두 개의 신호로 표현된다. 일반적인 EL TED는 상기 〈수학식 14〉의 뒷부분에 의해 문제점이 발생하게 된다. 상술한 바와 같이 플렛 페이딩의 경우에는 상기 〈수학식 14〉의 뒷부분은 제거되기 때문에 정상적인 동작을 수행할 수 있다. 하지만 상기 플렛 페이딩이 아닐 경우 즉, 근접 신 호성분이 특정 칩 이내에서 수신될 경우 상기 근접 신호성분은 수신신호의 앞선 부분과 늦은 부분에 대해 간섭신호로 작용하게 된다. 이것은 상기 도 3의 하단 그림에서 도시하고 있다. 상기 도 3의 하단 그림을 살펴보면 동일한 에너지 크기를 갖는 두 지점의 가운데 지점과 상기 도 3의 상단 그림에 도시되어 있는 수신신호들 중 큰 값을 갖는 수신신호의 가운데 지점이 서로 다른 시점에 위치하고 있다. 이로 인해 상기 다중 경로를 통해 수신된 수신신호들은 다른 수신신호의 앞선 부분과 늦은 부분에 대한 에너지 추정에서 간섭신호로 작용한다. 이로 인해 종래 EL TED에서는 근접의 경로를 구분할 수 없으며, 또한 성능의 저하를 초래한다.

일반적으로 무선 상황 하에서 높은 에너지 값을 갖는 LOS(Line of Sight)신호와 동시에 반사파 성분이 다중 경로를 통해 수신된다. 또한, 수신된 신호의 차이가 크고, 경로 차이가 작은 경우에 상술한 문제점이 더욱 심화된다. 상기 문제점은 기지국의 입장에서 시스템의 과부하로 이어진다. 즉, 이동단말은 타겟 신호대 잡음비(Target Signal Interference Ratio)를 맞추기 위해 상기 기지국에 대해 높은 전력으로 신호를 전송하도록 요청하기 때문이다. 상기 이동단말의 입장에서 살펴보면 상기 간섭성분들은 저주파 성분이기 때문에 느린 속도로 이동하는 사용자에 대해 일어날 확률이 높다. 특히 실내 환경에서 고속의 데이터를 전송받는 경우에 〈수학식 14〉에서와 같이 간섭신호가 핑거의 해상도에 영향을 주어 성능 저하를 초래한다. 따라서 매우 근접한 확산 지연을 가지는 다중경로 신호 성분들을 정확하게 추정할 수 있는 방안이 필요하다.

따라서, 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 수신신호에 대한 간섭신호나 근접신호의 영향을 제거하여 수신신호의 수신시점을 정확히 추정할 수 있는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 하나의 신호가 다중 경로를 거쳐 수신되는 경우 다중 경로를 수신된 신호를 정확히 추정함으로 전송신호를 정확히 복원할 수 있는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 초기 에러가 있는 수신신호에 대해 초기 에러를 정확히 인지함으로서 발생된 상기 초기 에러를 제거하는 장치 및 방법을 제안함에 있다.

상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 복수개의 핑거를 가지는 레이크 수신기를 사용하는 이동통신시스템에서 인접한 확산 지연 경로로부터 확산 지연 경로를 정확하게 추정하여 수신하는 방법에 있어서, 하나의 확산 지연 경로에 대하여 빠른 제1경로에 대한 에너지 값을 계산하는 과정과, 하나의 확산 지연 경로에 대하여 늦은 제2경로에 대한 에너지 값을 계산하는 과정과, 상기 제1경로와 상기 제2경로에 대한 에너지 값이 일치하는 위치에서 확산지연경로를 추정하는 과정과, 상기 추정된 확산 지연경로에 대하여 빠른 위치에서의 에너지 값과 상기 추정된 확산 지연경로에 대하여 늦은 위치에서의 에너지 값의 비를 가지고 추정된 확산 지연경로에 대한 정확성을 검증하는 과정과, 상기 검증된 확산 지연경로의 신호만을 출력하도록 제어하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 한다.

