JP3679415B2 - 拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置 - Google Patents
拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3679415B2 JP3679415B2 JP51172896A JP51172896A JP3679415B2 JP 3679415 B2 JP3679415 B2 JP 3679415B2 JP 51172896 A JP51172896 A JP 51172896A JP 51172896 A JP51172896 A JP 51172896A JP 3679415 B2 JP3679415 B2 JP 3679415B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- estimate
- channel
- signal
- spread spectrum
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 43
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 title claims description 36
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims description 33
- 238000004891 communication Methods 0.000 title description 57
- 239000013074 reference sample Substances 0.000 claims description 37
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 7
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 25
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 23
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 14
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 12
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 11
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000000872 buffer Substances 0.000 description 9
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 9
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 8
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 7
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 7
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 4
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000004075 alteration Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000010267 cellular communication Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 239000012141 concentrate Substances 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 239000003607 modifier Substances 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/06—Synchronising arrangements
- H04J3/0602—Systems characterised by the synchronising information used
- H04J3/0605—Special codes used as synchronising signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70703—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation using multiple or variable rates
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70703—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation using multiple or variable rates
- H04B2201/70705—Rate detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
発明の分野
本発明は、拡散スペクトル信号を採用する通信システムに関し、さらに詳しくは、拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置に関する。
発明の背景
通信システムには多くの形態がある。通信システムの1種に、多重接続拡散スペクトル・システムがある。拡散スペクトル・システムにおいては、被送信信号が通信チャネル内の広い周波数帯域に拡散される変調法が利用される。この周波数帯域は、送出される情報を送信するために要する最小帯域幅よりもはるかに広い。たとえば、音声信号は、情報そのものの帯域幅のわずか2倍の帯域幅で振幅変調(AM)により送出することができる。低偏差周波数変調(FM)または単側帯波AMなどの他の形態の変調でも、情報そのものの帯域幅と同等の帯域幅内で情報を送信することができる。しかし、拡散スペクトル・システムにおいては、送信される信号の変調には、わずか数キロヘルツの帯域幅をもつベースバンド信号(たとえば音声チャネルなど)を取り入れて、送信される信号を何メガヘルツもの広さの周波数帯域上に分配する工程が含まれることが多い。送出されるべき情報と広帯域の符号化信号とで送信される信号を変調することにより、これが実行される。
一般的な拡散スペクトル通信法には3種類あるが、これらは直接順序変調と、周波数および/または時間ホッピング変調と、チャープ変調である。直接順序変調では、情報信号の帯域幅よりもはるかにビット速度の高いデジタル符号シーケンスにより搬送波信号が変調される。
情報(すなわち、音声および/またはデータで構成されるメッセージ信号)は、いくつかの方法で直接順序拡散スペクトル信号に埋め込むことができる。1つの方法は、拡散変調に用いる前に、情報を拡散符号に追加することである。送出される情報は、拡散符号に追加する前にデジタル形式にしなければならないことに留意すること。これは拡散符号と情報,バイナリ符号の組み合せには、モジューロ2(排他的論理和)加算が含まれることが多いためである。あるいは、情報またはメッセージ信号を用いて、拡散前に搬送波を変調することもできる。
このような直接順序拡散スペクトル通信システムは、多重接続通信システムとして容易に設計することができる。たとえば、拡散スペクトル・システムを直接順序符号分割多重接続(DS-CDMA)システムとして設計することができる。DS-CDMAシステムでは、2つの通信ユニット間の通信は、各々の被送信信号を独自のユーザ拡散符号を有する通信チャネルの周波数帯域上にに拡散することにより行われる。その結果、被送信信号は、通信チャネルの同一の周波数帯域内にあり、独自のユーザ拡散コードでのみ隔てられる。これらの独自のユーザ拡散コードは、好ましくは互いに直交しており、拡散符号間の相互相関がほぼゼロになる。
特定の被送信信号は、通信チャネルから回収しようとするその被送信信号に関わるユーザ拡散符号で、その通信チャネル内の信号の和を表す信号の拡散を解除する(despread)ことにより通信チャネルから回収することができる。さらに、ユーザ拡散符号が互いに直交する場合には、回収された信号は特定のユーザ拡散符号と相関することができるので、その特定の拡散符号に関わる所望のユーザ信号だけが強化され、他のすべてのユーザに関する他の信号は強化されない。
DS-CDMA通信システム内でデータ信号を互いに分離するために用いることのできる異なる拡散符号がいくつか存在することは、当業者には理解頂けよう。これらの拡散符号には、疑似雑音(PN)符号およびウォルシュ符号(Walsh code)などが含まれる。ウォルシュ符号は、アダマール行列の1行または1列に相当する。
さらに、拡散符号を用いて、データ信号をチャネル符号化することができることも、当業者には理解頂けよう。データ信号は、被送信信号が雑音,フェーディング,通信妨害などの種々のチャネル障害の効果により耐えうるようにすることで、通信システムの性能を改善するためにチャネル符号化される。通常、チャネル符号化を行うと、ビット誤りの確率が下がり、さらに/あるいは、普通は雑音密度あたりの誤りビットとして表現される所要の信号対雑音比(すなわち情報ビット当りのエネルギと雑音スペクトル密度の比として定義されるEb/N0)が下がり、チャネル符号化を行わない場合にデータ信号を送信するために必要とされるより広い帯域幅を使うという犠牲を払って信号を回復する。たとえば、ウォルシュ符号を用いて、次の送信のためにデータ信号を変調する前にそのデータ信号をチャネル符号化することができる。同様に、PN拡散符号を用いて、データ信号をチャネル符号化することもできる。
しかし、チャネル符号化のみでは、特定数の(すべてが最低の信号対雑音比を有する)同時通信をシステムが処理できることを必要とするある種の通信システム設計に関しては、所要の信号対雑音比を提供することができない。このような設計上の制約は、場合によっては、通信システムが非コヒーレント受信技術を用いずに被送信信号をコヒーレント検出するよう設計することで満たされる。コヒーレント受信機は、同じビット誤り率を有する非コヒーレント受信機よりも小さい信号対雑音比(Eb/N0で)を必要とすること(すなわち、特定の設計上の制約が受容範囲内の干渉レベルを示す)は当業者には理解頂けよう。簡単に述べると、レイリー・フェーディング・チャネル(Rayleigh fading channel)に関してこれらの間には3デシベル(dB)の差がある。コヒーレント受信機の利点は、ダイバーシティ受信が用いられた場合にさらに明白であるが、これは非コヒーレント受信機に関して合成損失が常に存在するのに対して、最適なコヒーレント受信機については合成損失が存在しないからである。
被送信信号のコヒーレント検出を容易に行うための方法に、パイロット信号を用いる方法がある。たとえば、セルラ通信システムにおいては、順方向チャネルまたはダウンリンク(すなわち基地局から移動ユニットに向かう方向)は、基地局がパイロット信号を送信するとコヒーレント検出することができる。次に、すべての移動ユニットがパイロット・チャネル信号を用いて、チャネル位相と強度パラメータの推定を行う。しかし、逆方向のチャネルまたはアップリンク(すなわち移動ユニットから基地局へ)については、このような共通のパイロット信号を用いることができない。その結果、当業者はアップリンク通信には非コヒーレント検出法のみが適していると考えることが多い。
コヒーレント・アップリンク・チャネルの必要性に関する解決策は、本出願と共にモトローラ社に譲渡されたFuyun Ling出願の米国特許第5,329,547号に見られる。この特許は、拡散と送信に先立ち情報データストリーム内に基準ビットを導入して、次にチャネル応答の推定を行う際にこれらの基準サンプルを抽出し使用する方法を開示する。この推定されたチャネル応答を用いて、推定されたデータ記号をコヒーレント検出する。
この解決策によりコヒーレント検出が可能になるが、より多くのあるいはより少ない標準同期および速度検出技術が用いられることになる。しかし、このような技術は、既知の同期パターンを利用せず、この既知の同期パターンを利用すればさらに改善することのできる受信機性能に対して障害が加わる。このような問題には、周波数オフセット,「ファット」フィンガ・フェーディング(fat finger fading)およびπ/4QPSK(四相移相変調)同期がある。周波数オフセットは、たとえば水晶発振器が不正確なために送信機/受信機のクロックが完全にロックされない場合や、ドップラ周波数シフトが大きい場合(野外を高速で移動する自動車などからの場合)に起こる。「ファット」フィンガとは、1チップ未満の差分遅延を有する光線(ray)を2つ以上発射する復調器回路のフィンガである。「ファット」フィンガがある種の補正なしに起こると、そのフィンガがより弱い光線に集中して、信号品質が結果として低下することがある。さらに、速度検出がすべての音声速度下に常に占有されるフレームのみ(すなわち1/8速度の音声符号化中に励起されるフレーム)に制約されたり、あるいはすべてのフレーム上で実行されると、速度判定に誤りが非常に起こりやすくなり、その結果、信号獲得とチャネル推定を低下させる。そのため、これらとその他の問題を補正する改善されたコヒーレント通信システムが必要である。
【図面の簡単な説明】
第1図は、本発明による好適な実施例の通信システムを示すブロック図である。
第2図は、第1図に示される通信システムと共に用いられる好適な実施例の通信チャネル・フレーム構造である。
第3図は、第1図に示される受信機に用いられる好適な実施例の受信機フロントエンドおよびサンプラを示すブロック図である。
第4図は、第1図に示される受信機に用いられる好適な実施例の復調回路構成を示すブロック図である。
第5図は、第1図に示される受信機に用いられる第2実施例の復調回路構成を示すブロック図である。
第6図は、第1図に示される受信機に用いられる好適な実施例のバッファおよびタイミング制御を示すブロック図である。
第7図は、第1図に示される受信機に用いられる好適な実施例の電力推定器およびタイミング制御回路構成を示すブロック図である。
第8図は、第1図に示される通信システムに用いられる異なる速度における通信チャネル・フレーム構造である。
第9図は、第1図に示される受信機に用いられる好適な実施例の速度推定およびチャネル推定回路構成を示すブロック図である。
第10図は、第1図に示される受信機において速度推定およびチャネル推定を行う好適な実施例の方法を示す流れ図である。
第11図は、第10図の速度推定方法を用いた場合の被受信信号とその被濾波セグメントを示す。
第12図は、第1図に示される受信機内でのチャネル推定出力の比較を示すグラフである。
第13図は、第1図に示される受信機内でのタイミング推定出力の比較を示すグラフである。
好適な実施例の説明
以下の説明では、アップリンクDS-CDMA通信に関する改善が提示される。この方法では、基準記号に基づくチャネル推定によるコヒーレント検出、特に被受信信号を最適に検出するための改善されたタイミング,周波数および速度推定技術が採用される。他の種類の通信システム(たとえばパーソナル通信システム,被中継システム,衛星通信システム,データ網など)も、本件で説明される原理を用いるために適用および/または設計することができることは、当業者には理解頂けよう。アップリンクDS-CDMA通信にコヒーレント検出を適用することにより、非コヒーレント検出技術に比較して信号品質における大きな利得(Eb/N0)が得られることはすでに示されている;以下に説明する改善点により、受信機の同期とチャネル推定の強化を通じて、さらに大きな性能上の利得が得られる。
効果的なコヒーレント検出を実行するためには、正確なチャネル推定値を得ることが必要である。基本的には2種類のチャネル推定方法がある:すなわちデータ準拠法と基準準拠法である。ここでは基準記号に準拠したチャネル推定を以下に説明する。受信機に既知の基準記号が、被符号化記号となるデータ・ビットを内包する情報のシーケンスに挿入される。受信機では、基準記号に相当する被受信信号サンプルがチャネル推定値生成のために使用される。基準記号は、コヒーレント直接順序拡散スペクトル受信機に既知であるので、意志決定の誤りが起こることはなく、その結果得られるチャネル推定値にも位相のアンビギュイティは起こらない。その結果、差分符号化されない信号を有する強固な通信システムが提供される。
