DE60035269T2

DE60035269T2 - Verfahren und apparat zur bestimmung von kanalbedingungen in drahtlosen kommunikationssystemen

Info

Publication number: DE60035269T2
Application number: DE60035269T
Authority: DE
Inventors: Jack M. San Diego HOLTZMAN
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-04-29
Filing date: 2000-05-01
Publication date: 2008-02-21
Anticipated expiration: 2020-05-02
Also published as: BR0010011A; EP1173959A1; CN1238999C; AU4695200A; ATE365414T1; JP2003514408A; DE60035269D1; KR100748286B1; KR20020038577A; HK1043894A1; EP1173959B1; US6393257B1; CN1349699A; WO2000067439A1

Description

I. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf Kommunikationssysteme. Spezieller bezieht sich die Erfindung auf Verfahren und Vorrichtungen zum Verbessern des Empfangs und der Decodierung von Signalen, die mit Turbo-Codes codiert werden.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Drahtloskommunikations-Signale leiden gewöhnlich unter mehr Interferenz und Rauschen als drahtgebundene Kommunikationen. Zusätzlich gibt es die Notwendigkeit, zahlreiche Kanäle über eine gegebene Bandbreite zur Verfügung zu stellen. Infolgedessen wurden zahlreiche Codierungstechniken, wie z. B. Codemultiplexvielfachzugriff (Code Division Multiplex Access, CDMA) entwickelt. CDMA-Techniken in einem Kommunikationssystem werden , offenbart in U.S. Patent-Nr. 4.901.307 , mit dem Titel "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS," und U. S. Patent Nr. 5.103.459 , mit dem Titel "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", beide an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen.
CDMA-Modulationstechniken können Kapazitätsverbesserungen über andere Techniken, wie z. B. Zeitmultiplexvielfachzugriff (Time Division Multiple Access, TDMA) und Frequenzmultiplexvielfachzugriff (Frequency Division Multiple Access, FDMA), der zum Teil auf dem Gebrauch von orthogonalen Funktionen oder Codes durch CDMA basiert, hinaus bieten. Zusätzlich setzen CDMA-Empfänger Viterbi-Decodierer ein, die Viterbi-Algorithmen einsetzen, um Decodierung nach der maximalen Wahrscheinlichkeit bzw. Maximum Likelihood Decoding der empfangenen Signale durchzuführen.
Jedoch leidet selbst Viterbi-Decodierung unter Decodierungsfehlern, wenn Signale über einen verrauschten Kanal empfangen werden. Ein neues Co dierschema, das Turbo-Codes einsetzt, setzt eine Kombination aus zwei einfachen Codierern ein, die einen Block von K Informations-Bits empfangen und die Paritätssymbole aus zwei einfachen rekursiven Faltungscodes erzeugen, die jeweils eine geringe Anzahl von Zuständen haben. Die K Informations-Bits werden uncodiert zusammen mit den Paritätssymbolen über einen verrauschten Kanal geschickt. Wichtigerweise permutiert ein Interleaver bzw. Verschachteler die ursprünglichen K Informations-Bits, bevor solche Bits in den zweiten Codierer eingegeben werden. Die Permutation veranlasst einen Codierer, leichtgewichtige bzw. low-weight Codewörter zu produzieren, während der andere Codierer schwergewichtige bzw. high-weight Codewörter produziert. Der resultierende Code ist "Zufalls-" bzw. „Random"-Blockcodes mit K Informations-Bits ähnlich. Von Zufalls-Blockcodes ist bekannt, dass sie die Performanz-Obergrenze nach Shannon erreichen, wenn K groß ist, aber echte Zufalls-Blockcodes erfordern einen unverhältnismäßig teueren und komplizierten Decodierungsalgorithmus.
Beim Empfänger empfangen ein Paar einfache Decodierer, die iterative Maximum-a-posteriori-Algorithmen einsetzen, beide die ursprünglichen K Informations-Bits, zusammen mit einem der Sätze der Paritätssymbole von einem der zwei Codierer. Die Decodierer sind einzeln an die einfachen Codes angepasst, und jeder Decodierer schickt eine a-posterior-Wahrscheinlichkeitsschätzung der decodierten Bits zum anderen Decodierer, während die entsprechenden Schätzungen vom anderen Decodierer als eine a-priori-Wahrscheinlichkeit verwendet werden. Nicht gemeinsame bzw. ungewöhnliche Informations-Bits, die durch den verrauschten Kanal beschädigt wurden, sind für jeden Decodierer vorhanden, um die a-priori-Wahrscheinlichkeiten zu reduzieren, während die Decodierer Maximum-a-priori-Decodierungsalgorithmen verwenden, was die gleiche Anzahl von Zuständen wie der Viterbi-Algorithmus erfordert. Die beiden einzelnen Decodierer führen mehrere Iterationen durch, bis zufriedenstellende Konvergenz erreicht wird, bei welchem Punkt die finale Ausgabe eine hart-quantisierte Version der Wahrscheinlichkeitsschätzungen von einem der beiden Decodierer ist. Weitere Details über Turbo-Codes können zum Beispiel in "A Primer On Turbo Code Concepts," von B. Sklar, IEEE Communications Magazine, 35:12 (Dezember 1997) gefunden werden.
Akademische Ergebnisse haben gezeigt, dass Turbo-Codes das Potenzial haben, Informationsübertragung über einen verrauschten Kanal um einen großen Betrag zu verbessern, verglichen mit klassischem Viterbi-Decodieren, selbst Ergebnisse überraschend nahe an der theoretischen Shannon-Obergrenze. Leider gehen solche Ergebnisse von idealisierten Bedingungen beim Empfänger aus, an die man sich in der Praxis sehr schwer annähern kann. Eine problematische idealisierte Bedingung ist, dass vom Empfänger vorausgesetzt wird, dass er die Signal- und Rauschleistung auf einer symbolweisen Basis kennt. Dieses kann besonders schwierig sein, weil die Signale mit Informations-Bits multipliziert sind, was die Mittel oder die Durchschnitte der Signale Null sein lässt und somit übliche durchschnittsberechnende Verfahren für das Schätzen von Rauschleistung bzw. Signal Noise Power verbietet.
