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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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1. Gebiet
der Erfindung
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Die
Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Übertragen
von Informationen unter Verwendung von Fragmentbit-pro-Symbol-Übertragungsraten
in Antwort auf Kommunikationskanalzustände.
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2. Beschreibung des relevanten
Standes der Technik
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Es
gibt Anwendungen, bei denen es erwünscht ist, Übertragungssymbole zu senden,
die jeweils aus mehreren Informationsbits bestehen, welche keine
ganze Zahl darstellen können.
Die Signalkonstellationen, die mit solchen Übertragungssymbolen in Verbindung
gebracht werden, entsprechen dann Konstellationsgrößen, die
keine Zweierpotenz sind und/oder Konstellationsgrößen, die
keine ganze Zahl sind.
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Es
wird eine Vorrichtung benötigt,
die eine digitale Fragmentbit-pro-Symbol-Datenübertragung ermöglicht,
die einer maximal zulässigen
Bitübertragungsrate
nahe kommt, dies jedoch in effizienter Weise durchführt, welche
die Verwendung kompakter Codesätze
oder die Verwendung eines Teilantwortempfängers zulässt. Bevor mit einer Beschreibung der
exemplarischen Ausführungsformen
fortgefahren wird, sei darauf hingewiesen, dass die hierin beschriebenen
verschiedenen digitalen Übertragungs- oder
Signalisierungskonzepte – selbstverständlich mit
Ausnahme des erfindungsgemäßen Konzepts – beispielsweise
auf dem Gebiet der digitalen Funk- und Sprachband-Datenübertragung
(Modem) wohlbekannt sind und daher hierin nicht im Detail beschrieben
werden müssen.
Diese umfassen Konzepte, wie etwa multidimensionale Übertragung
oder Signalisierung unter Verwendung von 2N-dimensionalen Kanalsymbolkonstellationen,
wobei N eine ganze Zahl ist, Trellis-Codierung, Fragmentcodierung, Scrambling
(Verwürfeln),
Passband-Shaping, Equalization (Abgleich), Teilantwort (partial
response), Viterbi- oder Maximum-Likelihood-Decodierung,
Quadraturmodulation (QAM), orthogonales Frequenzmultiplex-Verfahren
(OFDM), etc.
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US-A-5,185,763
betrifft ein Kommunikationssystem gemäß dem Oberbegriff von Anspruch
1.
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US-A-5,598,435
betrifft Modulationssysteme zur Übertragung
von Informationen in digitaler Form. Die Modulationssysteme umfassen
die Verwendung von Modulationseinrichtungen, die so gesteuert werden
können,
dass aufeinander folgende Ausgangssymbole erzeugt werden, wobei
mehrere Träger
unterschiedlicher Frequenzen jeweils eine gewählte Phase und Amplitude haben.
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Ein
Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, unter unterschiedlichen
Kanalzuständen
nahezu optimale Übertragungsraten
zu erzielen.
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Dieses
Problem wird durch das Kommunikationssystem gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
definiert.
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Die
Erfindung sieht Kommunikationsvorrichtungen vor, die eine digitale
Datenübertragung
von nicht ganzzahligen Bits pro Symbol mit Bitraten ermöglicht,
die für
einen gegebenen Satz von Randbedingungen annähernd optimal sind, und zwar
unter Verwendung eines kompakten Codesatzes oder unter Nutzung eines
Teilantwortempfängers
(partial response receiver). Im Allgemeinen können die die vorliegende Erfindung
verkörpernden
Vorrichtungen einen Sender, einen Empfänger oder beides umfassen.