상기한 본 발명의 목적들을 이루기 위해 복수개의 핑거를 가지는 레이크 수신기를 사용하는 이동통신시스템에서 인접한 확산 지연 경로로부터 확산 지연 경로를 정확하게 추정하여 수신하는 장치에 있어서, 입력된 확산 지연경로 신호에 대하여 빠른 확산 지연 경로와 늦은 확산 지연경로를 이용하여 정확한 확산 지연경로의 타이밍을 추정하는 타이밍 검출기와, 상기 타이밍 검출기가 추정한 확산 지연경로에 대하여 정확성을 검증하는 검증부와, 상기 타이밍 검출기의 확산 지연경로의 타이밍 탐색을 제어하고, 상기 검증부의 출력 값이 설정된 범위 이내 인지를 판단하여 상기 타이밍 검출기 값을 출력하도록 제어하는 제어부로 구성됨을 특징으로 한다.

이하 본 발명이 바람직한 실시 예를 첨부한 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

도 4는 본 발명에 따른 수신된 신호에 대해 에너지 값을 탐색하는 위치를 도시하고 있다. 상기 도 4에서 보이고 있는 바와 같이 상기 에너지 값을 탐색하는 위치는 모두 6곳이다. 일반적인 EL-TED 방식에 의한 경우 특정 시점보다 앞선 위치에서 탐색된 에너지 값과 상기 특정 시점보다 늦은 위치에서 탐색된 에너지 값이 동일한 경우만을 판단하였다. 하지만 이와 같은 경우 수신된 신호에 비해 몇 칩 이내 로 수신된 신호가 간섭 신호로 작용하는 경우 상기 도 3에서 설명한 바와 같이 간섭신호로 인해 수신된 신호의 수신시점을 정확히 탐색할 수 없게 된다.

이에 비해 본원 발명은 종래의 EL TED방법에서의 상기 특정 시점보다 앞선 위치에서 탐색된 에너지 값과 상기 특정 시점보다 늦은 위치에서 탐색된 에너지 값이 동일한 지점을 탐색되면, 상기 탐색된 지점이 아닌 다른 위치들에서의 에너지 값을 검출한다. 상기 검출된 에너지 값이 임계치보다 작은 값을 가지게 되면 상기 수신신호는 간섭신호의 영향을 받지 않는 것으로 판단한다.

상기 수신신호에 대한 간섭신호를 검출하는 방안에는 멀티패스 탐색기(Multipath Searcher: MPS)를 이용할 수 있다. 하지만 본원 발명에서는 상기 MPS를 이용하지 않고, 근접 신호나 간섭신호를 검출한다. 하기 〈수학식 15〉는 특정 위치에서 계산된 수신신호의 에너지 비를 보이고 있다.

Figure 112003029433693-pat00031

상기 M은 특정 시간동안 누적된 시간을 의미한다. 상기 〈수학식 15〉에서 보이고 있는 바와 같이 상기 수신신호의 네 지점에서의 에너지 값을 구한다. 상기 네 지점의 에너지 값들 중 특정 시점보다 앞선 지점에서 구한 에너지 값의 차이와 상기 특정 시점보다 늦은 지점에서 구한 에너지 값이 차이에 대한 비를 계산한다. 상기 〈수학식 15〉에서는 특정 시점보다 1칩 또는 3/2칩 앞선 지점과 -1칩 또는 - 3/2칩 늦은 지점에서의 에너지 값을 구하고 있음을 보이고 있으나, 상기 측정하고자 하는 지점은 사용자의 선택에 의해 임의로 조절될 수 있다. 일반적으로 상기 근접신호나 간섭신호가 없는 경우 상기 〈수학식 15〉는 1에 가까운 값을 갖는다.

상기 〈수학식 15〉에서 구한 값이 설정된 범위 내의 값을 가지는 경우 상기 수신신호는 근접 신호나 간섭신호의 영향을 받지 않는 것으로 판단된다. 즉, 특정 시점의 에너지 값을 기준으로 대칭적인 형상을 가지게 되고, 이로 인해 상기 수신신호는 근접신호나 간섭신호의 영향을 받지 않음을 알 수 있게 된다. 하기 〈수학식 16〉은 상기 수신신호가 근접신호나 간섭신호로부터 영향을 받지 않았다고 판단할 수 있는 경계값의 범위를 나타내고 있다.