In einem Artikel mit dem Titel "SNR Mismatch And Online Estimation In Turbo Decoding," von T. Summers und S. Wilson, IEEE Transactions an Communications 46:4 (April 1998) bemerken die Autoren, dass interative Decodierung von Turbo-Codes, sowie anderer ähnlich verketteter Codierungsschemata, es erfordert, das Signal-Rauch-Verhältnis (Signal-to-Noise Ratio, SNR) des Kanals zu kennen, damit geeignetes Mischen der a-posteriori-Informationen der separaten Decodierer erzielt wird. In diesem Artikel studieren die Autoren die Empfindlichkeit der Decodiererperformanz auf Fehlabschätzung des SNR und schlagen ein Schema vor, welches vor der Decodierung das unbekannte SNR von jedem Codeblock schätzt. Dieses ist für den AWGN (Additives Weißes Gaußsches Rauschen) Kanal. Ein solcher Ansatz liefert jedoch nicht die individuellen Schätzungen des Signals und des Rauschens, die für Turbo-Codes in Kanälen mit Schwund bzw. Fading-Kanälen benötigt werden. In der Tat ist Turbo-Codierung ohne gute Kanalschätzung, viel weniger attraktiv, wenn nicht schlechter, wenn sie mit der herkömmlichen Viterbi-Decodierung eines Faltungscodes verglichen wird.
Weitere Aufmerksamkeit wird gelenkt auf einen Artikel von Valenti M.C. et al: „Performance of turbo codes in interleaved flat fading channels with estimated channel state information" VTC '98, 48'th IEEE VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE. PATHWAY TO GLOBAL WIRELESS REVOLUTION (CAT. NO. 98CH36151), Seiten 66–70, vol. 1, XP002146531 1998; New York, NY, USA, IEEE, USA ISBN: 0-7803-4320-4. Der Artikel beschreibt ein Verfahren zum Schätzen von Fading-Amplituden und Rauschvarianzen im Kontext eines Turbo-codierten Systems, das über korrelierte Kanäle mit flachem Schwund bzw. flat Fading mit Kanal-Interleaving bzw. –Verschachtelung und beidem, vollständiger und geschätzter, Kanalstatusinformation sendet.
Aufmerksamkeit wird auch gelenkt auf den Artikel von Valenti M.C. et al: "REFINED CHANNEL ESTIMATION FOR COHERENT DETECTION OF TURBO CODES OVER FLAT-FADING CHANNELS" ELECTRONICS LETTERS, GB, IEE STEVENAGE, Vol. 34, Nr. 17, 20. August 1998, Seiten 1648–1649, XP000853267 ISSN: 0013-5194. Der Artikel befasst sich mit Kanalstatusinformation, die für die kohärente Detektion und Decodierung von Turbo-Codes, die über Kanäle mit flachem Schwund bzw. flat Fading gesendet werden, benötigt werden. Eine Kanalschätz-Technik, passend für Turbo-Codes wird vorgestellt. Die Technik verwendet Pilotsymbole um initiale Kanalschätzungen zu erhalten und verfeinert die Schätzung nach jeder Iteration des Turbo-Decodierers.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Schätzen von Kanalbedingungen von empfangenen Signalen, gemäß Anspruch 1, und eine Vorrichtung zum Schätzen von Kanalbedingungen von empfangenen Signalen, gemäß Anspruch 12, zur Verfügung gestellt. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Die Erfinder haben durch Experimentieren gefunden, dass klassische Techniken für das Schätzen von Kanalbedingungen einen Performanzverlust auf grund der schlechten Performanz solcher Schätzungstechniken verursachen. Die Erfinder haben einen neuen Satz von Techniken für Signal- und Rauschleistungsschätzung gefunden, die nicht nur auf Turbo-Codes anwendbar sind, sondern auf Anwendungen in anderen Gebieten, in denen solch ein Typ der Schätzung gebraucht wird (z. B. Leistungssteuerung in CDMA-Telekommunikationssystemen, andere verkettete Codierungsschemata, usw.). Solche neue Techniken schätzen das Signal-Rausch-Verhältnis in empfangenen Signalen und liefern, wichtigerweise, Schätzungen von Signal und Rauschen separat und liefern dadurch wichtige Verbesserungen gegenüber dem Verfahren, das in dem Artikel von Summers und Wilson beschrieben wird. Darüber hinaus stellt ein Aspekt der Erfindung initiale Schätzungen des Signals und des Rauschens zur Verfügung, so wie z. B. durch Verwenden einer effizienten Kurvenanpassungs- bzw. Curve-Fitting-Technik. Danach wird die Energie der empfangenen Pilotsymbole verwendet, um eine feinere Schätzung des Signals und des Rauschens zur Verfügung zu stellen. So bewältigen Aspekte der vorliegenden Erfindung Probleme von Systemen des Stands der Technik und liefern zusätzlichen Nutzen, wie Fachleute aus der folgenden Diskussion verstehen werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Referenzzeichen gleiche Elemente. Um die Diskussion irgendeines bestimmten Elementes leichter identifizieren zu können, bezieht sich die höchstwertigste Ziffer in der Referenznummer auf die Nummer der Figur, in welcher dieses Element zuerst eingeführt wird (z. B. wird Element 204 zuerst eingeführt in 2 und wird mit Bezug auf 2 besprochen).
1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm einer drahtlosen Kommunikationssystems, welches die Erfindung einsetzt.
2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Sende/Empfangseinheit bzw. eines Transceivers in dem drahtlosen Kommunikationssystem der 1, in Übereinstimmung mit Ausführungsbeispielen der Erfindung.
3 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Empfängers im Transceiver der 2, in Übereinstimmung mit Ausführungsbeispielen der Erfindung.
4A ist ein Plot von Energie versus Symbolnummer für einen CDMA- Demodulator eines Mobiltelefons im direkt gespreizten bzw. direct spread Modus, der sich mit 3 km/h in einer klassischen Rayleigh-Fading-Umgebung bewegt und ein klassisches Verfahren des Schätzens der Energie pro Symbol verwendet.
4B ist ein Plot von Energie versus Symbolnummer für einen CDMA-Demodulator eines Mobiltelefons im direkt gespreizten bzw. direct spread Modus, der sich mit 3 km/h in einer klassischen Rayleigh-Fading-Umgebung bewegt und ein Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet.
4C ist ein Plot einer Referenzenergiekurve, die Energie pro Symbol in der Fading Umgebung von 4A und 4B zeigt.
5 ist ein Plot einer Funktion g (E(x²)/E(|x|).
6 ist ein vereinfachtes Flussdiagramm eines Prozesses zum Schätzen der Kanalperformanz, der durch den Empfänger der 3 durchgeführt wird.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Ein Kommunikationssystem und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren um Signalinterferenz in dem System zu kontrollieren bzw. zu steuern, wird hierin im Detail beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche spezifische Details vorgelegt, um ein vollständiges Verständnis der Erfindung zu ermöglichen. Ein Fachmann würde jedoch sofort erkennen, dass die Erfindung ohne diese spezifischen Details oder mit alternativen Elementen oder Schritten genutzt werden kann. In anderen Fällen werden weithin bekannte Strukturen und Verfahren nicht im Detail gezeigt, um zu vermeiden, die Erfindung unklar zu machen.