挿入された基準記号は、ブロック毎に編成されるか、あるいは均等に配分することができる。フラット・フェーディング・チャネルにおいては、基準記号を周期的に均等にデータ・ストリーム内に挿入することが望ましい。フロントエンド処理のためにRAKE受信機を有するDS-CDMAアップリンクについては、各々のRAKE「フィンガ」の出力をフラット・フェーディングされた信号として扱うことができる。そのため、好適な実施例の通信システムは、符号化されたM個のデータ記号毎に1つの基準記号を均等に挿入する。
RAKE受信機の基本的動作は、R.PriceおよびP.E.Green,Jr.による「A Communication Technique for Mutipath Channels」(Proceedings of the IRE,1958年3月;pp555-570)の記事に説明される。簡潔には、RAKE受信機は、被受信信号に特徴的な多重経路の継続的で詳細な測定を実行する。この知識が活用されて、相関法を用いて各経路から個別に信号を検出し、これらの反響信号を1つの被検出信号に合成することにより、選択的フェーディングを克服する。
第1図を参照して、コヒーレント通信拡散スペクトル通信システムのためのシステムが図示される。以下に開示される好適な実施例の受信機をよりよく理解するために、この受信機と共に用いると有利な好適な送信機を先に説明する。通信システムの送信機101の符号化および挟み込み部分104から始まり、トラフィック・チャネル・データ・ビット102が特定のビット速度(たとえば毎秒9.6キロビット)でエンコーダに入力される。入力されたトラフィック・チャネル・データ・ビットには、ボコーダによりデータに変換される音声,純粋なデータ(ビデオを含む),これら2種類のデータの組み合せなどが含まれる。エンコーダは、入力データ・ビット102を、一定の符号化速度(1/r)で、符号化アルゴリズムにより符号化する。このアルゴリズムは、その後の、被受信データ・サンプルのデータ・ビットへの最大確率解読を容易にする(たとえば重畳またはブロック符号化アルゴリズム)。たとえば、エンコーダは、入力データ・ビット102(たとえば9.6キロビット/秒の速度で受信された192個の入力データ・ビット)を、1データ・ビット対3個の符号化されたデータ・ビット(すなわち1/3)の一定の符号化速度で符号化して、エンコーダはデータ・ビット、たとえば28.8キロビット/秒の速度で出力される576個のデータ・ビットを出力する。これらのデータ・ビットは、次にインターリーバ(interleaver)に入力され、このインターリーバはこれらのデータ・ビットをブロック(すなわちフレーム)に編成し、入力データ・ビットにブロック挟み込みを行う。インターリーバでは、データ・ビットは、所定のサイズのブロックのデータ・ビットを定義する行列に個々に入力される。データ・ビットは、行列が行毎に埋まるように行列内の位置に配置される。データ・ビットは、行列が行毎に空になるよう行列内の位置から個々に出力される。通常、行列は、列の数に等しい数の行を有する正方形の行列である。しかし、連続的に入力された挟み込まれないデータ・ビット間の出力挟み込み距離を大きくするために他の行列の形態を選択することもできる。挟み込まれたデータ・ビット110は、インターリーバに入力されたのと同じデータ・ビット速度(たとえば28.8kb/s(キロビット/秒))でエンコーダ/インターリーバ104により出力される。行列により定義される所定のサイズのデータ・ビットのブロックは、所定の長さの送信ブロック内で符号化されたビット速度で送信することができる最大数のデータ・ビットから導かれる。たとえば、データ・ビットがエンコーダから28.8キロビット/秒の速度で出力され、所定長の送信ブロックが20ミリ秒とすると、所定のサイズのデータ・ビットのブロックは、28.8キロビット/秒に20ミリ秒を掛けたもので、18x32の行列を規定する576個のデータ・ビットとなる。
挟み込まれたデータ・ビット110は、次に基準ビット挿入器112に入力され、挿入器112はL個の既知の基準ビット対(ボコーダから、図示されたケースではエンコーダ104を介して速度情報105を受信する同期ビット発生器11により生成される)をM個の挟み込まれたデータ・ビット対110毎に挿入する。以下の説明を簡単にするために、(第2図に示されるように)L=1, M=3として、4記号のグループを作るとする。L, Mは、本発明の範囲と精神を逸脱せずに任意の数とすることができることは、当業者には理解頂けよう。好適な実施例においては、挿入された基準ビットは、所定のシーケンスを形成する値を有し、このシーケンスから受信機は適切な速度情報を決定することができる。そのため、たとえば、フレーム毎に24個の記号からなる16の電力制御グループのIS-95様の構造を、本発明の基準ビット構造(たとえば、それぞれ1個の基準記号(L=1)と3個のデータ記号(M=3,ただしMは基準ビット対間のデータ・ビット対の数)という6個のセグメントを有する各電力制御グループ)を用いる場合には、以下のシーケンスを用いることができる:1)全速度については基準記号(r0〜r95,すなわち16の電力制御グループについてすべての(それぞれ6個)値1+J(=r0)を挿入する;2)半速度については、第1および第9グループに記号=r0を、偶数記号=r0と奇数記号=-r0を第3,第5,第7,第9,第11,第13および第15グループに、そして残りのすべての記号はXとする(ただしXは、基準信号でもデータ信号でもないので送信されない);3)1/8速度については、第1および第9グループに偶数符号=r0と奇数符号=-r0を挿入し、残りの符号を0とする。電力グループ位置の無作為化が採用されると、無作為化により選択されたグループに対する被励起グループのシーケンスの割当を容易に実行することができる。(IS-95無作為化を行うには、第8図に図示されるように、可能な1/8速度グループが、可能な1/4速度グループの下位群となり、それが可能な1/2速度群の下位群となることが必要である)。異なるシーケンス系を採用することもできること、また追加の情報メッセージを送出する場合にはこれを延長することができることは、当業者には理解頂けよう。
L=1, M=3のとき、基準ビット挿入器112は、各ブロック(すなわちフレーム)につき768個の基準符号化ビット114を出力するので、6個のデータ・ビットからなる各グループ間に2個の基準ビットが挿入される。48ビットからなる、拡散のための基準符号化データ・ビット114のブロック(フレーム)の例を第2図に示す(ここではdはデータ・ビットを表し、rはそれぞれ基準ビットを表す)。
基準符号化データ・ビット114が、通信システムの変調部116に入力される。データ・ビット114は、バッファ118内に受信され、その後、ここからビットストリームの実数部と虚数部が読み出され、乗数器120〜121を介してウォルシュ符号WjおよびPN符号シーケンスPNiにより別々に拡散される。あるいは、実数部と虚数部に関して異なる符号シーケンスPNi, PNqが用いられることもある。実数部および虚数部のデータストリームに関して同じPNi符号が用いられる場合、ウォルシュ符号は記号のユーザ別シーケンスまたは独自のユーザ符号として機能する。基準符号化データストリームは、38.4キロビット/秒の速度で変調部116に到達する。6グループ(すなわち3対(1対が1個のQPSK記号となる)のデータ・ビット,1対の基準ビットx6グループ=48ビット)の各セクションが拡散されて、入力された記号1つについて1つの64記号長符号がより高い固定記号速度(たとえば1228.8キロ記号/秒,1.2288メガチップ/秒とも言う)で出力される。基準符号化データ・ビット114のストリーム内の基準ビットとデータ・ビットとは、本発明の範囲および精神から逸脱せずに、他の多くのアルゴリズムに従って、より長い符号シーケンス内に拡散されることがあることを当業者には理解頂けよう。
π/4QPSK変調に関しては、拡散された記号ストリームは、乗数器122を介してπ/4チップだけ回転される。QPSKなどの代替の変調では、この過程は省略される。記号ストリームは、次にFIR(有限衝撃応答)濾波されて、設定値より低いバンド・エネルギ外に削減され、アナログ信号ストリームに変換されて、さらにフィルタ/DAC(デジタル−アナログ変換器)124,125を介して低域通過濾波される。アナログ信号に変換後、2つの記号ストリームからの信号は直角変調され、乗数器126,127および加算器128を介して加算される;あるいは、信号は直接デジタル合成を介して合成されることもある。最後に変調された信号はLPA(線形電力増幅器)129により増幅されて、アンテナ130に送られ、通信チャネル131上を送信される。
通信システムの好適な実施例の受信機135は、通信チャネル131上を送信された拡散スペクトル信号をアンテナ137を通じて受信する。受信された基準記号符号化拡散スペクトル信号はアナログ・フロントエンド139により濾波および下方変換され、復調器回路構成140に入力される。信号の空間ダイバーシティ受信のために、アンテナ136および復調器138が同様に設けられる。
拡散スペクトル信号は、次にデスプレッダ(despreader)およびサンプラ146により拡散解除サンプル148内にサンプリングされる。これらのサンプル148には、基準サンプルとデータ・サンプルが両方とも含まれるので、基準サンプル抽出器150を用いてデータ・信号サンプルから基準サンプル情報を分離する。基準サンプル152は、チャネル推定器154に出力され、拡散解除サンプリング信号148の残りのデータ・サンプル158は、コヒーレント検出器160に出力されて、後で、データ・サンプル158からデータ記号162がコヒーレント検出される。最後に、検出されたデータ記号162〜164が加算器180内で他のフィンガまたはダイバーシティ経路から来た他の被検出データ記号と加算され、通信システムの解読部182に出力される。
デスプレッダおよびサンプラ146は、好ましくは所定の速度(たとえば1.2288x8=9.8304メガサンプル/秒)で、受信した拡散スペクトル信号をサンプリングする。その後、サンプリングされた信号は、1.2288メガサンプル/秒に繰り下げられて、被受信サンプリング信号を拡散符号と相関させることにより拡散解除される。その結果得られた拡散解除サンプリング信号148は、所定の速度でサンプリングされ、基準サンプル抽出器150に出力される(たとえば、19.2キロサンプル/秒でサンプリングされるので、被受信拡散スペクトル信号の64サンプルのシーケンスが1つのデータ・サンプルに拡散解除される、さらに/あるいは1つのデータ・サンプルにより表される)。
基準サンプル抽出器150は、好ましくは、拡散解除されたサンプリング信号148から基準サンプル152を抽出し、基準サンプル152をチャネル推定器154に出力する。拡散解除されたサンプリング信号148からのデータ・サンプル158は、コヒーレント検出器160に出力され、その後でデータ記号がコヒーレント検出される。
しかし、チャネル推定器154の出力が標準的な同期方法のみと共に用いられると、問題が起こることがある。この場合は、被受信信号の位相回転速度が数キロヘルツにもなり、信号獲得を妨害する。同期と獲得とを改善するためには、基準サンプル152およびデータ・サンプル158も同期装置、好ましくは周波数オフセット推定器172とタイミング制御176を含む同期装置に入力する。同期とチャネル推定の品質をさらに改善するには、速度推定器171が符号化されたデータが多数の出力に分離(デマルチプレクス:demultiplex)された基準サンプル151(下記に説明)から送付される速度(たとえば全,半または1/8速度)を決定し、各被受信フレームの終点で速度推定値172を周波数オフセット推定器172およびタイミング制御176とチャネル推定器154とに出力する。速度推定器をこのように用いることにより、すべての速度に関して励起されたスロットだけでなく、励起されたフレームのスロットまたは電力制御グループをすべて用いて、他の推定値を導くことができる。周波数オフセット推定器172は、大きなドップラ・シフトまたは精密でない発振器により起こるようなオフセット周波数の推定値を導き、この推定値により周波数ロック・ループを駆動して制御信号177を送り、局部発振器,デジタル位相修正器(回転装置)またはアナログ・フロントエンド139またはサンプラ/デスプレッダ146の同様の回路の周波数を調整する。これによって、残留した周波数オフセット周波数が50Hz(ヘルツ)未満にロックされて、信号の獲得および検出を大幅に改善する。その他の性能上の利得は、基準信号およびデータ信号152,158(バイアスされない場合もある)の電力推定値を導き、合成するタイミング制御176により提供され、差分化および濾波され、遅延ロックループに入力されてタイミングを制御し、長期の平均光線到着時刻を中心としてフィンガを置く。高速タイミング(すなわち通常は1チップ未満)の修正も、複数のタイミング・ブランチのタイミング差出力を比較して、最大値を有するブランチを選ぶことにより行われ、復調がピーク電力に追随できるようにする。この修正は、高速タイミング補正信号178を介してゲート179を制御することにより行われる。タイミング制御176,周波数オフセット推定器172,ゲート179およびこれらの動作については、第3図ないし第7図に関連して、より詳細に後述する。
最後に、チャネル推定器154は、選択されたタイミング・ブランチの位相回転され抽出された基準サンプル152を、速度推定値に基づいてフィルタで濾波し、バイアスされていないが雑音の多いチャネル推定値を得る。よりよいチャネル推定値156を得るためには、これらの雑音の多い推定値を固定または適応低域通過フィルタに通して、高周波ノイズ成分を取り除く。その結果得られたチャネル推定値156は、比較的雑音がなく、コヒーレント検出に用いることができる。低域通過濾波は、(M+1)T毎にチャネル推定値を与えるだけであることに留意されたい。ただし、Mは基準ビット挿入器112により挿入される各基準ビット対間のデータ・ビット対の数(たとえばM=3)で、Tは各データ・ビット対(またはQPSKの記号)の時間間隔である。被送信データ・サンプルのコヒーレント検出を実行するためには、T毎にチャネル推定値を得る必要がある。(M+1)Tがチャネル変化時定数に比べて短い場合は、各Tについてチャネル推定値を得るための簡単だが有効な方法は、(M+1)Tで隔てられた2個のチャネル推定値間の線形補間を行うことである。しかし、当業者にはおわかりのように、必要に応じてより高度な補間技術を用いることもできる。
好適な実施例のコヒーレント通信システムにおいては、システム全体の性能を上げるために電力制御を用いることもできる。電力制御アルゴリズムは、非コヒーレント通信システムで用いられるアルゴリズムと非常に似ている。好適な実施例の電力制御アルゴリズムには、好ましくは1.25ms(ミリ秒)毎に(すなわち、タイム・スロットまたは電力制御グループ毎に)、あるいは6個の基準情報サンプル毎に、すなわち18個の符号化データ・サンプルまたは24個の被受信信号サンプル毎に、被受信電力を推定することが含まれる。電力推定値は、いくつかの異なる方法で計算することができる。1つの方法は、各24サンプル長グループ内の6個の基準信号サンプル(すなわち基準サンプル抽出器150の基準サンプル152)を用いて、電力推定器146でチャネル推定値を計算することである。チャネル推定値の大きさの2乗を、電力推定器166により電力推定値168として出力する。
チャネル推定値156が生成された後は、受信機の残りの部分は従来通りである。コヒーレント検出器160は、拡散解除されたサンプリング信号148の残りのデータ・サンプル158を、チャネル推定値156の共役数で乗じ、コヒーレント検出された記号162を生成する。
当業者には認識頂けようが、複数の受信機ブランチ138,140およびアンテナ136,137は、それぞれ空間ダイバーシティによる受信を改善するために用いられる。N個すべてのダイバーシティ受信機ブランチは、実質的に上記の受信機ブランチ140と同じ方法で動作して、通信チャネル131内の被受信拡散スペクトル信号からデータ・サンプルを検索する。N個の受信機ブランチの出力162〜164は、加算器180に入力され、加算器180は入力されたデータ記号をコヒーレント検出されたデータ記号181の複合ストリームにダイバーシティ合成する。