Figure 112003029433693-pat00032

상기

Figure 112003029433693-pat00033
는 RRC(root raised cosine)필터의 특성으로부터 얻을 수 있고, 상기 I는 각 핑거를 나타낸다. 상기
Figure 112003029433693-pat00034
를 구하는 방법은 다음과 같다. 일반적으로 멀티패스 탐색기(Multipath Searcher: MPS)에서 타이밍 에러 검출기로 전달하는 정보는 항상 +1/2, -1/2 칩 에러를 가지고 있다. 따라서 최대 에러인 절대값 1/2칩 에러를 고려해서
Figure 112003029433693-pat00035
를 설정한다. 예를 들어서, 도 3에서 초기 에러가 +1/2 칩인 경우 상기 <수학식 14>의 비를 계산하는 위치가 바뀌게 되고, 상기 바뀐 위치에서의 값을 상기
Figure 112003029433693-pat00036
값을 결정하는 임의의 값으로 사용한다. 즉, 백색 가우시안 잡음과 무선 채 널이 있는 경우에 그 값이 심하게 변할 수 있으므로 상기에서 결정한 임의의 값보다 보다 작은 값을 선택해서 상기
Figure 112003029433693-pat00037
값으로 사용한다. 상기
Figure 112003029433693-pat00038
값은 충분히 모의 실험을 통해서 쉽게 구할 수 있다. 또한 소프트웨어적으로 상기
Figure 112003029433693-pat00039
값을 바꿀수 있다.

상기 수신신호의 상기 〈수학식 15〉의 값이 상기 경계값 사이의 값을 갖는다면 근접신호나 간섭신호의 영향이 없는 상태이므로 일반적인 TED 동작을 수행한다. 하지만 상기 수신신호의 상기 〈수학식 15〉의 값이 상기 경계값 범위를 벗어난다면 정상상태의 S커버에서 예상했던 타이밍 에러가 아닌 근접신호나 간섭신호에 의한 에러이므로 일반적인 TED에서 구한 값을 사용할 수 없다. 상기 수신신호의 상기 〈수학식 15〉의 값이 상기 경계값의 범위를 벗어나지 않을 경우, 하기 〈수학식 17〉은 넌-코히어런트(Non-coherent)의 TED 에러를 검출하는 예를 나타내고 있으며, 하기 〈수학식 18〉은 코히어러트(Coherent)의 TED 에러를 검출하는 예를 나타내고 있다.

Figure 112003029433693-pat00040

Figure 112003029433693-pat00041

도 5는 본 발명에 따른 TED의 구조를 도시하고 있다. 이하, 상기 도 5를 이용하여 본 발명에 따른 TED의 구조에 대해 상세하게 알아본다.

상기 도 5는 다중화기(500), 스크램블러들(510 내지 515), 평균기들(520 내지 525), 제곱기들(530 내지 535), 감산기(540), 스위치(550), 필터(560), 제어부(542), 연산부(544)로 구성되어 있다. 상기 TED의 구조는 상기 도 5에 도시되어 있는 구성 이외에 다른 구성이 추가될 수 있으나, 상기 도 5에서는 본원 발명과 관련된 구성만을 도시하고 있다.