1 veranschaulicht ein exemplarisches zellulares Teilnehmer-Kommunikationssystem 100, das Vielfachzugriffs-Techniken wie CDMA für die Kommunikation zwischen Nutzern von Nutzerstationen (z. B. Mobiltelefonen) und Zellstandorten oder Basisstationen nutzt. In 1 kommuniziert eine mobile Nutzerstation 102 mit einer Basisstationssteuerung 104 durch eine oder mehrere Basisstationen 106a, 106b, usw. Ähnlich kommuniziert eine örtlich fixierte Nutzerstation 108 mit der Basisstationssteuerung 104, aber durch nur eine oder mehrere vorbestimmte und nahe liegenden Basisstationen, so wie die Basisstationen 106a und 106b.
Die Basisstationssteuerung 104 ist mit den Basisstationen 106a und 106b verbunden und beinhaltet typischerweise Schnittstellen und verarbeitende Schaltkreise um Systemsteuerung für die Basisstationen 106a und 106b zur Verfügung zu stellen. Die Basisstationssteuerung 104 kann mit anderen Basisstationen 106a und 106b verbunden sein und mit ihnen kommunizieren und kann möglicherweise sogar mit anderen Basisstationssteuerungen verbunden sein und mit ihnen kommunizieren. Die Basisstationssteuerung 104 ist mit einer Mobilvermittlungsstelle 110 verbunden, die wiederum mit einem Heimatregister bzw. Home Location Register 112 verbunden ist. Während der Registrierung jeder Nutzerstation 102 oder 108 zu Beginn jedes Anrufs, vergleichen die Basisstationssteuerung 104 und die Mobilvermittlungsstelle 110 von den Nutzerstationen 102 und 108 empfange Registrierungssignale mit Daten, die im Home Location Register 112 enthalten sind, wie im Fachgebiet bekannt. Weiche Übergaben bzw. Soft Handoffs können zwischen der Basisstationssteuerung 104 und anderen Basisstationssteuerungen stattfinden und können sogar zwischen der Mobilvermittlungsstelle 110 und anderen Mobilvermittlungsstellen stattfinden, wie es Fachleuten bekannt ist.
Wenn das System 100 Telefon- oder Datenverkehrsanrufe verarbeitet, stellt die Basisstationssteuerung 104 die drahtlose Verbindung mit der Mobilstation 102 und der örtlich fixierten Nutzerstation 108 her, unterhält und beendet diese, während die Mobilvermittlungsstelle 110 die Kommunikation mit einem öffentlichen Telefonvermittlungsnetzwerk (Public Switched Telephone Network, PSTN) herstellt, unterhält und beendet. Obwohl die unten stehende Diskussion sich auf Signale richtet, die zwischen der Basisstation 106a und der Mobilstation 102 übertragen werden, wird für Fachleute klar sein, dass die Diskussion in gleicher Weise auf andere Basisstationen und die örtlich fixierte Nutzerstation 108 zutrifft.
2 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Teils eines Transceivers 200 für die Verwendung in entweder der Basisstation 106a oder 106b oder in den Nutzerstationen 102 oder 108 in dem drahtlosen Kommunikationssystem 100 der 1, gemäß Ausführungsbeispielen der Erfindung. In dem Beispiel von 2, beinhaltet der Transceiver 200 ein Sendersystem 202 und ein Empfängersystem 204, die eine Antenne 210 teilen, die Signale an andere Transceiver 200 sendet und Signale von anderen Transceivern 200 empfängt. Ein Duplexer 212 trennt empfangene Signale von den Signalen, die von dem Sendersystem 202 gesendet werden, und führt bzw. routed die empfangenen Signale zu dem Empfängersystem 204. Das Empfängersystem 204 verändert die Frequenz des empfangenen Signals bzw. führt einen Frequency Shift des empfangenen Signals durch, demoduliert und decodiert das empfangene Signal. Zum Beispiel konvertiert das Empfängersystem 204 Signale entweder zu Basisband- oder zu einer Zwischenfrequenz und führt Walsh-Code-Demodulation durch und führt ferner Leistungs- und Signalqualitätsmessungen durch.
Ein Steuerprozessor 216 stellt einen großen Anteil der Verarbeitung des empfangenen Signals bereit, wie unten beschrieben. Ein Speicher 218 speichert dauerhaft die Routinen, die durch den Steuerprozessor 216 durchgeführt werden, und stellt eine temporäre Speicherung von Daten, wie z. B. von empfan genen Rahmen bzw. Frames, zur Verfügung. Der Sender 202 codiert, moduliert und verstärkt zu sendende Signale und konvertiert sie herauf.
In einem Ausführungsbeispiel bildet das Sendersystem 202 ein Vorwärtsverbindungsverkehrsdatensignal für erneutes bzw. wiederholtes Senden von empfangenen Signalen durch die Basisstationen 106a oder 106b zu den Nutzerstationen 102 oder 108. In einem anderen Ausführungsbeispiel bildet das Sendersystem 202 ein Rückwärtsverbindungsverkehrsdatensignal, das von den Nutzerstationen 102 oder 108 zurück zu der Basisstation 106a gesendet wird. In der Mobilstation 102 stellt das Empfängersystem 204 dem Nutzer decodierte empfangene Daten zur Verfügung und nimmt Informationen zur Übertragung durch das Sendersystem 202 vom Nutzer entgegen, über ein Modul zur Eingabe/Ausgabe (Input/Output, I/O) 222, das mit dem Steuerprozessor 216 verbunden ist.
Bezug nehmend auf 3 wird ein Turbo-Decodierer 300, der einen Teil des Empfängersystems 204 bildet, gezeigt. Alternativ kann der Decodierer 300 einen Teil des Steuerprozessors 216 bilden oder der Steuerprozessor kann die Abläufe durchführen, die für den Decodierer 300 unten beschrieben werden. Der Decodierer 300 beinhaltet einen Signal- und Rauschschätzer 302, der einen Eingangskanal mit Information und zwei Paritätssignalen oder – Kanälen empfängt. Der Signal- und Rauschschätzer 302 schätzt separat die Energie des Signals und des Rauschens in dem empfangenen Eingangskanal, wie unten stehend ausführlicher beschrieben.