軟意志決定データ(soft decision data)を形成する個々のデータ記号181は、次に、個別のデータ・レベルで入力された軟意志決定データ(すなわち検出されたデータ記号)181の挟み込みを解除するデインターリーバを有する解読部182に入力される。デインターリーバにおいては、軟意志決定データ181は、このデータの所定のサイズのブロックを定義する行列に個別に入力される。軟意志決定データは、行列が行毎に埋まるように行列内の位置に入力される。挟み込みを解除された軟意志決定データは、行列が列毎に空になるように行列内の位置から個別に出力される。挟み込みを解除された軟意志決定データは、入力されたのと同じ速度(たとえば28.2キロメトリック/秒)でデインターリーバにより出力される。行列により定義される軟意志決定データのブロックの所定のサイズは、所定の長さの送信ブロック内に受信された拡散スペクトル信号からデータ・サンプルをサンプリングする最大速度から導かれる。
挟み込みを解除された軟意志決定データは、次にデコーダに入力され、デコーダは最大確率解読法を用いて推定されたトラフィック・チャネル・データ記号185を生成する。最大確率解読法は、ビタビ解読アルゴリズム(Viterbi decoding algorithm)と実質的に同様のアルゴリズムを用いることにより強化することができる。デコーダは、個別の軟意志決定データのグループを用いて、1組の軟意志決定遷移メトリックを形成し、最大確率シーケンス推定デコーダの特定の時刻状態で用いる。各組の軟意志決定遷移メトリックを形成するために用いられるグループ内の軟意志決定データの数は、各入力データ・ビット102から生成された重畳エンコーダ104の出力のデータ・ビット対の数に相当する。各組内の軟意志決定遷移メトリックの数は、各グループ内の軟意志決定データ数を2乗した数に等しい。たとえば、1/3重畳エンコーダを送信機101で用いると、各入力データ・ビット102から3個のデータ・ビットが生成される。そのため、デコーダ182は、3個の個別の軟意志決定データのグループを用いて8個の軟意志決定遷移メトリックを形成して、最大確率シーケンス推定デコーダの各時刻状態で用いる。推定されたデータ記号185は、軟意志決定データがデコーダに入力された速度と入力データ・ビット102を当初符号化するために用いられた固定速度とに相対する速度で生成される(たとえば軟意志決定データが28.8キロメトリック/秒で入力され、当初の符号化速度1/3のばあい、推定されるデータ記号185は9600ビット/秒の速度で出力される)。この情報は、各フレーム内の種々の時間スロットの占有度を決定する際に用いることができるが、好適な実施例においては、この情報は速度推定器171(第9図に後述)によって、すでに供給されている。
第3図ないし第7図を参照して、受信機135の好適な実施例のより詳細な説明を示す。明確にするために、2つ以上の図に現れる各要素を識別するために1つの番号しか用いない。図示される実施例は、π/4QPSK(または回転がゼロの場合はQPSK)変調信号のために特に設計されたものであることは、当業者には理解頂けよう。しかし、本発明はQPSK信号の受信に適用されるだけではなく、OQPSKおよびBPSK(2相移相変調)信号などコヒーレント受信することのできる任意の被変調信号に適応することができる。
第3図は、受信機135のアナログ部分を図示する。拡散スペクトルのIF(中間周波数,下方変換)部分は目的の周波数バンド付近で、フィルタ301により帯域通過濾波される。濾波された出力は、AGC(自動利得制御)302により利得制御され、LO(局部発振器)305によって虚数(Im)信号ストリームと実数(Re)信号ストリームとに分離される。LO305の周波数オフセットを制御するために、第4図の周波数ロック・ループ・フィルタ456から入力「I」を介して、推定されたオフセット周波数がLO305に入力される。次にIm, Re信号が低域通過濾波され、サンプラ310のA/D(アナログ−デジタル)変換器311,312によりデジタル化される。Im, Reのデジタル化されたサンプル・ストリーム313,314は、復調器140の各フィンガと、AGC制御回路構成とに出力される。AGC制御回路構成は、拡散スペクトル受信機によく見られるもので、A/D311,312の性能ならびに受信機全体の性能を最適化するために用いられている。この制御回路構成は、デジタル化されたIFサンプル・ストリームを2乗および加算し、結果として得られた信号を差分増幅器315に入力し、出力を平均化してすることにより動作して、AGC制御信号を生成する。
第4図ないし第7図を参照して、受信機135のフィンガの1つの復調器部分をさらに図示する。π/4QPSK変調が用いられる場合、Im, Reデジタル化サンプル313,314は、乗数器/位相回転器420によりπ/4だけ反回転される。これにより、π/4QPSK信号がRF(無線周波数)ではなくベースバンドにおいてシフトされるという利点がある。サンプルは、バッファ/タイミング制御装置421に受信される。装置421は第6図に、より詳細に図示される。各記号は、好ましくは1.2288メガチップ/秒のチップ速度の8倍オーバーサンプリングされる。このためレジスタ510,512は、たとえばタップ513〜515を介して分岐またはアドレスすることのできる同一チップ(すなわち拡散記号)の連続サンプルを8個有することになる。アドレスされる実際のレジスタ位置は、タイミング・ブランチ入力コントローラ520により制御される。好適な実施例においては、3つの異なるタイミング・ブランチ入力リード422〜424がコントローラ520を介して接続される。コントローラ520は、タイミング制御信号177(「G」)に応答して、バッファ510,512のアドレス化を調整して、信号が中間の「オンタイム(適時の)」リード422上に最適化されるようにする。残り2つのリード423、424は、ほぼ同じ電力を有する記号の遅延サンプル(または遅れたレプリカ)または早期サンプル(または進んだレプリカ)のいずれかになると最適な信号をサンプリングする。サンプル・エネルギが最大化されない場合、すなわち遅延タイミング・ブランチと早期タイミング・ブランチの電力間に差がある場合は、コントローラは、次のチップを読み取る前に(すなわち1/1.2288μs毎に)、タップまたはリード・アドレスを1つのサンプル(すなわち1つのバッファ・レジスタ)分だけ調整する。これは、中央のタップ514が再び最大エネルギを得る(すなわち「オンタイム」ブランチに乗る)まで続けられる。これは、早期タイミング・ブランチと遅延タイミング・ブランチの電力推定の間の差分動作を実行することにより好適な実施例で行われる。好適な実施例は第7図で示され、下記により詳細に説明される。
バッファおよびタイミング制御421に続き、Re, Imサンプルは、デスプレッダ425により拡散解除される。デスプレッダ425には、Re, ImサンプルをPNおよびウォルシュ符号シーケンス(拡散解除信号)で乗算する乗数器426,427が含まれ、それにより被受信信号を割り当てられた拡散符号に相関させる。基準符号化データ・ビットを拡散するために送信機101内で複素拡散シーケンス(すなわちPNi, PNq)が用いられると、これは用途によっては不可欠でありBPSKには必要とされるが、複素被受信拡散記号の拡散を解除するには2つの乗数器が用いられることは、当業者には理解頂けよう。デスプレッダ425は、各タイミング・ブランチで複製されるので、早期,遅延およびオンタイム拡散解除信号(サンプル)が形成される。オンタイム・ブランチで得られた信号は、積分およびダンプ回路428,429によって各サンプル期間にわたり積分され、実数直角位相サンプルおよび虚数直角位相サンプルRe, Imに相当するI(同相)サンプルおよびQ(直角位相)サンプル431,432を出力する。
基準サンプル抽出回路150の好適な実施例は、I, Qサンプル431,432のそれぞれを同期(I)(乗数器/相関器433,437を介する)と同期(Q)(乗数器434,436を介する)で乗算し、加算器435,438を介してIブランチとQブランチをそれぞれ加算することにより動作する。同期(I)および同期(Q)は、既知の基準(同期)記号の複素共役数、たとえばすべて−1または1で、正確なシーケンスは速度推定値Rがフレームの終点で得られた後にわかる。この構造の目的は、I, Q成分から、チャネル応答の雑音を含む推定値を導くことである。DS-CDMAアップリンクは、複数のフラットフェーディング・チャネルと見なすことができるので、各フラットフェーディング・チャネルについて、拡散解除後の被受信信号は以下の式で表すことができる:
r(n)=h(n)a(n)+z(n) (式1)
ただしr(n)はn(またはnT:ただしTは目的の信号、たとえば基準サンプルが拡散解除後に現れる間隔)に受信されるサンプル;a(n)は対応する被送信記号;h(n)はフェーディング・チャネルを特徴化する低域通過乱数複素変数;z(n)は追加のノイズまたは干渉で、略ホワイト・ノイズまたはガウシアン・ノイズである。被送信基準記号aref(n)のみが既知であるので、チャネル推定値は、被送信基準記号に対応する受信されたI, Qサンプルを用いて生成される。この場合、チャネル係数の雑音を含む推定値を以下の式で表すことができる:
直角複素数で表すと、次の式になる:
r(n)が受信された基準サンプルのとき、式4の第1項目は、基準サンプルのI成分出力439と等価であり、式4の第2項目は基準サンプルのQ成分出力440と等価である(これらは共に第1図の入力152と等価である)。基準サンプルI, Q出力439,440は、両方ともチャネル推定器154に送られ、I, Qデータ・サンプルはコヒーレント検出器160に送られる。
チャネル推定器154は、基準サンプルI, Q出力439,440を用いて、チャネルの瞬間位相と強度をコヒーレント検出のために判断することができるが、これは周波数ドリフトには弱い。相対的に安定した大きな周波数オフセットは、送信機/受信機クロックに不完全なロックを起こす不正確な発振器や大きい定常的なドップラ・シフトなどの影響から起こりやすい。従来の通信システムのこのようなオフセットは、通常は位相ロック・ループ(PLL)により修正される。しかし、好適な実施例においては、チャネル推定器154は瞬間的な位相をきわめて正確に推定することができるので、周波数ロック・ループ(FLL)をPLLの代わりに用いてもよい。
好適な実施例においては、周波数オフセット推定器172には、2つの部分が含まれ、各部はデータ出力信号(431,432)と基準出力信号(439,440)にそれぞれその推定値の基準を有する。後者の場合、オフセット周波数検出器445は、2つの遅延446,447と、2つの乗数器448,449と、加算器450とを備える。デコーダは、乗数器448内で、遅延されたI成分信号にQ成分信号440を乗算し、乗数器449内で、遅延されたQ成分信号440にI成分信号439を乗算することにより動作する。検出器の加算された出力は、以下の式で表すことができる:
ただしfestは、オフセット周波数のスケーリングされた推定値である。
オフセット周波数は、(データの)被受信信号サンプル431,432を内包する情報を用いても推定することができる。実際に送信されたデータ・ビットはわかっているので、位相推定値には90度(またはBPSKでは180度)の位相アンビギュイティがあることになる。このアンビギュイティを排除するために、回路442内で被受信信号サンプル(BPSKに関しては2乗する)のそれぞれについて、複素4乗演算を実行する。4乗されたサンプルの実数成分(I)と虚数成分(Q)は、オフセット周波数検出器443に送られる。この検出器は、基準サンプルのオフセット周波数検出器445と等しい。このように、オフセット周波数検出器443も、オフセット周波数のスケーリングされた推定値を生成する。
これらの2つの検出器443,445のオフセット周波数のスケーリング推定値のどちらを用いても、周波数ロック・ループを駆動することができる。一方、これらを組み合わせてより良いオフセット周波数推定値を形成することもできる。これは周波数ロック・ループを駆動するために用いられる。基準サンプル439,440とデータ・サンプル431,432の周波数推定値をそれぞれfd, frで表すと、合成された推定値は以下の式のようになる:
fc=wrfr+wdfd (式6)
ただしwr, wdは、2つの重み係数で、この値は検出されたオフセット周波数を2乗した値とその分散の比を最大にするよう選択される。これらの重み定数の最適な値は、サンプル信号対雑音比の関数で、その算出法は当業者には周知である。拡散解除サンプルの信号対雑音比が比較的高い場合は、単純にwr=wdとすることができる。これらの重み係数は乗数器451,452を介して検出器443,445に与えられ、重みをかけた出力は加算器453を介して加算される。図示された実施例のように、いくつかのRAKEフィンガが受信機135内に用いられる場合は、すべてのフィンガのオフセット周波数検出器の出力を合成器454を介して合成し、スケーリングされた全体オフセット周波数推定値を生成することができる。これらの出力にも、たとえば閾値未満の値で出力を拒否するとか、さらに/あるいは強度により増大するスケーリングされた重みをもたせるなどして、重みをつけることができる。
このスケーリングされた全体オフセット周波数推定値は、ゲート455(この機能については後述する)を介してループ・フィルタ456に送られる。最も簡単な一次FLLに関して、ループ・フィルタはスケーリング定数と積分器とで構成される。一次FLLは、多くの用途について充分である;ループ・フィルタに極を有する、より高次のFLLは、特別な場合には有用なことがある。FLLの設計と、パラメータの選択は、当業者には周知である。(たとえば1986年のPhase-Locked Loops(W.C.Lindsey, C.M.Chie編集)のF.M.Gardner著「Characteristics of Frequency-Tracking Loops」IEEE Press,ニューヨークを参照のこと。)ループ・フィルタの出力「I」457電圧は、それをLO305に送ることにより周波数オフセットを修正するために用いられる。あるいは、出力457を、位相回転器420などのデジタル位相修正器(回転器)に送ることもできる。このような場合の例を第5図に示す。ここでは出力457はLO305ではなく位相回転器420に送られる。
電力推定器467は、基準サンプル439,440およびデータ・サンプル431,432の出力も受信する。推定器467の好適な実施例は第7図に示される。基準サンプル出力439,440は、FIR611により濾波されて、さらにノイズが除去される。濾波された出力は、回路612で2乗され、2乗された強度は基準サンプル(干渉)信号電力測定値となる。
タイミング制御にはコヒーレント信号電力推定で充分であるが、データ・サンプル出力431,432に基づいて信号電力測定値を形成することにより、改善された制御を行うことができる。好適な実施例においては、これらの出力は、回路615(複素電力推定器でもよい)で4乗に複素乗算され、累算器616で各基準サンプル期間毎に(すなわち上記の実施例では基準サンプルにつき3個のデータ・サンプル、または
累算または平均化される。累算器出力の強度の平方根は、回路617により導かれ、この回路が非コヒーレント・ブランチの信号電力推定値を提供する。最後に、両方の信号電力推定値が、たとえば電力推定値とその分散の比を最大にすることにより重みをつけられ、合成器/加算器618内で加算されてそのタイミング・ブランチの電力推定値となる。
タイミング・ブランチ602のこの推定値は、タイミング・ブランチ604,606(第6図で説明した早期および遅延タイミング・ブランチに対応)の同様の測定値と共に、ゲート468,624,626を介してタイミング制御ユニット176に送られる。(ゲート468,624,626の機能は、速度推定器171と共に後述する)。タイミング制御176は、通常毎秒1チップ程度にまでなるタイミング・ドリフトを補正する役割を果たす。