다중화기(500)로 입력된 수신신호는 특정 시점보다 앞선 신호들과 특정 시점보다 늦은 신호들을 출력한다. 상기 스크램블러(510)은 특정 시점보다 1/2칩 앞선 신호를 수신하고, 상기 스크램블러(511)은 상기 특정 시점보다 1/2칩 늦은 신호를 수신한다. 상기 스크램블러들(510, 511)은 수신신호와 수신기에서 사용하는 스크램블링 코드와 곱셈 연산을 수행한다. 상기 특정 시점보다 1/2칩 앞선 신호 또는 1/2칩 늦은 신호에는 I채널 신호와 Q 채널신호가 있으나, 상기 도 5에서는 설명의 편의를 위해 하나의 신호로 도시하였다. 상기 스크램블러(510)로부터 출력된 신호는 제곱기(530)로 입력되고, 상기 스크램블러(511)로부터 출력된 신호는 제곱기(530)로 입력된다. 상기 제곱기들(530, 531)은 입력된 스크램블링된 신호에 대해 제곱 연산을 수행한다. 상기 제곱기들(530, 531)로부터 출력된 신호는 감산기(540)로 입력된다. 감산기(540)는 제곱기들(530, 531)로부터 출력된 신호들에 대하여 감산 연산을 수행한 후 스위치(550)으로 출력하고, 스위치(550)은 제어부(542)의 제어에 따라서 상기 감산기(540)의 신호를 필터(560)으로 출력할 수 있다. 상기 다중화기(500)는 상기 스크램블러(510)이 특정 시점보다 1/2칩 앞선 신호를 수신하고, 상기 스크램블러(511)이 상기 특정 시점보다 1/2칩 늦은 신호를 수신할 때.스 크램블러들(512 내지 515)로 상기 특정 시점보다 1칩 내지 3/2칩 앞선 시점, 상기 특정 시점보다 1칩 내지 3/2칩 늦은 시점에서의 신호 값을 전달한다. 즉, 상기 스크램블러(512)는 상기 특정 시점보다 3/2칩 앞선 시점에서의 신호 값을 전달받으며, 상기 스크램블러(513)은 상기 특정 시점보다 1칩 앞선 시점에서의 신호 값을 전달받는다. 상기 스크램블러(514)는 상기 특정 시점보다 1칩 늦은 시점에서의 신호 값을 전달받으며, 상기 스크램블러(515)는 상기 특정 시점보다 3/2칩 늦은 시점에서의 신호 값을 전달받는다. 상기 스크램블러들(512 내지 515)에서 수행되는 동작은 상기 스크램블러들(510, 511)에서 수행되는 동작과 동일하다. 상기 스크램블러들(512 내지 515)로부터 출력된 신호들은 평균기들(522 내지 525)로 입력된다. 상기 평균기들(522 내지 525)로부터 출력된 신호들은 제곱기들(532 내지 535)로 입력된다. 상기 제곱기들(532 내지 535)들로 출력된 신호들은 연산부(544)로 입력된다.

상기 연산부(544)는 상기 〈수학식 15〉의 값을 연산한다. 상기 연산부(544)에서 연산된 값은 제어부(542)로 전달된다. 상기 제어부(542)는 상기 전달된 값이 상기 〈수학식 16〉의 경계값을 만족하는 지 여부를 판단한다. 또는, 상기 제어부와 별도로 상기 연산부(544)로부터 상기 〈수학식 15〉의 값을 전달받고, 상기 전달된 상기 〈수학식 15〉의 값이 상기 〈수학식 16〉을 만족하는 지 여부를 검증부에서 수행할 수 있다. 상기 검증부는 〈수학식 15〉가 상기 〈수학식 16〉을 만족하는 지 여부를 상기 제어부로 전달할 수 있다.

상기 상기 판단 결과 상기 전달된 값이 상기 경계값을 만족하는 경우 상기 제어부(542)는 스위치를 온(on)시켜 스위치(550)이 감산기(540)의 신호를 필터(560)으로 출력할 수 있도록 하여 일반적인 TED동작을 수행하도록 제어한다. 따라서, 상기 감산기(540)의 값이 필터(560)으로 입력함으로서 상기 수신신호의 수신시점을 탐색한다. 상기 판단 결과 상기 전달된 값이 상기 경계값을 만족하지 않는 경우 상기 제어부(542)는 스위치를 오프(off)시킨다.

도 6은 본 발명에 따른 EL-TED의 동작을 도시하고 있다. 이하 상기 도 6을 이용하여 본 발명에 따른 띠-TED의 동작에 대해 상세하게 알아본다.

600단계에서 상기 EL-TED는 상기 도 5에서 상술한 바와 같이 특정 시점을 기준으로 동일한 에너지 값을 갖는 두 시점을 탐색한다. 602단계에서 상기 EL-TED는 상기 탐색된 두 지점을 이용하여 상기 〈수학식 15〉를 계산한다. 상기 〈수학식 15〉를 계산하기 위해 상기 600단계에서 탐색된 두 시점을 가운데 시점을 계산하고, 상기 계산된 가운데 시점으로부터 미리 설정한 시점만큼 떨어져 있는 네 시점을 검색한다. 상기 검색된 네 시점에서의 에너지 값을 이용하여 상기 〈수학식 16〉를 계산한다. 상기 계산된 가운데 시점으로부터 미리 설정한 시점은 사용자 선택에 의해 임의로 조절할 수 있다.