Ein Paar einfache Decodierer 304 und 306 empfangen je das Informationssignal von dem Eingangskanal. Zusätzlich empfängt der erste Decodierer 304 (Decodierer 1) das erste Paritätssymbol, während der zweite Decodierer 306 (Decodierer 2) das zweite Paritätssymbol empfängt. Zum Beispiel kann (können) der Decodierer 300 (und der Transceiver 200) in der Mobilstation 102 vorhanden sein und die Information und Paritätssymbole von der Basisstation 106A empfangen. Wie oben bemerkt, stellt ein typischer Turbo-Codierer bei der Basisstation 106A (nicht gezeigt) ein Paar einfache Codierer, die Paritäts signale aus zwei einfachen rekursiven Faltungscodes erzeugen, zur Verfügung, wobei solche Codes eine kleine Anzahl von Zuständen haben. So werden die Paritätssymbole, die vom ersten Codierer erzeugt werden, vom ersten Decodierer 304 empfangen, während die Paritätssymbole, die vom zweiten Codierer erzeugt werden, vom zweiten Decodierer 306 empfangen werden.
Die Decodierer 304 und 306 werden an die Codes ihrer jeweiligen Codierer angepasst. Wichtigerweise liefert der erste Decodierer 304 eine a-posteriori-Wahrscheinlichkeitsschätzung der decodierten Bits auf dem Informationskanal an den zweiten Decodierer 306 über die Leitung 308. Der zweite Decodierer 306 führt Gleichartiges für seine entsprechende Schätzung über die Leitung 310 aus. Die a-posteriori-Schätzungen werden als a-priori-Wahrscheinlichkeiten für jeden Decodierer verwendet. Mehrere Iterationen werden durchgeführt bis eine zufriedenstellende Konvergenz erreicht wird, an welchem Punkt die finale Ausgabe der Wahrscheinlichkeitsschätzungen zur Verfügung gestellt wird.
Um die Leistung der Decodierer 304 und 306 in hohem Maße zu verbessern, benötigen solche Decodierer eine effektive Schätzung der Energie sowohl des Signals als auch des Rauschens auf dem empfangenen Eingangskanal. So analysiert der Signal- und Rauschschätzer 302 separat Signal und Rauschen auf dem empfangenen Eingangskanal, um passende Schätzungen zu erzeugen.
Zwei Ausführungsbeispiele für den Betrieb des Schätzers 302 sind unten beschrieben. Zunächst wird ein erstes Verfahren besprochen, danach folgt eine Diskussion über ein bevorzugtes und wahrscheinlich überlegenes Verfahren. Mathematisch kann das Eingangssignal x_i zum Decodierer 300 wie folgt dargestellt werden: xi = bi Ai + ni, (1)
Wobei b_i ein binäres Informationssignal ist (wie z. B. ±1), A_i die Amplitude des Signals ist und Gaußsches Rauschen n_i kann dargestellt werden als: n_i = N(0,σ²), wobei das Rauschen ein Null-Mittel und eine Varianz σ² hat. Die Amplitude A_i ist die Quadratwurzel der Symbolenergie, welche Bezug hat zu der Energie pro Bit durch E_BR, wobei R die Coderate, üblicherweise ½, ist und E_B die Energie pro Bit ist. Die Gleichung (1) kann umgeschrieben werden, indem man die Amplitude A_i mit der Quadratwurzel der Energie pro Symbol (d.h. √E_si) ersetzt.
Der Signal- und Rauschschätzer 302 muss separate Schätzungen für die Signalamplitude oder -energie √E_si und die Rauschvarianz σ² zur Verfügung stellen. Wenn das Signal b_i immer gleich eins wäre, könnte der Signal- und Rauschschätzer 302 einfach das Mittel der Stichprobe bzw. Messwerte und die Varianz der Stichprobe bzw. Messwerte messen. Da jedoch {b_i} gleich ±1 ist, ist dann das Mittel bzw. der Mittelwert effektiv null.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann der Signal- und Rauschschätzer 302 das Stichproben-Mittel der Größe der x_is verwenden, gemäß den folgenden Gleichungen:
und E(x2)ES + σ2(3)
Wobei E_S wie folgt geschätzt werden kann: ES = E(x2) – σ2 (4)
Aus Schätzungen von E(|x|) und E(x²) kann das System so E_S (oder A) und σ separat schätzen. Das heißt, die oben genannten Gleichungen können in Form eines Fixpunktes geschrieben werden:
und dann kann eine Iteration verwendet werden, um nach dem Fixpunkt aufzulösen.
Um die Iteration zu vereinfachen, kann eine einfache Kurvenanpassung bzw. ein Curve-Fit für den oberen Teil von Gleichung (5) verwendet werden. Da √Es = E(|x|)/f(Es/Nt), (6)kann ein Polynom zweiter negativer Ordnung als Kurvenanpassung für f als eine Funktion von E_S/N_t verwendet werden.
Als ein Beispiel leiten wir, Gleichungen (5) und (6) kombinierend, her: E(x2) = Es + σ2 and E(|x|) = f(√Es/σ)√Es E(x2) = Es + σ2 and E(|x|) = f(√Es/σ)√Es (6A)(6A)und nehmen an, dass für den ersten Schritt des Iterationsprozesses f(Â0/σ ^0) = 1 welches bedeutet, dass das SNR unendlich ist. So haben wir:
Und
Leider kann es schwierig sein, das tatsächliche Rauschen auf dem Kanal an bestimmten Punkten festzustellen. Wenn man einen ersten Extremfall mit nur einem Schritt im Iterationsprozess, in dem die Verkehrssymbolenergie sehr viel größer als das Rauschen ist, d.h. E_s >> σ² betrachtet, dann E(x²) ≅ E_s und E(|x|) ≅ √E_s. Infolgedessen ist E(x²) – E(|x|)² << E_s und das Verhältnis
ist ungefähr unendlich. Wenn man jedoch den entgegengesetzten Extremfall betrachtet, in welchem E_s<< σ², dann E(x²) ≡ σ²und
Infolgedessen
und
sodass das SNR in dB größer als Null ist und sich nicht an das Negativ-Unendliche annähert. Wenn man zuerst ein Signal mit niedrigem SNR schätzt, wird ein Teil der Verkehrssymbolenergie mit dem Rauschen falsch verstanden. Die Funktion, die das System E_s/σ² in der Funktion ÊS/σ ^ finden lässt; ist umkehrbar eindeutig bzw. bijektiv, sodass das Verfahren nicht ohne eine Stopp-Bedingung konvergieren wird. Folglich ist eine Option eine Stopp-Bedingung zu verwenden, um die Iteration zu beenden, wie z. B.:
Gemäß dem oben genannten Ausführungsbeispiel steuert bzw. kontrolliert das System die Leistung basierend auf dem Schätzen von aktuell empfangenen Energie-Pro-Symbol-Werten. Leistungssteuerungsbemühungen halten das empfangene Signal-Rausch-Verhältnis konstant und folglich variiert das Verhältnis
wenig. Außerdem bleibt die untere Hälfte der Gleichung (5) für den typischen Bereich, der für
angetroffen wird, relativ konstant. So kann das System die Gleichung (5) ohne Iterationen verwenden, um
zu schätzen. Zusätzlich hierzu kombinieren CDMA-Demodulationtechniken typi scherweise Symbole von verschiedenen Fingern (Fingers), Trägern oder indem sie sie mit dem Pilotsignal gewichten (unten weiter erklärt).