タイミング・ドリフトは、2つ以上のタイミング・ブランチの電力測定値を差分化することにより補正される。「オンタイム」,「遅延」および「早期」ブランチ602〜606の3つのタイミング・ブランチが用いられる好適な方法では、遅延および早期ブランチ604,606を用いて、サンプル・タイミングtn+τ, tn-τを有するサンプルに関して電力測定値を得ると便利である。ただしtnは「オンタイム」のサンプル・タイミングである。差分器632が決定する遅延タイミング・ブランチと早期タイミング・ブランチの推定値間の差は、正しいタイミングのドリフトの方向を示す。この差は時間平均することができ、また、この差が平均でゼロの場合は、サンプリング・タイミングが正しいので、調整は行われない。濾波された差が正または負の値である場合、遅延ロック・ループ・フィルタ634が制御信号177(「G」)を生成し、この信号によりコントローラ520(第6図参照)は、以前のサンプリング時刻、すなわち正しいサンプリング時刻が置かれたところから+τ, -τに向かってサンプリング・タイミングを調整する。システム設計などの他の要因により、遅延ロック・ループおよびフィルタ634に適切なパラメータを設定する方法は、当業者には理解頂けよう。(たとえば1985年Computer Science Press Vol.3のSimon他著のSpread Spectrum Communicationsを参照のこと)。たとえば、基地局に対して150km/hr(キロメートル/時)で移動中の移動ユニットを補正するためのフィルタ定数は、約6秒(すなわち((299706km/sec(光速))÷(1228800チップ/秒))÷((150km/hr))÷(3600秒/時))=5.8秒/チップ)となり、移動ユニットの移動により5.8秒毎に全チップ・クロックのずれが起こることが示される。非常に高速の列車の場合や初期の誤設定を補正するためには、所要の最大ずれ率が2ないし5倍速くなる場合がある。このような長期にわたる補正の結果、フィンガが長期平均光線到達時刻の中心に置かれる。
「ファット・フィンガ」などの環境または1チップ内で互いに独立してフェードする2つの光線を得るような環境を補正するには、短期間のタイミングも望ましい。高速タイミング調整のための好適な方法は、比較器636により、タイミング・ブランチ602,604,606のゲート電力推定値のいずれか最大値を有するかを決定することである。短期定数(たとえば1秒未満)の低域通過フィルタ(図示せず)が、比較に先立ってゲート電力推定値のノイズ成分を削減するために任意で用いられることがある。比較器636は、制御信号178(「F」)をセレクタまたはゲート179に出力し、セレクタまたはゲート179は最大の推定電力をどれが有するかにより、種々のタイミング・ブランチのデータおよび基準サンプル出力間で切り替わる。第4図に示される例では、セレクタ179のゲート462,463は、早期タイミング・ブランチ606の抽出器出力Kr, Kd側に閉じられ、バッファ421のタップ513から最大信号電力が受信されたと判定されたことが示される。これによって、この瞬間にフィンガに関して最大の電力を有すると判定されたただ1つだけのタイミング・ブランチ出力が、その瞬間のそのフィンガのチャネル推定とコヒーレント検出に利用されることになる。ウィンドウ制限サイクルは、通常は、長期タイミング補正ブランチにより決定される値を中心とし、この限度は通常は約±0.5チップ以下である。通常、別のフィンガは時間的に隣接するエネルギに割り当てられているので、これ以上の移動は必要ない。
通信信号がTDM(時分割多重)信号である場合、さらに強化を行うことができる。第8図は、フレームにつき16個の1.25msスロット(たとえば電力制御グループ)を有する20msフレームを持つこのような信号を示す。全速度信号未満の信号が送付されると、未使用のスロットがゲートまたはマスク・アウトされて、ノイズを削減しチャネル推定値を改善するという利点が得られる。信号が2,4,8または16すべてのスロットを用いるか否かは、所要の速度により決まるが、全速度を除き、使用されるスロットは速度によりフレーム毎に異なる。さらに、1/8速度のスロット・グループは、1/4速度のスロット・グループのサブセットであり、1/4速度のスロット・グループは、1/2速度のスロット・グループのサブセットである。この構造を第8図に示す。ここでは斜線部の期間は被送信エネルギを表す。
第4図の積分およびダンプ回路428,429は、1.25msスロット期間に渡るよう設定される。速度推定器171は、基準出力(すなわち出力439,440)を受信する。実際の速度情報が(上記のシーケンス系を介して)送信されなくても、多少効率が悪くなるが速度情報を判定することはできる。このような場合は、速度推定器171を以下に説明され、第5図の代替の実施例に図示されるように設計することができる。まず、速度推定器171は、出力431,432と共に、他のフィンガからの同様の出力も受信することができ、さらに他のフレーム・デコーダから情報を受信することもできる。そしてこれらの出力を用いて、どの間隔を加算し、どの間隔をマスク・アウトしなければならないを決定する。長期のタイミング補正については、速度推定器171の占有度(電力)推定値を、フレーム解読決定とそのスロット占有度の判定がなされるまで遅延することができる。短期のタイミング補正ブランチについては、あるスロットと次のスロットとの電力差を測定することにより、スロット占有度を推定するとさらに便利である。この推定を行う際には、最も強い被受信信号を有するフィンガの入力にさらに大きな重みをかけると便利である。各フレームは、少なくとも2つの占有されたスロットを有するので、次の2つの占有度は、これらのスロット内の電力を最初の2つの電力と比較することにより推定することができる。より強い電力フィンガに関しては、この推定値にさらに大きな重みをかける。可能な手順には、最も強力なフィンガ(または、2つの最も強力なフィンガがほぼ等しい場合にはその平均)の入力だけで、速度を決定する方法がある。代替の方法は、推定値全体に関して推定値を電力加算することである。予測されるノイズ電力は、通常この時点のサンプル電力より大きいので、次の2つの候補スロットの24個のサンプルの平均を取ることにより、推定値で6.9dBの改善が得られる。これは、最も強いフィンガを用いて推定値を一定にするとき、たいていの場合スロット占有度を正しく推定するのに充分な値である。1/8速度フレームが受信されていると初期決定された場合は、この手順を継続してこれが正しい決定であると確認することが好ましい。この方法では、次の4つのスロットが平均化され、それが充分に大きければ、初期の1/8速度の決定は変更される。これは、全速度間隔電力の検証まで続けることができる。
同様のゲート構造が、周波数オフセット推定器172に用いられる。この場合、オフセット周波数検出器443,445の出力に重みをかけて、ゲート455を介してゲート処理しなければならない。周波数が急速に変化している場合、その更新は20msデータ・フレーム程度にしなければならない。チャネル推定器154は、ドップラ・シフトによる高速の位相変化を処理することができるので、周波数ロック・ループの目的は、不都合な追加のノイズを導入せずに、大きいが比較的安定した周波数オフセットのゆっくりとした変動を補正することである。そのため、周波数ロック・ループは、長期の平均化制御を行い、周波数オフセットと定常的なドップラ周波数シフト(リシアン・フェーディング(Rician fading)無線チャネルの基地局に向かって移動するような)に対処する。長期的な制御では、信号入力をFLLフィルタ456にゲート処理することにより、デコーダ182の速度決定を利用することができる。
しかし、速度推定を行うこの好適な方法は、各々が異なる速度を定義し、それにより異なるスロット占有度を定義する基準記号シーケンス系を送ることができるという能力を利用する。これにより、より正確な速度推定を、あまり複雑でなく、またデコーダ182の古くなった、あるいは遅延された情報を用いずに行うことができる。
速度推定器171のこの好適な実施例の動作を第9図ないし第11図にさらに示す。第9図は、第4図の受信機の速度およびチャネル推定に関する好適な方法の論理ブロック図を、第10図は流れ図を示す。速度推定器171は、基準サンプルが抽出されるとデマルチプレクサ430(データ・サンプルから基準サンプルを多数の出力に分離するために充分な精度をもって拡散解除されたサンプルの位置を知っている)から雑音を含む弱化した基準サンプル151を受信する(ステップ802〜804)。これらの基準サンプル151は、フレームの全記号が受信されるまで(たとえば全速度で96記号)、速度推定器171のバッファ705内に記憶される。タイミング制御176への基準記号ストリーム,周波数オフセット推定器172およびチャネル推定器154は、すでに格納されていて(たとえばデマルチプレクサ430の後のバッファ707を参照。これにより適当なシーケンス系が回転器433,434,436,437に送られるまで回転されないで複数の出力に分離された基準サンプルが記憶される)、速度推定値173が受信されるまでその処理が遅延される。受信されたすべての「記号」が被送信記号に対応するわけではない(たとえば全速度未満では、情報を含む電力制御グループのエンベロープだけがキーオンされて、残りの情報はノイズとなる)ので、速度推定器171は、速度判定器706において、受信された基準記号ストリームの疑似コヒーレント相関を行う(これは、好適な実施例においては、適切にプログラミングされたASIC(用途別集積回路)またはDSP(デジタル信号プロセッサ)により行われる)。チャネルは電力制御グループの期間は干渉性を持つので(すなわちレイリー・フェーディング・チャネルで100km/hr,900MHzでは、チャネルは4ms以下の間は干渉性を持つ)、疑似コヒーレント相関が用いられる。この相関は、可能な送信シーケンスのそれぞれ、たとえば上記の全,半,1/4および1/8速度の各々に関して実行される(ステップ812)。好ましくは部分内積(Miと記される)の2乗の和が用いられ係数kiでスケーリングされる。Miは、以下の式により決定することができる:
ただしrnは、被受信基準記号で、sn,iは、全速度から1/8速度までの各々に関する可能なシーケンス{s0}, {s1}, {s2}, {s3}の1つである。16個の電力制御グループの各々には、6個の基準記号があるので、各電力制御グループの時間間隔にわたりコヒーレント相関が行われる。部分相関の結果は、各グループ毎に2乗され、16グループの2乗の和が決定される。これは、係数ki=1,2,4または8(ただしi=0,1,2または3)によりスケーリングされる。スケーリング済みの結果の最大値の指標は、速度推定値173またはRとして出力される。あるいは、基準シーケンスを拡大して、送信側加入者ユニットからの他の情報、たとえば電力制御を入れることもできる。
この速度推定の方法は、ここで説明されるIS-95同様の無線に適用されるIS-95アップリンク通信に関して提案されている方法よりはるかに複雑でなく、全速度では正確である。提案されているIS-95方法では、速度の判定は、256状態ビタビ・デコーダを4回、それぞれの速度で1回ずつ動作させることにより行われる。次にパリティ・チェック・ワード(CRCまたは巡回冗長性チェックまたはその他のフレーム品質指標)が、4つの解読されたストリームの各々について検証され、どれが最も可能性の高い(すなわち誤差がない)速度かが示される。このような方法は、本発明の解決策より演算集中的で、不正確であることは当業者には理解頂けよう。シミュレーションにより、エネルギに基づく速度検出器または消耗的なデコーダ方法は、全速度フレームを時刻の約0.3ないし0.5%の下位速度として誤って識別するが、基準記号に基づく速度検出器の誤り率は0.1%未満である。
速度推定値171の決定の後で、これはチャネル推定器154,周波数オフセット推定器172およびタイミング制御176の各々に入力される(ステップ814〜818)。速度推定値171は、抽出器150内で、複数の出力に分離されたデマルチプレクサ430の基準記号を回転するために用いられる基準復調シーケンス(第4図の同期(I)および同期(Q);第9図のブロック171の{sR}と等価;式2のaref(n)とも等価)を選択するために用いられる。速度推定値が入手され、回転器入力とチャネル推定器フィルタが選択された後で、回転器とフィルタの動作が平行して実行される。すなわち、回転器サンプルが入手されるたびに、1つのチャネル推定フィルタ出力が計算される。速度推定値171を用いて、チャネル推定器154における回転器出力に関して動作するフィルタの選択を制御する。速度推定値R=0(すなわち全速度)のとき、フレームの全記号が全速度フィルタ711に入力される。これは第11図で信号905によりさらに図示されるが、フィルタ711により動作されているフレーム期間906内にある信号ストリーム902からの基準記号905のみを示す。全速度フィルタの出力712が次にチャネル推定器154から、チャネル推定値156として出力される。速度推定値がR=0以外の場合(たとえば1,2または3)、基準記号152がフィルタ714に、出力715と共に送られる。これはチャネル推定値156としても機能する。フィルタ714に対する入力(第11図に図示)は、励起された電力制御グループ期間904内の基準記号903に制限される。2つのフィルタしか図示されていないが、各速度推定値173について異なるフィルタ(またはアルゴリズム)を用いることができることは当業者には理解頂けよう。たとえば、半速度では、2つおよび3つの連続した励起された電力制御グループを無作為にグループ化する。その場合は、良好なチャネル推定フィルタが、フレーム内の特定のグループのチャネル推定値を生成する際に、隣接する励起グループにゼロ以外の重みを与えることになる。基準記号そのものがフィルタ伝達関数を決定するので、濾波関数全体は非線形であることも認識されたい。
チャネル推定器フィルタ711,714は、受信された雑音を含む弱化した記号ストリームの少なくとも一部分からチャネル推定値156を構築する役割を果たす。チャネルは、フレーム期間中大幅に変動するので、チャネル推定値は繰り返し計算される;チャネル推定値のシーケンスは156で出現する。たとえば、チャネルは、被受信フレームの電力制御グループ・セグメント毎に1つずつ出力があるように、すなわち1つのフレームに16個の推定値があるように推定される。これらのチャネル推定値は、検出器160により用いられて、全フレームの間に被受信データ記号158のすべてを0位相の基準に位相整合する(ステップ820)。そのようにして、推定値は、ビタビ・デコーダ182内でほぼ最適に解読される前に、他のアンテナまたは他のチャネル遅延からの同じシーケンスの歪んだ複製と効率的に合成される。デコーダの入力がフレーム長にわたり干渉性を持つとデコーダ182の性能がより良くなるように、チャネル推定フィルタ711または714は、その入力が問題の期間全体にわたり干渉性をもてばより良いチャネル推定値を生成する。たとえば、全速度の被受信フレームを考える。すなわち情報エネルギは16個の電力制御グループのすべてに存在する。チャネル推定フィルタ711または714は、チャネル干渉時間TCにほぼ等しい雑音を含む弱化サンプルの時間期限Tfで動作すると、その出力のノイズを大幅に減じる(そして信号対雑音比の最も高い信号を産出する)。チャネル推定器154は、ある意味では「濾波」ではなく「平滑化」の考え方の応用である。推定器154は、時刻t0におけるチャネルを推定し、T=-∞からT=+∞までの測定データに効果的にアクセスする。100km/hr,900MHzの条件では、TCは約4ms、または3つの電力制御グループ(電力制御グループにつき1.25ms)である。TCは、車速に反比例して変化する。TfがほぼTCに等しい場合は、推定値の信号対雑音比は最も高くなる(フェーディングとノイズ・プロセスの数値がわかっている場合は、フィルタの正確な形状は、ウェイナのフィルタ原理から容易に導かれる);本発明では、チャネル推定を行う前に高精度で音声/速度を推定することにより、この問題を解決する。これにより、現在のフレームについて適切なフィルタ711または714が実現されて、全速度の場合に最良のチャネル推定値が得られ、また下位速度の場合には良好な推定値が得られる。フィルタの数が拡大される代替の実施例においては、種々の快速どのケースのそれぞれ(たとえば半速度,1/4および1/8速度)が最適に濾波される。
チャネル推定器154と同様に、速度推定値173がタイミング制御176により用いられて、励起された電力制御グループを濾波し、周波数オフセット推定器172により用いられて励起されていないグループをマスク・アウトする(ステップ814〜816)。適切に濾波されると、タイミング制御176は、タイミング測定値(すなわち差)を計算して、励起グループに基づき上記の要領でタップを調整する(ステップ808)。ステップ806は、雑音を含む基準ビットを用いて計算された、オンタイム・ブランチのエネルギ推定値が電力制御グループ毎に計算され、ダウンリンク電力制御ビットを設定またはクリアする(すなわち、電力が高すぎるか低すぎるかを移動ユニットに通知する)ために用いられる。さらに、速度情報が用いられて、どのスロットが占有されていないかを知らせる。たとえば、雑音を含むサンプルがどこにあるかという情報をビタビ・デコーダ182に与え、下位速度フレーム中にデコーダ182に対する入力をスケーリングするために信号対雑音比推定器が用いる。
