-
Diese
Erfindung betrifft das Gebiet der digitalen Kommunikation, und insbesondere
ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Phasennachführung eines empfangenen
linear modulierten Signals.
-
In
einem typischen digitalen Kommunikationssystem werden digitale Modulationstechniken, wie
Phasenmodulationstechniken, verwendet, um Daten unter Verwendung
einer analogen Wellenform zu übertragen.
Diese Wellenform ist typischerweise ein HF-Träger,
aber solche Techniken werden auch in Festnetzsystemen verwendet.
-
Die
Daten werden üblicherweise
auf dem Träger
unter Verwendung einer digitalen Phasenmodulation moduliert. Eine
einfache Form der digitalen Phasenmodulation ist die Phasen-Umtastung
(PSK). Diese beinhaltet die Veränderung
der Phase der übertragenen
Wellenform. Diese endlichen Phasenveränderungen stellen digitale
Daten dar. In ihrer einfachsten Form kann eine phasenmodulierte
Wellenform unter Verwendung der digitalen Daten erzeugt werden,
um zwischen zwei Signalen mit gleicher Frequenz, aber entgegengesetzten
Phasen, umzuschalten. Wenn die dadurch entstehende Wellenform mit einer
Sinuswelle mit gleicher Frequenz multipliziert wird, werden zwei
Komponenten erzeugt: eine Cosinus-Wellenform mit der doppelten Frequenz
der empfangenen Frequenz und ein frequenz-unabhängiger Anteil, dessen Amplitude
proportional zum Cosinus der Phasenverschiebung ist. Ein Ausfiltern
der Größe mit höherer Frequenz
ergibt die Original-Modulationsdaten vor der Übertragung.
-
Die
Quadratur-Phasenumtastung (QPSK) führt das Konzept von PSK eine
Stufe weiter. Die Anzahl der Phasenverschiebungen ist nicht auf
nur zwei Zustände
beschränkt.
Mit QPSK durchläuft der
Träger
vier Phasenänderungen
und kann somit eine Gruppe von 4 Binär-Datenbits darstellen, bekannt
als ein Symbol. Die Phasenverschiebung auf einem Träger kann
in eine variierende Ausgangsspannung demoduliert werden, indem der
Träger
mit einer Sinuswelle von einem lokalen Oszillator multipliziert
wird und der Hochfrequenz-Anteil herausgefiltert wird. Unglücklicherweise
ist die Phasenverschiebung auf zwei Quadranten begrenzt; eine Phasenverschiebung
von π/2
kann nicht von einer Phasenverschiebung von –π/2 unterschieden werden. Deshalb
müssen
das Eingangssignal mit sowohl der Sinus- als auch der Cosinus-Wellenform
multipliziert, die hohe Frequenz herausgefiltert und die Daten rekonstruiert werden,
um in allen vier Quadranten vorhandene Phasenverschiebungen genau
zu dekodieren. Bei der Offset-Vierphasen-Phasenumtastung (OQPSK) werden
die I- oder P-Komponenten des Signals um eine halbe Symbolperiode
verzögert.
-
Techniken
zur vorwärts
gerichteten Fehlerkorrektur (FEC) werden verwendet, um eine Redundanz
in den übertragenen
Daten einzufügen,
und diese Redundanz ermöglicht,
dass die Originaldaten am Empfänger
im Falle von Störungen,
typischerweise bei niedrigen Signal-Rausch-Verhältnissen, wiederhergestellt
werden können.
Es besteht eine gegenseitige Abstimmung zwischen der Menge an Redundanz
in dem übertragenen
Signal und der Übertragungsrate
oder dem Signal-Rausch-Verhältnis.
-
Moderne
parallel-verknüpfte
Codes (Turbocodes), die für
die vorwärts
gerichtete Fehlerkorrektur verwendet werden, ermöglichen eine effiziente Funktion
bei sehr niedrigen Signal-Rausch-Verhältnissen. Ein Turbokodierer
besteht aus einer Kombination aus zwei einfachen Kodierern. Die
Eingabe ist ein Block von k Informationsbits. Die zwei Kodierer erzeugen
gleichwertige Symbole mittels zwei einfachen rekursiven Faltungscodes,
die jeweils eine kleine Anzahl von Zuständen aufweisen. Ein Interleaver vertauscht
die ursprünglichen
k Informationsbits vor der Eingabe in den zweiten Kodierer. Die
Permutation P ermöglicht,
dass eingegebene Sequenzen, für die
ein Kodierer geringgewichtete Codewörter erzeugt, den anderen Kodierer
veranlassen, hochgewichtete Codewörter zu erzeugen. Somit ist,
auch wenn die einzelnen Codes jeweils schwach sind, die Kombination
sehr leistungsstark.
-
Drahtlose
digitale Kommunikationsempfänger
und digitale Kommunikationsempfänger
für das Durchlassband-Festnetz
integrieren typischerweise Zeitablauf, Frequenz und Phasennachführungsfunktionen,
wonach eine vorwärts
gerichtete Fehlerkorrektur (FEC) Kodierung erfolgt, um die Originaldaten wiederherzustellen.