Unter Verwendung von simulierten Messungen des Signal- oder Verkehrskanals, gemäß Gleichung (5), erzeugen die Ergebnisse der empirischen Simulationen, die gemäß dem oben genannten Verfahren durchgeführt werden, die 4A–4C. Insbesondere 4C zeigt eine Referenzkurve der Amplitude über Quadraturphasenumtastungs-(Quadrature Phase Shift Key, QPSK)-Symbolen 1-5.000 in einer Umgebung mit Rayleigh-Fading, wobei der Decodierer sich mit einer Geschwindigkeit von 3 km/h bewegt. Der Demodulator in diesem Beispiel demoduliert gemäß CDMA-Techniken („CDMA 2000") im direkt gespreizten bzw. direct spread Modus. 4A zeigt ein typisches Verfahren des Schätzens der Amplitude und des Rauschens unter Verwendung von klassischen Schätzungen des Mittels des empfangenen Signals. 4B zeigt Amplitude über QPSK-Symbol, gemäß dem oben genannten Verfahren, in welchem das Rauschen σ² und die Signalamplitude A separat geschätzt werden. Die Kurve der 4B folgt der Referenzkurve von 4C dicht, während es der Kurve aus 4A nicht gelingt der Referenzkurve gut zu folgen. In der Tat wird ein starker Schwund bzw. deep Fade zwischen in etwa den Symbolen 4500 und 4700 in der Referenzkurve von 4C gemäß dem oben genannten Verfahren, wie in 4B gezeigt, ziemlich gut verfolgt. Ein solcher starker Schwund bzw. deep Fade resultiert gemäß dem klassischen, in 4A gezeigten Verfahren, jedoch in einem entgegengesetzten Ergebnis.
Wie oben bemerkt, leidet das vorhergehende Ausführungsbeispiel unter dem Subtrahieren zweier verrauschter Quantitäten bzw. Größen. Zusätzlich hat es bestimmte Nachteile in den praktischen Anwendungen die oben genannte Fixpunkt-Operatoren-Gleichung für E_s/σ² zu lösen, und zwar könnte der Iterationsprozess langsam konvergieren und jeder Schritt der Iteration erfordert Berechnungen für jeden Probewert bzw. für jede Abtastung. So kann ein direktes Verfahren einfacher und schneller in der Berechnung sein. Ein anderes Problem des oben genannten Ausführungsbeispiels ist, dass ein annehmbarer Anfangspunkt für die Iteration schwierig zu finden ist.
Ein zweites, bevorzugtes Ausführungsbeispiel, welches zum Teil von dem Summers- und Wilson-Verfahren abgeleitet ist, vermeidet die Subtraktion von Gleichung (5) und stellt eine gute Schätzung für E_s und σ² bereit. Dieses zweite Ausführungsbeispiel beginnt mit der folgenden Gleichung:
wobei die zwei Mittel des linken Teils gemäß dem oben genannten Fixpunkt-Verfahren berechnet werden können; das Verhältnis ist eine Funktion von E_S/σ². In Gleichung (10) kann eine einfache Kurvenanpassung verwendet werden, um diese Funktion zu invertieren. Die Komplexität dieser Berechnung ist equivalent zur Komplexität des oben genannten Fixpunkt-Verfahrens, aber mit nur einem Schritt.
Um sicherzustellen, dass das zweite Ausführungsbeispiel Vorteile gegenüber dem ersten Ausführungsbeispiel bietet, werden die zwei Extremfälle, die auf das erste Ausführungsbeispiel angewendet wurden, betrachtet. In Betracht des ersten Extremfalls, in dem die Verkehrssymbolenergie sehr viel größer als das Rauschen ist, E_s >> σ², gilt E(x²) ≅ σ_s (Anmerkung des Übersetzers: E(x²) ≅ E_s) und E(|x|) ≅ √E_s. Folglich E(x²)/E(|x|)² ≅ 1. Betrachtet man den entgegengesetzten Extremfall, in welchem die Verkehrssymbolenergie sehr viel kleiner als das Rauschen ist, E_s >> σ², gilt E(x²) ≅ E_s (Anmerkung des Übersetzers: E(x²) ≅ σ²) und
Folglich
(Anmerkung des Übersetzers: π/2).
Diese beiden Extremfälle liefern die beiden Grenzen des Verhältnisses von (10) und zeigen, dass das Verhältnis für die zwei Extremfälle annäherungsweise gleich eins ist. Intuitiverweise (gilt), je mehr Rauschen, umso größer das Verhältnis gemäß Gleichung (10). Die Komplexität der Gleichung verhindert die Bestimmung einer geschlossenen Lösung für E_s/σ² aus Statistiken. Diese Schwierigkeit kann dadurch vermindert werden, dass die Gleichung zuerst auf einer punktweisen Basis über den Bereich von E_s/σ² von Interesse geschätzt wird und eine einfache Polynom-Funktion verwendet wird, um die Beziehung zwischen dem statistischen Verhältnis und E_s/σ² anzunähern.
Die Komplexität der Gleichung 10 kann durch Einsatz einer sehr einfachen Kurvenanpassung zweiter Ordnung durch Verwendung von
verringert werden. Ein Beispiel einer sehr einfachen Kurvenanpassung zweiter Ordnung wird im oben genannten Artikel von Summers und Wilson beschrieben. Solch eine Kurvenanpassung liefert das Folgende:
Die Funktion g der Gleichung (11) ist nicht bijektiv, was bedeutet, dass für jedes z, das gemäß dieser Gleichung gefunden wird, es ein und nur ein Verhältnis E_s/σ² gibt. 5 zeigt die Funktion g für das Verhältnis E(x²)/E(|x|) versus dem Verhältnis E_s/sigma² (Anmerkung des Übersetzers: E_s/σ²). Die Varianz kann gemäß bekannten Verfahren gefunden werden, wie den Verfahren, die in einem Artikel von M. Reed und J. Asenstorfer beschrieben werden „A Novel Variance Estimator for Turbocode Decoding," in Int'I Conf. Telecommunications, Melbourne, Australien, April 1997, Seiten 173–178.
Im Wesentlichen wird die mittlere SNR-Schätzung kleiner sein als das tatsächliche SNR. Ein wenig Ungenauigkeit bzw. systematisch Fehlerhaftes tritt aufgrund der Tatsache auf, dass Abweichungen zwischen der Passung der Schätzung mittels Polynom zweiter Ordnung und der tatsächlichen Funktion der Durchschnitte der Stichprobe bzw. Abtastungen bestehen. Die Kurvenanpassung gilt weder für sehr kleine SNR, noch für sehr große SNR. Wenn das SNR jedoch sehr groß ist, dann können die Decodierer 304 und 306 den Frame einfach decodieren. Auf der anderen Seite wird der Frame sowieso verloren, wenn das SNR sehr niedrig ist. Wenn das SNR dazwischen liegt, hilft eine gute Schätzung des SNR den Decodierern 304 und 306; so schätzt die Kurve das SNR in dem Bereich von etwa –4 dB bis 8 dB.
Um eine Rahmenfehlerhäufigkeit (Frame Error Rate, FER) von 1 Prozent zu erzielen, muss der Verkehrskanal kein sehr hohes Signal-Rausch-Verhältnis haben; eine gute Schätzung der Energie der Verkehrssymbole und des verbundenen Rauschens ist nur mit den ankommenden uncodierten Bits jedoch ziemlich schwierig zu erreichen: xi≅ √E si b i + ni (12)
Es ist sogar noch schwieriger, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis niedrig ist.
In bestehenden CDMA-Systemen ändert sich die Energie des Verkehrskanals der Vorwärtsverbindung, der durch die Basisstation 106 gesendet wird, um plus oder minus ein halbes dB nach jedem Leistungssteuerungsbefehl. Der TIA/EIA/IS-95-A-CDMA-Standard erfordert sechzehn Leistungssteuerungsbefehle während jedes Frames (mit 50 Frames pro Sekunde), bei 9600 kb/s, wobei die Energie des Verkehrskanals, die während einer Leistungssteuerungs-Bitgruppe übertragen wird, konstant bleibt. Der IS-95-Standard sowie andere Modulationsschemata setzen einen Pilotkanal zum Senden von Pilotsymbolen von jeder Basisstation ein. Die Energie der Pilotsymbole ist für eine gegebene Basisstation 106 konstant. Infolgedessen ist das Verhältnis zwischen der Energie des Pilot und der Energie des Verkehrs über eine Leis tungssteuerungs-Bitgruppe konstant. Mehr Details bezüglich Pilotsymbolen können zum Beispiel gefunden werden in des Miterfinders, Dr. Holtzmans, U.S. Patentanmeldung Nummer 09/144,402 mit dem Titel "Method and Apparatus for Reducing Amplitude Variations and Interference in Communication Signals, Such as in Wireless Communications Signals Employing Inserted Pilot Symbols," angemeldet am 31. August, 1998.
Eine bessere Näherung der Energie des Verkehrs könnte aus einem Schätzen der Energie der Pilotsymbole bezogen werden, was genauer ist als die sich ändernde Energie über den Verkehrskanal zu schätzen. So kann der Pilotkanal benutzt werden, um eine separate Schätzung für die Rauschvarianz σ zur Verfügung zu stellen. Infolgedessen kann Gleichung (10) vereinfacht werden, indem zuerst eine separate Schätzung von σ bestimmt und dann E_S aus der oberen Hälfte von Gleichung (10), unter Verwendung einer Schätzung von E|x| aus dem Signal- oder Verkehrskanal geschätzt wird, oder E_S aus der unteren Hälfte von Gleichung (10), unter Verwendung einer Schätzung von E(x²) aus dem Signal- oder Verkehrskanal geschätzt wird. Durch das Finden des richtigen Verhältnisses zwischen der Energie der Pilotsymbole E und einer ersten Schätzung von Es, kann eine zweite Schätzung von E_S erfolgen. E_p wird durch den Näherungswert des Verhältnisses zum Finden von E_S geteilt. E_p ist stärker als E_S (gewöhnlich wird ein Fünftel der Energie der Basisstation E_p zugeteilt) und ist folglich genauer.
In der Summe verwendet das zweite, oben beschriebene, Ausführungsbeispiel zuerst eine Näherung der Gleichung (10). Zweitens bzw. anschließend liefern die empfangene Energie der Pilotsymbole und das Verhältnis zwischen der Energie des Piloten und der Energie des Verkehrskanals eine feinere Schätzung.
Bezugnehmen auf 6, wird eine Routine 600, die von dem Signal- und Rauschschätzer 302 durchgeführt wird, gezeigt. Fachleute können die Quelltexte oder Arrays bzw. Felder programmierbarer Logik auf der ausführlichen Beschreibung, die hierin bereitgestellt wird, basierend verstehen. In Schritt 602 empfängt der Signal- und Rauschschätzer 302 eine (Stich-)Probe des ankommenden Verkehrssignals. Solch eine (Stich-)Probe ist größer als ein Symbol oder gleich einem Symbol und kann ein Frame oder eine Leistungssteuerungsgruppe sein.
In Schritt 604 passt der Signal- und Rauschschätzer 302 eine gespeicherte Kurve an die Verkehrskanals-Stichprobe an. Die gespeicherte Kurve kann zum Beispiel die Kurve von 5 sein. Solch eine Kurve kann im Speicher 218 gespeichert werden und das Empfängersystem 204 oder der Steuerprozessor 216 können auf solch eine Kurve für die passende Kurvenanpassung zugreifen. In Schritt 606 bestimmt der Rausch- und Signalschätzer 302 (dass) die initiale Schätzung der Energie pro Symbol E_S des Verkehrskanals und bestimmt die Schätzung der Rauschvarianz von σ.
In Schritt 608 schätzt der Rausch- und Signalschätzer 302 das Verhältnis der Energie des Piloten versus der Energie des Symbols unter Verwendung der empfangenen Pilotkanal-(Stich-)Probe. Das Verhältnis in Schritt 608 kann wie oben beschrieben geschätzt werden, wobei das aktuelle Verhältnis wie folgt errechnet wird: Das aktuelle Verhältnis ist gleich ± der Hälfte des vorhergehenden Verhältnisses, wenn das aktuelle Verhältnis größer bzw. kleiner als das vorhergehende Verhältnis ist. In Schritt 610 bestimmt der Rausch- und Signalschätzer 302 aus dem Verhältnis E_p/E_S verbesserte Werte für E_S und σ. Danach geht die Routine 600 zurück zum Beginn der Schleife zu Schritt 602, wo eine andere (Stich-)Probe empfangen und verarbeitet wird.
Fachleute werden verstehen, dass die Routine 600 und andere Funktionen und Verfahren, die oben beschrieben werden, durch den Schätzer 302 und/oder den Steuerprozessor 216 durchgeführt werden können, wobei der Schätzer 302 durch einen maßgeschneiderten ASIC, durch eine digitale integrierte Signalverarbeitungs-Schaltung, durch herkömmliche logische Schaltungselemente oder durch Software-Programmierung eines universellen Computers oder Mikroprozessors (z. B. der Steuerprozessor 218 (216)) implementiert wird.
Obgleich spezifische Ausführungsbeispiele und Beispiele der Erfindung hierin zu illustrativen Zwecken beschrieben werden, können verschiedene gleichwertige Änderungen gemacht werden, ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen, wie dies von Fachleuten klar erkannt werden wird. Während zum Beispiel viele der oben genannten Ausführungsbeispiele als in Hardware (z. B. einer oder mehrerer spezifisch für eine Aufgabe gestalteter integrierter Schaltungen) implementiert gezeigt und beschrieben werden, könnten solche Ausführungsbeispiele gleichermaßen in Software implementiert und durch einen oder mehrere Prozessoren ausgeführt werden. Solche Software kann auf jedem passenden computerlesbaren Mittel, wie in einem Halbleiterchip gespeicherten Mikrocode, wie (auf) computerlesbarer Disk bzw. Speicherscheibe gespeichert werden oder von einem Server heruntergeladen und gespeichert werden. Die vielfältigen Ausführungsbeispiele, die oben beschrieben werden, können kombiniert werden, um weitere Ausführungsbeispiele zu liefern. Im Allgemeinen sind die Schätzungstechniken, die im Detail oben stehend beschrieben werden, Beispiele, und Fachleute können ähnliche Techniken gemäß den Lehren und Konzepten der Erfindung herstellen.
Die Lehren, die hierin von der Erfindung bereitgestellt werden, können auf andere Kommunikationssysteme angewendet werden, es muss nicht notwendigerweise das exemplarische Kommunikationssystem, das oben beschrieben wird, sein. Während die Erfindung zum Beispiel oben stehend im Allgemeinen, als im CDMA-Kommunikationssystem 100 eingesetzt, beschrieben worden ist, kann die Erfindung auf andere digitale oder analoge Kommunikationssysteme, insbesondere auf verkettete Codierungsschemata, angewendet werden.
Diese und andere Änderungen können angesichts der oben stehenden detaillierten Beschreibung an der Erfindung vorgenommen werden. Im Allgemeinen sollten die in den folgenden Ansprüchen verwendeten Begriffe nicht ausgelegt werden, als die Erfindung auf die spezifischen Ausführungsbeispiele, die in der Beschreibung und den Ansprüchen enthalten sind, begrenzend, aber sollten so ausgelegt werden, dass sie jedes mögliche Kommunikationssystem einschließen, das gemäß den Ansprüchen zur Signal- und Rauschleistungsschätzung in gesendeten Signalen funktioniert. Dementsprechend wird die Erfindung nicht durch die Offenbarung begrenzt, anstelle dessen, muss ihr Umfang vollständig durch die folgenden Ansprüche festgestellt werden.

Claims

Ein Verfahren zum Schätzen von Kanalbedingungen von empfangenen Signalen, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen (602) eines Signals codiert mit verketteten bzw. verknüpften Codes über einen Kanal mit Rauschen, wobei das empfangene Signal eine bestimmte Amplitude besitzt; Schätzen (606) der bestimmten Amplitude basierend auf dem empfangenen Signal; und separates Schätzen (606) einer Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Signal; wobei das Schätzen oder das separate Schätzen ein Anpassen bzw. Fitten (604) einer gespeicherten Kurve an das empfangene Signal beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: Empfangen (602) eines Pilotsignals; und Erzeugen (610) einer genaueren Schätzung der bestimmten Amplitude und der Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal, und wobei das Schätzen der bestimmten Amplitude oder das separate Schätzen das Anpassen der gespeicherten Kurve an das empfangene Signal beinhaltet, um eine Energie pro Symbol E_s des empfangenen Signals zu schätzen oder die Varianz σ des Rauschens zu schätzen, wobei die gespeicherte Kurve die folgende Funktion besitzt:
wobei g eine Funktion ist und z eine Variable ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Schätzen der bestimmten Amplitude und das separate Schätzen das separate Schätzen einer Energie pro Symbol in dem empfangenen Signal und der Varianz σ des Rauschens beinhaltet, und zwar basierend auf der folgenden Gleichung:
wobei x eine bestimmte Amplitude eines empfangenen binären Signals plus dem Rauschen darstellt, und E_s eine Energie pro Symbol des empfangenen Signals ist und g eine Funktion ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: Empfangen (602) eines Pilotsignals; und Erzeugen (610) einer genaueren Schätzung der bestimmten Amplitude und der Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal, inklusive dem Ändern eines momentanen bzw. aktuellen Pilot-pro-Symbol-Energieverhältnisses basierend auf mindestens einem vorhergehenden Pilot-pro-Symbol-Energieverhältnis.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: Empfangen (602) eines Pilotsignals; und Erzeugen (610) einer genaueren Schätzung der bestimmten Amplitude und der Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei: das Schätzen der bestimmten Amplitude und das separate Schätzen das separate Schätzen einer Energie pro Symbol in dem empfangenen Signal und der Varianz σ des Rauschens beinhaltet, und zwar basierend auf der folgenden Gleichung:
und iteratives Auflösen nach einem Fixpunkt, wobei E_s eine Energie pro Symbol des empfangenen Signals ist und x eine bestimmte Amplitude eines empfangenen binären Signals plus Rauschen darstellt.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes aufweist: iteratives Schätzen der bestimmten Amplitude und separates Schätzen der Varianz σ; und Anhalten der Iterationen, wenn eine Stopp-Bedingung erfüllt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, das auf einem Kommunikationssystem (100) operiert, und zwar mit einer Basisstation (106) und einer Vielzahl von Benutzerstationen (102, 108), die Kommunikationssignale austauschen zwischen der Basisstation und jedem aus der Vielzahl der Benutzer, wobei das Empfangen Folgendes aufweist: Empfangen von mindestens einem Code-Multiplex-Vielfachzugriffs- bzw. CDMA-Signal über einen Vorwärtsverbindungsverkehrskanal zwischen der Basisstation (106) und mindestens einer Benutzerstation (102, 108), wobei der Verkehrskanal Rauschen besitzt, und wobei das empfangene CDMA-Signal eine bestimmte Amplitude besitzt und codiert wird unter Verwendung von Turbo-Codes; wobei das Verfahren weiterhin Folgendes aufweist: Empfangen (602) eines Pilotsignals von der Basisstation; und vor dem Turbo-Decodieren des empfangenen CDMA-Signals, Erzeugen (610) einer genaueren Schätzung der bestimmten Amplitude des empfangenen CDMA-Signals und der Varianz σ des Rauschens basierend auf dem Schritt des separaten Schätzens und basierend auf dem empfangenen Pilotsignal.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das separate Schätzen das Anpassen der gespeicherten Kurve an das empfangene CDMA-Signal beinhaltet, wenn die bestimmte Amplitude zwischen –4 und 8 dB liegt, und zwar um eine Energie pro Symbol E_s des empfangenen CDMA-Signals oder die Varianz σ des Rauschens zu schätzen.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das separate Schätzen das Anpassen der gespeicherten Kurve an das empfangene CDMA-Signal aufweist, um die bestimmte Amplitude des empfangenen CDMA-Signals oder die Varianz σ des Rauschens zu schätzen.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei das separate Schätzen das Schätzen einer Energie pro Symbol in dem empfangenen CDMA-Signal und einer Varianz σ des Rauschens basierend auf der folgenden Gleichung beinhaltet:
wobei x eine bestimmte Amplitude eines empfangenen binären Signals plus Rauschen darstellt, und E_s eine Energie pro Symbol des empfangenen Signals ist und g eine Funktion ist.
Eine Vorrichtung zum Schätzen von Kanalbedingungen von empfangenen Signalen in einem Kommunikationssystem (100) mit einer Basisstation (106) und einer Vielzahl von Benutzerstationen (102, 108), die Kommunikationssignale zwischen der Basisstation (106) und jedem aus der Vielzahl von Benutzern austauschen, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: Mittel (204) zum Empfangen eines Signals codiert mit verknüpften Codes über einen Kanal mit Rauschen, wobei das empfangene Signal eine bestimmte Amplitude besitzt; Mittel (302) zum Schätzen der bestimmten Amplitude basierend auf dem empfangenen Signal; und Mittel, gekoppelt an die Mittel zum Schätzen, zum separaten Schätzen einer Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Signal, wobei die Mittel zum Schätzen oder die Mittel zum separaten Schätzen Mittel aufweisen zum Anpassen einer gespeicherten Kurve an das empfangene Signal.
Vorrichtung nach Anspruch 12, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel (204) zum Empfangen eines Pilotsignals; und Mittel zum Erzeugen einer genaueren Schätzung der bestimmten Amplitude und der Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal, und wobei die Mittel (302) zum Schätzen der bestimmten Amplitude oder die Mittel zum separaten Schätzen, Mittel aufweisen zum Anpassen einer gespeicherten Kurve an das empfangene Signal, um eine Energie pro Symbol E_s des empfangenen Signals oder die Varianz σ des Rauschens zu schätzen.
Vorrichtung nach Anspruch 12, wobei die Mittel (302) zum Schätzen der bestimmten Amplitude und die Mittel zum separaten Schätzen Mittel aufweisen zum separaten Schätzen einer Energie pro Symbol in dem empfangenen Signal und der Varianz σ des Rauschens, und zwar basierend auf der folgenden Gleichung:
wobei x eine bestimmte Amplitude eines empfangenen binären Signals plus dem Rauschen darstellt, und E_s eine Energie pro Symbol des empfangenen Signals ist und g eine Funktion ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel (204) zum Empfangen eines Pilotsignals; und Mittel zum Erzeugen einer genaueren Schätzung der bestimmten Amplitude und der Varianz σ des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal, inklusive eines Änderns eines momentanen Pilot-pro-Symbol-Energieverhältnisses basierend auf mindestens einem vorhergehenden Pilot-pro-Symbol-Energieverhältnis.
Vorrichtung nach Anspruch 12, die weiterhin Folgendes aufweist: iteratives Schätzen der bestimmten Amplitude und separates Schätzen der Varianz; und Anhalten der Iterationen, wenn eine Stopp-Bedingung erfüllt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 12, die weiterhin Folgendes aufweist: mindestens erste und zweite Decodierer (304, 306), die mindestens ein turbo-codiertes Signal über einen Verkehrskanal empfangen, wobei der Verkehrskanal ein Rauschen besitzt, und wobei das empfangene Signal eine bestimmte Amplitude besitzt; und wobei die Mittel zum Schätzen und die Mittel zum separaten Schätzen ein Schätzelement aufweisen, gekoppelt an Eingänge der ersten und zweiten Decodierer (304, 306), wobei das Schätzelement (302) das mindestens eine turbo-codierte Signal empfängt und separat das Rauschen des Verkehrskanals und die bestimmte Amplitude basierend auf dem empfangenen Signalschätzpunkt.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das Schätzelement (302) eine gespeicherte Kurve an das empfangene Signal anpasst bzw. ein curve fitting durchführt, um eine Energie pro Symbol E_s des empfangenen Signals oder die Varianz σ des Rauschens zu schätzen und wobei das Schätz element ebenfalls ein Pilotsignal empfängt und eine genauere Schätzung der bestimmten Amplitude und des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal erzeugt.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das Schätzelement (302) separat eine Energie pro Symbol in dem empfangenen Signal und die Varianz σ des Rauschens schätzt, und zwar basierend auf der folgenden Gleichung
wobei x eine bestimmte Amplitude eines empfangenen binären Signals plus dem Rauschen darstellt, und E_s eine Energie pro Symbol des empfangenen Signals ist und g eine Funktion ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das Schätzelement (302) ein Pilotsignal empfängt und eine genauere Schätzung der bestimmten Amplitude und des Rauschens basierend auf dem empfangenen Pilotsignal erzeugt, und zwar inklusive dem Verändern eines momentanen Pilot-pro-Symbol-Energieverhältnisses basierend auf mindestens einem vorhergehenden Pilot-pro-Symbol-Energieverhältnis.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das Schätzelement (302) ein Pilotsignal empfängt und eine genauere Schätzung der bestimmten Amplitude und des Rauschens erzeugt, und zwar basierend auf dem empfangenen Pilotsignal.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei das Schätzelement separat eine Energie pro Symbol E_s in dem empfangenen Signal und eine Varianz σ des Rauschens schätzt, und zwar basierend auf der folgenden Gleichung:
und iterativ nach einem Fixpunkt auflöst, wobei x eine bestimmte Amplitude des empfangenen binären Signals plus Rauschen darstellt.
Ein computerlesbares Medium mit Instruktionen gespeichert hierauf, und zwar um einen Computer dazu zu veranlassen, in einem Kommunikationssystem das Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7 auszuführen.