第12図および第13図は、速度推定値情報を用いることにより得られる利点をいくつか説明する。第12図は、チャネル推定器154からの実際の出力で、入力信号910のフィルタに対する信号対雑音比(SNR)は−0.5dBである。Tf<<TCである下位速度フィルタ714は、計算された出力SNR=8.0dBでチャネル推定値916を生成する。一方で、Tf=TCである全速度フィルタは、計算されたSNRが10.9dBという改善されたチャネル推定値914を生成する。
タイミング推定の場合は、速度情報が入手できる場合に、全速度フレーム中に、どのようにすればタイミングの誤差を非常に良好に追跡できるかを第13図に示す。本発明を用いて、16すべてが励起されているときは16全部のグループを用い、必要な場合には16のうち2つしか用いない(すなわち1/8速度)。第13図では、真のチャネル・タイミング920は、正弦状にずれて、0の平均値から1/2チップ期間ずれたピーク値に到達するとシミュレーションされる。曲線924は、タイミング回路の追跡を示す。第3の直線926は最終的な誤差を示す。10秒ないし10.2秒の経過時間の間に、誤差は0.2チップ期間の値まで増大する。この間に、受信されたほとんどすべてのフレームは下位速度であり、タイミングの更新は起こるのが遅れる。約10.38秒の時点で、全速度フレームのバーストの受信が開始されている。速度推定器171は、フレームがまだ全速度でないことを検出して、タイミング回路がすべての被受信記号に関して動作できるようにした。これにより、迅速で正確なタイミング修正が可能になり、タイミング誤差をほぼ0に戻した。
本発明はある程度の独自性をもって説明および図示されているが、実施例の本開示は単に例として行われたに過ぎず、部品および段階の構造および組み合せにおいて、請求された発明から逸脱せずに多くの変更が当業者に可能であることは明白である。たとえば、説明された好適な実施例の通信システムの変調器,アンテナおよび復調器部分は、無線通信チャネル上に送信されるCDMA拡散スペクトル信号のためのものである。しかし、当業者には理解頂けようが、ここで説明され請求される符号化および解読法は、時分割多重接続(TDMA)および周波数分割多重接続(FDMA)に準拠したものなどの他の種類の送信システムにも利用することができる。さらに、本通信チャネルは、電子データ・バス,ワイヤ配線,光ファイバ・リンク,衛星リンクまたは他の任意の種類の通信チャネルとすることもできる。そのため、本発明は特定の実施例に関して説明されたが、前述の説明に照らして多くの改変,修正および変形が可能であることは明白である。従って、本発明は、添付の請求項の精神と範囲内のこのようなすべての改変,修正および変形を包含するものである。
Claims (11)
- 受信された拡散スペクトル信号をデジタル化するサンプラと、サンプラの後で、受信された拡散スペクトル信号の拡散を解除してデータ信号にするデスプレッダとを備える受信機により、拡散スペクトル信号をコヒーレント受信する方法であって:
(a)前記データ信号から基準サンプル情報を抽出する段階;および
(b)速度推定器により、第1フレームのどのスロットが前記基準サンプル情報により占有されているかを推定し、同推定に基いて速度推定値を出力する段階;
によって構成されることを特徴とする方法。 - (c)前記基準サンプル情報を、前記速度推定値により決定される既知のシーケンスと相関させることによりチャネル推定値を決定して、チャネル推定値を出力する段階;
によってさらに構成される請求項1記載の方法。 - (c)前記基準サンプル情報を、前記速度推定値に基づいて、複数のフィルタのうち所定の1つのフィルタで濾波することによりチャネル推定値を決定して、チャネル推定値を出力する段階;
によってさらに構成される請求項1記載の方法。 - (c)前記速度推定値に基づき、前記受信された拡散スペクトル信号の位相および周波数からなる、例えば2ビットの基準記号と6ビットのデータ信号からなる、各グループの1つを周波数オフセット調整する段階:
によってさらに構成される請求項1記載の方法。 - (c)前記速度推定値と、前記データ信号および前記基準サンプル情報のうち少なくとも1つとの両者に基づき、前記受信された拡散スペクトル信号のタイミングを調整する段階;
によってさらに構成される請求項1記載の方法。 - 受信された拡散スペクトル信号をデジタル化するサンプラと、サンプラの後で、受信された拡散スペクトル信号をデータ信号に拡散解除するデスプレッダとを備えるコヒーレント拡散スペクトル受信機であって:
(a)前記デスプレッダに結合されて、前記データ信号から基準サンプル情報を抽出する抽出手段;
(b)前記抽出手段に結合されて、第1フレームのどのスロットが前記基準サンプル情報により占有されているかを推定し、速度推定値を出力する速度推定器手段;および、
(c)第1フレームのどのスロットが前記基準サンプル情報により占有されているかを推定し、同推定を基にした速度推定値を出力する手段;
によって構成されることを特徴とする受信機。 - 前記基準サンプル情報が複数の基準サンプルであり、前記速度推定器手段が前記第1フレームのすべての基準サンプルを格納し、スロット上に格納された前記基準サンプルをスロット毎に出力するバッファと、どのスロットが占有されているかを決定する速度決定手段とによって構成される請求項6記載の受信機。
- (d)前記抽出手段と速度推定器手段とに結合され、前記基準サンプル情報を前記速度推定値によって決定される既知のシーケンスと相関することによりチャネル推定値を決定して、チャネル推定値を出力するチャネル推定器手段;
によってさらに構成される請求項6記載の受信機。 - (d)前記抽出手段と速度推定器手段とに結合され、チャネル推定値を決定するチャネル推定器手段であって、前記基準サンプル情報を、前記速度推定値に基づく複数のフィルタのうち所定の1つにより濾波する複数のフィルタ手段によって構成され、チャネル推定値を出力するチャネル推定器手段;
によってさらに構成される請求項6記載の受信機。 - (d)前記抽出手段と速度推定器手段とに結合され、前記速度推定値に基づいて前記受信された拡散スペクトル信号の位相および周波数からなる、例えば2ビットの基準記号と6ビットのデータ信号からなる、各グループの1つを調整する周波数オフセット手段;
によってさらに構成される請求項6記載の受信機。 - (d)前記抽出手段と速度推定器手段とに結合され、前記速度推定値と前記データ信号および前記基準サンプル情報の少なくとも1つとの両者に基づいて前記受信された拡散スペクトル信号のタイミングを調整するタイミング制御手段;
によってさらに構成される請求項6記載の受信機。
Applications Claiming Priority (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/317,501 | 1994-10-04 | ||
US08/317,501 US5659573A (en) | 1994-10-04 | 1994-10-04 | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver |
US08/396,453 | 1995-02-28 | ||
US08/396,453 US5619524A (en) | 1994-10-04 | 1995-02-28 | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
PCT/US1995/009774 WO1996010879A1 (en) | 1994-10-04 | 1995-07-31 | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09507014A JPH09507014A (ja) | 1997-07-08 |
JP3679415B2 true JP3679415B2 (ja) | 2005-08-03 |
Family
ID=26980993
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP51172896A Expired - Lifetime JP3679415B2 (ja) | 1994-10-04 | 1995-07-31 | 拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置 |
Country Status (11)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5619524A (ja) |
EP (1) | EP0732022B1 (ja) |
JP (1) | JP3679415B2 (ja) |
CN (1) | CN1149802C (ja) |
BR (1) | BR9506385A (ja) |
CA (1) | CA2176945C (ja) |
DE (1) | DE69531042T2 (ja) |
FI (1) | FI113227B (ja) |
IL (1) | IL114836A (ja) |
PL (1) | PL314846A1 (ja) |
WO (1) | WO1996010879A1 (ja) |
Families Citing this family (145)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SE503893C2 (sv) * | 1994-07-15 | 1996-09-30 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för frekvenshoppning i ett radiokommunikationssystem |
JP2596392B2 (ja) * | 1994-11-16 | 1997-04-02 | 日本電気株式会社 | データレート検出器 |
US7072380B2 (en) * | 1995-06-30 | 2006-07-04 | Interdigital Technology Corporation | Apparatus for initial power control for spread-spectrum communications |
US6885652B1 (en) | 1995-06-30 | 2005-04-26 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
US7123600B2 (en) * | 1995-06-30 | 2006-10-17 | Interdigital Technology Corporation | Initial power control for spread-spectrum communications |
US7929498B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-04-19 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
US6816473B2 (en) | 1995-06-30 | 2004-11-09 | Interdigital Technology Corporation | Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications |
US5940382A (en) | 1996-06-27 | 1999-08-17 | Interdigital Technology Corporation | Virtual locating of a fixed subscriber unit to reduce re-acquisition time |
US7020111B2 (en) | 1996-06-27 | 2006-03-28 | Interdigital Technology Corporation | System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications |
ZA965340B (en) | 1995-06-30 | 1997-01-27 | Interdigital Tech Corp | Code division multiple access (cdma) communication system |
US6697350B2 (en) | 1995-06-30 | 2004-02-24 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive vector correlator for spread-spectrum communications |
US6788662B2 (en) | 1995-06-30 | 2004-09-07 | Interdigital Technology Corporation | Method for adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
KR970013834A (ko) * | 1995-08-23 | 1997-03-29 | 사와무라 시코우 | 전송속도 추정장치(A computing apparatus of transmission rate) |
JP2723094B2 (ja) * | 1995-11-07 | 1998-03-09 | 日本電気株式会社 | Cdma受信装置 |
FI956358A (fi) * | 1995-12-29 | 1997-06-30 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä tiedonsiirtonopeuden tunnistamiseksi ja vastaanotin |
EP0880827A1 (en) * | 1996-02-07 | 1998-12-02 | L.S. Research, Inc. | Digital wireless speaker system |
JP3310160B2 (ja) * | 1996-03-29 | 2002-07-29 | 松下電器産業株式会社 | スペクトラム拡散方式受信装置 |
US5799011A (en) * | 1996-03-29 | 1998-08-25 | Motorola, Inc. | CDMA power control channel estimation using dynamic coefficient scaling |
US6330291B1 (en) * | 1996-03-29 | 2001-12-11 | Qualcomm Inc. | Frequency tracking for communication signals using M-ary orthogonal walsh modulation |
US6678311B2 (en) | 1996-05-28 | 2004-01-13 | Qualcomm Incorporated | High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes |
JP3105786B2 (ja) * | 1996-06-13 | 2000-11-06 | 松下電器産業株式会社 | 移動体通信受信機 |
US5805585A (en) * | 1996-08-22 | 1998-09-08 | At&T Corp. | Method for providing high speed packet data services for a wireless system |
US5757846A (en) * | 1996-08-30 | 1998-05-26 | Vasudevan; Subramanian | CDMA communication system and method with dual-mode receiver |
US6160838A (en) * | 1996-12-13 | 2000-12-12 | Uniden Corporation | Spread spectrum transmitter, spread spectrum receiver and spread spectrum communication method and automatic gain control circuit for spread spectrum receiver |