604단계에서 상기 EL TED는 상기 602단계에서 계산된 값이 미리 설정된 경계값의 범위에 포함되는 지 여부를 판단한다. 상기 판단 결과 상기 602에서 계산된 값이 상기 미리 설정된 경계값의 범위에 포함되면 상기 606단계로 이동한고, 상기 판단 결과 상기 602에서 계산된 값이 상기 미리 설정된 경계값의 범위에 포함되지 않으면 608단계로 이동한 후 종료한다. 상기 606단계에서 상기 EL TED는 일반적인 ED TED 동작에 의해 최대 에너지 값을 갖는 시점을 탐색하고, 상기 탐색된 시점에서의 신호를 이용하여 수신신호를 복원한다. 상술한 동작을 반복하여 수행함으로서 수신측에서 수신신호의 정확한 수신시점을 판단할 수 있게 된다.

도 7은 본 발명에 따른 타임 에러 검출기를 포함하고 있는 핑거의 구조를 도시하고 있다. 이하 상기 도 7을 이용하여 상기 타임 에러 검출기를 포함하고 있는 핑거의 구조에 대해 알아본다.

상기 도 7은 SRRC(Squared Root Raised Cosine Filter)(700), 다중 경로 검출부(Preprocessing and Multipath)(702), 복수 개의 핑거들(710, 730, 732)로 구성되어 있다. 상기 핑거(710)는 스크램블러(712), CTED(Conventional Timing Error Detector)(714), 스위치(716), 필터(710), 위치 조정부(720), 제어부(722)로 구성된다. 상기 SRRC(700)는 수신신호를 상기 다중 경로 검출부(702)로 전달한다. 상기 다중 경로 검출부(702)는 핑거들 각각에 대해 하나의 경로를 할당한다. 상기 도 7에서는 N개의 경로가 있음을 도시하고 있다. 이하 핑거 1(710)에서 수행되는 동작에 대해 알아본다. 상기 스크램블러(712)는 상기 수신신호와 수신기에서 사용하는 스크램블링 코드와 곱셈 연산을 수행한다. 상기 제어부(722)는 상기 스크램블러(712)로 전달된 값이 상기 〈수학식 16〉을 만족하는 지 여부를 판단한다. 상기 〈수학식 16〉을 만족하는 경우에만 상기 제어부(722)는 상기 스위치(716)를 온(on)시킨다. 상기 스위치(716)가 온되면 상기 CTED(714)에서 출력되는 값은 필터(718)에서 필터링 된후 위치 조정부(720)에서 위치가 조정된다.

도 8은 본 발명에 따른 타임 에러 검출기를 포함하고 있는 핑거에서 수행되 는 동작을 도시하고 있다. 이하 상기 도 8을 이용하여 본 발명에 따른 타임 에러 검출기를 포함하고 있는 핑거에서의 동작에 대해 상세하게 알아본다. 800단계에서 상기 핑거는 MPS 정보를 이용할지 여부를 판단한다. 상기 판단 결과 상기 MPS 정보를 이용하면 802단계로 이동하고, 상기 판단 결과 MPS 정보를 이용하지 않으면 804단계로 이동한다. 상기 802단계에서 상기 핑거는 MPS를 정보를 이용하여 상기 수신신호에 대해 CSM가 있는 지 여부를 판단한다. 상기 판단 결과 상기 CSM신호가 있는 경우에는 804단계로 이동하고, 상기 판단 결과 CSM신호가 없는 경우에는 800단계로 이동한다.