Diese Funktionen werden in den meisten aktuellen Empfängern unter
Verwendung von digitalen Signalverarbeitungstechniken ausgeführt.
-
Am
Empfänger
müssen
die Zeitablauf-, Frequenz- und Phasenbestimmungsaufgaben bzw. Phasenschätzungsaufgaben
durchgeführt
werden, um die Originaldaten wiederherzustellen. Diese Aufgaben
können
entweder nacheinander oder gemeinsam ausgeführt werden, mit gleichzeitiger
Bestimmung von vielen Parametern. Eine Anzahl von Phasennachführungstechniken
wurden für
die linear modulierte Durchlassband-Kommunikation entwickelt. Siehe
z. B. Mengali, U. und D'Andrea,
A.N., Synchronization Techniques for Digital Receivers, Plenum Press,
New York, 1997; und Meyr, H., Moeneclaey, M., Fechtel, S.A., Digital
Communications Receivers: Synchronization, Channel Estimation, and
Signal Processing, John Wiley & Sons,
Inc., New York, 1998. Diese Techniken können allgemein in zwei Klassen
unterteilt werden: Rückkopplungs-
und Vorwärts-Phasenbestimmen bzw.
Phasenschätzen
(im Folgenden Phasenbestimmen).
-
Die
Rückkopplungs-Phasenbestimmer
führen
typischerweise eine schrittweise Verarbeitung pro Symbol durch:
für jedes
Symbol wird die vorhergehende Symbolphasenbestimmung verwendet,
um einen Phasenfehlerwert zu entnehmen, der dann tiefpassgefiltert
wird. Die Ausgabe des Tiefpassfilters wird verwendet, um die vorhergehende
Symbolphasenbestimmung zu aktualisieren. Für eine Phasenwiederherstellung
von linear modulierten Signalen ist der Phasenfehler-Wiederherstellungsvorgang
so ausgelegt, dass die Wirkung der Signalmodulation auf die Phasenfehlerbestimmung
minimiert wird. Zwei übliche
Methoden sind die Verwendung von Phasenfehlerdetektoren mit Entscheidungsausrichtung
oder maximaler Wahrscheinlichkeit.
-
Die
Vorwärts-Phasenbestimmer
führen
modulationsabhängige
mathematische Operationen an den Symbolen durch, um die Wirkung
der Modulation ohne die Anwendung einer aktuellen Phasenbestimmung
zu entfernen. Die Ausgangsmengen dieses Vorgangs werden geglättet, nachfolgend
wird ein rückgekoppeltes
Phase-Unwrapping durchgeführt (falls
erforderlich). Schließlich
werden die Phasenbestimmungen aus den geglätteten Mengen entnommen, die
das Phase-Unwrapping durchlaufen haben. Durch mit Quadratur-Phasenumtastung
(QPSK) modulierte Signale können
z. B. komplexe Basisbandsymbole zur vierten Potenz erhöht werden,
um die Wirkung der Modulation zu entfernen. Die Mengen vierter Potenz
werden geglättet
und der Phasenwinkel wird entnommen; nachfolgend wird ein Phase-Unwrapping angewandt.
Die Phasenbestimmungen können
dann als ein Viertel der vom Phase-Unwrapping ausgegebenen Phasenwinkel
gebildet werden.
-
Die
Fehlerratenleistung eines typischen digitalen Kommunikationssystems
wird üblicherweise durch
die Leistung des Vorwärts-Fehlerkorrekturcodes
beschränkt;
andere Demodulationsfunktionen, wie Phasennachführung/-bestimmung führen relativ kleine
Verluste von der Fehlerrate ein, die von FEC bei einem vorgegebenen
Signal-Rausch-Verhältnis (SNR)
auf einem mit zusätzlichen
weißem Gauß'schen Rauschen beaufschlagten
Kanal bereitgestellt werden kann.
-
Das
Dokument Pooi Yuen Kam u.a., Optimum Symbol-By-Symbol Detection
of Uncoded Digital Data Over the Gaussian Channel with Unknown Carrier
Phase, IEEE Transations on Communications, August 1994, Band 42,
Nr. 8, Seiten 2543–2552, offenbart,
dass beim Erfassen eines bestimmten Symbols die Gesamtheit der Signale,
die über
alle verbleibenden Symbolintervalle empfangen wird, in der Bestimmungsfunktion
verwendet wird, um die a posteriori oder konditionelle Wahrscheinlichkeits-Dichtefunktion
der Trägerphase
in dem betroffenen Intervall zu berechnen.
-
Fortschritte
in der Vorwärts-Fehlerkorrekturkodierung,
wie parallel verknüpfte
(Turbo) und seriell verknüpfte,
Faltungscodes und Paritätscheckcodes mit
geringer Dichte, zusammen mit iterativen Decodiertechniken, haben
eine Kommunikation mit größerer Leistungseffizienz
als früher
erreichbar ermöglicht.
Mit dem verringerten, minimal arbeitenden SNR, den dies mit sich
bringt, muss auch die Phasennachführungskomponente des Demodulators
zu einer verbesserten Leistung in der Lage sein. Ansonsten kann
die Phasennachführung
der einschränkende
Faktor in der Verbindungsfehlerratenleistung werden und der Vorteil
der verbesserten Leistung der FEC-Codes kann nicht erzielt werden.
-
Die
vorliegende Erfindung ist eine Verbesserung der Standard-Phasennachführungsverfahren, welche
einen verbesserten Phasenjitter und eine verbesserte Phasenschlupfratenleistung
bei hohen Phasenrauschen oder Mobilkanalbedingungen erzielt.
-
Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Verfahren zur Phasennachführung eines empfangenen linear
modulierten Trägers,
der eine Sequenz von Symbolen überträgt, bereitgestellt,
umfassend: Speichern einer Eingangssequenz der Symbole in einer
Verzögerungsleitung;
Erfassen des Phasenfehlers eines aktuellen Symbols in einem Phasenregelkreis;
und Aktualisieren des Phasenfehlers, der in diesem Phasenregelkreis
erfasst wurde, um erfasste Phasenfehler zukünftiger Symbole relativ zu
dem aktuellen Symbol zu berücksichtigen.
-
Die
Erfindung ist anwendbar auf alle linear modulierten Träger, wie
ein phasenmodulierter Träger,
ein amplitudenversatzmodulierter Träger, oder ein quadraturamplitudenmodulierter
Träger.
Ein besonders geeignetes Beispiel ist OQPSK (Offset-Quadratur-Phasenumtastung).
-
Die
erfassten Phasenfehler basieren vorzugsweise auf der Phasenbestimmung
des Symbols, das dem aktuellen Symbol vorausgeht. Dieses kann zur
Eingabe in die Phasenfehlerdetektoren in eine komplexe Darstellung
umgewandelt und mit Eingangssignalen von der Verzögerungsleitung
multipliziert werden.
-
Die
Phasenfehlerdetektoren sind vorzugsweise nach dem Prinzip der größten Wahrscheinlichkeit
arbeitende Phasenfehlerdetektoren (Maximum-Likelihood-Detektoren),
auch wenn andere Arten von Phasenfehlerdetektoren eingesetzt werden können.
-
Ein
neuer Aspekt der Erfindung ist, dass sie die berechneten Phasenfehler „zukünftiger" Symbole berücksichtigt.
Da die Erfindung offensichtlich nicht in die Zukunft blicken kann,
bedeutet dies in der Praxis, dass eine Sequenz von N + 1 Symbolen
in einer Verzögerungsleitung
gespeichert wird, und das gerade verarbeitete „aktuelle Symbol" immer einige Symbole hinter
dem Symbol ist, das zu irgendeinem Zeitpunkt tatsächlich in
den Phasennachführer
eingegeben wird. Indem man die Phasenbestimmung des aktuellen Symbols
teilweise auf die Phasenfehler der nächsten N zukünftigen
Symbole stützt,
kann eine verbesserte Genauigkeit bei sehr geringen Signal-Rausch-Verhältnissen
erzielt werden.
-
In
einem bevorzugten Aspekt der Erfindung wird die beim letzten Symbol
berechnete Phasenbestimmung verwendet, um den Phasenfehler der nächsten N
Symbole zu bestimmen. Der Ausgang eines Tiefpassfilters, ausgegeben
in einen Phasenregelkreis, wird unter Verwendung des aktuellen Symbolphasenfehlers
aktualisiert. Dann wird eine Aktualisierungsmenge als die Summe
der Tiefpassfilterausgabe multipliziert mit einer Verstärkungskonstanten
und der gewichteten Summe der berechneten nächsten N Phasenfehler gebildet.
-
Genauer
gesagt ist die Modulation in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung die Offset-Quadratur-Phasenumtastung (OQPSK). In diesem Fall
umfasst das Verfahren der Erfindung die folgenden Schritte:
- 1. Korrigieren der Phase von N + 1 aktuellen
und zukünftigen
Symbolen unter Verwendung der aktuellen Phasenbestimmung;
- 2. Berechnen von N + 1 aktuellen und zukünftigen Phasenfehlerfehlern
als u(k) = Re(x(k))Im(x(k)) – Re(x(n + ½))Im(x(n + ½)),wobei
x(n) die Symbolsequenz ist, n der Symbolindex ist, und die Zeitmomente
n und n + ½ mit den
I- bzw. Q-Übertragungen
synchronisiert sind (Re() und IM() stellen die realen und imaginären Teile
der Phasenbestimmung dar);
- 3. Zuführen
des aktuellen Phasenfehlers in einen Filter;
- 4. Berechnen einer geglätteten
Phasenfehlerschätzung
als die gewichtete Summe der Filterausgabe und der N zukünftigen
Bestimmungen;
- 5. Multiplizieren der Fehlerbestimmung mit einer Verstärkung und
Hinzufügen
desselben zur aktuellen Phase, um die nächste Phase zu erhalten; und
- 6. wenn die letzten N Symbole in dem Paket noch nicht erreicht
wurden, Fortfahren mit dem nächsten
Symbol. Wenn das Nte zukünftige
Symbol das letzte in dem Paket ist, Umschalten auf einen herkömmlichen
Phasennachführer.
Für diesen
Phasennachführer,
Verwenden des gleichen Filters, wobei der Ursprungszustandsvektor
unverändert bleibt.
Dies entspricht der Einstellung der Gewichtungen für die N
zukünftigen
Schätzungen
auf Null.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt sieht die Erfindung eine Vorrichtung zur Phasennachführung eines
empfangenen linear modulierten Trägers, der eine Sequenz von
Symbolen überträgt, vor,
umfassend eine Verzögerungsleitung
mit einer Vielzahl von Verzögerungselementen
zum Speichern einer Eingangssequenz der Symbole; einen Phasenregelkreis mit
einem Phasenfehlerdetektor zum Erfassen des Phasenfehlers eines
aktuellen Symbols; eine Anordnung zusätzlicher Phasenfehlerdetektoren
zum Erfassen der Phasenfehler der nächsten N Symbole relativ zu
dem aktuellen Symbol; und einen Aktualisierer zum Aktualisieren
des Phasenfehlers, der in dem Phasenregelkreis erfasst wurde, um
erfasste Phasenfehler der nächsten
N Symbole zu berücksichtigen.
-
Der
Aktualisierer umfasst vorzugsweise einen Addierer, zu dem die gewichtete
Summe der zusätzlichen
Phasenfehlerdetektoren hinzuaddiert wird.
-
Die
Erfindung wird nun im Wege eines Beispiels unter Bezugnahme auf
die beigefügten
Zeichnungen genauer beschrieben, in denen
-
1 ein
Blockdiagramm eines digitalen Satellitenkommunikationssystems ist;
-
2 ein
Blockdiagramm einer möglichen beispielhaften
Implementierung eines digitalen Durchlassband-Kommunikationssystems ist;
-
3 ein
genaueres Blockdiagramm eines Phasennachführers gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist;
-
4 ein
Flussdiagramm ist, das die Funktionsweise des Phasennachführers darstellt;
-
5 eine
willkürliche
Graphik von Phase gegenüber
Zeit ist; und
-
6 eine
Graphik ist, die die Verbesserung der Leistung eines Phasennachführers gemäß der Erfindung
zeigt.
-
Das
in 1 gezeigte digitale Satellitenkommunikationssystem
ist eine typische Anwendung für die
vorliegende Erfindung. Es könnte
z. B. das GlobalwareTM Teileverfolgungssystem
sein. Nutzeranwendungen 10 kommunizieren mit mobilen Terminals in
Lastwagen 20 über
einen Kommunikationssatelliten 18 in einem Erdsynchronorbit.
Typischerweise senden die Nutzeranwendungen, die webbrowser-basiert
sein können,
Textmitteilungen, die an das Paketverarbeitungs- und Netzwerkoperationszentrum 12 weitergeleitet
werden, wo sie verarbeitet werden und zu Frequenzeinheiten 14 weitergeleitet
werden. Diese erstellen ein phasenmoduliertes Zwischenfrequenzsignal 15,
das zur Bodenstation 16 geleitet wird, um über eine
HF-Verbindung zum Satelliten 18 übertragen zu werden, um eine
Rückleitung
zu den mobilen Terminals in den Lastwagen 20 zu erhalten.
-
Die
mobilen Terminals in den Lastwagen 20 empfangen außerdem Positionssignale
von GPS-Satelliten 21. Diese Informationen werden zur Bodenstation 16 übertragen,
um dem Anwender zu ermöglichen,
die Aufenthaltsorte der Lastwagen 20 zu kennen.
-
Die
Daten sind in Paketen verkapselt, die unter Verwendung eines TDMA-Protokolls
(TDMA – Zeitmultiplexverfahren) übertragen
werden. Am Empfänger
muss das übertragene
Signal demoduliert und decodiert werden, um die Originaldaten zu entnehmen.
-
2 ist
ein genaueres Blockdiagramm, das die wichtigen Einzelheiten eines
typischen Kommunikationssystems von der Datenquelle 22 zur
Datensenke 50 zeigt. Weitere Einzelheiten eines solchen Systems
sind in den oben genannten Referenzen beschrieben. Viele andere
Techniken sind möglich,
wie der Fachmann auf dem Gebiet anerkennen wird.
-
Die
Originaldaten von der Datenquelle 22 werden zum FEC-Codierer 24 übertragen,
z. B. einem Turbo-Codierer. Die kodierten Daten werden dann zur
Einheit 26 gesandt, um den Wellenform-Overhead einzufügen. Diese
Einheit entfernt bestimmte Phasenunklarheiten, die im empfangenen Signal
vorhanden sind. Nach der Durchlassband-Modulation in der Einheit 28 wird
das Signal vom Sender 30 zum Satelliten übertragen.
-
Das übertragene
Signal wird an den mobilen Terminals vom Empfänger 32 empfangen,
in Abhängigkeit
von Kanalstörungen
einschließlich
thermischer Störungen,
Phasenstörungen,
Kanalfading und Schwankungen, die durch Kanalmobilität erzeugt werden.
Das empfangene Signal wird zu einer Abtasteinheit 34 übertragen,
um eine digitalisierte Version des empfangenen Signals zu erhalten,
typischerweise nach der Abwärtswandlung.
Das abgetastete Signal wird dann nacheinander zu einer Grobzeitablauf-
und Frequenzbestimmungseinheit 36, einem abgestimmten Filter 38,
einer Feinzeitablaufbestimmungs- und Korrektureinheit 40 und
einer Feinfrequenzbestimmungs- und Korrektureinheit 42,
einer Phasennachführungs-
und Korrektureinheit 44, einer Entnahmeeinheit 46 für bewertende
Entscheidungen und eine FEC-Dekodiereinheit 48 übertragen.
-
Die
Erfindung beschäftigt
sich mit der Phasennachführungs-
und Korrektureinheit 44, die genauer in 3 gezeigt
ist. Diese Figur zeigt eine Phasennachführung für OQPSK (Offset-Quadraturphasenmodulation),
auch wenn es selbstverständlich ist,
dass andere Formen der Phasenmodulation in dieser Erfindung eingesetzt
werden können,
oder sogar andere Formen der linearen Modulation. Die Phasennachführung filtert
niedrige Frequenzphasenschwankungen aufgrund von thermischen Störungen,
Bewegung des mobilen Terminals usw. aus und ermöglicht, dass die Daten von
der Trägerwellenform wiederhergestellt
werden.
-
Das
Funktionsprinzip der neuartigen Phasennachführung wird besser unter Bezugnahme
auf 5 verständlich.
Ein herkömmlicher
Phasennachführungs-Regelkreis
bestimmt die Phase eines Abtastwerts zum Zeitpunkt n aus einer Reihe
vergangener Abtastwerte n – 1,
n – 2,
n – 3
usw. Die Phasennachführung
kann zu Beginn mit einem geschätzten Wert „gefüttert" werden, oder kann
einfach auf einen zufälligen
Anfangswert gesetzt werden und allmählich in die Phasenangleichung
kommen. Der Phasenfehler wird dann gemessen und die Iteration entlang der
Kurve, welche die Phase darstellt, wiederholt. In der herkömmlichen
Phasennachführung
liegt das aktuelle Symbol n am äußersten
Ende des betrachteten Segments. In Übereinstimmung mit den Prinzipien der
Erfindung zieht die Phasenschätzung auch „zukünftige" Phasenschätzungen
bei Abtastwerten n + 1, n + 2, n + 3 usw. in Betracht. Dies ergibt
eine viel bessere Phasenschätzung,
da der „aktuelle" Abtastwert tatsächlich am
mittleren Abtastwert in dem interessierenden Segment liegt, statt
an einem äußersten
Ende. Das Mitteln kann somit auf beiden Seiten des interessierenden
Abtastwerts durchgeführt
werden. Natürlich
kann das System, wie oben angemerkt, nicht tatsächlich in die Zukunft sehen,
aber ein gleichwertiger Effekt wird erzielt, indem eine Reihe von
Abtastwerten in einer Verzögerungsleitung
gespeichert wird und ein Abtastwert mehrere Abtastwerte nach dem
aktuell eingegebenen Abtastwert verarbeitet wird.
-
Die
Erfindung ermöglicht
außerdem
eine Erhöhung
der Anzahl von Abtastwerten, die verwendet werden, um eine Phasenbestimmung
zu berechnen, ohne die auftretende Verzögerung zu erhöhen, wenn die
Anzahl der vergangenen Abtastwerte, die zur Berechnung der Phasenschätzung verwendet
werden, erhöht
wird.
-
Zusätzlich minimiert
die Wiederberechnung des Phasenfehlers bei jeder Iteration für alle zukünftigen
Abtastwerte den Phasenfehler, was die Leistungsfähigkeit des Signal-Rausch-Verhältnisses
verbessert.
-
Die
Verarbeitung wird auf einer Paket-für-Paket-Basis durchgeführt. Die
Nachführung
wird unabhängig
auf die erste Hälfte
und die zweite Hälfte
des Pakets angewandt. Die Funktionen der ersten Hälfte sind
zeitlich umgekehrt in Bezug auf die zweite Hälfte.
-
Bezugnehmend
auf 3 empfängt
eine Reihe von Verzögerungseinheiten 60, 62, 64, 66, 68 Eingaben
x(nT), x((n + ½T)
entsprechend den I- und Q-Komponenten des empfangenen Signals, wobei
T die Symbolperiode und n eine Ganzzahl ist. Die Ausgaben der Verzögerungseinheiten 60, 62, 64, 66, werden zu
den entsprechenden Eingängen
der entsprechenden Paare von komplexen Multiplizierern 70, 72, 74, 76 und 78 übertragen,
deren Ausgaben in Phasenfehlerdetektoren 80, 82, 84, 86 und 88 eingegeben
werden.
-
Die
Ausgaben der Phasenfehlerdetektoren 80, 82, 84 und 86 werden
durch Gewichtungen W1...W4 mit den Hilfsverstärkern 106, 108, 110, 112 gewichtet,
im Addierer 90 summiert und zu einem herkömmlichen
Phasenregelkreis-Phasennachführer 92 übertragen,
der genauer in den oben genannten Referenzen beschrieben ist, nachdem
sie durch den Verstärkung
einstellenden Verstärker 114 gelaufen sind,
der die Verstärkung
um einen Faktor G2 anpasst.
-
Der
Phasenregelkreis-Phasennachführer 92 umfasst
einen Phasenfehlerdetektor 88, einen Tiefpassfilter 94,
einen Verstärkungseinsteller 95,
einen Addierer 96, ein Einsymbol-Verzögerungselement 98 und
einen Phasenkorrigierer 100.
-
Die
Ausgaben des Phasenkorrigierers 100 bilden die zweiten
Eingaben an die Multipliziererpaare 78, 76, 74, 72 und 70,
und auch an die Multiplizierer 102, 104, welche
die Ausgangssignale y(nT) und y(n + ½T) bereitstellen, welche
die Daten darstellen. Die Multiplizierer 102, 204 multiplizieren
die um ein Symbol verzögerten
Eingangssignale mit der komplexen Darstellung der umgekehrten aktuellen
Phase, um den Träger
wirksam von den Eingangssignalen zu entfernen und somit die Daten
auszugeben.
-
Die
Ausgabe des Verzögerungselements 98 stellt
die Phasenbestimmung des aktuellen Symbols dar. Dies ist ein reeler
Wert. Der Phasenkorrigierer 100 konvertiert diesen in eine
komplexe Größe mit realer
und imaginärer
Komponente zur Eingabe in die komplexen Multiplizierer 70, 72, 74, 76, 78,
welche die umgekehrte Phase der Ausgabe des Verzögerungselements 98 darstellen.
Die komplexen Multiplizierer multiplizieren die aktuellen Signale
mit den Phasenbestimmungen für
eine Eingabe in die Phasenfehlerdetektoren 80, 82, 84, 86,
welche die Phasenfehlerbestimmung für die nächsten N zukünftigen Symbole
(4 in diesem Ausführungsbeispiel)
erzeugen.
-
Die
Ausgabe des Verzögerungselements 98 wird
zur Ausgabe des Verstärkung
einstellenden Verstärkers 95 hinzuaddiert,
so dass der vom Verstärker 95 ausgegebene
Phasenfehler am Ausgang des Verzögerungselements 98 in
eine tatsächliche
Phasenbestimmung umgewandelt wird. Zum Beispiel ist zu jedem beliebigen
Zeitpunkt, wenn die vom vorherigen Abtastwert entnommene bestimmte
Phase eine Zahl p war und der für
den aktuellen Abtastwert erfasste Phasenfehler +r ist, die neue,
vom Addierer 96 ausgegebene Phasenbestimmung p + r, da
der Fehler zu der vorherigen Phasenbestimmung addiert (oder davon
subtrahiert) werden muss, um die neue Phasenbestimmung zu erhalten.
-
Die
Eingangs- und Ausgangssequenzen x und y werden durch den Symbolindex
n indiziert. Der Zeitablauf des Signals wird vor der Phasennachführung wiederhergestellt
und das Signal wird durch herkömmliche
Verfahren, die den Fachleuten auf dem Gebiet bekannt sind, an zwei
komplexen vorzeichenbehafteten Null-Mittel-Abtastwerten pro Symbol
in eine komplexe Basisbanddarstellung umgewandelt.
-
Es
wird angenommen, dass Zeitablaufschätzung und -korrektur so an
der empfangenen Wellenform stattgefunden hat, dass die Abtastwerte
zum Zeitpunkt t = nT (wobei T die Symbolperiode ist) zeitlich zu
dem empfangenen gleichphasigen Bitstrom zugeordnet sind, während die
Abtastwerte bei t = (n + ½)T
zu dem empfangenen Quadraturbitstrom zugeordnet sind, der um ein
halbes Symbol verzögert ist.
Die Ausgangssequenz ist eine Anordnung von zeitverzögerten,
phasenkorrigierten komplexen Wellenformabtastwerten, aus denen bewertende
Bitentscheidungen direkt entnommen werden können. Die Phasenbestimmung ϕ wird
auf einer Pro-Symbol-Basis berechnet. Da die Phasenbestimmung um
ein Symbol verzögert
ist, wird die Ausgangssequenz y durch Anwenden der Phasenkorrektur
auf die Abtastwertsequenz, die um ein weiteres Symbol verzögert ist,
erzeugt, um eine korrekte Zeitzuordnung bereitzustellen.
-
Eine
Anzahl von verschiedenen Phasenfehlerdetektoren kann in der OQPSK-Nachführung verwendet
werden. Eine gute Wahl für
einen niedrigen Signal-Rausch-Betrieb ist der nach dem Prinzip der größten Wahrscheinlichkeit
arbeitende Phasendetektor (Maximum-Likelihood-Phasendetektor). Die Ausgabe
dieses Phasendetektors wird mit der folgenden Gleichung berechnet: e(nT)=re(z((n)T))im(z((n)T)) – re(z((n + ½)T))im(z((n + ½)T))
-
Alternativ
könnte
z. B. ein entscheidungsgerichteter Phasenfehlerdetektor verwendet
werden.
-
In
dieser Gleichung ist die Sequenz z die Eingabe in einen bestimmten
Phasenfehlerdetektor. Diese ist eine abgetastete OQPSK-Wellenform
der gleichen Form und Zeitzuordnung wie x und y in der 3 (zwei
komplexe Basisband-Abtastwerte pro Symbol). Die Sequenz e(nT) ist
der Phasenfehler, berechnet einmal pro Symbol.
-
Die
Wahl der Verstärkungskonstanten
G1 und G22, die Anzahl der Gewichtungen
N und Gewichtungen wk, k = 1 ... N, hängt von
der besonderen Anwendung ab. Eine natürliche Wahl für die Gewichtungskoeffizienten
ist durch die Impulsantwort des Tiefpassfilters gegeben, der in
dem herkömmlichen PLL-Phasennachführungsbereich
der Erfindung enthalten ist. Wenn z. B. die Impulsreaktion des Tiefpassfilters
[1, 0,9, 0,8, 0,5, 0,2, 0, 0, 0 ...] war, können die Gewichte für N = 4
als 0,9, 0,8, 0,5, 0,2 gewählt werden.
Auf diese Weise bietet die Kombination des Tiefpassfilters und der
vorausschauend gewichteten Summe bei gleichen Zugewinnkonstanten
G1 und G2 eine Pseudoglättungsoperation
der Phasenfehler, bei der auf das aktuell zu verarbeitende Symbol
in der Mitte ist. Dies ist keine wirkliche Glättungsoperation, da der vorausschauende
Satz von Phasenfehlern, die in der gewichteten Summe verwendet werden,
bei jedem Symbol neu berechnet wird.
-
Die
empfangenen Symbole werden durch die Verzögerungsleitung mit den Einheiten 60, 62, 64, 66, 68 verschoben.
Das „aktuelle" Symbol wird in der Verzögerungseinheit 68 gespeichert.
Dies ist in Wirklichkeit nicht das Symbol, das aktuell eingegeben wird,
da die Verarbeitung nach einer 4-Symbol-Verzögerung stattfindet,
damit die Phasenbestimmung die Phasenbestimmungen der „zukünftigen" Symbole berücksichtigen
kann. Wie in 4 gezeigt, wird im Schritt 122 die
Phase des aktuellen Symbols n in der Verzögerungseinheit 68 in
dem Phasenfehlerdetektor 88 des Phasenregelkreises 92 unter
Verwendung der berechneten Phasenbestimmung des letzten Symbols
n – 1
bestimmt. Im Schritt 124 wird dieser berechnete Phasenfehler
verwendet, um die Ausgabe des Tiefpassfilters 94 zu aktualisieren,
die dann mit der Verstärkungskonstanten
G1 multipliziert wird.
-
Es
ist selbstverständlich,
dass ein Übertragungsburst
im Speicher gespeichert werden kann, und die Abtastwerte, die zeitweise
nacheinander aus dem Speicher ausgelesen werden, mit den Symbolen
korreliert sind. Die Verarbeitung muss nicht unbedingt in Echtzeit
stattfinden.
-
Als
Nächstes,
im Schritt 126, bestimmen die Phasenfehlerdetektoren 80, 82, 84, 86 die
Phasenfehler der nächsten
N Symbole, n + 1 ... n + N, unter Verwendung der Phase, die für das letzte
Symbol n – 1
berechnet wurde. Diese Ausgaben werden dann mit den Gewichtungskonstanten
W,... W4 multipliziert, im Addierer 90 aufaddiert, und
durchlaufen den Verstärker 114,
um mit der Verstärkungskonstanten G2
multipliziert zu werden. Die Ausgabe des Verstärkers 114 wird dann
im Schritt 128 zur Ausgabe des Tiefpassfilters 94 nach
der Zugewinnanpassung und der Ausgabe der Verzögerungseinheit 98 hinzuaddiert.
-
Im
nächsten
Schritt 130 wird eine Entscheidung getroffen, ob das Nte
Symbol das letzte Symbol in dem Paket ist. Wenn ja, schaltet das
System auf herkömmliche
Verarbeitung um und setzt die Filtergewichtungen W1 bis W4 auf Null.
Wenn nicht, geht die Verarbeitung weiter. Das System beendet die
Verarbeitung im Schritt 134, wenn alle Symbole in dem Paket
verarbeitet wurden.
-
Wenn
die letzten N Symbole des Pakets erreicht wurden, schaltet die Nachführung auf
herkömmlichen
Modus. Der gleiche Filter wird verwendet, wobei der ursprüngliche
Zustandsvektor unverändert
bleibt. Dies ist äquivalent
zu der Einstellung der Gewichtungen für die N zukünftigen Bestimmungen auf Null.
-
Die
Ausgangssequenz y wird erzeugt, indem die Phasenkorrektur in der
Einheit 100 auf die Abtastwertsequenz, die um ein weiteres
Symbol verzögert ist,
angewandt wird, um einen korrekten Zeitabgleich bereitzustellen.
-
Der
Nutzen, der durch das beschriebene Phasennachführungsverfahren erzielt werden
kann, wurde für
simulierte Burstpaketübertragungen
in einer speziellen Anwendung bestimmt. Die übertragenen Pakete waren 450
Symbole lang, moduliert als 900 Symbol pro Sekunde OQPSK. Root-raisedcosine
pulse shaping mit einer Überschuss-Bandbreite von
1,0 wurde verwendet. Das Paket umfasste eine eindeutige 40-Symbol- Wortsequenz, die
festgelegt wurde und sowohl dem Sender als auch dem Empfänger bekannt
war. Das eindeutige Wort ist für
Grobzeit- und Frequenzwiederherstellung sowie die Bestimmung einer
Anfangsphase für
die Phasennachführung
vorgesehen.
-
Die
Pakete wurden über
einen simulierten gestörten
Kanal übertragen.
Die angewandten Kanalstörungen
bei jedem Paket waren:
Rician-Abblendung mit einer Abblendungsbandbreite von
90 Hz und einem Träger-zu-Multipfad-Verhältnis von
13 dB ein normal verteilter, zufälliger
Anfangsphasenfehler mit einer Standardabweichung von 0,17 Radiant.
Dies war dazu gedacht, ursprüngliche Phasenschätzungsfehler
zu modellieren.
ein normal verteilter, zufälliger Anfangsphasenfehler mit
einer Standardabweichung von 0,6 Hz. Dies war dazu gedacht, den
verbleibenden Fehler nach der Frequenzbestimmung und – korrektur
zu modellieren.
eine normal verteilte, zufällige anfängliche Frequenzänderungsrate
mit einer Standardabweichung von 5,27 Hz/Sekunde. Dies war dazu
gedacht, die Wirkungen der Fahrzeugdynamik in dieser Anwendung zu
modellieren.
thermische Störung,
quantifiziert als die Symbolenergie zum Rauschleistungs-Dichteverhältnis (ES/N0).
-
Die
simulierte Leistung wurde über
einen Bereich von ES/N0 von –4 bis +4
dB bestimmt.
-
40.000
Pakete pro ES/N0-Wert
und pro Phasennachführungstechnik
wurden simuliert. Die Ergebnisse wurden als Bruchteil der Pakete
bestimmt, in denen eine oder mehrere Phasenverschiebungen auftraten.
Die Phasenverschiebungen wurden als ein Phasenfehler größer als π/2 Radiant
erfasst, erhalten für
zumindest 40 Symbole. Die Phasenverschiebungserfassung wurde unter
Verwendung der auferlegten Phasenverschlechterungen aufgrund der
Anfangsphase und der Frequenzfehler und dem Frequenzdrift durchgeführt, die
bekannte Größen in einer
Simulationsumgebung darstellten.
-
Die
Leistung wurde mit zwei Phasennachführungen bewertet:
einer
herkömmlichen
Phasennachführung
und der verbesserten Phasennachführung.
In der herkömmlichen
Phasennachführung
wurde die Verstärkung
G1 (siehe 2) auf 0,23 festgelegt. Der
Tiefpassfilter war als ein 36-tap finite Impulse response Filter
(Filter mit 36 Abgriffen (Koeffizienten) und einer endlichen Impulsantwort)
implementiert, wobei die Gewichtung jedes Abgriffs auf 1/36 festgelegt
wurde, was eine DC-Verstärkung von
0 dB ergab. In der verbesserten Phasennachführung waren die Verstärkungen
G1 und G2 (siehe 2) jeweils auf 0,23 festgelegt.
Der Tiefpassfilter war als ein 36-tap finite Impulse response Filter
implementiert, wobei die Gewichtung jedes Abgriffs auf 1/71 festgelegt
wurde. Die Anzahl der vorausschauenden Phasenfehlerdetektor-Abzweigstellen N
war 35. Die Summierungsgewichtungen W1 ... W35 (siehe 2)
wurden auf 1/71 festgelegt. Dadurch, dass die Tiefpassfilter-Abgriffsgewichtungen
und die Summierungsgewichtungnen alle auf 1/71 festgelegt wurden
und die Verstärkungskoeffizienten
G1 und G2 gleich waren, war der Nettoeffekt der gewichteten Summe
und des Tiefpassfilters eine Pseudoglättungsoperation mit einer Verstärkung von
0 dB.
-
Die
Arbeitsleistung ist in 6 gezeigt. Sie ist gegenüber ES/N0 in dB dargestellt.
Die obere Darstellung zeigt die Paket-Phasenversatzrate mit der herkömmlichen
Phasennachführung,
während
die untere Darstellung die Paket-Phasenversatzrate mit der verbesserten
Phasennachführung
zeigt. Es sei angemerkt, dass eine weitere Verbesserung der Phasenversatzrate
erreicht werden kann, da die verbesserte Phasennachführung eine
Steigerung der effektiven Regelkreisverstärkung (G1 und G2) ermöglicht, während der
Phasenjitter konstant gehalten wird.
-
Es
wird von den Fachleuten auf dem Gebiet anerkannt werden, dass die
Funktionen, die in den in den Zeichnungen dargestellten Blöcken beschrieben sind,
sehr einfach in einen digitalen Signalprozessor implementiert werden
können.