JPH10190626A (ja) * | 1996-12-27 | 1998-07-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Cdma受信装置 |
JP3377389B2 (ja) * | 1997-01-10 | 2003-02-17 | 株式会社鷹山 | スペクトラム拡散無線通信方式における信号受信方法および装置 |
US5887031A (en) * | 1997-01-29 | 1999-03-23 | Hughes Electronics Corporation | Symbol timing maintainance to enable low duty cycle receiver operation |
IL120222A0 (en) * | 1997-02-14 | 1997-06-10 | D S P C Israel Ltd | Method and apparatus for acquiring and tracking the sampling phase of a signal |
JP3363734B2 (ja) * | 1997-02-21 | 2003-01-08 | 沖電気工業株式会社 | 周波数制御回路 |
US5943331A (en) * | 1997-02-28 | 1999-08-24 | Interdigital Technology Corporation | Orthogonal code synchronization system and method for spread spectrum CDMA communications |
US6055231A (en) * | 1997-03-12 | 2000-04-25 | Interdigital Technology Corporation | Continuously adjusted-bandwidth discrete-time phase-locked loop |
US20060262832A1 (en) * | 1997-03-12 | 2006-11-23 | Interdigital Technology Corporation | Convolutionally encoding and decoding multiple data streams |
US6404828B2 (en) * | 1997-03-12 | 2002-06-11 | Interdigital Technology Corporation | Multichannel decoder |
US6005898A (en) * | 1997-03-12 | 1999-12-21 | Interdigital Technology Corporation | Multichannel viterbi decoder |
US6154483A (en) * | 1997-04-07 | 2000-11-28 | Golden Bridge Technology, Inc. | Coherent detection using matched filter enhanced spread spectrum demodulation |
US6724806B2 (en) * | 1997-05-16 | 2004-04-20 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Variable rate transmission and reception methods, and variable rate transmission and reception devices |
DE19724027C2 (de) * | 1997-06-06 | 1999-09-30 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnung zum Empfang von Daten |
US6542481B2 (en) | 1998-06-01 | 2003-04-01 | Tantivy Communications, Inc. | Dynamic bandwidth allocation for multiple access communication using session queues |
US6081536A (en) | 1997-06-20 | 2000-06-27 | Tantivy Communications, Inc. | Dynamic bandwidth allocation to transmit a wireless protocol across a code division multiple access (CDMA) radio link |
US6084904A (en) * | 1997-07-25 | 2000-07-04 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for adjusting a power control setpoint threshold in a wireless communication system |
US6345078B1 (en) * | 1997-07-31 | 2002-02-05 | Lucent Technologies Inc. | Finger assignment system for a multiple finger receiver and method thereof |
US6031865A (en) * | 1997-08-04 | 2000-02-29 | Motorola, Inc. | Rapidly decorrelating spreading sequences for DS-CDMA transceivers |
US5946346A (en) * | 1997-10-07 | 1999-08-31 | Motorola, Inc. | Method and system for generating a power control command in a wireless communication system |
GB2330992A (en) * | 1997-11-03 | 1999-05-05 | Nokia Mobile Phones Ltd | Channel estimation in a variable data rate communication system |
JP3441636B2 (ja) | 1997-11-21 | 2003-09-02 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | チャネル推定値を求める装置および方法、受信装置ならびに伝送システム |
KR100269593B1 (ko) | 1997-12-02 | 2000-10-16 | 정선종 | 다중 채널을 위한 직교 복소 확산 방법 및 그 장치 |
US9525923B2 (en) | 1997-12-17 | 2016-12-20 | Intel Corporation | Multi-detection of heartbeat to reduce error probability |
US7394791B2 (en) | 1997-12-17 | 2008-07-01 | Interdigital Technology Corporation | Multi-detection of heartbeat to reduce error probability |
US7936728B2 (en) * | 1997-12-17 | 2011-05-03 | Tantivy Communications, Inc. | System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system |
US6222832B1 (en) * | 1998-06-01 | 2001-04-24 | Tantivy Communications, Inc. | Fast Acquisition of traffic channels for a highly variable data rate reverse link of a CDMA wireless communication system |
US7496072B2 (en) | 1997-12-17 | 2009-02-24 | Interdigital Technology Corporation | System and method for controlling signal strength over a reverse link of a CDMA wireless communication system |
JP3441638B2 (ja) | 1997-12-18 | 2003-09-02 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | チャネル推定値を求める装置および方法 |
US6408019B1 (en) | 1997-12-29 | 2002-06-18 | Georgia Tech Research Corporation | System and method for communication using noise |
US6208632B1 (en) | 1998-01-29 | 2001-03-27 | Sharp Laboratories Of America | System and method for CDMA channel estimation |
US6134278A (en) * | 1998-01-30 | 2000-10-17 | Lucent Technologies Inc. | Methods and apparatus for CDMA rate detection |
US6208617B1 (en) * | 1998-02-27 | 2001-03-27 | Lucent Technologies, Inc. | Channel tracking in a mobile receiver |
US6563808B1 (en) * | 1998-03-04 | 2003-05-13 | Stanford Telecommunications, Inc. | Apparatus for incorporating multiple data rates in an orthogonal direct sequence code division multiple access (ODS-CDMA) communications system |
US6421399B1 (en) * | 1998-03-05 | 2002-07-16 | Agere Systems Guardian Corporation | Frequency and phase estimation for MPSK signals |
SE9800827L (sv) | 1998-03-13 | 1999-09-14 | Ericsson Telefon Ab L M | Mottagare |
US6085104A (en) * | 1998-03-25 | 2000-07-04 | Sharp Laboratories Of America, Inc. | Pilot aided, time-varying finite impulse response, adaptive channel matching receiving system and method |
KR100381012B1 (ko) | 1998-05-04 | 2003-08-19 | 한국전자통신연구원 | 부호분할 다중접속 방식에서 상향 공통 채널의 임의 접속 장치및 방법 |
US6366607B1 (en) | 1998-05-14 | 2002-04-02 | Interdigital Technology Corporation | Processing for improved performance and reduced pilot |
US6643275B1 (en) * | 1998-05-15 | 2003-11-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Random access in a mobile telecommunications system |
US7773566B2 (en) * | 1998-06-01 | 2010-08-10 | Tantivy Communications, Inc. | System and method for maintaining timing of synchronization messages over a reverse link of a CDMA wireless communication system |
US8134980B2 (en) | 1998-06-01 | 2012-03-13 | Ipr Licensing, Inc. | Transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request |
US6169885B1 (en) | 1998-08-07 | 2001-01-02 | Ericsson Inc | Radio devices including power amplifier control circuits with hardware lockouts |
US6473506B1 (en) * | 1998-10-13 | 2002-10-29 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Signaling using phase rotation techniques in a digital communications system |
GB9818378D0 (en) * | 1998-08-21 | 1998-10-21 | Nokia Mobile Phones Ltd | Receiver |
US6487255B1 (en) | 1998-08-31 | 2002-11-26 | Ericsson Inc. | Information generation for coherent demodulation of differentially encoded signals |
US6125137A (en) * | 1998-09-11 | 2000-09-26 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for performing a signal search in a coherent wireless communication system |
EP1133834B1 (de) | 1998-10-27 | 2005-08-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum steuern von speicherzugriffen bei "rake"-empfängern mit "early-late tracking" in telekommunikationssystemen |
CA2282800C (en) * | 1998-11-09 | 2007-07-31 | Lucent Technologies Inc. | A coherent combining/noncoherent detection (ccnd) method and apparatus for detecting a pilot signal in a wireless communication system |
JP2000216754A (ja) * | 1998-11-18 | 2000-08-04 | Advantest Corp | W―cdma解析装置、w―cdma解析結果表示方法およびw―cdma解析結果表示プログラムを記録した記録媒体 |
US6314148B1 (en) | 1998-12-08 | 2001-11-06 | Ericsson Inc | Synchronization tracking method |