804단계에서 상기 핑거는 수신신호가 상기 〈수학식 16〉을 만족하는 지 여부를 판단한다. 상기 판단결과 상기 〈수학식 16〉을 만족하면 808단계로 이동하고, 상기 판단결과 상기 〈수학식 16〉을 만족하지 않으면 806단계로 이동한다. 상기 808단계에서 타임 에러 검출기를 동작되며, 상기 타임 에러 검출기로부터 출력된 값을 이용하여 810단계에서 위치를 업데이트한다. 상기 806단계에서 상기 핑거는 위치를 고정한다. 상기 804단계 내지 810단계는 설정된 시간동안 수행되며, 상기 설정된 시간동안 수행 중 새로운 경로가 검출되면 상기 800단계로 이동한다.

도 9는 1칩 간격으로 떨어진 신호를 도시하고 있으며, 도 10은 종래 EL TED에서의 상기 1칩 간격으로 떨어진 신호를 수신하는 과정을 도시하고 있다. 상기 도 10에서 도시하고 있는 바와 같이 특정 시점이 경과한 후에 상기 수신신호의 각 핑거가 하나의 신호로 합쳐지고 있음을 알 수 있다. 상기와 같은 경우가 발생하는 이유는 상기 1칩 간격으로 떨어진 신호가 다른 신호에 대해 간섭신호 또는 근접신호 로서 작용하기 때문이다.

도 11은 본 발명에 따른 EL TED에서 1칩 간격으로 떨어진 신호를 수신하는 과정을 도시하고 있다. 상기 도 10과 달리 상기 도 11은 상기 수신된 두 신호를 정확히 탐색하고 있음을 보이고 있다. 도 12는 초기 에러가 있는 경우에 대해 본 발명에 따른 EL TED에서 동작을 도시하고 있다. 상기 도 12에서 보이고 있는 바와 같이 본 발명에 따른 EL TED에서는 시간이 경과함에 따라 초기 에러를 잡아가고 있음을 보이고 있다.

도 13은 1칩 간격으로 떨어진 4신호를 도시하고 있으며, 상기 도 14는 종래 EL TED에서의 상기 1칩 간격으로 떨어진 신호들을 수신하는 과정을 도시하고 있다. 상기 도 14에서 도시하고 있는 바와 같이 특정 시점이 경과한 후에 상기 수신신호들의 각 핑거가 하나의 핑거로 합쳐지고 있음을 알 수 있다. 상기와 같은 경우가 발생하는 이유는 상기 1칩 간격으로 떨어진 신호가 다른 신호에 대해 간섭신호 또는 근접신호로서 작용하기 때문이다.

도 15는 본 발명에 따른 EL TED에서 1칩 간격으로 떨어진 신호를 수신하는 과정을 도시하고 있다. 상기 도 14와 달리 상기 도 13은 상기 수신된 두 신호를 정확히 탐색하고 있음을 보이고 있다. 도 16은 초기 에러가 있는 경우에 대해 본 발명에 따른 EL TED에서 동작을 도시하고 있다. 상기 도 16에서 보이고 있는 바와 같이 본 발명에 따른 EL TED에서는 시간이 경과함에 따라 초기 에러를 잡아가고 있음을 보이고 있다.

전술한 바와 같이 본 발명은 근접 경로로 수신되는 다중경로 신호들을 정확하게 추정할 수 있으며, 각 핑거가 타이밍을 추적하는 다중경로가 하나로 수렴하는 현상을 방지할 수 있다. 또한 초기 에러가 감지된 수신신호에 대해 상기 초기 에러를 제거할 수 있게 된다.

Claims (12)

  1. 복수개의 핑거를 가지는 레이크 수신기를 사용하는 이동통신시스템에서 인접한 확산 지연 경로로부터 확산 지연 경로를 정확하게 추정하여 수신하는 방법에 있어서,
    하나의 확산 지연 경로보다 빠른 제1경로에 대한 에너지값을 계산하는 과정과,
    상기 확산 지연 경로보다 늦은 제2경로에 대한 에너지값을 계산하는 과정과,
    상기 제1경로와 상기 제2경로에 대한 에너지값의 감산 결과에 따라 상기 확산 지연경로의 위치 추정 값을 출력하는 과정과,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 위치에서의 에너지값과 상기 추정된 확산 지연경로보다 늦은 위치에서의 에너지값의 비를 가지고 상기 확산지연경로의 위치 추정 값에 대한 정확성을 검증하는 과정과,
    상기 검증된 확산 지연경로의 위치 추정 값만을 출력하도록 제어하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 확산 지연경로의 위치 추정 값에 대한 정확성을 검증하는 과정은,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 위치에서의 에너지값과 상기 추정된 확산 지연경로보다 늦은 위치에서의 에너지값의 비를 계산하는 과정과,
    상기 계산된 에너지 값의 비가 설정된 범위 이내 인지를 판단하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 설정된 범위는,
    멀티패스 탐색기(Multipath Searcher: MPS)가 타이밍 에러 검출기에 전달해 주는 +1/2, -1/2 칩 에러를 가진 정보를 고려하여 RRC(root raised cosine)필터의 특성으로부터 설정되는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 위치에서의 에너지 값은,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 제3경로에서의 에너지값과 상기 제3경로보다는 느리고 상기 추정된 확산 지연경로보다는 빠른 제4경로에서의 에너지 값의 차임을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제 2항에 있어서, 상기 추정된 확산 지연경로보다 늦은 위치에서의 에너지 값은,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 느린 제5경로에서의 에너지값과 상기 제5경로보다는 빠르고 상기 추정된 확산 지연경로보다는 느린 제6경로에서의 에너지 값의 차임을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제 4항 또는 제 5항에 있어서, 상기 제 3 경로와 제 5 경로는 확산 지연경로에 대응하여 같은 간격을 유지하고, 상기 제 4경로와 제 6경로 또한 확산 지연경로에 대응하여 같은 간격을 유지함을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 복수개의 핑거를 가지는 레이크 수신기를 사용하는 이동통신시스템에서 인접한 확산 지연 경로로부터 확산 지연 경로를 정확하게 추정하여 수신하는 장치에 있어서,
    입력된 확산 지연경로 신호의 확산 지연 경로보다 빠른 확산 지연 경로와 늦은 확산 지연경로를 이용하여 상기 확산지연경로의 위치 추정값을 추정하는 타이밍 에러 검출기와,
    상기 타이밍 에러 검출기가 추정한 상기 확산지연경로의 위치 추정값에 대하여 정확성을 검증하는 검증부와,
    상기 타이밍 에러 검출기의 상기 확산 지연경로의 위치 추정값 탐색을 제어하고, 상기 검증부의 출력 값이 설정된 범위 이내 인지를 판단하여 상기 확산지연경로의 위치 추정값을 출력하도록 제어하는 제어부로 구성됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 검증부,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 위치에서의 에너지값과 상기 추정된 확산 지연경로보다 늦은 위치에서의 에너지값의 비를 계산하고, 상기 계산된 에너지 값의 비가 설정된 범위 이내 인지를 판단함을 특징으로 하는 상기 장치.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 검증부는,
    멀티패스 탐색기(Multipath Searcher: MPS)가 타이밍 에러 검출기에 전달해 주는 +1/2, -1/2 칩 에러를 가진 정보를 고려하여 RRC(root raised cosine)필터의 특성 값으로부터 설정 범위를 설정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  10. 제 8항에 있어서, 상기 검증부는,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 제3경로에서의 에너지값과 상기 제3경로보다는 느리고 상기 추정된 확산 지연경로보다는 빠른 제4경로에서의 에너지 값의 차를 상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 위치에서의 에너지값으로 대신함을 특징으로 하는 상기 장치.
  11. 제 8항에 있어서, 상기 검증부는,
    상기 추정된 확산 지연경로보다 느린 제5경로에서의 에너지값과 상기 제5경로보다는 빠르고 상기 추정된 확산 지연경로보다는 느린 제6경로에서의 에너지 값의 차를 상기 추정된 확산 지연경로보다 빠른 위치에서의 에너지값으로 대신함을 특징으로 하는 상기 장치.
  12. 제 10항 또는 제 11항에 있어서, 상기 검증부는,상기 제 3경로와 제 5경로는 상기 확산 지연경로에 대응하여 같은 간격을 유지하고, 상기 제 4경로와 제 6경로 또한 상기 확산 지연경로에 대응하여 같은 간격을 유지함을 특징으로 하는 상기 장치.
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