Diese Vorrichtungen übertragen
ankommende Daten in einem Datentransformer von einer Datenbitform
in eine Übertragungssymbolform,
wobei in vorteilhafter Weise die Kenntnis eines oder mehrerer Datenkanalzustände genutzt
wird, um die zur Darstellung der gesendeten Daten verwendeten Konstellationen
dynamisch und kontinuierlich anzupassen. Aufeinander folgende Übertragungssymbole
können jeweils
eine unterschiedliche Anzahl von Datenbits enthalten, die durch
eine Konstellationswahlsteuereinheit bestimmt wird, welche mit dem
Datentransformer verbunden ist. Aufeinander folgende Symbole können mit
unterschiedlichen Zeitstempeln oder unterschiedlichen Frequenzlagen
gesendet werden. Eine Leistungsmaßschätzung kann zur Bestimmung, welche
Konstellation verwendet werden soll, eingesetzt werden. Ein Empfänger, der
eine Sequenzschätzungstechnik
verwendet, kann die empfangenen Signale optimal decodieren, vorausgesetzt,
dass (i) die Soft-Decision-Symbole am Empfänger durch die verwendete Kanalcodierung
und/oder durch die Einführung
einer definierten Teilkanalantwort korreliert werden, und (ii) das
Rauschabstandsmaß (SNR-Maß) jedes
Soft-Decision-Symbols bekannt ist. Wenn diese Techniken zur Verfügung stehen, kann
beispielsweise ein Sender die durchschnittlichen, nicht ganzzahligen
Informationsbits pro Symbol senden, z.B. zwischen k und k + 1, wobei
an einer ersten Konstellation, die k Bits pro Symbol darstellt, und
einer zweiten Konstellation, die k + 1 Bits pro Symbol darstellt,
ein Multiplexverfahren durchgeführt wird,
so dass die gewünschte Übertragung
von nicht ganzzahligen Informationsbits pro Symbol erreicht wird.
Es ist erwünscht,
ein solches Multiplexverfahren kontinuierlich oder dynamisch durchzuführen. Darüber hinaus
ist die durch die Erfindung erleichterte digitale Datenübertragung
nicht auf eine temporäre
Sequenzübertragung
(d.h. die Zeitdomäne)
beschränkt,
sondern kann auch in der Frequenzdomäne oder beidem eingesetzt werden.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm, das eine exemplarische Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung darstellt.
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2 ist
ein Blockdiagramm, das eine erste exemplarische Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung in Form eines Senders darstellt.
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3 ist
ein Blockdiagramm, das eine erste exemplarische Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung in Form eines Empfängers darstellt, der eine Sequenz-
und Rauschschätzung
ausführt.
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4 ist
ein Blockdiagramm einer anderen exemplarischen Ausführungsform
eines Senders, das eine Trellis-Codierungsimplementierung darstellt.
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5a ist
ein Blockdiagramm, das eine exemplarische Ausführungsform eines Senders darstellt,
der zur Einzelsymbolcodierung ausgelegt ist.
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5b ist
ein Blockdiagramm, das eine exemplarische Ausführungsform eines Senders darstellt,
der zur Mehrsymbolcodierung ausgelegt ist.
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6 ist
ein Blockdiagramm einer anderen exemplarischen Ausführungsform
eines Empfängers,
das eine Implementierung von Demodlulations-, Sequenz- und Rauschschätzungen
darstellt.
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GENAUE BESCHREIBUNG
DER EXEMPLARISCHEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
vorliegende Erfindung sieht die Verarbeitung von Kommunikationsdaten
unter Verwendung mehrerer Informationen von Datenbits pro Übertragungssignal,
die keine ganze Zahl sein können,
mit realisierbaren ganzzahligen Konstellationsgrößen oder Zweierpotenz-Konstellationsgrößen vor.
Ein Vorwärtsfehlerkorrekturcode
(FEC- Code) mit einer ordnungsgemäßen Coderate
kann hinzugefügt
werden, so dass die Informationsbitrate ferner an eine Signalkonstellationsgröße angepasst
werden könnte, die
eine ganze Zahl oder eine Zweierpotenz ist. In Abhängigkeit
von der erforderlichen Auflösung
der in jedem Symbol gesendeten durchschnittlichen Informationsbits
kann ein Satz FEC-Codes verwendet werden, um die gewünschten
Coderaten vorzusehen. Diese Auflösung
kann sich jedoch in einen unerwünscht
großen
Satz eingebetteter Codes umsetzen, die erforderlich sind, um das
Zielübertragungsmaß zu erreichen,
das bei ratenadaptiven Anwendungen die Konstruktions- und Ratenanpassungsverfahren kompliziert.
Bei der Erfindung kann nur ein fixer Trellis-Code verwendet werden,
um die gewünschte
Auflösung
bei der Übertragung
von Informationsbits pro Symbol zu erreichen, wodurch die zugehörigen Vorrichtungsausführungen
und Kommunikationsprotokolle vereinfacht werden. In den Fällen, in
denen eine FEC-Codierung nicht erwünscht oder nicht erforderlich
ist, kann die gewünschte
Auflösung
bei der Übertragung
von Bits pro Symbol durch die Verwendung einer Sequenzschätzungseinrichtung
am Empfänger noch
immer optimal vorgesehen werden, um eine vordefinierte Teilantwort
zu decodieren, die für
die Soft-Decision-Symbole am Empfänger gebildet wird.
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Eine
Anwendung, bei der diese Kommunikationsdatenverarbeitung erwünscht sein
kann, ist ein ratenadaptiver Kommunikationsdienst. Bei einem ratenadaptiven
Dienst, bei dem die maximal zulässige Bitrate
festgelegt wird, bevor die Serviceverbindungen starten, können nicht
ganzzahlige Bits pro Symbol erforderlich sein, um diese maximale
Bitrate zu erzielen. Dadurch können
nicht ganzzahlige Informationsbits pro Symbol gesendet werden.
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Hierbei
umfasst der Begriff Kanalrauschen additives weißes Gaußsches Rauschen, farbiges Gaußsches Rauschen
oder beides, Szintillationsrauschen, Schrot- und Impulsrauschen,
alle Formen von Kanaldämpfung,
Signalschwund- und -verzerrung, Störungen, wie etwa Intersymbolstörungen,
und jede andere Größe, die
sich so auswirkt, dass das Datensignal, das tatsächlich von dem ursprünglich gesendeten
Datensignal, welches sowohl additiv als auch mulitplikativ ist,
empfangen wurde, ablenkt oder zerstreut wird, ungeachtet der Stationärität oder Orthogonalität.
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Eine
exemplarische Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in 1 gezeigt.
Die Kommunikationsvorrichtung 1 ist in einen Datenkanal
eingefügt,
der durch den Kommunikationskanaleingangsdatenstrom 2 und
den Kommunikationskanalausgangsdatenstrom 3 dargestellt
ist. Der Datenkanal kann sowohl die ge wünschten Informationen als auch
unerwünschtes
Kanalrauschen übertragen,
das aufgrund eines oder mehrerer Kanalzustände auf den Datenstrom aufgebracht
wird.
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Die
Kommunikationsvorrichtung 1 umfasst einen Datentransformer 4 und
eine Steuereinheit 5 und kann einen Sender oder einen Empfänger darstellen.
Der Datentransformer 4 wandelt Informationen zwischen Datenbits
und Übertragungssymbolen um.
Bei einem Beispiel, in dem die Vorrichtung 1 einen Sender
darstellt, kann der Eingangsdatenstrom 2 aus den zu sendenden
Datenbits und der Ausgangsdatenstrom 3 aus den über den
Datenkanal gesendeten Übertragungssymbolen
bestehen. In einem Fall, in dem die Vorrichtung 1 einen
Empfänger
darstellt, kann der Eingangsdatenstrom 2 aus den gesendeten
Symbolen bestehen, die am Empfänger
ermittelt werden, und der Ausgangsdatenstrom 3 aus den
wiederhergestellten Datenbits, die den in einen Sender eintretenden
Datenbits entsprechen. Die Vorrichtung 1 ist nicht gezwungen,
ausschließlich
in der Zeitdomäne
zu arbeiten, sondern kann auch in anderen Domänen, einschließlich z.B.
der Frequenzdomäne,
arbeiten. Die Vorrichtung 1 ist darüber hinaus auch dann betriebsfähig, wenn
Daten sowohl in der Zeitdomäne
als auch in der Frequenzdomäne
sowohl gesendet als auch empfangen werden.
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Erfindungsgemäß kann die
Anzahl an Datenbits, die in einem Übertragungssymbol enthalten
ist, in Abhängigkeit
vom Kanalzustand gewählt
werden. Die Wahl der Anzahl an Datenbits in einem Übertragungssymbol
wird durch die Steuereinheit 5 bestimmt. Es ist erwünscht, dass
der Kanalzustand, auf den die Steuereinheit 5 anspricht
und anhand dessen die Anzahl an Datenbits vom Datentransformer 4 gewählt und
verarbeitet wird, ein vorgewähltes
Kanalzustandsmaß sein
kann. Erwünschte
Maße zur
Darstellung des Kanalzustands umfassen den Rauschabstand des empfangenen
Symbols und/oder die Rauschleistung in einem empfangenen Signal.
Das erwünschte
Maß kann
ferner durch vorab gewählte Randbedingungen,
wie etwa z.B. eine Bitfehlerrate (BER), eingeschränkt werden.
Die Datenbitwahl kann auch von einer Hauptsteuereinheit 8 betrieben werden,
die sich außerhalb
der Vorrichtung 1 befinden kann und selbst auf einen Zustand
des Datenkanals, wie etwa den Rauschabstand (SNR) des empfangenen
Signals, ansprechen kann. Wenn die Vorrichtung 1 ein Sender
ist, kann die Steuereinheit 8 betriebsfähig mit einem entsprechenden
Empfänger verbunden
werden. Es ist außerdem
erwünscht,
dass die Kanalzustandsüberwachung
kontinuierlich stattfindet und die Wahl der Anzahl an Datenbits,
die zum Bilden eines Übertragungssymbols
verwendet wird, an einen gegenwärtigen
Zustand des Datenkanals anpassbar ist.
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Nachdem
das allgemeine erfindungsgemäße Konzept
beschrieben worden ist, wird nun eine detailliertere Ausführungsform
beschrieben. In 2 umfasst ein Sender 11 einen
Datentransformer 12 und eine Konstellationswahlsteuereinheit 18.
Der Datentransformer 12 kann einen Bit-Parser 13,
eine Codier- und Konstellationsabbildungseinrichtung 17 und eine
Konstellationstabelle 16 umfassen. Die Konstellationswahlsteuereinheit 18 verwendet
ein Steuersignal 15, um den Betrieb des Parsers 13 sowie
den Betrieb der Codier- und Abbildungseinrichtung 17 zu steuern.
Die Steuereinheit 18 kann beispielsweise bezogen auf den
Betrieb des Bit-Parsers 13 die Wahl der Anzahl an Datenbits
pro Bitvektor bestimmen, bezogen auf den Betrieb der Codier- und
Abbildungseinrichtung 17 die Wahl des Konstellationsalphabets während eines
bestimmten Intervalls und das Redundanz- und Korrelationsniveau
steuern, das auf die Übertragungssymbole
vor der Übertragung über einen
Kanalausgangsdatenstrom 19 aufgebracht wird.
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In 3 umfasst
ein Empfänger 24 eine Rauschschätzungseinrichtung 28,
eine Sequenzschätzungseinrichtung 26,
eine Konstellationswahlsteuereinheit 31, eine Konstellationstabelle 34 und einen
Parallel-Serien-Umsetzer 36. Es ist leicht ersichtlich,
dass der Datentransformer 29, der die Schätzungseinrichtung 26,
die Tabelle 34 und den Umsetzer 36 umfassen kann,
funktionell gleichwertig mit dem Datentransformer 4 gemäß 1 ist.
Obgleich die Rauschschätzungseinrichtung 28 so
dargestellt ist, dass sie sich außerhalb des Datentransformers 29,
jedoch innerhalb des Empfängers 24 befindet,
kann sie auch im Datentransformer 29 oder sogar außerhalb
des Empfängers 24 angeordnet werden.
Es ist erwünscht,
dass die Konstellationswahlsteuereinheit 31 auf einen Kanalzustand
anspricht, wie etwa den Rauschabstand oder die empfangene Symbol-
und Rauschleistung 25.
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Von
den durch das empfangene Signal 25 mitgeführten Übertragungssymbolen
ist bekannt, dass sie durch ein gewisses Maß an Kanalrauschen verfälscht oder
mit Tags versehen sind. Die Rauschschätzungseinrichtung 28 wird
eingesetzt, um das Ausmaß des
im Signal 25 vorhandenen Kanalrauschens quantitativ zu
bestimmen. Die Rauschschätzung 37 wird
von der Sequenzschätzungseinrichtung 26 empfangen,
so dass eine ziemlich gute Schätzung des
ursprünglich
an den Empfänger 24 gesendeten Übertragungssymbols
hergeleitet werden kann. Obgleich Fachleute auf dem Gebiet erkennen
werden, dass viele Implementierungen der Schätzung des empfangenen Signals
verwendet werden können, um
die Wiederherstellung des gesendeten Signals durchzuführen, wird
ein Fachmann ebenfalls erkennen, dass es erwünscht ist, eine Maximum-Likelihood-Sequenzschätzungseinrichtung
(MLSE) als Sequenzschätzungseinrichtung 26 im
Empfänger 24 zu
verwenden, um einen optimierten Datenempfang zu erzielen. Eine derartige
MLSE kann mit einer Viterbi-Decodiereinrichtung
realisiert werden. Eine MLSE wird typischerweise zum Decodieren
eines Faltungscodes, eines Trellis-Codes sowie empfangener Symbole
mit Teilantwort verwendet und kann in Anwesenheit von Kanalrauschen,
wie etwa Intersymbolstörungen,
vorteilhaft sein. Beim Decodieren eines CM-Signals (constellation-multiplexed
signal), wie hierin beschrieben, kann eine MLSE die Rauschabstandsinformationen
jedes Symbols am Empfänger
in vorteilhafter Weise nutzen und eine Maximum-Likelihood-Schätzung von
CM-Signalen erzeugen, die nahezu optimal sein kann.
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Die
Konstellationswahlsteuereinheit 31 kann jedem empfangenen
Symbol in der MLSE eine geeignete Konstellationsabbildung und dessen
zugeordneten Datenbits pro Übertragungssymbol
zuweisen. Basierend auf der zugewiesenen Konstellationsabbildung
berechnet die MLSE nicht nur Pfadmaße eines empfangenen Symbols
entsprechend, sondern kann auch die Abzweigungsmaße gemäß dem Maximum-Likelihood-Schätzkriterium
skalieren. Wie vorstehend weist die Konstellationswahlsteuereinheit 31 den
Parallel-Serien-Umsetzer 36 an, entsprechende Datenbits
in jedem Symbol auszugeben. Es ist erwünscht, die Synchronisation
zwischen der Konstellationswahlsteuereinheit eines Senders und der
Konstellationswahlsteuereinheit eines entsprechenden Empfängers einzurichten.
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Eine
andere exemplarische Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in Form eines CM-Senders (constellation-multiplexed
transmitter) 40 in 4 gezeigt.
Hierbei umfasst der Sender 40 einen Bit-Parser 41,
eine Trellis-Code-Codiereinrichtung 45 als Option, eine
Konstellationsabbildungseinrichtung 47, Konstellationstabellen 48,
einen Modulator 51 und eine Konstellationswahlsteuereinheit 49. Des
Weiteren kann die Steuereinheit 49 selbst durch die Hauptsteuereinheit 53 gesteuert
werden. Die Hauptsteuereinheit könnte
eine entsprechende Steuereinheit an einem entsprechenden Empfänger sein.
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Ohne
die allgemeine Anwendbarkeit einzuschränken ist es nützlich,
die Grundlagen der vorliegenden Erfindung anhand eines spezifischen
Beispiels darzustellen, wobei k und p/q Informationsbits pro Symbol übertragen
werden und wobei k, p und q ganze Zahlen sind und p kleiner als
q ist. Am Sender 40 kann der Bit-Parser 41 einen
Eingangsbitstrom 42 mit einer Rate von k und p/q Bits pro
Symbol empfangen. Der Bit-Parser 41 teilt ankommende Daten 42 selektiv
in Bitvektoren 43 auf. Es ist erwünscht, die Aufteilung kontinuierlich
durchzuführen.
Der Parser 41 sendet unter der Steuerung der Konstellationswahlsteuereinheit 49 einen
Bitvektor 43 mit z.B. entweder k oder k + 1 Bits an eine
fakultative Trellis-Code-Codiereinrichtung 45. Nachdem
die Codiereinrichtung 45 zwischen aufeinander folgenden
Ausgangsbitvektoren 43 vom Bitparser 41 eine vordefinierte
Korrelation aufgebracht hat, werden die resultierenden codierten
Vektoren 46 dann mittels einer Konstellationsabbildungseinrichtung 47 auf
entsprechenden Übertragungssymbolen 50 abgebildet.
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Die
Konstellationsabbildungseinrichtung 47 kann eine Konstellationstabelle 48 verwenden,
um jeden Vektor in einem Übertragungssymbol 50 abzubilden,
das ein Mitglied eines oder mehrerer vorab gewählter Symbolalphabete ist,
die einer Symbolkonstellation entsprechen können. Die Konstellationswahlsteuereinheit 49 kann
kontinuierlich die Anzahl von Datenbits bestimmen, die gemäß einem
vordefinierten Muster in einem Bitvektor angeordnet sind. Bei der
exemplarischen Ausführungsform
der Erfindung ist jedes vordefinierte Muster repräsentativ
für eine
vorab gewählte
Signalkonstellation, z.B. k oder k + 1 Bits pro Symbol.
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Bei
einigen Ausführungsformen
jedoch, bei denen es erwünscht
ist, die Codiereinrichtung 45 zu verwenden, leitet der
Bit-Parser 41 den Bitvektor zuerst zur Codiereinrichtung 45.
Die Codiereinrichtung 45 führt unter den Daten, in diesem
Fall zwischen aufeinander folgenden Ausgangsvektoren, eine vordefinierte
Korrelation durch.
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Die
Konstellationswahlsteuereinheit 49 kann die Wahl zwischen
k und k + 1 Datenbits in einem Bitvektor 43 vom Bit-Parser 41 so
steuern, dass der Mittelwert der übertragenen Bits pro Symbol 50 k
und p/q beträgt.
Die Steuereinheit 49 weist sowohl die Trellis-Code-Codiereinrichtung 45 als
auch die Konstellationsabbildungseinrichtung 47 an, die
gewünschte
Konstellationsgröße basierend
auf der Anzahl an Bits zu wählen,
die über
das zur Verfügung stehende Übertragungssymbol
gesendet werden sollen. Wenn es erwünscht ist, die Übertragungssymbole 50 zu
Signalen 52 weiterzuverarbeiten, die für ein spezielles Übertragungsformat
besser geeignet sind, kann ein Modulator 51 verwendet werden.
In Abhängigkeit
von dem Modulator 51 können
aufeinander folgende Symbole mit unterschiedlichen Zeitstempeln
oder unterschiedlichen Frequenzlagen oder beidem gesendet werden.
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Wie
bei den vorhergehenden Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ist es erwünscht, dass die Konstellationswahlsteuereinheit 49 auf
einen erfassten Kanalzustand 54 oder eine Hauptsteuereinheit 53 anspricht,
die sich außerhalb
des Senders 40 befinden kann, z.B. von einem entsprechenden
Empfänger.
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Der
in einem erfindungsgemäßen System verwendete
fakultative Trellis-Code könnte
ein Einzelsymbolcode oder ein Mehrsymbolcode sein. 5(a) zeigt
eine Codiereinrichtung 50, die einen Einzelsymbol-Trellis-Code
implementiert, wobei c Datenbits 51 von jeweils k oder
k + 1 Datenbits 52 z.B. durch eine Faltungscodiereinrichtung 54 zu
c' Datenbits 53 codiert
werden. Die Konstellationsabbildungseinrichtung 55 setzt
die codierten Datenbits 53 und uncodierten Datenbits 51 in
ein Übertragungssymbol 56 im
gewünschten
Informationsformat um. 5(b) zeigt
ein Beispiel einer Codiereinrichtung 60, die einen m-Symbol-Trellis-Code
implementiert, wobei k oder k + 1 Eingangsdatenbits 61 entsprechend
einem Einzelübertragungssymbol
ankommen, wobei m Symbole 67 vor dem Codieren in einem Symbolpuffer 62 zwischengespeichert
werden. Von diesen Eingangsbits der m Übertragungssymbole 67 werden
wiederum z.B. durch die Codiereinrichtung 69, die eine
Faltungscodiereinrichtung sein kann, c Datenbits 65 zu
c' Datenbits 68 codiert.
Diese c' Datenbits 68 werden
mit uncodierten Datenbits 64 kombiniert und in Vorbereitung
der Übertragung
in der Konstellationsabbildungseinrichtung 63 zu m aufeinander
folgenden Übertragungssymbolen 71 abgebildet.
Es wird darauf hingewiesen, dass die m aufeinander folgenden Übertragungssymbole
nicht zwangsläufig
dieselbe Konstellation verwenden.
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In 6 umfasst
ein Empfänger 75 einen Demodulator 76,
eine Rauschschätzungseinrichtung 77,
eine Sequenzschätzungseinrichtung 78,
einen Demapper 79, Konstellationstabellen 80,
einen Parallel-Serien-Umsetzer 81 und eine Konstellationswahlsteuereinheit 82.
Der Demodulator 76 stellt die empfangenen Soft-Decision-Symbole rm 83 aus dem empfangenen Signal 84 wieder
her, welches Signal 84 die ursprünglichen Übertragungssymbole 92 vom Sender 91 enthält, die
durch das Kanalrauschen 91 verfälscht sind. Die Übertragungssymbole 92 können in
dem Signal 84 mit unterschiedlichen Zeitstempeln, unterschiedlichen
Frequenzlagen oder beidem gesendet werden. Falls die Übertragungssymbole 84 nicht
zuvor im Sender 90 codiert worden sind, ist es erwünscht, dass
der Demodulator 76 anhand der empfangenen Symbole eine
Teilantwort bildet, so dass eine definierte Korrelation, die zwischen
den empfangenen Soft-Decision-Symbolen rm 83 bestehen
kann, genutzt werden kann. Es ist erwünscht, dass die Rauschschätzungseinrichtung 77 jedem Soft-Decision-Symbol 83 ein
Rauschschätzmaß 89 zuordnet,
wobei das Rauschschätzmaß beispielsweise
ein Rauschleistungsschätzmaß oder ein
Rauschabstandsschätzmaß sein kann.
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Die
Sequenzschätzungseinrichtung
78 bestimmt
wiederhergestellte Datensymbole
86 auf der
Basis der vordefinierten Korrelation zwischen aufeinander folgenden
Symbolen
83, die vom Demodulator
76 ausgegeben
werden. Es ist erwünscht, das Rauschschätzmaß
89 beim
Extrahieren einer Sequenz von Symbolen
86 aus den Symbolen
83 mit einzubeziehen.
Tatsächlich
ist es erwünscht,
eine MLSE als Sequenzschätzeinrichtung
78 zu
verwenden und das Rauschschätzmaß
89 dazu
zu verwenden, das Likelihood-Maß jeder
in Betracht gezogenen Sequenz zu berechnen. Wenn eine Sequenz basierend
auf dem Likelihood-Maß als
am wahrscheinlichsten gesendete Sequenz ausgewählt wird, kann die Qualität der wiederhergestellten
Datensymbole
86 im Sinne der Maximum-Likelihood (größten Wahrscheinlichkeit)
nahezu optimal sein.
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Ein
Verfahren zum Beschreiben des Betriebs der MLSE
78 stellt
sich wie folgt dar:
Im Allgemeinen ist es erwünscht, dass
sich am der Ausgang der Sequenzschätzungseinrichtung
78 eine Sequenz
{
}
findet, so dass jeder der folgenden rauschleistungsbewerteten euklidischen
Abstände minimiert
wird:
wobei
jeweils
∈ {a
k,m} ≡ A
m - m
- ein Symbolindex,
- k
- ein Alphabetindex,
- k ^
- der beschlossene Alphabetindex,
- Am
- ein für das Symbol
m verwendeter Satz von Alphabeten,
- Nm
- die dem Symbol rm zugeordnete, geschätzte Rauschleistung,
- SNRm
- der dem Symbol rm zugeordnete Rauschabstand (SNR) und
-
- die mittlere Signalleistung
ist, die dem für rm verwendeten Alphabetsatz zugeordnet ist.
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Dies
ist der Fall, da in Anwesenheit von beispielsweise Rauschen, dessen
Leistung über
verschiedene Symbole variiert, die Maximum-Likelihood-Decodierung
im Wesentlichen darin besteht, durch den Trellis mit dem minimal
bewerteten, ins Quadrat erhobenen euklidischen Abstand zur empfangenen
Sequenz diesen spezifi schen Pfad zu finden, wobei, beim Berechnen
des Pfadmaßes,
jedes Abzweigungsmaß durch
den Kehrwert der dem Soft-Decision-Symbol zugeordneten Rauschleistung bewertet
wird. Wiederhergestellte Datensymbole 86 werden von der
MLSE 78 durch den Demapper 79 empfangen, welcher
in Verbindung mit Konstellationstabellen 80 ein wiederhergestelltes
Symbol 86 auf einem Datenbitvektor 87 abbildet,
wobei die Größe dieses
Vektors zwischen aufeinander folgenden Symbolen variieren kann.
Die Tabellen 80 entsprechen typischerweise ähnlichen
Konstellationstabellen im Sender 90. Wenn durch den Demapper 75 Bitvektoren 87 generiert
werden, wandelt der Parallel-Serien-Umsetzer 81 die Vektoren 87 in
einen Bitstrom 88 um, der dem Datenbitstrom entspricht,
welcher ursprünglich
in den Sender 90 eingegeben wurde. Ähnlich dem Betrieb der Konstellationswahlsteuereinheit 49 gemäß 4 kann
die Konstellationswahlsteuereinheit 82 den Demodulator 76,
die Sequenzschätzungseinrichtung 78,
den Demapper 79 und den Parallel-Serien-Umsetzer 81 über relevante Details
der Konstellation informieren, die in einem bestimmten Moment implementiert
wird, wie etwa das aktuelle Symbolalphabet und die Anzahl an Bits
im wiederhergestellten Symbol 86. Wie bei der Konstellationswahlsteuereinheit 91 im
Sender 90 ist es bei der Steuereinheit 82 erwünscht, in
Abhängigkeit
von einem Kanalzustand unterschiedliche Sätze an Symbolalphabeten zuzulassen
und eine variable Anzahl an Bits in einem Symbol vorzusehen. Es
ist erwünscht,
zwischen der Konstellationswahlsteuereinheit 91 im Sender 90 und
der Konstellationswahlsteuereinheit 82 im Empfänger 75 eine
Form von Synchronisation vorzusehen.
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Obgleich
die Erfindung hierin mit diskreten Funktionsbausteinen, z.B. Tellis-Codiereinrichtungen,
Konstellationsabbildungseinrichtungen, etc., ausgeführt dargestellt
ist, können
die Funktionen eine beliebigen einzelnen oder mehrerer dieser Bausteine
unter Verwendung eines oder mehrerer geeigneter programmierter Prozessoren,
Digitalsignalverarbeitungschips (DSP-Chips), etc., ausgeführt werden.
Es wird darauf hingewiesen, dass sich die Grundlagen der Erfindung
auch auf andere Kommunikationsbereiche anwenden lassen. Die Grundlagen der
Erfindung lassen sich beispielsweise auch auf die Konstruktion von
Modems zur Verwendung bei der Datenübertragung, Fading-Kanal-Anwendungen
und so weiter anwenden.
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Die
verschiedenen Konstellationen, Bit- und Baud-Raten sowie andere
Parameter dienen selbstverständlich
nur der Veranschaulichung. Darüber
hinaus kann die Erfindung auch im Zusammenhang mit Mehramplituden-/Mehrphasenkonstellationen, üblicherweise
als "QAM" bekannt, beschrieben
werden und lässt
sich gleichermaßen
auf andere Konstellationsarten anwenden, wie etwa Konstantamplituden-/Mehrphasenkonstellationen,
wie etwa M-PSK und M-DPSK. Die erfin dungsgemäße Vorrichtung und das erfindungsgemäße Verfahren
sehen Symbole vor, die mit unterschiedlichen Zeitstempeln (etwa unter
Verwendung einer QAM-Technologie),
mit unterschiedlichen Frequenzlagen oder durch eine Kombination
aus beidem (etwa unter Verwendung einer OFDM-Technologie) über den
Kanal gesendet werden sollen. Darüber hinaus lässt sich
die hierin beschriebene Erfindung auf Zusammenhänge anwenden, die Sprachbanddatenübertragung,
zellularen Mobilfunk, digitalen Mikrowellenfunk, Satellitenkommunikation,
drahtgebundene Kommunikation, drahtlose Kommunikation und dergleichen
umfassen.
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Das
Vorstehende veranschaulicht lediglich die Grundlagen der Erfindung
und es versteht sich daher, dass Fachleute auf dem Gebiet dazu in
der Lage sein werden, verschiedene alternative Anordnung zu entwerten,
die, obgleich sie hierin nicht explizit beschrieben sind, dennoch
die Grundlagen der Erfindung im Rahmen des Schutzumfangs der nachfolgenden
Ansprüche
verkörpern.
wobei