US6535736B1 (en) | 1998-12-11 | 2003-03-18 | Lucent Technologies Inc. | System and method for variably delaying access requests in wireless communications system |
MY130820A (en) * | 1998-12-16 | 2007-07-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Channel estimation for a cdma system using pre-defined symbols in addition to pilot symbols |
WO2000041169A1 (en) | 1999-01-07 | 2000-07-13 | Tellabs Operations, Inc. | Method and apparatus for adaptively suppressing noise |
JP2000295200A (ja) * | 1999-04-01 | 2000-10-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 干渉信号除去装置 |
CA2333954A1 (en) * | 1999-04-02 | 2000-10-12 | Ntt Docomo, Inc. | Channel estimation device and method, demodulation device and method, and fading frequency decision device and method |
CN100517999C (zh) * | 1999-04-02 | 2009-07-22 | 株式会社Ntt都科摩 | 衰落频率判定装置和方法 |
US6363102B1 (en) * | 1999-04-23 | 2002-03-26 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for frequency offset correction |
US6549594B1 (en) * | 1999-05-28 | 2003-04-15 | Nortel Networks | Timing phase recovery method and apparatus |
DE10027216B4 (de) * | 1999-05-31 | 2008-10-16 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Vorrichtung und Verfahren zum Modulieren einer Datennachricht durch Verwendung von Codes mit orthogonalem veränderlichem Spreizungsfaktor (OVSF) in einem Mobilkommunikationssystem |
US6674815B2 (en) | 1999-06-16 | 2004-01-06 | Ericsson, Inc | Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel |
WO2001001605A1 (en) * | 1999-06-28 | 2001-01-04 | Lucent Technologies Inc. | High-speed data services using multiple transmit antennas |
DE19935480A1 (de) | 1999-07-28 | 2001-02-22 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Schätzung der Kanalimpulsantworten eines Mobilfunkkanals |
US6594286B2 (en) * | 1999-08-12 | 2003-07-15 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for coherent demodulation in communication system employing a potentially gated pilot signal |
FR2797736B1 (fr) | 1999-08-19 | 2001-10-12 | Mitsubishi Electric France | Procede de configuration d'un systeme de telecommunications |
DE69935619T2 (de) * | 1999-09-09 | 2007-11-29 | Nokia Corp. | Auf schätzung der leistungspektraldichte basierte festellung der datenrate |
US6301291B1 (en) | 2000-02-03 | 2001-10-09 | Tantivy Communications, Inc. | Pilot symbol assisted modulation and demodulation in wireless communication systems |
AU3673001A (en) | 2000-02-07 | 2001-08-14 | Tantivy Communications, Inc. | Minimal maintenance link to support synchronization |
DE10006520A1 (de) * | 2000-02-15 | 2001-09-06 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Schätzung von Kanalparametern von Funkkanälen eines W-CDMA-Mobilfunksystems |
US6801564B2 (en) * | 2000-02-23 | 2004-10-05 | Ipr Licensing, Inc. | Reverse link correlation filter in wireless communication systems |
KR100772475B1 (ko) | 2000-03-28 | 2007-11-02 | 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 | 송신 전에 사전 회전을 이용하는 코드 분할 다중 접속시스템 |
US6683903B1 (en) | 2000-04-27 | 2004-01-27 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for synchronization within a spread-spectrum communication system |
US7181430B1 (en) * | 2000-04-28 | 2007-02-20 | Netdeposit, Inc. | Method and system for processing financial instrument deposits physically remote from a financial institution |
US7386511B2 (en) * | 2000-04-28 | 2008-06-10 | Netdeposit Inc. | Methods and systems for processing financial instrument deposits |
US7216106B1 (en) | 2000-04-28 | 2007-05-08 | Netdeposit, Inc. | Method and system for processing financial instrument deposits physically remote from a financial institution |
US7475040B2 (en) | 2000-04-28 | 2009-01-06 | Netdeposit, Inc. | Return item early notification and return |
EP1296474A4 (en) * | 2000-06-15 | 2005-01-26 | Sanyo Electric Co | RECEIVING DEVICE AND METHOD |
WO2002011309A1 (en) * | 2000-07-31 | 2002-02-07 | Morphics Technology, Inc. | Generic finger architecture for spread spectrum applications |
JP2002057651A (ja) * | 2000-08-11 | 2002-02-22 | Advantest Corp | 多重信号の物理量表示装置、方法、記録媒体 |
JP3464645B2 (ja) * | 2000-08-30 | 2003-11-10 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置 |
US6542483B1 (en) * | 2000-11-08 | 2003-04-01 | Motorola, Inc. | Method and an apparatus for Eb/Nt estimation for forward power control in spread spectrum communications systems |
US8155096B1 (en) | 2000-12-01 | 2012-04-10 | Ipr Licensing Inc. | Antenna control system and method |
JP2002280928A (ja) * | 2001-01-23 | 2002-09-27 | Texas Instruments Inc | 拡散係数推定システム及び方法 |
US7023901B2 (en) * | 2001-01-23 | 2006-04-04 | Texas Instruments Incorporated | Spreading factor estimation system and method |
US6954448B2 (en) | 2001-02-01 | 2005-10-11 | Ipr Licensing, Inc. | Alternate channel for carrying selected message types |
US7551663B1 (en) | 2001-02-01 | 2009-06-23 | Ipr Licensing, Inc. | Use of correlation combination to achieve channel detection |
US7035315B2 (en) * | 2001-04-24 | 2006-04-25 | Lucent Technologies Inc. | Doppler corrected communications receiver and method of removing doppler frequency shift |
EP2479904B1 (en) | 2001-06-13 | 2017-02-15 | Intel Corporation | Apparatuses for transmittal of heartbeat signal at a lower level than heartbeat request |
JP3866535B2 (ja) * | 2001-06-26 | 2007-01-10 | 株式会社東芝 | 符号分割多重通信装置及びその伝送路補正タイミング制御方法 |
CN1238985C (zh) * | 2001-11-09 | 2006-01-25 | 株式会社Ntt都科摩 | 传输系统、传输方法和传输装置 |
US6775341B2 (en) * | 2001-11-30 | 2004-08-10 | Motorola, Inc. | Time recovery circuit and method for synchronizing timing of a signal in a receiver to timing of the signal in a transmitter |
JP2005518132A (ja) * | 2002-02-12 | 2005-06-16 | インターデイジタル テクノロジー コーポレーション | 無線通信送受信局用の受信機および受信方法 |
US6748009B2 (en) * | 2002-02-12 | 2004-06-08 | Interdigital Technology Corporation | Receiver for wireless telecommunication stations and method |
US6748013B2 (en) | 2002-02-12 | 2004-06-08 | Interdigital Technology Corporation | Receiver for wireless telecommunication stations and method |
US7558314B2 (en) * | 2002-09-23 | 2009-07-07 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and device for detection of a UMTS signal |
US7286481B2 (en) * | 2002-12-17 | 2007-10-23 | Intel Corporation | Wireless network adapted to transmit channel side information and method thereof |
US7221696B1 (en) * | 2003-03-03 | 2007-05-22 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Communication system and method for acquiring pseudonoise codes or carrier signals under conditions of relatively large chip rate uncertainty |
US7555067B2 (en) * | 2003-03-13 | 2009-06-30 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for decoder input scaling based on interference estimation in CDMA |
DE10322943B4 (de) * | 2003-05-21 | 2005-10-06 | Infineon Technologies Ag | Hardware-Vorrichtung zur Aufbereitung von Pilotsymbolen für eine Kanalschätzung mittels adaptiver Tiefpassfilterung |
KR100547786B1 (ko) * | 2003-08-09 | 2006-01-31 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템에서의 타이밍 에러 검출 방법 및 장치 |
CN101060706B (zh) | 2003-09-30 | 2010-12-08 | 三菱电机株式会社 | 移动通信系统 |
AU2005319950B2 (en) | 2004-12-23 | 2010-07-01 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus for transmitting and receiving data to provide high-speed data comunication and method thereof |
US7684473B2 (en) * | 2005-06-01 | 2010-03-23 | Qualcomm Incorporated | Receiver for wireless communication network with extended range |
JP4179418B2 (ja) * | 2005-07-13 | 2008-11-12 | 京セラ株式会社 | 無線受信装置 |
US7764741B2 (en) * | 2005-07-28 | 2010-07-27 | Broadcom Corporation | Modulation-type discrimination in a wireless communication network |
US7986740B2 (en) * | 2005-08-18 | 2011-07-26 | Michael Bank | Wireless mobile communication system without pilot signals |
CN100448175C (zh) * | 2005-09-19 | 2008-12-31 | 浙江华立通信集团有限公司 | 多径指峰时间追踪器 |
KR100974461B1 (ko) | 2005-09-22 | 2010-08-10 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 통신 방법 |
US7474640B2 (en) * | 2005-09-28 | 2009-01-06 | Intel Corporation | System, method and device of interference mitigation in wireless communication |
US8126098B2 (en) | 2006-09-12 | 2012-02-28 | Marvell World Trade Ltd. | Multi-rake receiver |
US7831002B2 (en) * | 2006-10-11 | 2010-11-09 | The Boeing Company | System, apparatus and method for synchronizing a spreading sequence transmitted during a plurality of time slots |
US7990929B2 (en) * | 2007-11-27 | 2011-08-02 | Harris Corporation | Wireless communications device including rake finger stage providing frequency correction and related methods |
US7957453B2 (en) * | 2008-03-20 | 2011-06-07 | Raytheon Company | Method for operating a rake receiver |
US7986265B2 (en) | 2008-08-29 | 2011-07-26 | Interstate Electronics Corporation | Systems and methods for determining a rotational position of an object |
CN101478328B (zh) * | 2008-12-31 | 2012-09-05 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种频偏估计和补偿方法和装置 |
US20110080517A1 (en) * | 2009-10-01 | 2011-04-07 | The Directv Group, Inc. | Phase noise and frequency error resilient demodulation scheme for moca |
EP2712136B1 (en) * | 2012-09-20 | 2015-02-25 | Nxp B.V. | Channel frequency response estimation and tracking for time- and frequency varying communication channels |
US9983315B1 (en) | 2015-05-29 | 2018-05-29 | Interstate Electronics Corporation | Satellite navigation receiver for a rapidly rotating object with improved resistance to jamming |
JP6721977B2 (ja) * | 2015-12-15 | 2020-07-15 | パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカPanasonic Intellectual Property Corporation of America | 音声音響信号符号化装置、音声音響信号復号装置、音声音響信号符号化方法、及び、音声音響信号復号方法 |
CN105610488B (zh) * | 2015-12-18 | 2019-01-08 | 哈尔滨工业大学 | 一种星间自零差相干光通信接收系统的多普勒效应在轨补偿方法 |
CN111614373B (zh) * | 2020-05-20 | 2021-08-10 | 北京升哲科技有限公司 | 扩频信号发送、扩频信号接收方法、装置、设备及介质 |
US20240030998A1 (en) * | 2022-07-21 | 2024-01-25 | Apple Inc. | Multiple receiver combining for wireless communications |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
WO1993009493A1 (en) * | 1991-11-08 | 1993-05-13 | Teknekron Communications Systems, Inc. | A wireless communication system |
US5428647A (en) * | 1992-12-07 | 1995-06-27 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for synchronizing a received signal in a digital radio communication system |
US5396516A (en) * | 1993-02-22 | 1995-03-07 | Qualcomm Incorporated | Method and system for the dynamic modification of control paremeters in a transmitter power control system |
US5329547A (en) * | 1993-03-11 | 1994-07-12 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system |
US5361276A (en) * | 1993-09-13 | 1994-11-01 | At&T Bell Laboratories | All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver |
US5412686A (en) * | 1993-09-17 | 1995-05-02 | Motorola Inc. | Method and apparatus for power estimation in a communication system |
-
1995
- 1995-02-28 US US08/396,453 patent/US5619524A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-31 JP JP51172896A patent/JP3679415B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-31 CA CA002176945A patent/CA2176945C/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-31 DE DE69531042T patent/DE69531042T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-31 EP EP95930789A patent/EP0732022B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-07-31 PL PL95314846A patent/PL314846A1/xx unknown
- 1995-07-31 BR BR9506385A patent/BR9506385A/pt not_active IP Right Cessation
- 1995-07-31 WO PCT/US1995/009774 patent/WO1996010879A1/en active IP Right Grant
- 1995-07-31 CN CNB951909908A patent/CN1149802C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1995-08-04 IL IL11483695A patent/IL114836A/en not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-06-04 FI FI962326A patent/FI113227B/fi not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5619524A (en) | 1997-04-08 |
EP0732022B1 (en) | 2003-06-11 |
IL114836A (en) | 1998-12-27 |
JPH09507014A (ja) | 1997-07-08 |
CA2176945C (en) | 2000-06-06 |
FI113227B (fi) | 2004-03-15 |
DE69531042T2 (de) | 2003-12-11 |
FI962326A (fi) | 1996-06-04 |
IL114836A0 (en) | 1995-12-08 |
WO1996010879A1 (en) | 1996-04-11 |
CN1149802C (zh) | 2004-05-12 |
CA2176945A1 (en) | 1996-04-11 |
EP0732022A4 (en) | 2000-11-29 |
CN1136378A (zh) | 1996-11-20 |
PL314846A1 (en) | 1996-09-30 |
EP0732022A1 (en) | 1996-09-18 |
FI962326A0 (fi) | 1996-06-04 |
BR9506385A (pt) | 1997-09-16 |
DE69531042D1 (de) | 2003-07-17 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3679415B2 (ja) | 拡散スペクトル通信システムにおけるコヒーレント通信受信方法および装置 | |
US5659573A (en) | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver | |
AU676973B2 (en) | Decoder for a non-coherently demodulated signal | |
JP3700728B2 (ja) | 通信システムにおけるパワー推定方法および装置 | |
US5544156A (en) | Direct sequence CDMA coherent uplink detector | |
US5987076A (en) | Coherent signal processing for CDMA communication system | |
JP3036750B2 (ja) | 時分割多重アクセス(tdma)無線システム受信機及び該時分割多重アクセス(tdma)無線システム受信機用復調器及び該時分割多重アクセス(tdma)無線システム受信機における多相復調方法 | |
JP3983296B2 (ja) | デジタル無線周波数通信システムにおいて信号を受信するための方法および装置 | |
CA2134230C (en) | Method and apparatus for coherent communication in a spread-spectrum communication system | |
EP1160981A2 (en) | Method and arrangement for reducing frequency offset in a radio receiver | |
JP4094852B2 (ja) | 伝送誤差を軽減する通信方法 | |
JP3443113B2 (ja) | 無線受信装置及び無線受信方法 | |
WO1998005147A1 (en) | Method and apparatus for receiving a signal in a digital radio frequency communication system | |
KR100227452B1 (ko) | 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 코히런트 통신 수신을 위한 방법 및 장치 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040831 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20041130 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20050124 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050228 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050419 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050513 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090520 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100520 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100520 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110520 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120520 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120520 Year of fee payment: 7 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120520 Year of fee payment: 7 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130520 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130520 Year of fee payment: 8 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130520 Year of fee payment: 8 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130520 Year of fee payment: 8 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |