DE69219551T2

DE69219551T2 - Überrahmen

Info

Publication number: DE69219551T2
Application number: DE69219551T
Authority: DE
Inventors: Vedavalli Krishnan
Original assignee: Racal Data Communications Inc
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 1991-04-09
Filing date: 1992-03-06
Publication date: 1997-12-04
Anticipated expiration: 2012-03-07
Also published as: US5185763A; WO1992019061A1; DE69219551D1; EP0538448A1; EP0536390B1; WO1992019055A1; EP0538448A4; EP0536390A4; EP0538448B1; EP0536390A1; DE69221803D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Erfindungsgebiet

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Abbilden digitaler Daten zu Symbolen in einer Symbolkonstellation, wobei solche Symbole eine Modulation eines Tragersignals zur Übertragung über ein Übertragungsmedium darstellen.

2. Beschreibung des Stands der Technik

In Datenkommunikationsvorrichtungen (DCE), wie beispielsweise Modems, werden die digitalen Daten von einer Datenterminalvorrichtung (DTE) unter Verwendung des Bitratentaktgebers eingegeben und abgebildet in eines der Mitglieder eines Mphabets, wobei ein solches Alphabet eines von M Symbolen (d. h. Punkten) einer Signalkonstellation umfaßt. Dieses Abbilden tritt bei der Symbolrate auf und danach während jedes Symbolintervalls, d. h. Baud, wobei das Symbol über ein Übertragungsmedium übertragen wird. Bei einem Empfänger in einer anderen DCE wird das Konstellationssymbol wiedergewonnen und die das Symbol darstellende Bitfolge wird zu einer anderen DTE gesendet.
Das nichtcodierte System der Figur 1 ist der einfachste Fall der oben beschriebenen DCE. K Bits von der DTE werden durch einen Symbolabbilder 2 im Transmitter abgebildet in 2k = M Symbole einer zweidimensionalen Symbolkonstellation und über einen Basisbandkanal 4 einem Empfänger 6 übermittelt, in welchem ein Slicer und Dekoder die K Bits wiedergewinnt. Dies ist ein binäres Abbildungssystem, in dem die Anzahl der Symbole in der Konstellation, M, eine Funktion der Basis oder Radix 2 hoch der ganzen Zahlen K ist, wobei K die Anzahl codierter Bits bei einer Zeit während jedes Bauds ist.
Wie die Figur 2 zeigt, wird selbst in einem komplizierteren mehrdimensionalen Codierschema der gleiche binäre Abbildungsprozeß verwendet, wie für das uncodierte System beschrieben. Allgemein werden in diesen Faltungscodiersystemen einige der Datenbits von der DTE durch den Faltungscodierer 8 expandiert und danach wählen diese codierten Bits die Teilkonstellation (d. h. Teilsätze) aus, zu welchem das übermittelte Symbol gehört. Die restlichen Datenbits der Blöcke 10 und 11 sind uncodiert und werden dazu verwendet, ein Symbol der Teilkonstellation in gleicher Weise, wie beim oben erwähnten uncodierten System auszuwählen. Im speziellen ist eine illustrative Ausführungsform eines mehrdimensionalen Codierschemas, welches zum Diagramm der Figur 2 paßt, ein 19,2K bps, achtdimensionales Faltungscodiermodem, wie im US-Patent Nr. 4,761,784 beschrieben. In diesem Modem erstreckt sich eine Gruppe von Zeitintervallen über vier Bauds und umfaßt einen Rahmen von 28 Datenbits. Diese 28 Bits pro Rahmen werden, nach ihrer Erweiterung auf 29 Bits, über vier Bauds zugeteilt, um Bruchbits pro Baud wie folgt zu erzeugen ("x" bedeutet Bits):
Wie im einzelnen im vorerwähnten Patent beschrieben, werden für jedes Baud zwei codierte Bits vom Faltungscodierer 8 ("Codierer") und entweder fünf oder drei uncodierte Bits von einem Indexgenerator 10 ausgewählt, um das Übermittlungssymbol in einer Nachschlagtabelle nachzuschlagen. Diese codierten und uncodierten Bits zusammen nehmen Zugriff auf die 160 Symbol-(2&sup7; + 2&sup5;)-Konstellation, welche unterteilt ist in Teilkonstellationen, das heißt in Subsätzen.
Jede Teilkonstellation enthält 40 Symbole (2&sup5; innere Symbole + 2³ äußere Symbole). Im speziellen sind 21 Bits jedes Vierbaud-Rahmens von 28 Bits uncodiert. Mittels des Bruchabbilders 12 spezifiziert ein uncodiertes Bit, ob ein äußeres Symbol vorhanden ist (andererseits, wie in Reihe 1 gezeigt, sind dies alles innere Symbole), wie angezeigt in Spalte 1 der oberen Tabelle. Falls ein äußeres Symbol vorhanden ist, zeigt Spalte 2, in welchen der vier Bauds es auftritt. Die nächsten vier Spalten (bestimmt durch die Bauds 1 bis 4 in der Tabelle) zeigen die verbleibenden uncodierten Bits (drei Bits oder fünf Bits) gespreizt über vier Bauds, wobei fünf uncodierte Bits benötigt werden, um ein inneres Symbol und drei uncodierte Bits benötigt werden, um ein äußeres Symbol zu spezifizieren. Da diese Arbeitsweise uncodierte Bruchbits per Baud (5,25 Bits per Baud) benötigt, ermöglicht die vorbeschriebene Technik des Schaltens zwischen inneren und äußeren Symbolen für eine ganze Anzahl von uncodierten Bits per Baud, ein gegebenes Symbol entweder in der inneren oder äußeren Signalkonstellation aufzuführen. Jedoch verwenden sowohl die inneren als auch die äußeren Signalkonstellationen ein binäres Abbildungen, d. h. die Anzahl der Punkte ist eine Funktion der Radix 2 hoch einer ganzzahligen Hochzahl, d. h. mit einer Hochzahl von 5 oder 3, abhängig davon, ob ein innerer oder äußerer Punkt vorliegt. In Figur 2 ist das Diagramm generell auch gültig für solche Systeme, welche auch "Mittelpunkte" aufweisen. Die Symbolabbilder 14 und 16 sind lediglich dargestellt zur Illustration der Tatsache, daß ein neuer Symbolabbilder für jede der vier Baud-Intervalle im dargestellten achtdimensionalen Faltungscodiersystem vorhanden ist. Diese Art der bekanntes binären Abbildens, wie in diesem Beispiel dargestellt, wird als "Bruchbitbinärabbilden" bezeichnet.
Ein alternativer Typ des bekannten binären Abbildens, welches in den obigen 19,2K Modem-Beispiel verwendet werden könnte, wird als "Ganzbitbinärabbilden" bezeichnet.
Bei diesem Schema wird irgendein Bruchteil ausgedrückt durch das Vorhandensein oder die Alowesenheit von ganzen Bits. Beispielsweise ist ein 1/4 Bruch äquivalent zu 1, 0, 0, 0, wo außer jedem vierten Rahmen über die anderen drei Rahmen ein Rahmen ein Bit mehr per Baud verwendet (womit die Konstellation verdoppelt wird). Im obigen 19,2K Beispiel können in jedem der drei Bauds sieben Bits übertragen werden und acht Bits können in einem Baud übertragen werden.
Als ein weiteres Beispiel der ausschließlichen Benutzung des binären Abbildens in einem zweidimensionalen Faltungscodiersystems besteht in dem CCITT V.32 Standard, welcher die Übertragung einer ganzzahligen Anzahl von Bits per Baud spezifiziert, d. h. 5 Bits per Baud, wobei vier Datenbits per Baud durch das zweidimensionale Faltungscodieren auf 5 Bits per Baud erweitert werden, wie in der folgenden Tabelle gezeigt ("x" bedeutet Bits):
In diesem Modem werden während jedes Bauds, drei codierte Bits vom Faltungscodierer (Codierer) und zwei uncodierte Bits dazu verwendet, um Zugriff auf eine 2&sup5; = 32 Symbolkonstellation zur Erzeugung eines Übermittlungssymbols zu haben. Bemerkt sei, daß ungleich zum vorigen achtdimensionalen, 19,2K bps Beispiel hier keine Bruchbits per Baud vorhanden sind, jedoch abermals ein binäres Abbilden verwendet wird, d. h. 2&sup5; Symbole existieren in der Konstellation.
In Figur 3 ist ein Blockcodiersystem gezeigt, welches aufweist einen Blockcodierer 18, bei dem n Bits zwischen den uncodierten Bits 20 zugeordnet sind, und einen Bruchabbilder 22 und einen unterschiedlichen Symbolabbilder (dargestellt durch die Abbilder 24 und 26) für jedes Baud des Gruppenintervalls, über welche das Abbilden stattfindet.
Das US-Patent Nr.4,891,806 von Farias u.a. beschreibt einen Konstellationsmultiplex- Innen-bandsekundärkanal unter Verwendung von Zeitmultiplex-(TDM)-Schlitzen. Dieses Verfahren erhöht die Hauptkanalsymbolrate durch einen kleinen Bruchteil und sendet eine unabhängige Sekundärkonstellation geringer Dichte in die freigeschaltete Bandbreite.
Ein "adaptives Modem" liefert eine Vielzahl von Symbolraten und Trägermodulationsschemas bei verschiedenen Trägerfrequenzen, von welchen eine optimale Betriebsart durch das Modem ausgewählt wird unter Verwendung von Leitungsprüfmethoden während dem ursprünglichen Training. Beispielsweise wurde ein adaptives Modem von der CCITT vorgeschlagen zur Aneignung in den V.fast Standard, welches vier Baudraten (2400, 2743, 2954, 3200) und fünf Träger (1600, 1670, 1745, 1829, 1920) und sieben verschiedene Datenraten umfaßt, beginnend von 9600 bis 24000 in 2400 Schritten. Der Ausdruck "adaptiver Modem" wird auch benutzt, um ein Modem zu erfassen, wo eine Bedienungsperson, beispielsweise von einer Fronttafel, manuell den Modem zu der vorbeschriebenen Betriebsart zusammenstellt.
Die EP-A-0392723 beschreibt einen Weg zur Erzeugung eines primären und sekundären Kanals durch Wechseln zwischen zwei Symbolkonstellationen, abhängig von der Anwesenheit von Sekundärdaten. Die erste Konstellation wird dazu verwendet, lediglich Primärdaten zu senden und die zweite expandierte Konstellation, welche mehr Punkte als die erste Konstellation aufweist, wird dazu verwendet, sowohl primäre als auch sekundäre Daten zu senden.
"IEEE Transactions on Information Theory", Band 36, Nr.4, Seiten 726-740 beschreibt ein Unwahrscheinlichkeitssignalschema, welches es ermöglicht, sich dem vollen asymptodischen Formfaktor einer N-Kugel über einen N-Kubus in jeder festen Dimension zu nähern. Formcodes machen es möglich, die gewünschten Bruchbitraten zu erreichen.
WO-A-92/17972 (veröffentlicht am 15.10.92) beschreibt eine Annäherung des Sendens einer größeren Konstellation für einen Rahmensynchronisationszweck. Der Empfänger synchronisiert den Rahmen auf einer Energiekalkulationsbasis.
WO-A-92/17971 (veröffentlicht am 15.10.92) beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Erzeugung der gewünschten Anzahl von Symbolfolgekombinationen, was erreicht wird durch Umschalten zwischen zwei Konstellationen auf einer Baud durch Baud Basis. Während einer Periode AT, wobei A die Gesamtzahl der übertragenen Symbole und T die Symbolperiode ist, wählt die Erfindung A-d Symbole von einer kleineren Konstellation und d Symbole von einer größeren Konstellation aus.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine adaptive Kommunikationsvorrichtung zur Übertragung einer Vielzahl von Datenbits über ein Übertragungsmedium vorgeschlagen, welches umfaßt einen Transmitter zur Auswahl eines aus einer Vielzahl von Symbolabbildern für jede von mehreren Betriebsarten, wobei die Symbolabbilder zur Abbildung der Vielzahl von Datenbits in eine Sequenz von Symbolen ausgelegt sind, wobei eines dieser Symbole für jedes Baud aus einer Vielzahl von Bauds vorgesehen ist, die Symbolabbilder jeweils einen Rahmen erzeugen, wobei für jedes Baud der Vielzahl von Bauds eine der Datenbits pro Baudraten vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet: mindestens ein Symbolabbilder aus der Vielzahl von Symbolabbildern ist zur Erzeugung eines Superrahmens ausgebildet, welcher mindestens einen der Rahmen, bestehend aus einem low-bit-Rahmen und mindestens einen der Rahmen, bestehend aus einem high-bit- Rahmen, beinhaltet, wobei jeder dieser Rahmen einen Rahmendurchschnitt aufweist, der ein Durchschnitt aus den Datenbit pro Baud-Raten für diesen Rahmen ist, der Rahmendurchschnitt für den high-bit-Rahmen in der Amplitude größer ist als der Rahmendurchschnitt für den low-bit-Rahmen, und mindestens einer der Rahmendurchschnitte für den low-bit-Rahmen oder high-bit-Rahmen aus einer gebrochenen Bit pro Baud-Rate besteht.
Weiterhin ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Übertragung einer Vielzahl von Datenbits über ein Übertragungsmedium vorgesehen, welches die Schritte des Vorsehens einer Vielzahl von Betriebsarten umfaßt, und, für jede Betriebsart aufweist, das Abbilden dieser Vielzahl von Datenbits in eines einer Vielzahl ausgewählter Symbole bei einer einer Vielzahl von Datenbits pro Baud-Raten, wobei ein ausgewähltes Symbol für jedes der Vielzahl von Bauds besteht, gekennzeichnet durch Benutzung eines einer Vielzahl von Superrahmen für jede Betriebsart mindestens eines Teils der Betriebsarten zur Definition einer aus der Vielzahl von Datenbit pro Baud-Raten für jedes Baud, wobei jeder Superrahmen eine Vielzahl von Rahmen aufweist und jeder Rahmen eine der Datenbit pro Baud-Raten für jede vorbestimmte Anzahl von Bauds beinhaltet, Bereitstellen jedes Superrahmens der Vielzahl von Superrahmen mit mindestens einem dieser Rahmen, bestehend aus einem low-bit-Rahmen und mindestens einem dieser Rahmen, bestehend aus einem high-bit-Rahmen, wobei die Anzahl der lowbit-Rahmen und high-bit-Rahmen x und Y betragen, wobei sowohl x als auch Y größer oder gleich Eins sind, jeder Rahmen einen Rahmendurchschnitt aufweist, der ein Durchschnitt der Datenbit pro Baud-Raten für jeden dieser Rahmen ist und dieser Rahmendurchschnitt aus einer ganzen Bit pro Baud-Rate besteht, wobei der Rahmendurchschnitt eine ganze Zahl ist oder aus einer gebrochenen Bit pro Baud-Rate besteht, wobei der Rahmendurchschnitt eine nichtganze Zahl ist, und der Rahmendurchschnitt des high-bit-Rahmens und der Rahmendurchschnitt des low-bit- Rahmens durch eine gebrochene Differenz von einander getrennt sind, für jeden Superrahmen das x des low-bit-Rahmens und das Y des high-bit-Rahmens gesetzt werden und die gebrochene Differenz gesetzt wird zur Bereitstellung eines vorbestimmten Durchschnitts der Datenbit pro Baud-Raten in dem Superrahmen.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines verallgemeinerten binären Abbildungssystems für eine Kommunikationsvorrichtung nach dem Stand der Technik.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines faltungscodierten Transmitters für ein zwei mdimensionales binäres Abbildungssystems nach dem Stand der Technik.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm eines blockcodierten Transmitters in einem zwei mdimensionalen binären Abbildungssystems nach dem Stand der Technik.
Fig. 4 ist ein verallgemeinertes Blockdiagramm eines Datenkommunikationssystems, in welchem die vorliegende Erfindung verwirklicht ist.
Fig. 5 zeigt drei Symbolkonstellationen in der komplexen Ebene, welche gemäß einem Ausführungsbeispiel der nichtbinären Abbildung der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Fig. 6A ist ein Blockdiagramm eines Transmitters einer Kommunikationsvorrichtung, bei welcher ein Superrahmen unter Verwendung einer gebrochenen Bitsignalisierung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Fig. 6B ist ein Blockdiagramm eines Empfängers der Kommunikationsvorrichtung nach Figur 6A.
Fig. 7 ist ein Superrahmen gemäß der vorliegenden Erfindung ohne Sekundärkanal.
Fig. 8 ist ein Superrahmen gemäß der vorliegenden Erfindung mit einem Sekundärkanal.
Fig. 8A bis 8E sind Kreisdiagramme zum besseren Verständnis der drei gebrochenen Bit-Abbildungsmethoden.
Fig. 8F und 8G sind eine Symbolkonstellation unter Verwendung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, wobei Figur 8F eine Hälfte der Konstellation und Figur 8G die andere Hälfte der Konstellation darstellen.
Fig. 9 ist ein detailliertertes Blockdiagramm des Transmitters nach Figur 6A für eine Betriebsart des adaptiven Modems.
Fig. 10 ist ein detailliertertes Blockdiagramm des in Figur 6B gezeigten Empfängers für eine der Betriebsarten des adaptiven Modems.
Fig. 11 ist ein Flußdiagramm des Trainingprozesses des adaptiven Modems.
Fig. 12 ist ein Flußdiagramm des Transmitters der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Zum besseren Verständnis der hier beschriebenen Ausführungsbeispiele des Datenbits- Symbolabbilders 29 der vorliegenden Erfindung wird ein allgemeiner Überblick über das Umfeld, in welchem solche Ausführungsformen verwendet werden, an Rand der Figur 4 gegeben. Unter Bezugnahme auf die Figur 4 empfängt eine erste Kommunikationsvorrichtung, allgemein als Datenkommunikationsvorrichtung ("DCE") 30 bezeichnet, digitale Binärdaten von einer ersten Datenterminalvorrichtung ("DTE") 32. Die DCE 30 kann beispielsweise bestehen aus einem Modem oder einer mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden digitalen Teilnehmerschleife (HDSL). Das DTE 32 kann eine Datenquelle, beispielsweise einen Personal-Computer oder einen Mainframe- Computer umfassen. Das DCE 30 ist über ein Übertragungsmedium 34, typischerweise ein bandbegrenzter Kanal mit einer zweiten DCE 36 verbunden, die ihrerseits mit einer zweiten DTE 37 verbunden ist. In konventioneller Weise erzeugen die DCE 30 und 36 Funktionen, welche erforderlich sind, eine Verbindung zu errichten, aufrechtzuerhalten und zu beendigen, Signalumsetzungen und Abbildungen und Codierungen, falls vorhanden, zu erzeugen, welche zur Kommunikationen zwischen den DTE 32 und 37 benötigt werden. Die DCE 30 und 36 können oder können nicht ein integraler Bestandteil der DTE sein, d. h. ein Modem, welches auf einer gedruckten Schaltungskarte in einen Personal Computer vorhanden ist. Jede DCE 30 oder 36 umfaßt einen Transmitter 38 zur Übertragung eines Daten enthaltenden modulierten Trägersignals über das Übertragungsmedium 34 und einen Empfänger 40 zum Empfang eines Daten enthaltenden modulierten Trägersignals über das Übertragungsmedium 34 und kann beispielsweise in einem Halbduplex- oder Vollduplexbetrieb arbeiten. Die DCE 30 und 36 an jedem Ende des Ubertragungsmediums 34 haben bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, die gleiche Transmitter- und Empfängerstrukturen und -Funktionen, d.h. jede DCE 30 oder 36 kann sowohl übertragen als auch empfangen.
In konventioneller Weise werden die Daten vom DTE 32 dem DCE 30 typischerweise unter Verwendung eines Bitratentaktgebers, der im DTE 32 vorgesehen ist, zugeführt. Der Transmitter 38 des DCE 30 umfaßt mindestens einen Datenbit-Symbolabbilder 29 ("Symbolabbilder"), welcher dazu verwendet wird, bei der Symbolrate (d. h. Baud-Rate) eine Folge von Datenbits zu einem von M Symbolen (Punkte) in einer zweidimensionalen Symbolkonstellation abzubilden. Die Symbole einer zweidimensionalen Signalkonstellation stellen, in der komplexen Ebene, die möglichen Modulationen eines Trägerwellensignals dar, welches durch Modifizieren seiner Amplituden und/oder Phase erzeugt wird, so daß sich ein moduliertes Trägersignal zur Übertragung über das Ubertragungsmedium 34 ergibt. Abhängig von der Arbeitsweise kann der Symbolabbilder 29 eine Anzahl von konventionellen Transmitterkomponenten umfassen, wie beispielsweise einen Scrambler, Differentialcodierer, Symbolgenerator und, in Systemen, die eine Codierung benutzen, ein Faltungs- oder Blockcodierer. Wenn eine größere als eine zweidimensionale Faltungscodierung Anwendung findet, dann bildet der Symbolabbilder 29 über mehr als ein Baud (d.h. Symbolintervall) ab, das heißt bei einem achtdimensionalen Faltungscodieren würde der Symbolabbilder 29 Daten über vier zweidimensionale Symbolkonstellationen abbilden, welche in vier aufeinanderfolgenden Baud-Perioden auftreten. Danach umfaßt der Transmitter 38 typischerweise einen Modulator und Bandpaßfilter, so daß das ausgewählte Symbol die Trägerwelle bei jedem Baud moduliert. Die modulierte Trägerwelle wird danach über das Übertragungsmedium 34 übertragen.
Im oben beschriebenen Umfang sind die DCE 30 und 36 von konventionellem Aufbau. Ein erstes verallgemeinerndes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist gerichtet auf einen Symbolabbilder 29, welcher einen Datenbit-M Symbol-Konverter darstellt, wobei M die Anzahl der Symbole in der zweidimensionalen Signalkonstellation ist, bevorzugt die kleinste Anzahl von Symbolen, welche zur Übertragung der beschriebenen Anzahl von Datenbits pro Baud, um eine gewünschte Fehlerrate zu erreichen. Beim Stand der Technik war die Wahl des Alphabets M zwangsläufig definiert durch die folgende Exponentialgleichung:
M = 2K,
wobei M, die Anzahl der Symbole in der Konstellation, gleich der Basis (Radix) von 2 hoch dem Exponenten K ist, eine positive, ganzzahlige Zahl, welche gleich der Anzahl der Bits pro Baud ist.
Im verallgemeinernden ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung empfängt der Symbolabbilder 29 R*p Datenbits in p Baud-Intervallen. Für jedes Baud-Intervall einer Abbildungsperiode von p Bauds wählt der Symbolabbilder von einem Alphabet von M Symbolen aus, wobei M ausgewählt wird gemäß der folgenden Gleichung:
M ≥ 2R,
wobei M die nächste ganzzahlige Zahl der Basis 2 hoch dem Exponenten R ist und wobei R eine positive, nichtganzzahlige Zahl größer als Eins ist und die Anzahl der Bits pro Baud ist. Folglich wird für ein gegebenes gewünschtes Datenbit pro Baud M ≥ 2R gemäß der Erfindung verwendet, anstelle von M = 2K, was beim Stand der Technik zu einer Konstellation führt, welche weniger Symbole als die letztere aufweist. Dieses Abbildungsschema der vorliegenden Erfindung soll nachfolgend als "nichtbinäres Abbilden" bezeichnet werden.
Das nichtbinäre Abbilden nach der vorliegenden Erfindung macht es erforderlich, daß der Symbolabbilder 29 über die vorgewählte Abbildungsperiode von p Baud-Intervallen die empfangenen Datenbits gruppiert, so daß innerhalb der Abbildungsperiode R*p Datenbits vorhanden sind, wobei R*p = ganzzahlige Zahl ist. Auf diese Weise, wenn M über die Abbildungsperiode konstant ist, gilt Mp ≥ 2R*p. Unter Verwendung dieser empfangenen Daten wählt der Symbolabbilder p 2-dimensionale Symbole aus, und wählt hierbei ein 2p-dimensionales Symbol aus Mp 2p-dimensionalen Symbolen zur Übertragung aus. Gemäß einer Arbeitsweise bleibt in jedem der p Bauds, d. h. Baud- Intervallen der Abbildungsperiode, die Konstellation (und damit die Anzahl der Symbole M) konstant. Jedoch, was nachfolgend mathematisch beschrieben wird, liegt es innerhalb des Bereichs der vorliegenden Erfindung, die Anzahl der Symbole M über die Abbildungsperiode hinweg zu variieren. Der Symbolabbilder 29 wählt eines dieser Symbole bei jedem Baud-Intervall von den Konstellationen, welche sich in ihrer Anzahl von Symbolen M unterscheiden, aus. Die p ausgewählten Symbole definieren ein 2p- dimensionales Symbol, d. h. p zweidimensionale Symbole. Dieses "mehrdimensionale" Abbilden über eine Vielzahl von Bauds ermöglicht "nichtbinäre Symbolkonstellationen", d.h. Konstellationen, die nicht 2K Symbole, sondern 2R Symbole haben.
Für Zwecke dieses Dokuments wird der Ausdruck "ganzzahlig" angesehen als nicht nur Zahlen umfassend, welche unter die strikte mathematische Definition von "ganzzahlig" (d.h. 1, 2, 3...) fallen, sondern auch solche umfassend, welche dezimale Äquivalente von ganzzahlig sind (d. h. 1,0, 2,0, 3,0 ...). In gleicher Weise wird das Ergebnis der mathematischen Operationen, welche ganze Zahlen verwenden, angesehen als die Resultate, welche erhalten werden, wenn reale Zahlen in der Operation ersetzt sind (d. h. 3/4 = 3,0/4,0 = 0,75). Die Methodik des nichtbinären Abbildens ermöglicht das Errechnen von M, wenn die gewünschten Bits pro Baud "R" bekannt sind, auffolgende Weise.
N = 2R
wobei R die nichtganzzahligen gewünschten Bits pro Baud und N die errechnete Anzahl der Symbole in der Konstellation ist und in den meisten Fällen eine nichtganzzahlige Zahl sein wird. Jedoch ist es nicht möglich, in einer zweidimensionalen Symbolkonstellation eine nichtganzzahlige Anzahl von Symbolen zu haben, so daß das nichtganzzahlige N auf das nächste ganzzahlige M gerundet wird, wobei M (welches das zuvor definierte ganzzahlige M ist) größer als N ist, wenn N nichtganzzahlig ist. Infolge des Aufrundungsprozesses, wenn das errechnete M zur Nachkalkulation von R verwendet wird, gilt folgende Gleichung:
M=2R.
Dieses nachkalkulierte R, die maximalen Datenbits pro Baud, ist in diesem Beispiel in Folge des Aufrundungsprozesses größer als die gewünschten Datenbits pro Baud. In anderen Worten kann das tatsächliche nachkalkulierte R größer sein als die gewünschten R Bits pro Baud, d. h. dasjenige welches in der tatsächlichen Anwendung verwendet wird. Infolge der Notwendigkeit, eine ganze Zahl von Symbole M zu haben, kann eine kleine Bits pro Baud-Kapazität in der tatsächlichen Anwendung weggelassen werden, wo die Anzahl der Bits pro Baud vorbestimmt ist und führt nicht zur Errechnung einer ganzen Anzahl von Symbolen. Falls M als erstes ausgewählt wird, dann erlaubt das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung die Berechnung eines "R", welches das "Maximum der Bits pro Baud" ist.
Im allgemeinen wird eine Konstellationssequenz so ausgewählt, daß:
wobei R nichtganzzahlig und R*p = ganzzahlig ist. In diesem Dokument wird das "*" dazu verwendet, um eine Multiplikation anzuzeigen. Die obige Gleichung zieht in Rechnung die Arbeitsweise, bei welcher es erlaubt ist, die Anzahl der Symbole M über eine Abbildungsperiode p hinweg zu variieren. Dieses variierende M kann beispielsweise erlauben, daß das zuvor beschriebene gewünschte R und das nachkalkulierte R einander besser nähern.
Der Empfänger 40 der DCE 30 oder 36 gewinnt das übertragene Konstellationssymbol wieder. Der Empfänger 40 weist einen Dekoder 44 zum Dekodieren der Symbole und zum Umsetzen solcher Symbole in Datenbits aut, welche an die DTE 37 ausgegeben werden. Solche DCE 30 und 36 können, jedoch nicht notwendigerweise, einen Sekundärkanal umfassen, der ein Konstellationsmultiplexen benutzt, wie beispielsweise beschrieben in US 4,891,806.
In einer speziellen Arbeitsweise des ersten Ausführungsbeispiels des Symbolabbilders 29 der vorliegenden Erfindung, wie in Figur 4 gezeigt, weisen die DCE 30 und 36 Low- Speed-Modems auf, wobei der Symbolabbilder 29 durch Abbilden über zwei Baud Perioden (p) unter Verwendung von drei (M) Symbolkonstellationen, wie in Figur 5 gezeigt, eine 1,5 Bits pro Baud-Rate (R) erzeugt.
Bezugnehmend auf Figur 5 ist dort eine konventionelle zweidimensionale Signalkonstellation gezeigt, weiche drei gleiche Amplitudensymbole aufweist, welche phasencodiert und durch 120 Grad Phasenverschiebungen voneinander getrennt sind. In jedem Baud wird eines der drei Symbole A, B und C übertragen. Der Abbilder 29 bildet über eine Abbildungsperiode von zwei Baud-Intervallen ab, wobei ein solches Abbilden wie folgt dargestellt wird:
Jede der binären Bitfolgen in der linken Spalte der obigen Tabelle umfaßt "a" Bits von Daten (wobei a = 3 ist) vom DTE 30 oder DTE 36. Die zu einem Zeitpunkt ausgewählten drei Datenbits erzeugen acht Möglichkeiten, d.h. 2³ = 8. Basierend auf der Verwendung einer Abbildungsperiode von zwei Bauds erzeugt die Auswahl von einem der drei Symbole A, B und C während jeder von zwei aufeinanderfolgenden Bauds neun Möglichkeiten (Mp ), wie durch die Basis 3 (d. h. Basis 21,585 ) gezeigt, eine Konstellationssequenz in tertiären Digits, wie in mittlerer Spalte der Tabelle gezeigt. Die maximale Datenrate, welche durch die drei Symbole gestützt werden kann, ist gegeben durch log 3 = 1,585. Somit kann M = 3 die gewünschte 1,5 Bits pro Baud liefern.
In der rechten Spalte sind die tatsächlich ausgewählten Symbole gezeigt, wobei das erste Symbol im ersten Baud übertragen wird und das zweite Symbol übertragen wird im zweiten Baud von jeder der zwei Baud umfassenden Abbildungsperiode. In konventioneller Weise wird die Alowesenheit der Konstellationssequenz 22 (Symbole C, C) im Emptänger 40 dazu verwendet, die Synchronisation im nichtbinären Bit-Konverter aufrechtzuerhalten. Das Symbol C, C kann auch für einen Sekundärkanal verwendet werden.
Olowohl M als konstantbleibend über die Abbildungsperiode von p Bauds gezeigt ist, besteht ein zusätzlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung darin, daß M im Wert von Baud zu Baud innerhalb einer Abbildungsperiode variieren kann.
Mit dem nichtbinären Abbilden gemäß der vorliegenden Erfindung tritt eine Verzögerung gegenüber dem Wirkungsgrad des Datenaustauschs auf Falls beispielsweise im obigen System eine Abbildungsperiode von zwölf Bauds verwendet wird, wird eine Verzögerung von zwölf Baud eingeführt (anstelle der zwei Baud-Verzögerung wie oben beschrieben). Falls diese zwölf Baud-Verzögerung im Transmitter 38 und im Empfänger 40 akzeptabel ist (insgesamt 24 Bauds), dann können, durch Abbilden über eine zwölf Baud-Periode, neunzehn binäre Bits in 12 tertiäre Digits (Symbole) codiert werden, wobei der Bitpaketwirkungsgrad um 1/18 = 5,55 % erhöht und die Bitrate von 1,5 auf 1,583 Bits/Baud erhöht wird. In anderen Worten wird ein 24 (2p, p = 12) dimensionales Symbol anstelle eines 4 (2p, p = 2) dimensionalen Symbols verwendet. Allgemein, je länger die Datenbit-Akkumulation durchgeführt wird, bevor die nichtbinäre Abbildungsumsetzung erfolgt, umso besser ist die Bitpaketkapazität, während die höchste Wirkung innerhalb einer akzeptablen Größe der Verzögerung erreicht werden kann.
Mit dem nichtbinären Abbilden gemäß der vorliegenden Erfindung wird die euklidische Distanz in der Konstellation maximiert mit einem Minimum einer Konstellationsexpansion und eine bessere Ausführung wird erreicht als mit der Bruchbitoder ganzen Bit-Abbildungsschemen, wie zuvor diskutiert.
Ein wichtiger Unterschied zwischen dem binären Abbilden nach dem Stand der Technik und dem nichtbinären Abbilden gemäß der vorliegenden Erfindung ist folgender: Falls das Datenübertragungsmedium 34 beispielsweise eine 2 Bit pro Baud Rate (4 Symbolkonstellation) nicht transportieren kann, dann besteht die einzige Wahl bei einem binären Abbildungssystem darin, auf eine 1 Bit pro Baud Rate (2 Symbolabbildungen) bei einem Verlust von 50 % der Datenrate zurückzufallen. Falls die nichtbinäre Abbildungstechnik der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ist es möglich, bis zu 1,585 Bits pro Baud zu übertragen unter Verwendung einer drei Symbolabbildung bei einem Verlust von lediglich 20,75 %. Es ist zu bedenken, daß dieses nichtbinäre Abbilden bei diesen niedrigen Datenraten ein signifikanter Vorteil im Bereich der Entwicklung von Hochgeschwindigkeits-DSL ist.
Unter Bezugnahme auf Figur 6 soll ein zweites verallgemeinertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben werden, weiches eine adaptive DCE 30 oder 36 umfaßt. Eine Vielzahl von Symbolabbildern 42 sind in den adaptiven DCE 30 und DCE 36 implementiert. In einer adaptiven DCE 30 oder 36, adaptieren sich die DCE 30 oder 36 auf unterschieldiche Datenraten (Bits pro Sekunde) durch Anpassen der Baudrate (Symbolrate), der Anzahl der Datenbits pro Baud und der Bandbreite (welche bestimmt wird durch die Baudrate), basierend auf den Zuständen des Übertragungsmediums 34, welche bestimmt werden durch konventionelles Leitungsüberprüfen. In der adaptiven DCE 30 oder 36 wird die maximale Anzahl der Bits pro Baud bestimmt durch die minimale Anzahl der Symbole M in einer Konstellation, die notwendig ist, um den gewünschten Wert des Nutzeffekts zu erreichen, das heißt eine gewünschte Fehlerrate.
Im zweiten verallgemeinerten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird das Alphabet M wie folgt definiert:
M ≥ 2S
wobei S = R oder K ist, und im Fall von S = R, M die nächste ganzzahlige Zahl von 2R ist. Der Exponent S ist Bits pro Baud und kann das ganzzahlige K oder der nichtganzzahlige Bruch R sein, abhängig davon, welcher die niedrigste Anzahl von Symbolen für eine gewünschte Anzahl von Datenbits/Baud hat. Dieses Abbilden umfaßt das binäre Abbilden des Stands der Technik (S = K) oder das nichtbinäre Abbilden der vorliegenden Erfindung (S = R). Nachfolgend wird dieses Abbilden als "Radix-Abbilden" bezeichnet, indem für jede Datenbits pro Baudrate die Konstellation mit der geringsten Anzahl von Symbolen ausgewählt wird, wobei diese Konstellation entweder auf der nichtbinären oder binären Abbildungstechnik basiert. Die adaptive DCE 30 und damit das Radix-Abbilden umfaßt eine Vielzahl von Symbolabbildern 42 (einen für jede gewünschte Daten- und Baudratenkombination), von denen einige das nichtbinäre Abbilden und einige das binäre Abbilden benutzen, so wie diese Ausdrücke hier definiert wurden. Wie bereits erwähnt, kann M über die Abbildungsperiode hinweg variieren, wenn das nichtbinäre Abbilden verwendet wird.
In diesem zweiten verallgemeinerten Ausführungsbeispiel kann unter Verwendung konventioneller Techniken das Übertragungsmedium 34 zur Bestimmung der besten Baudrate, der Trägerfrequenz und der Bits pro Baud überprüft werden. Wenn der Zustand des Übertragungsmediums 34 gestört ist und nach einer verminderten Bits pro Baud verlangt wird, dann vermindert DCE 30 oder 36 die Anzahl der Symbole pro Baud (wählt eine neue Symbolkonstellation mit einer verminderten Anzahl von Symbolen M), durch den Mindestbetrag, der benötigt wird, um die gewünschte Fehllerrate zu erreichen, maximiert somit die Datenrate des Kunden. Jedoch wird die vorliegende Erfindung und damit der Ausdruck "adaptives Modem" nicht begrenzt auf die bekannte, automatische, adaptive Art des adaptiven Modems 30. Im Gegensatz dazu können die DCE 30 und 36 durch den Benutzer manuell auf eine der Datenraten/Baudraten-Betriebsarten in der beim Stand der Technik bekannten Operation eingestellt werden.
Die Verwendung des Radix-Abbildens gemäß der vorliegenden Erfindung weist den Vorteil des Erzeugens einer feineren "Körnung" der Bits pro Baud Ratenadaption auf In gleicher Weise kann, wenn ein Sekundärkanal, der das zuvor beschriebene Konstellationmultiplexen für ein Netzwerkmanagement oder zur Sicherheit verwendet, benotigt wird, die Anzahl der Konstellationssymbole M (und damit die Bits pro Baud) erhöht werden durch einen minimalen Betrag, der benotigt wird, die zusätzliche Datenrate, welche durch den Sekundärkanal erforderlich wird, zu übertragen.
In diesem zweiten Ausführungsbeispiel wird M (Anzahl der Symbole in der Konstellation) ausgewählt als gleich der kleinsten Anzahl von Symbolen, welche benötigt werden, um die gewünschte Anzahl von Datenbits pro Baud zu übertragen oder ein gewünschtes M hat, die bei einer maximalen Bits pro Baudrate kann bestimmt werden. Im speziellen ermöglicht die unbegrenzte Verwendung irgendeiner Anzahl von Symbolen M in einer Symbolkonstellation die folgende Methodik, welche die folgenden Schritte aufweist:
1. Ist die gewünschte Datenbits pro Baudrate der Übertragung gegeben, dann wird die minimale Symbolkonstellation durch die DCE 30 und 36 danach ausgewählt, welche benötigt werden würde, um die Anzahl der Bits pro Baud zu übermitteln. Auf diese Weise wird der Euklidabstand in der Konstellation maximiert und eine bessere Durchführung kann realisiert werden.
2. Ist eine gut gepackte optimale Konstellation gegeben, welche vorgewählte M Symbole aufweist, dann können die maximalen Bits pro Baud, die übertragen werden können, errechnet werden und die Bandbreite kann eingestellt werden, um die gewünschte Datenrate (Bits pro Sekunde) zu erhalten.
3. Wenn ein Kanal gestört ist, können die Konstellationssymbole M reduziert werden auf das Minimum oder den minimalen Betrag, der benötigt wird, um die gewünschte Fehlerrate zu erhalten, womit die maximale Kundendatenrate erhalten wird.
4. Wenn ein Sekundärkanal zur Sicherheit oder zum Management benötigt wird, dann können die M Konstellationssymbole erhöht werden durch ein Minimum oder einen Minimalbetrag, der benötigt wird, um die Zusatzrate zu übertragen.
In einigen Fällen kann es in der oben beschriebenen Situation wünschenswert sein, M zu vermindern oder zu erhöhen durch einen Betrag, der geringer ist als das theoretische Maximum, was für den Fachmann erkennbar ist. Beispielsweise, wie vorstehend diskutiert, ist in einigen Fällen der Wirkungsgrad eine Funktion der Verzögerung und der Komplexität. Je länger die binäre Bitakkumulation (je größer der Wert von p der Abbildungsperiode ist) durchgeführt wird, bevor die Daten zu Symbolen umgesetzt werden, umso besser ist die Bitpaketkapazität, während ein höherer Gewinn erreicht werden kann mit einem akzeptablen Betrag der Verzögerung.
Wie bei der spezifischen Anwendung des zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung nachfolgend beschrieben wird, muß die Synchronisation des Radix-Abbilders 42 aufrechterhalten werden und Computerprogramme für den Radix-Abbilder 42 werden sowohl beim Transmitter 38 als auch beim Empfänger 40 benötigt.
Wie weiterhin in den Figuren 6 bis 12 beschrieben, ist eine spezielle Anwendung der verallgemeinerten adaptiven DCE 30 oder 36 vorgesehen. Diese spezielle Anwendung jedes der DCE 30 und 36 der Figur 4 umfaßt ein Paar von "adaptiven" Modems 30 und 36 der Figur 6. Wie in den nachfolgenden Tabellen 1 und 2 gezeigt, haben diese adaptiven Modems 30 und 36 bevorzugt jeweils, jedoch nicht notwendigerweise, elf unterschiedliche Datenraten, beginnend bei 4.800 b.p.s Bits pro Sekunde (b.p.s.) bis zu 25.200 b.p.s. Schritten. Es sind vier Baud (Symbol)-Raten vorhanden, umfassend 2.400, 2.743, 2.954 und 3.200 Bauds pro Sekunde und fünf Trägerfrequenzen, umfassend 1.600, 1.670, 1.745, 1.829 und 1.920. Wie für den Fachmann ersichtlich ist, sind zahlreiche mögliche Kombinationen der Daten- und Baudraten vorhanden, mehr oder weniger in der Anzahl, als hier dargestellt, welche in einem adaptiven Modem der vorliegenden Erfindung verwendet werden können, wobei die wiedergegebenen Kombinationen lediglich zur Verdeutlichung dienen.
Die folgenden Definitionen und einführenden Erklärungen werden das Verständnis der nachfolgenden Beschreibung unterstützen. Für den Zweck der Definition dieser Erfindung, definiert jede Kombination der Datenraten und Baudraten eine "Betriebsart" des adaptiven Modems. Für eine gegebene Betriebsart wird ein durchschnittliches Bit pro Baud (Bits/Baud) über einen Superrahmen definiert. Dieser Superrahmen umfaßt eine Vielzahl von Rahmen von Bits pro Baud, was nachfolgend im einzelnen beschrieben wird. Die durchschnittlichen Bits pro Baud in Bezug auf diesen Superrahmen wird wie folgt benutzt:
Datenrate (b.p.s.) = durchschnittliche Bits/Baud x Bauds/Sek.
Der Ausdruck "durchschnittliche Bits pro Baud", welcher in Verbindung mit verschiedenen mehrfachen Baudperioden, verschieden zu denjenigen des oben erwähnten Superrahmens, ist der Durchschnitt der Bits pro Baud über die anwendbare mehrfache Baudperiode. Innerhalb dieser mehrfachen Baudperioden unterscheiden sich die Bits pro Baud häufig von Baud zu Baud, wie nachfolgend beschrieben wird. Für Zwecke der Beschreibung der vorliegenden Erfindung, wird jeder der Superrahmen, welche unterschiedliche durchschnittliche Bits pro Baud aufweisen, betrachtet als durch ein separates "Modulationsschema" erzeugt, und ein separater Symbolabbilder 42 wird für jedes dieser Modulationsschemen definiert, wie durch die Vielzahl der in Figur 6 gezeigten Symbolabbildern 42, gezeigt wird. Wie die Tabelle 1 zeigt, verwenden unterschiedliche Betriebsarten (Daten- und Baudratenkombinationen) manchmal das gleiche "Modulationsschema", d.. h. die 16.800 b.p.s./2.400 Bauds- und die 19.200 b.p.s./2.743 Bauds-Betriebsarten verwenden das gleiche Modulationsschema, d. h. die gleichen durchschnittlichen Bits pro Baud und die gleichen Symbolkonstellationen, und unterscheiden sich lediglich in ihren Baudraten. Die Baudratendifferenzen beeinflussen nicht die Struktur des Symbolabbilders 42. Wie nachfolgend gezeigt wird, resultiert der Einschluß oder Ausschluß eines Sekundärkanals in einem unterschiedlichen Modulationsschema. Wie bei dem nachfolgend beschriebenen "Superrahmen" ersichtlich wird, kann jedes Modulationsschema (und damit jeder Symbolabbilder 42) Gebrauch von einer Vielzahl von Symbolkonstellationen machen, d. h. Bits pro Baudraten. Jedoch ist der Umfang der Defintion für die Symboabbilder 42, wie hier verwendet, lediglich eine Sache der Auswahl. Zum Zwecke der Vereinfachung, sind in Figur 6 lediglich drei Symbolabbilder 47, 48 und 49 gezeigt, d. h. für 4.800 b.p.s. bei 2.400 Bauds pro Sekunde, 19.200 b.p.s. bei 2.743 Bauds pro Sekunde und 25.200 b.p.s. bei 3.200 b.p.s. Es soll jedoch verständlich sein, daß die vorliegende Erfindung lediglich mit dem Teil der Abbilder 42 involviert ist, welcher Bruchbits pro Baud erzeugen. Beispielsweise selbst in codierten Systemen sind lediglich die uncodierten Bits beeinflußt und derjenige Teil, welcher codierte Bits erzeugt, ist nicht beeinflußt.
Die verschiedenen Kombinationen von Baudraten und Datenraten mit einem Sekundärkanal (der hier später beschrieben wird), sind in der ersten Spalte der folgenden Tabelle 1 gezeigt: TABELLE 1
*uncodiert
Wie in der obigen Tabelle 1 dargestellt, kann eine Bruchbitbinärabbildung nicht bei allen Bitraten durchgeführt werden. Um eine 1/n Binärbruch durchzuführen, sollte die uncodierte Konstellation größer oder gleich 2n sein. Die Beispiele mit Stern sind uncodierte Systeme, d. h. der Rest der Betriebsarten verwenden eine Faltungscodierung. In Tabelle 1 bedeutet "WBBM" die Ganzbitbinärabbildungsmethode zum Erhalt von Bruchbits pro Baud für jeden Rahmen, d. h. die durchschnittlichen Bits pro Baud über mehrere Bauds dieses Rahmens sind Bruchbits pro Baud. "FBBM" bedeutet eine Bruchbitbinärabbildungsmethode zum Erhalt von Bruchbits pro Baud. "SK" steht für Sekundärkanal. Unter der dritten und vierten Spalte von rechts wird die Zahl der Symbole M von zwei (und in einigen Fällen von einer) Konstellationen für jede Betriebsart vorgesehen. Für das Ganzbitbinärabbilden der Spalte 3 und für das Bruchbitabbilden der Spalte 4 werden diese beiden Konstellationen dazu verwendet, Bruchbits pro Baud in konventioneller Weise zu erzeugen. Im Fall der Spalte 4 stellt der Wert von M die Gesamtsymbole der zusammengestellten inneren und äußeren Konstellationen dar und ist gezeigt als ob sie eine Konstellation wären. Nachfolgend wird eine Formel geliefert zur Spezifizierung, in bekannter Weise, wie die Gesamtzahl der Symbole in äußere und innere Symbole unterteilt wird. Wie im Hintergrundsabschnitt, der hier eingeführt wird, beschrieben, erfordert jede Betriebsart Bruchbits pro Baud unter Verwendung der FBBM oder WBBM Methoden, benötigt die Verwendung von mindestens zwei unterschiedlichen Konstellationen zur Erzeugung von Bruchbits pro Baud, gleichgültig, welche Methode gewählt wird. Die Eingaben in Tabelle 1 für den "Superrahmen" wird später diskutiert. Wo Bruchbits pro Baud nicht benötigt werden, ist lediglich eine Symbolkonstellation gezeigt.
Die zahlreichen Kombinationen von Baudraten und Datenraten ohne Sekundärkanal (welche die gleichen sind wie in Tabelle 1) werden in der folgenden Tabelle 2 beschrieben: TABELLE 2
*uncodiert
Die Spalten in der obigen Tabelle 2, welche sich mit Konstellationen und Superrahmen befassen, werden nachfolgend diskutiert. Außer für die Länge der Superrahmen sind nur wenige Unterschiede zwischen den beiden Tabellen vorhanden. Die Erklärungen zu Tabelle 1 sind anwendbar auf Tabelle 2.
Für jede Betriebsart des adaptiven Modems liefert die folgende Tabelle 3 die gleichen Informationen wie die anderen Tabellen, mit Ausnahme für die Radixabbildungsmethode mit Sekundärkanal. TABELLE 3
*uncodiert
Das Radix-Abbilden ohne den Sekundärkanal, nicht in einer separaten Tabelle gezeigt, verändert sich lediglich geringfügig von Tabelle 2. Für die 16.800 b.p.s./2.954 Baud- Betriebsart werden die Symbole M 36/64 anstelle von 64/80. Somit wird die Tabelle für das Radix-Abbilden ohne Sekundärkanal nicht geliefert, da die Tabelle 2 all die notwendigen Informationen liefert, mit der einen oben erläuterten Differenz. Die Superrahmenlängen werden reduziert, wenn der Sekundärkanal ausgeschlossen ist, was nachfolgend diskutiert wird. Wenn nachfolgend Bezug genommen wird auf die Tabelle 2, trifft dies in Bezug auf alle drei Abbildungsmethoden einschließlich des Radix-Abbildens zu.
Bezugnehmend auf die Figur 7, ist dort ein Superrahmen 50 für die Betriebsarten (wie in Tabelle 2 gezeigt) gezeigt, der keinen Sekundärkanal aufweist. In den meisten, jedoch nicht allen Betriebsarten, erzeugen die Symbolabbilder 42 ihre gewünschten durchschnittlichen Bits pro Baud durch Verwenden von mindestens zwei unterschiedlichen Symbolkonstellationen (wie in Tabelle 2 gezeigt) innerhalb eines Superrahmens 50. Die verwendete Methodik zur Entwicklung des Superrahmens 50 wird nachfolgend beschrieben.
Bezugnehmend auf Figur 7 erzeugt für die meisten Betriebsarten der Tabelle 2 (ohne den Sekundärkanal) einer der Symbolabbilder 42 einen Superrahmen 50, welcher Z Rahmen 51 von Bits pro Baud umfaßt, wobei Z = 4 ist. Die Zahl Z wird ausgewählt als die Anzahl von Rahmen 51, welche für alle Betriebsarten ohne Sekundärkanal benötigt werden, um ihr Bitmuster zu wiederholen, olowohl individuelle Betriebsarten ihre Muster in wesentlich geringerer Anzahl von Rahmen 51 wiederholen können. Für eine gegebene, in Tabelle 2 dargestellte Betriebsart erstrecken sich die Rahmen 51 über eine Baudperiode von bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, vier Bauds, wie durch die Ziffern 1 bis 4 in Figur 7 gezeigt. Diese Rahmen 51 weisen durchschnittliche Bits pro Baud über diese vier Baudperioden auf, welche entweder eine Bruchbitzahl oder eine ganze Bitzahl ist. In anderen Worten, jeder der Rahmen 51 umfaßt die Bits pro Baud für vier Baudintervalle, wie in Figur 7 gezeigt.
Bezugnehmend auf Figur 7 in Verbindung mit Tabelle 2 erzeugen die Symbolabbilder im bevorzugten Ausführungsbeispiel Modulationsschemen, welche entweder (a) lediglich Rahmen 51 des gleichen Typs, welche entweder ganze Bits oder Bruchbits pro Baud aufweisen oder (b) Superrahmen 50, welche zwei Arten von Rahmen 51 haben, einen low-Bitrahmen 52 und einen high-Bitrahmen 54. Im letzten Fall bestehen für den Superrahmen zwei Möglichkeiten: 1.) Einer der Rahmen 52 oder 54 verwendet Bruchbits pro Baud und der andere verwendet ganze Bits pro Baud oder 2.) Beide Rahmen verwenden Bruchbits pro Baud. Wie aus Tabelle 2 gesehen werden kann, verwenden die letzten zwei Möglichkeiten, welche durch einen Superrahmen 50 umfaßt werden, Rahmen 52 und 54, welche bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, erzeugt werden von dem Gebrauch von gerade zwei Symbolkonstellationen (wo die innere und äußere zusammengestellten Konstellationen als eine angesehen werden). Die Bruchbits pro Baud für einen oder beide Rahmen 52 und 54, je nach dem was der Fall ist, werden erzeugt durch Verwenden des "Radix-Abbildens" der vorliegenden Erfindung (Tabelle 2, modifiziert wie vorstehend angegeben.), des "Bruchbitbinärabbildens" (Tabelle 2) oder des "ganze Bit Binärabbildens" (Tabelle 2), wobei die letzteren beiden im Hintergrundsabschnitt beschrieben wurden. In anderen Worten, innerhalb eines gegebenen Superrahmens 50 kann der geeignete Symbolabbilder 49 der Figur 6 Kombinationen von zwei Konstellationen verwenden, nicht nur zur Erzeugung von Bruchbits pro Baud innerhalb eines gegebenen Rahmens 51, sondern auch innerhalb des Superrahmens zur Erzeugung von Teilen (x Rahmen 52 und Y Rahmen 54) des Superrahmens, welche zueinander unterschiedliche Bits pro Baud aufweisen.
Bezugnehmend auf Figur 7, im Fall, wo zwei Rahmen 53 und 54 verwendet werden, um einen Superrahmen 50 zu erzeugen, sind, bei einer Selektion der Bruchdifferenz zwischen dem Highbit des Lowbitrahmens 52 und dem Lowbit des Highbitrahmens 54, d. h. 1/4 Bit (wie im bevorzugten Ausführungsbeispiel) oder 1/2 Bit, x Rahmen 52 von Lowbits und Y Rahmen 54 von Highbits vorhanden. Bei einem Superrahmen 50, der Z- Rahmen aufweist, ist Z = x + Y. Die x Rahmen 52 und die Y Rahmen 54 weisen jeweils durchschnittliche Bits pro Baud (entweder eine ganze Zahl oder ein nichtganzzahliger Bruch) auf, welche, wenn gemittelt, die gewünschten durchschnittlichen Bits pro Baud für den anwendbaren Superrahmen 50 erzeugen.
Zurückkommend auf Tabelle 2, für jede Betriebsart, falls lediglich eine Art von Rahmen 51 verwendet wird, ist deren Anzahl unter "x" in der Tabelle gezeigt und würde vier sein. "Y" würde als Null gezeigt. Die Bits pro Baud werden unter "x Rahmen" dargestellt. Bei diesen Betriebsarten wird kein Superrahmen benötigt und das adaptive Modem arbeitet in konventioneller Weise. Für jene Betriebsarten, bei denen beide Rahmen 52 und 54 verwendet werden, um einen Superrahmen 50 zu erzeugen, werden die Zahlen von x und Y angegeben und die Bits pro Baud wird jeweils angegeben unter den "x Rahmen" bzw. den "Y Rahmen".
Bezugnehmend auf die Figur 7 wird es für den Fachmann klar, daß die Rahmen 52 und 54 in irgendeiner Weise, falls gewünscht, miteinander vermischt oder verwürfelt werden können, solange die Anzahl von x und Y sich nicht ändert. Von den Betriebsarten, bei denen ein Sekundärkanal umfaßt ist, wird es ersichtlich, daß es allgemein wunschenswert ist, die Lowbitrahmen 52 und die Highbitrahmen 54 für eine gleichmäßigere Energieverteilung miteinander zu verschachteln. Es wird auch für den Fachmann klar, daß ein oder mehrere zusätzliche Gruppen von Rahmen zum Superrahmen 50 hinzugefügt werden können, über und oberhalb derjenigen der Rahmen 52 und 54, wobei solche zusätzliche(n) Gruppe(n) unterschiedliche durchschnittliche Bits pro Baud als diejenigen der Rahmen 52 und 54 aufweisen. Solche zusätzliche(n) Gruppe(n) können behilflich sein im weiteren Verringern der Differenz der durchschnittlichen Bits pro Baud zwischen den entsprechenden Betriebsarten, d. h. sie liefern eine feinerne Körnung zwischen den Betriebsarten des adaptiven Modems. Weiterhin kann für eine gegebene Betriebsart die Dauer des Superrahmens 50 definiert werden kürzer oder länger zu sein, d. h. x und Y beide gleich 2 sind, womit der Superrahmen 50 auf zwei Rahmen 51 reduziert sein kann, wobei einer ein Lowbitrahmen 52 und einer ein Highbitrahmen 54 ist.
Im bevorzugten zweiten Ausführungsbeispiel ist die Einführung eines Sekundärkanais (Tabellen 1 und 3) eine Option, wie in Figur 8 mit der Einführung eines vier Baud Rahmens 55 gezeigt. Wenn jedoch der Sekundärkanal enthalten ist, wird, in Folge der Verwendung des Superrahmens 50, eine neue Baudrate für jede vorhergehende Baudrate ohne des Vorhandenseins des Sekundärkanals nicht erforderlich, wie durch die Tabellen 1 und 3 gezeigt. Im Gegensatz dazu kann, gemäß der vorliegenden Erfindung, durch bloßes Ändern zu einem unterschiedlichen Superrahmen 50, welcher geringfügig höhere durchschnittliche Bits pro Baud als der zuvor erwähnte Superrahmen aufweist, ohne Änderung der Baudrate, die Einführung des Sekundärkanais bewirkt werden ohne Veränderung der Hardware oder notwendiger Verdrahtungen durch Erhöhen der Bandbreite. Wie aus den Tabellen 1 und 3 ersichtlich im Vergleich zu Tabelle 2, erhöht sich der Wert von Z, die Anzahl der Rahmen 51, mit dem Sekundärkanal über die ohne Sekundärkanal bestehenden. Die Verbreiterung der Länge des Superrahmens 50 erlaubt notwendigerweise die Anpassung eines geringfügigen Anwachsens der durchschnittlichen Bits pro Baud für den Superrahmen 50, um den Sekundärkanal einzuführen. Die Verwendung der Methodik des Superrahmens 50 eliminiert die Notwendigkeit des Erhöhens der Bandbreite, falls die Sekundärkanaloption gewählt oder eliminiert ist und verwendet das gleiche Transmittersteuerprogramm, gleichgültig ob die Sekundärkanaloption gewählt ist oder nicht. Im Gegensatz dazu ermöglicht ein einfaches Nachschlagen in den vorbeschriebenen Tabellen das Hinzufügen oder das Weglassen des Sekundärkanals.
Wie die Figur 8 zeigt, werden wenn der in Figur 6 gezeigte Sekundärkanal umfaßt ist, die Z Rahmen 51 der Hauptkanaldaten der Figur 7 übermittelt in Z- 1 Rahmen 51 der Figur 8 und ein Rahmen 55 wird fteigelassen, um die Sekundärkanaldaten zu senden. In diesem Fall wird die Datenübertragung in den Hauptdatenrahmen 52 und 54 erhöht durch einen kleinen Bruchteil (l/Z-l). In anderen Worten, die Baudrate bleibt die gleiche, jedoch erhöht sich die durchschnittliche Anzahl der Bits pro Baud über die Z-1 Rahmen 51 der Hauptkanaldaten, um die Hinzufügung des Sekundärkanals zu kompensieren. Die Tabelle 2 liefert die Werte von x und Y für die Low- und Highbitrahmen 52 und 54 und die Bits pro Baudraten für jeden.
In Bezug auf die Tabellen 1 und 2 werden die Werte von x und Y und die Bits pro Baud in einer Nachschlagetabelle gespeichert und Zugriff genommen durch den Symbolabbilder 42.
Unter Bezugnahme auf Figur 8 ist eine der Datenrate/Baudrate-Kombinationen, d. h. die in den Tabellen 1 und 3 gezeigten Betriebsarten, weiterhin definiert wie folgt: 19.200 b.p.s., 2.743 Bauds, Z = 64, Sekundärkanalschlitzrate: 2.743 = 42,9 Hz, Sekundärdatenrate = 86 b.p.s. für 2 Bits/Baud Codierung. Die Hauptdatenrate beim Sekundärkanal ist 7 (64/63) = 7,1111 Bits pro Baud. Wie nachfolgend im einzelnen beschrieben wird, wird ein 8-dimensionaler Faltungscode bei dieser Datenrate verwendet, welcher weitere 0,25 Bits pro Baud hinzufügt, resultierend in:
Datenrate (7,11) + 8D Codierung = 7,36 Bits/Baud
Dies ist mit dem Sekundärkanal, d. h. x Rahmen 52 von Lowbits, Y Rahmen 54 von Highbits und ein Rahmen der sekundären Datenrate. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn die oben erwähnte Differenz in den Low- und Highbits mit 0,25 Bits gewählt wird, dann sind 35 Rahmen 52 von Lowbits (in diesem Fall 7,25 Bits/Baud) und 28 Rahmen von Highbits (in diesem Fall 7,5 Bits/Baud) vorhanden, wie dies die Tabelle 2 zeigt. In anderen Worten, x = 35 und Y = 28 und beide Rahmen 52 und 54 haben Bruchbits pro Baud, sind jedoch unterschiedlich. Um die Bruchbits pro Baud für die Rahmen 52 und 54 zu erhalten, werden mindestens zwei Symbolkonstellationen für die Rahmen 52 der Lowbits und mindestens zwei Konstellationen für die Rahmen 54 der Highbits verwendet. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise die gleichen beiden Konstellationen sowohl für die Low- als auch die Highbitrahmen 52 und 54 verwendet.
Bezugnehmend auf die Figur 7 sind in der oben geschilderten Betriebsart des adaptiven Modems bei der gewählten Datenrate/Baudrate, falls der Sekundärkanal weggelassen ist, während der Baudperiode des 64 Baud-Superrahmens, 64 Rahmen 52 von Lowbits (7,25 Bits/Baud) und kein Rahmen 54 von Highbits (7,5 Bits pro Baud) vorhanden, wie in Tabelle 2 gezeigt. In anderen Worten, x = 64 und Y = 0. In einer Teugruppe der Betriebsarten im bevorzugten Ausführungsbeispiel wird es unnötig, einen Superrahmen 50 zu haben, der zwei Rahmen 52 und 54 verwendet, da die Verwendung eines konventionellen Modulationsschemas für dieses Modulationsschema verwendet werden kann.
Der gleichen Methodik folgend, jedoch unter Verwendung einer Differenz von 0,5 Bits zwischen den Lowbits und den Highbits, ohne Sekundärkanal, sind 32 Rahmen 52 von Lowbits (7 Bits pro Baud) und 32 Rahmen 54 von Highbits (7,5 Bits pro Baud) vorhanden. Dies würde zu einem kleineren Superrahmen vermindern, d.h. x = 1, Y = 1.
Wie aus den drei illustrativen Beispielen ersichtlich, verwenden bei der 19.200 b.p.s./2.743 Baudrate-Betriebsart, zwei der drei Beispiele einen Superrahmen 50 gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei jeder Superrahmen 50 mindestens einen der Rahmen 52 oder 54 aufweist, welche Bruchbits pro Baud haben. Wie in den Tabellen 1, 2 und 3 gezeigt, wurde die Differenz zwischen den High- und Lowbits bevorzugt mit 0,25 Bits gewählt, olowohl der Fachmann es günstig findet, andere Differenzen, entweder höhere oder geringere zu verwenden.
Zusammenfassend sind zwei Charakteristika der Symbolabbilder der vorliegenden Erfindung vorhanden, welche die Verwendung von Bruchbitsignalraten erfordern:
A) Bereitstellen eines breiten Bereichs von Datenraten (4,8 Kb/s - 25,2 Kb/s) und Symbolraten (2.400 Hz - 3.200 Hz) und
B) Bereitstellen einer Codierung, welche die Addition von redundanten Bruchbits pro 2 Dimensionen umfaßt, wie dies bei der 8D codierten Modulation der Fall ist.
Allgemein können die Bruchbitsignairaten erreicht werden durch Umschalten zwischen 2-dimensionalen Konstellationen innerhalb eines Superrahmens. Der Symbolabbilder der vorliegenden Erfindung benutzt bevorzugt ein "Viertelbit Signalisieren", um die Bruchbitrate für das adaptive Modem zu erreichen. Der Ausdruck "Viertelbit" wird verwendet, da die Basissignalraten kombiniert sind mit dem Modul 0,25. Dieses Bruchbitsignalisieren umfaßt die drei vorbeschriebenen Abbildungsverfahren mit einem Sekundärkanal. Weiterhin, zwei der drei Abbildungsmethoden, das Bruchbitbinärabbilden und das nichtbinäre Radix-Abbilden führen insbesondere zum Tomlinson-Vorcodieren. Eine optimale Ausführung für das Tomlinson-Vorcodieren wird erreicht, wenn die Modulgrenze so nahe als möglich zu der Signalkonstellation gesetzt wird. Dies macht es erforderlich, daß die Größe der Symbolkonstellation durch die Symbolperiode (Baud) zur Symbolperiode (Baud) bestimmend ist.
Bezugnehmend auf die Figuren 7 und 8 ist, mit oder ohne Sekundärkanal, der Superrahmen 50 der Länge Z definiert mit jedem Rahmen 51 einer Länge von vier Bauds. Die Länge des Superrahmens 50 wird bestimmt durch die Granulation der Datenrate. Ohne Sekundärkanal, für einer Granularität von 2.400 b.p.s., weist der Superrahmen vier Rahmen 51 auf Für eine 1.200 b.p.s.-Granularität wird die Länge des Superrahmens vergrößert von vier Rahmen 51 auf acht Rahmen 51 oder alternativ wird jeder Rahmen 51 von vier Bauds auf acht Bauds vergrößert. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Betriebsarten ohne Sekundärkanal definiert für ein 2.400 b.p.s.-Granularitätssystem und weist vier Rahmen 51 im Superrahmen 50 auf, wobei die Gesamtlänge des Superrahmens 16 Baud beträgt. Zur Implementierung ist der Rahmen 51 gewählt als ein ganzzahlig Vielfaches des Codierungsintervalls, welches in der m dimensionalen codierten Modulation verwendet wird. Für ein 8-dimensionales codierte System sind sowohl das Codierintervall als auch die Größe des Rahmens 51 jeweils vier Bauds. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Differenz zwischen den High- und Lowbitrahmen 52 und 54 so gewählt, daß P gleich der Anzahl von Bits ist, welche pro Baud in den x-Rahmen 52 signalisiert werden, wobei dann P+0,25 gleich der Anzahl der Bits ist, welche in den Y-Rahmen 54 signalisiert werden.
Am Ende dieses Abschnitts wird ein Transmitterflußdiagramm in vorcodierter Form hinzugefügt. Dieser Code umfaßt einen Weg der Ausführung der Methodik der Erzeugung der vorerwähnten Superrahmen und ist in der Lage, Low- und Highrahmen von Bits pro Baud unter Verwendung der Radix-Methode, des Bruchbitbinärabbildens und des Ganzbitbinärabbildens zu erzeugen.
Im allgemeinen ist eine Anzahl von wirksamen Viertelbitsymbolabbildern zur Erzeugung von Rahmen 51 erhältlich, welche Bruchbits von 0,25, 0,5 und 0,75 Bits aufweisen unter Verwendung des vorbeschriebenen ganzen Bitbinärabbildens oder des Bruchbitbinärabbildens. Dieses Dokument liefert Viertelbitsymbolabbilder unter Verwendung des Radix-Abbildens der vorliegenden Erfindung.
Ein Vergleich der drei vorerwähnten Techniken zur Erzeugung der Bruchbits per Baud für einen Superrahmen wird kurz nachfolgend geliefert. Beim "Bruchbitbinärabbilden" ist der zu sendende Bruchteil expandiert in eine Summe von n Binärbruchteilen, bedeutend f - sum{ ai/(2i )} ai= 0 oder 1; i = 1, ..n. Die Konstellation ist expandiert durch die Multiplikation der Expansion in Folge jedes Binärbruchteils. CER= cer(1) * ..cer(n) wobei cer(i) = (1 +ai/2i)). Dies ist das optimale Signalschema falls der durchschnittliche Energiezuwachs für das Bruchbit betroffen ist. Je höher die Anzahl der Bruchbinärkomponenten ist, umso größer ist die Komplexität der Implementation.
Beispiel: Bruch 1/4; cer= 1,25;
Bruch 1/2; cer= 1,5;
Bruch=3/4;cer= 1,5 * 1,25=1,875
Im Vergleich mit dem Bruchbitbinärabbilden ist das Radix-Abbilden der vorliegenden Erfindung um 0,1 dB in der Durchschnittsenergie geringer, jedoch 7 % geringer im Konstellationsexpansionsverhältnis. Mit dem Radix-Abbilden ist die Konstellation durch ein Minimum an Symbolen expandiert, um das zusätzliche Bruchbit zu senden. Eine einfache Implementation verwendet zum Senden eines 0,25 Bruchs eine Division von 9 Bits durch 5, eines 0,5 Bruchs eine Division von 10 Bits durch 6 und zum Senden einer 0,7-Fraktion eine Division von 11 Bits durch 7. Dieses splittet die Konstellation in 5, 6, 7 Ringe auf und die anderen uncodierten Bits wählen die Punkte in jedem Ring aus.
Beispiel: Bruch 1/4; cer= 5/4=1,25;
Bruch 1/2; cer= 6/4=1,5;
Bruch = 3/4; cer= 7/4=1,75
Das Ganzbitbinärabbilden ist am einfachsten auszuführen. Bei diesem Abbilden wird irgendein Bruchteil ausgedrückt in Ausdrücken des Vorhandenseins oder des Fehlens von ganzen Bits. Ein 1/4-Bruch ist äquivalent zu 1, 0, 0, 0, was außerhalb jeder 4 Rahmen ist, wobei 1 Rahmen unter Verwendung von 1 Bit mehr/Baud über die anderen drei Rahmen signalisiert wird. Dies ist 0,4 db weniger in der durchschnittlichen Energie und leidet an einer hohen Konstellationsexpansion in Bezug auf die Binärbruchmethode.
Beispiel: Bruch 1/4; cer= 2,0;
Bruch 1/2; cer= 2,0;
Bruch = 3/4; cer= 2,0;
Obwohl nicht Teil der vorliegenden Erfindung und unter Verwendung bekannter Techniken, basiert die Methodik der Verwendung innerer und äußerer Konstellationen auf dem "Bruchbitbinärabbilden" und das ganze Bitbinärabbilden wird weiterhin erläutert, um zu zeigen, wie es verwendet werden kann, um all die Abbildungsschemen für die oben beschriebenen Betriebsarten des adaptiven Modems zu erzeugen. Zusätzlich wird die Radix (nicht binärer Teil) beschrieben.
Wie im Hintergrundsabschnitt und im US-Patent Nr.4,761,784 beschrieben, kann die für die Betriebsart 19,3 k/2743 verwendeten 7,25 Bits pro Baud erzeugt werden durch die Bruchbit-Binärabbildungstechnik, unter Verwendung innerer und äußerer Symbole, was in der Verwendung von einer inneren Symbolkonstellation von 128 Symbolen und einer äußeren Symbolkonstellation von 32 Symbolen, gestapelt auf der inneren Symbolkonstellation, resultiert. Das Abbildungsschema, welches bereits geliefert wurde, ist wie folgt:
Dieses Schema wird hier nicht weiter diskutiert, da es bereits im einzelnen im Hintergrundsabschnitt diskutiert wurde. Es wird lediglich hier zum Teil als Startpunkt für die Verallgemeinerung einer Annäherung wiederholt, welche bei allen Bit pro Baud Raten verwendet wird. Eine Verallgemeinerung dieser Technik für das Einviertel-Bit für irgendwelche der Bits pro Baud Raten ist die Anzahl der Symbole in der inneren Konstellation 2K, worauf sodann die Anzahl der Symbole in der äußeren Konstellation 2K-2 ist. Um das Einhalb-Bit pro Baud zu erzeugen, bleibt die Anzahl der Symbole in der inneren Konstellation die gleiche, jedoch ist die Anzahl der äußeren Symbole in der äußeren Konstellation 2K-1. Zur Erzeugung der Dreiviertel-Bits bleibt die Anzahl der Symbole in der inneren Konstellation die gleiche, jedoch ist die Anzahl der äußeren Symbole in der äußeren Konstellation 2K-1 + 2K-2 + 2KK-3.
Das Folgende ist eine Verallgemeinerung der Anzahl und der Stellung der inneren und äußeren Symbole für 0,25, 0,5, und 0,75 Bits. In Bezug auf das Bruchbit-Binärabbilden ist das Folgende anwendbar:
Wie in Figur 8A gezeigt
Bruch = 1/4
Bit/Baud = K + 0,25
Bits/Rahmen 4*K + 1
x(4*K), ..x(0)
K Bits wählen Symbole von C0.
K-2 Bits wählen Symbole von C2.
Wie in Figur 8B gezeigt:
Bruch = 1/2
Bit/Baud=K + 0,5
Bits/2baud = 2*K + 1
x(2*K), ..x(0)
K Bits wählen Symbole von C0.
K-1 Bits wählen Symbole von C1.
Wie in Figur 8C gezeigt:
Bruch = 3/4
Bits/Baud = K +0,75
Bits/Rahmen= 4*K+3
Kbits ..C0
K-2 Bits ..C2
K-1 Bits ..C1
K-3 Bits ..C3
C0 T 1
C2 T 1/4 von C0
C1 T 1/2 von C0
C3 T 1/2 von C2
Die binäre Bruchabbildungsregel ist folgende:
Bruch= 1/4
C0 = 2 ** K; C2 = 2 ** (K-2)
Daten= 1,2,3,4... 4K, 4K+1
wenn 1 = 0, C0, C0, C0, C0
wenn 1, 2, 3 = 1, 0, 0 C2, C0, C0, C0
wenn 1, 2, 3 = 1, 0, 1 C0, C2,C0, C0
wenn 1, 2, 3 = 1, 1, 0 C0, C0, C2,C0
wenn 1, 2, 3 = 1, 1, 1 C0, C0, C0, C2

Bruch= 1/2

C0 = 2 ** K; C1 = 2 ** (K-1)
Daten 1, 2, 3..2K, 2K+1
wenn 1 = 0 C0, C0
wenn 1,2 = 1,0 C1, C0
wenn 1,2 = 1,1 C0, C1

Bruch=3/4

C0 = 2 ** K; C1 = 2 ** (K-1); C2 = 2 ** (K-2); C3 = 2 ** (K-3)
Daten 1, 2, 3, 4, 5, 5, 6, 7, .... 4K, 4K+1, 4K+2, 4K+3
wenn 1, 4, 6 = 0,0,0 {C0, C0} {C0, C0}
wenn 1, 4 = 0, 1; 5 = 0/1 {C1, C0}
wenn 1, 6 = 0,1; 7 = 0/1 {C1, C0}
wenn 1, 2, 3 = 1, 0, 0 {C0, C0} {x, x} {C2, C0} {x, x}
{C1, C0} {x, x} {C3, C0} {x, x}
{C0, C1} {x, x} {C2,C1} {x, x}
wenn 1, 2, 3 = 1, 0, 1 {C0, C0} {x, x} {C0, C2} {x, x}
{C1, C0} {x, x} {C1, C2} {x, x}
{C0, C1} {x, x} {C0, C3} {x, x}
wenn 1, 2, 3 = 1, 1, 0 {x, x} {C0, C0} [x, x} {C2, C0}
{x, x} {C1, C0} {x, x} {C3, C0}
{x, x} {C0, C1} {x, x} {C2, C1}
wenn 1, 2, 3 = 1, 1, 1 {x, x} {C0, C0} {x, x} {C0, C2}
[x, x} [C1,C0} {x, x} {C1,C2}
{x, x} {C0, C1} {x, x} {C0, C3}
In Bezug auf das Radix-(nicht binärer Teil) Abbilden in Verbindung mit Figur 8D ist folgendes anwendbar:
Bruch = 0
Bits/Baud = K
M=4, P= 4, R=2
Radix4(2* * 8)=m:{0, 1, 2, 3}
C0
Bruch = 1/4
Bits/Baud = K + 0,25
Bits/Rahmen = (4K-8) + 9
M = 5, P = 4, R=2,25
Radix 5(2 * * 9) m:{0, 1, 2, 3, 4}
C0 + C1= 1,25 *C0
Bruch = 1/2
Bits/Baud = K + 0,5
Bits/Rahmen (4K-8) + 10
M = 6, P = 4, R =2,5
Radix 6(2 * * 10) = m: {0, 1.., 5}
C0+ C1 + C2 = 1,5 *C0
Bruch = 3/4
Bits/Baud = K +0,75
Bits/Rahmen (4K-8) + 11
M = 7, P = 4,R=2,75
Radix 7(2**11) = m:{0,1..6}
C0 + C1 + C2 + C3 = 1,75 *C0
In Bezug auf das Ganzbitabbilden in Verbindung mit Figur 8E ist folgendes anwendbar:
K Bits wählen C0, C1
K + 1 Bits wählen C2
C2 = C0 + C1
Bruch = 0
Bits/Baud = K
Bits/Rahmen = 4K
.Co, Co, Co, Co
Bruch 1/4
Bits/Baud K + 0,25
Bits/Rahmen = 4K + 1
C0, C0, C0, C2
Bruch= 1/2
C0, C2, C0, C2
Bruch=3/4
C0, C2, C2, C2
Ein weiteres Merkmal des adaptiven Modems ist sein konventioneller Gebrauch von Stapelkonstellationen wie durch die Stapelsymbolkonstellation der Figur 8F gezeigt. Diese Symbolkonstellation hat 256 Symbole, unterteilt in vier Teilsätzen, d. h. Symbolkonstellationen, unter Verwendung einer z2/2z2 Unterteilung mit vier Unterteilungen, welche identifiziert sind durch .0, .1, .2 oder .2. Jedes der Symbole sind in der Folge der Priorität innerhalb jedes Untersatzes von 0 bis 63 beziffert, wobei die Symbole der größeren Ziffern als erstes entfernt werden, um verminderte Symbolkonstellationen zu erhalten. Auf diese konventionelle Weise reduziert diese Stapelkonstellation auf alle Konstellationen wie in den Tabellen 1 bis 3 gezeigt.
Alle Betriebsarten verwenden die gleiche Symboltabelle und den gleichen Empfängerslicer, um die Ausführung einfacher und die Speichererfordernisse geringer zu machen. Allgemein ist es im Stand der Technik bekannt, zwei Konstellationssätze abzuleiten, der eine basierend auf gestapelten Ringen und der andere basierend auf gestapelten Quadraten. Die Ringkreiskonstellation liefert etwa 0,2 db Verbesserung über die Quadratkonstellation in der Durchschnittsenergie und weist etwa 20 % weniger Spitzen im Verhältnis zu rms auf, von denen die eine in Figur 8A gezeigt ist.
Zurückkommend auf die Figur 6A, so ist dort gezeigt, daß der Transmitter 33 des ersten adaptiven Modems 30 über die bandbegrenzte Übertragungsleitung 34 mit einem Empfänger 40 des zweiten adaptiven Modems 36 verbunden ist. Obwohl nicht gezeigt, weist jedes der adaptiven Modems 30 und 36 die gleichen Transmitter- und Empfängerstrukturen und Funktionalität auf, das heißt jedes Modem kann sowohl übertragen als auch empfangen. Der Transmitter 38 empfängt Hauptkanalbinärdaten bei der gewählten Datenrate, wie vorbeschrieben, welche typischerweise Kundendaten sind und bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, sekundäre Kanalbinärdaten empfängt, welche Daten sind, die einer zuverlässigeren Übertragung mit weniger Fehlern als die Hauptkanaldaten unterzogen sein müssen. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel umfassen diese Sekundärkanaldaten Informationen für Kontrolle, Test, Überwachung, Modemkonfiguration, das Netzwerk und andere Komponenten des Netzwerks. Beispielse solcher Informationen können gefünden werden im US-Patent Nr.4,385,384 von Rosbury. Jedoch ist ins Auge zu fassen, daß die Sekundärdaten irgendwelche sensitiven Daten sein können, welche eine niedrigere Fehlerrate und/oder höhere Zuverlässigkeit für eine erfolgreiche Übertragung beim Vorhandensein einer Leitungsbeeinträchtigung benötigen als die Hauptkanaldaten, d. h. wo unterschiedliche Ströme von Kundendaten zu übermitteln sind, kann ein Strom die oben beschriebene spezielle Verarbeitung benötigen. Normalerweise, jedoch nicht notwendigerweise, werden die Hauptkanaldaten mit einer viel größeren Geschwindigkeit übermittelt, d. h. Bits pro Sekunde (b.p.s.), als die sekundären Kanaldaten. Zum Beispiel, wo die Hauptkanaldaten in einem der oben beschriebenen Betriebszustände des adaptiven Modems 19,2 K b.p.s. sind, kann der Sekundärkanal für das Netzwerkmanagement wie oben beschrieben lediglich 96 b.p.s. sein.
Die Hauptkanaldaten werden von einem Hauptkanaldaten-Symbolabbilder 42 empfangen, welcher konventionelle Transmitterkomponenten enthält, wie beispielsweise einen Scrambler, Differentialcodierer, Symbolgenerator, und, in Systemen, welche eine Faltungscodierung verwenden, einen Faltungscodierer. Die Sekundärkanaldaten werden von einem Sekundärkanaldaten-Sekundärkanaldaten-Symbolabbilder 58 empfangen, welcher die normalen und konventionellen Elemente eines Standardmodems umfaßt, wie diejenigen im obigen Abbilder 42. Wird jedoch einer der Symbolabbilder 42 basierend auf der gewünschten Datenrate und Baudrate ausgewählt, verwendet die vorliegende Erfindung alterierend zwei Abbilder 42 und 58, welche sich in der Datenübermittlung von Haupt- und Sekundärkanälen alowechseln. Vorausgesetzt, daß anfänglich die maximale Datenrate von 19.200 b.p.s. ausgewählt wurde, wird der Abbilder 42 (spezielle der Abbilder 49) dazu verwendet, die Binärdaten als 2-dimensionale Symbole zu codieren (welche ausgewählt sind von einer Symbolkonstellation von 2-dimensionalen Symbolen, d. h. komplexen gewichteten Symbolen) zur Übermittlung jedes Symbolintervalls, d. h. Baudperiode oder Modulationsperiode. Wie bei einem konventionellen Modem ist ein Modulator und Bandpaßfilter 66 vorgesehen, so daß das ausgewählte Symbol bei jedem Baud einen Träger moduliert und über das Übermittlungsmedium 34 übermittelt wird.
Wurde die 19.200 b.p.s. Geschwindigkeit bei einer 2.743 Baudrate ausgewählt, d. h. der Symbolabbilder 49, dann ist es als erstes notwendig, zwischen der Vielzahl der Symbolabbilder 42 (von denen der Symbolabbilder 49 gerade einer ist) auszuwählen. Eine Schaltvorrichtung 62 weist einen Hauptkanaldatenschalter 64 auf, welcher in Verbindung mit dem Schalter 65 arbeitet und von 1 bis "n" gewünschten Symbolabbildern 49 auswählt, welche ein der oben beschriebenen Modulationsschemen aufweist. Der Datenschalter 65 richtet die Eingangshauptkanaldaten von einer DTE Schnittstelle 6 zu einem geeigneten Abbilder, abhängig davon, welche Konstellation zu verwenden ist. Ein Sekundärkanalabbilder 58 empfängt in gleicher Weise Sekundärkanaldaten von einer Sekundärkanalschnittstelle 69. In diesem dargestellten Beispiel ist n gleich der Anzahl der Betriebszustände des adaptiven Modems, wie zuvor beschrieben, jedoch kann n eine größere oder kleinere Anzahl sein, basierend auf der Anzahl der gewünschten Modulationsschemen wie vorbeschrieben. Um die beiden Abbilder 42 und 58 zum alternierenden Zugriff auf einen einzigen Modulator 66 anzupassen, umfaßt die Transmitterschaltvorrichtung 62 einen Kanalwechselschalter 68, welcher periodisch vom einen Abbilder 29 oder 58 zum anderen Abbilder 58 oder 42 umschaltet. Für zwei Kanäle, den Hauptkanal und den Sekundärkanal, tritt dieses Umschalten mindestens zweimal innerhalb jeder von einer Vielzahl von sich wiederholenden Zyklen auf, so daß jedem Kanal eine vorbestimmte Anzahl von Bauds (Symbolintervallen) innerhalb jedes gegebenen Übermittlungszyklus garantiert ist. In anderen Worten werden Übertragungen während jedes Zyklus von jedem Kanal während Zeitperioden von vorbestimmter und fester Dauer vorgenommen. Beispielsweise können die Sekundärkanaldaten Zugriff zum Modulator 66 für ein Baud haben, gefolgt vom Hauptkanal, welcher Zugriff zum Modulator für 63 Bauds hat, wie in Bezug auf die Figur 7 vorbeschrieben. Obwohl im bevorzugten Ausführungsbeispiel der Datenschalter 64 automatisch an die Leitungsbedingungen während des Starts und während des Betriebs angepaßt ist, kann der Datenschalter durch den Benutzer manuell eingestellt werden, basierend auf des Benutzers Bewertung der Leitungsbedingungen.
Im allgemeinen wird, wo die Sekundärkanaldaten ein Netzwerkmanagement und Steuerinformation umfassen, wird der Zugriff des Hauptkanals auf den Modulator 66 signifikant größer sein als der Zugriff des Sekundärkanals auf den Modulator 66. Im allgemeinen ist der Sekundärkanal ausgeführt in Übereinstimmung mit dem vorbeschriebenen US-Patent Nr. 4,891,806 von Farias et al. Olowohl die Transmitterschaltvorrichtung 62 als ein Hardwareelement mit n Stellungen dargestellt ist, ist sie vorzugsweise in einem programmierten Prozessor ausgeführt.
In Figur 6B ist der Empfänger als Signalextrahiervorrichtung gezeigt, welcher eine Anzahl von Kanälen gleich der Anzahl der Kanäle im Transmitter 38 aufweist und welcher im bevorzugten Ausführungsbeispiel Haupt- und Sekundärkanäle umfaßt. Der Empfänger empfängt über die Übertragungsleitung 34 ein moduliertes Trägersignal, welches einen Wiederholungszyklus von Trägersignalteilen aufweist, wobei jeder Teil durch Symbole entweder von einem der Abbilder 42 oder vom Abbilder 48 moduliert wurde. Abhängig von der Ausführung sind Modemempfängerkomponenten im allgemeinen vorhanden, wie beispielsweise die normale automatische Verstärkungskontrolle (AGC), Analog-digital (AD)-Konverter, Bandpassfilter Taktwiedergewinnung und Equalizer wie in Block 70 dargestellt. Es sind andere normale Moderriflinktionen vorhanden, welche in jedem Kanal reproduziert werden oder in einigen Fällen nicht in allen Kanälen auftreten, womit nichtübliche Modemfünktionen definiert werden. Die Unterteilung zwischen üblichen und nichtüblichen Komponenten ist abhängig von der Stellung einer Empfängerschaltvorrichtung 72, wobei diese Schaltvorrichtung 72 durch die Trägersignalteile jedes Zyklus mittels des Synchrosisierers 72 synchronisiert wird, um das verarbeitete empfangene Signal in einer sich wiederholenden Weise zwischen dem Haupt- und Sekundärkanälen zu schalten. Auf diese Weise erhalten die Kanäle ein Empfangssignal, moduliert durch Symbole, und durch ein Modulationsschema eines Typs, passend zu seinen individualisierten Komponenten. Der Hauptkanal umfaßt "n" Hauptkanaldemulatoren 74, "n" Trägergeneratoren 76 und "n" Hauptkanalslicer und Detektoren 78, welche alle von konventionellem und bekannten Aufbau sein können. Analog zum Transmitter 38 sind im Empfänger eine der Komponenten 74, 76 und 78 für jede der "n" Modulationsschemena wie vorbeschrieben vorhanden. Jedoch sind zur Vereinfachung lediglich drei jeder dieser Komponenten in Figur 6B gezeigt. In anderen Worten, die allgemein identifzierten Demodulatoren 74, Trägergeneratoren 76 und Hauptkanalslicers und Detektoren 78 umfassen jeweils speziell identifizierte Demodulatoren 90, 91 und 92, Trägergeneratoren 94, 95 und 96, Detektoren 98, 99 und 100. Der Sekundärkanal umfaßt einen Demodulator 80, einen Trägergenerator 82 und einen Sekundärkanalslicer und Detektor 84, welche alle von konventionellem und bekanntem Aufbau sein können. Der Datenschalter 87 ist verbunden mit einer Hauptkanal-DTE-Schnittstelle 93 und der Sekundärkanalslicer und Detektor 84 ist verbunden mit einer Sekundärkanal-DTE- Schnittstelle 97. Im allgemeinen können die nach der Empfängerschaltvorrichtung 72 in jedem Kanal vorhandenen Komponenten zur Extraktion der Digitaldaten von den Empfangssignalen, die durch den Modulationstyp und die Übertragungsgeschwindigkeit, wie sie im Transmitter 38 verwendet wurde, erzeugt werden, bekannten Aufbaus sein. Olowohl die Demodulatoren stromalowärts von der Empfängerschaltvorrichtung 72 dargestellt sind, kann der Fachmann auch verwirklichen, daß die Demodulatoren im Block 70 plaziert werden können, so daß die Schaltoperation der Schaltvorrichtung 72 eine Basisbandoperation sein wird.
Bezugnehmend auf die Figur 6B umfaßt die Empfängerschaltvorrichtung 72 einen Hauptkanaldatenschalter 86 und einen alternierenden Kanaischalter 88. Der Datenschalter 86 arbeitet in Verbindung mit dem Datenschalter 87, um den geeigneten Demodulator, Detektor, Slicer und Trägergenerator auszuwählen. Anfänglich sind die Datenschalter 86 und 87 in dieser dargestellten Arbeitsweise der adaptiven Modems 30 und 36 auf die gewünschte Datenrate, d. h. 19.200 b.p.s., eingestellt. Die Datenschalter 86 und 87 sind in Ubereinstimmung mit der Einstellung des Transmitterdatenschalters eingestellt. Allgemein sind die beiden Hauptkanaldatenschalter, die Datenschalter 64 und 65, im Transmitter 38 und die Datenschalter 87 und 88 im Empfänger gemäß dem gleichen gewünschten Modulationsschema eingestellt. Wenn beispielsweise die gewünschte Datenrate 19.200 b.p.s. bei einer 2.743 Baudrate beträgt, dann werden der Symbolabbilder 49 und der Hauptkanalslicer und Detektor 100 ausgewählt, d. h. die Stellung "n" der vier Schalter 64, 65, 86 und 87. Der Kanalschalter 88 wechselt in der gleichen Weise wie der Kanalschalter 68 im Transmitter. Abhängig von den Absichten des Modemdesigners kann die Empfängerschaltvorrichtung 72 nach der Demodulatorfünktion angeordnet sein. In diesem Fall können gleiche Komponenten zu einer einzigen Komponente verschmelzen. Zusätzlich kann die Folge der Komponenten, wie aus dem Stand der Technik bekannt, selbst oft geändert werden. Wie bei der Transmitterschaltvorrichtung 62, ist die Empfängerschaltvorrichtung 72 zum Zwecke der Darstellung als eine Hardwarekomponente gezeigt, welche "n" Stellungen aufweist, jedoch ist die Schaltvorrichtung 72 bevorzugt in einem programmierten Prozessor implementiert.
Wie im US-Patent 4,891,806 beschrieben, wird während der anfänglichen Trainingssequenz der Kanalschalter 68 im Empfänger 40 mit dem Kanalschalter 88 im Transmitter 38 synchronisiert, so daß geeignete Trägersignalteile den korrekten Wiedergewinnungskanälen zugeordnet sind. Die Verwendung von unterschiedlichen Signalteilen von Haupt- und Sekundärkanälen erlaubt jedoch die Möglichkeit des Erfassens und Korrigierens bei einer verlorengegangenen Synchronisation, welche üblicherweise, während eines Leitungsausfalls auftritt. Allgemein sollte ein Schiebefenster, welches die Symbole oder Symbolintervalle von höherer oder niedrigerer Durchschnittsenergie erfaßt, vorgesehen sein, um anzuzeigen, welche Trägersignalteile welchem Kanal zugeordnet werden soll. In anderen Worten werden die Zeitperioden, welche unterschiedlichen Symbolkonstellationen zugeordnet sind, erfaßt. Auch werden für den Fall, bei dem der Symbolabbilder 42 einen mehrdimensionalen Faltungscodierer umfaßt, die zweidimensionalen Symbole gruppiert in Rahmen, um ein mehrdimensionales Symbol, welches sich über eine Anzahl von Bauds erstreckt, zu definieren. Ist die Synchronisation einmal verloren, muß ein Referenzpunkt für jeden dieser Rahmen erfaßt werden. In gleicher Weise ist es in Anwendungsfällen, wo der Abbilder 42 eine Vielzahl von Hauptkanaldatenströmen akzeptiert und diese unter Verwendung eines (nicht dargestellten) Multiplexers auf einer Zeitteilungsbasis multiplext, notwendig, den Referenzpunkt für einen Masterrahmen zu bestimmen. Im Fall von zwei Kanälen, dem Hauptkanal und dem Sekundärkanal, wird ein Schiebefenster über die Daten verfahren und die Relativenergie der zwei Symbolkonstellationen wird erfaßt, um zwischen den beiden Kanälen zu unterscheiden. Entweder werden Perioden hoher Energie erfaßt (bevorzugtes Beispiel) oder Perioden niederer Energie werden erfaßt in der Weise, wie im vorerwähnten Patent.
Bezugnehmend auf Figur 9 ist ein detailliertes Blockdiagramm des Transmitters 38 für eine der Betriebsarten des adaptiven Modems 38 gezeigt, d. h. 19.200 b.p.s. bei 2.743 Bauds. Der Symbolabbilder 49 umfaßt einen Bruchbitabbilder 111. Die Bruchbitabbildung, welche in den Superrahmen der vorliegenden Erfindung resultiert, werden in der oben im einzelnen diskutierten Weise im Bruchbitabbilder 111 erzeugt. Sobald die Datenschalter 64 un 86 eingestellt sind, ist die Struktur und Arbeitsweise des Modems im wesentlichen die gleiche wie im US-Patent 4,891,806 gezeigt, um jedoch das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu unterstützen, wird die konventionelle Struktur für diese eine Arbeitsweise nachfolgend beschrieben und ist illustrativ für die konventionellen Aspekte der anderen Betriebsarten der adaptiven Modems 30 und 36. Wie bereits beschrieben wird bei dieser Betriebsart der "n" Symbolabbilder 42 der spezielle Symbolabbilder 49 für dieses Modulationsschema verwendet. Im Transmitter 38 werden die Hauptkanaldaten einem Hauptkanalscrambler 112 zugeführt, welcher die Daten in bekannter Weise zerhackt. Die zerhackten Datenbits werden dann einem Serien- Parallelkonverter 114 zugeführt, der seinerseits die Daten in Form eines Pakets paralleler Bits einem Faltungscodierer 118 zuführt. Ein Teil der Bits jedes Pakets, die symbolauswählenden (uncodierten) Bits 120 werden durch Passieren des Faltungscodierers 118 einem Symbolgenerator 122 zugeführt. Der restliche Teil 124 der Bits jedes Pakets, die symbolauswählenden (uncodierten) Bits 120 durch Passieren des Faltungscodierers 118, werden durch Passieren des Bruchbitabbilders der vorliegenden Erfindung mit dessen Bitausgang dem Symbolgenerator 122 zugeführt. Der Bruchbitabbilder 111 beispielsweise erzeugt, wenn die Bruchbitbinärmethode verwendet wird, die inneren und äußeren Konstellationen in gleicher Weise wie im Hintergrundsabschnitt beschrieben. Der restliche Teil 124 der Bits des Pakets werden durch den Faltungscodierer 118 dazu verwendet, faltungscodierte Bits 125 zu erzeugen. Diese Bits 125 werden zum differentiellen Codieren einem Differentialcodierer 116 zugeführt.
Der Faltungscodierer 118 ist bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise ein Codierer, welcher eine 2m dimensional codierte Modulation ermöglicht, wobei m = 4 ist. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel bildet für jedes Paket ein Teil des Ausgangs des Faltungscodierers 118, d.h. die Teilsatz-auswählenden Bits 126 einen Rahmen von einer geraden Anzahl von Bits, d.h. die Teilsatz-auswählenden Bits sind in einem Rahmen aus zwei 2m Bits. Die Teilsatz-auswählenden Bits 126 werden dem Symbolgenerator 122 zugeführt. Für jedes empfangene Paket der subset-auswählenden Bits 126 und der symbolauswählenden Bits 120 bilden einen Eingang des Symbolgenerators, welcher als expandierte Bitfolge identifiziert wird. Abhängig von der gewählten gewünschten Betriebsweise kann der Transmitter irgendeine Anzahl oder Arten von Modulationsschemen, codiert oder uncodiert, verwenden und das konventionelle mehrdimensionale codierte Modulationsschema, welches nachfolgend beschrieben wird, ist lediglich illustrativ für die bevorzugte Verwendung eines der verschiedenen Betriebsarten des adaptiven Modems 30. Für den Fachmann mag es angenehm sein, daß falls gewünscht, das differentielle Codieren entfallen kann.
Im bevorzugten Ausführungsbeispiel des Symbolgenerators 122, bei einer Arbeitsweise von 19.200 b.p.s. / 2.743 Baudrate, verwendet der Symbolgenerator 122 ein Paar (d. h. Bitgruppe) von 2m Teilsatz-auswählenden Bits pro Baud (d. h. Symbolintervall 1 Modulationsperiode) um eine von vier Teilsätzen zu spezifizieren, in welche eine Symbolkonstellation portioniert wird. Die symbolauswählenden Bits 120 werden durch den Symbolgenerator 122 dazu verwendet, von jedem Teilsatz ein Symbol (d. h. Signalpunkt in Konstellation) auszuwählen. Folglich wird jedes Paket vom Konverter 116 abgebildet in eine Gruppe von n 2-dimensionalen Symbolen in m Bauds (ein Gruppenintervall), wobei m > 1 ist und einen mehrdimensionalen Punkt (Symbol) 128 definiert. Die mehrdimensionalen Symbole 128 werden nach Passieren der Transmitterschaltvorrichtung 62 in konventioneller Weise durch brandbreitengrenzende Filter gefiltert und dazu verwendet, einen Träger im Modulator und Filter 66 zu modulieren, um ein moduliertes Trägersignal zu einem bandbegrenzten Kommunikationskanal, wie als Übertragungsleitung gezeigt, zu liefern. Der Symbolgenerator 122 und der Modulator und Filter 66 arbeiten in Verbindung miteinander, um einen mehrdimensionalen codierten Modulator zu definieren. Eine detaillierte Darstellung dieser Komponenten wird im US-Patent 4,891,806 geliefert.
Abermals bezugnehmend auf Figur 9 ist ein detailliertes Blockdiagramm des Symbolabbilders 58 der Figur 6 wiedergegeben. Die Sekundärkanaldaten werden einem Sekundärkanalscrambler 132 zugeführt, der in konventioneller Weise arbeitet, um die Sekundärkanaldaten zu zerhacken, welche sodann einem Serien-Parallelkonverter 134 zugeführt werden, der die Sekundärkanaldaten in parallele Form umsetzt zur Verwendung durch einen Sekundärkanaldifferentialcodierer 136, welcher beispielsweise jedes Zweierbit (Gruppe von zwei Bits in einem Datenstrom) als eine Phasenänderung relativ zur Phase des unmittelbar vorhergehenden Sekundärkanalsymbols codiert. Der Differentialcodierer 136 codiert die parallelen Sekundärkanaldaten im bevorzugten Ausführungsbeispiel unter Verwendung einer Vierphasendifferentialcodierung, ist jedoch hierauf nicht begrenzt. Die differentialcodierten Daten 138 durchwandern die Schaltvorrichtung 62 und werden sodann durch den Modulator und Filter 66 verarbeitet. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel verwendet der Sekundärkanal nicht eine Redundanzcodierung, ist jedoch hierauf nicht beschränkt, da eine solche Codierung falls gewünscht, verwendet werden kann. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel stellt die Tatsache, daß der Sekundärkanal lediglich vier Konstellationssymbole mit relativ hoher Durchschnittsenergie verwendet, sicher, daß der Sekundärkanal beträchtlich robuster ist als der Hauptkanal, wodurch die Notwendigkeit für eine Redundanzcodierung vermindert wird. Zusammenfassend kann irgendeine Anzahl von konventionellen Signalkonstellationen und Modulationsschemen entweder für den Hauptkanal oder den Sekundärkanal verwendet werden, jedoch ist, bei jeder gewählten Kombination der Haupt- und Sekundärkanalkonstellationen, der Sekundärkanal robuster (d. h. besseres Signal-Rauschverhältnis) als der Hauptkanal.
Wie schon zuvor beschrieben, wird die Schaltvorrichtung 62 dazu verwendet, die Hauptkanaldaten mit den Sekundärkanaldaten durch im wesentlichen Schalten zu einer Sekundärkonstellation für den Sekundärkanal, falls erforderlich, zu kombinieren. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die Haupt- und Sekundärkanaldaten in einer Weise angeordnet, in welcher die Schaltvorrichtung 62, unter Steuerung eines Taktgenerators 140, einen Rahmen von vier Bauds der differentiell codierten Sekundärkanaldaten liefert, gefolgt, wenn die Betriebsart 19.200 b.p.s. ist, gefolgt von dreiundsechszig Rahmen von faltungscodierten Daten in Gruppen von vier Bauds pro Rahmen. Für den Fachmann ist es einsehbar, daß die Hauptkanal- und Sekundärkanaldaten in Puffern 141 und 142 gesammelt und gehalten werden können, während der Zeiten, wenn der andere Kanal übermittelt wird.
In der oben beschriebenen 19.200 b.p.s./2.743 Baud-Betriebsart des adaptiven Modems 30 ist der Modem im wesentlichen der gleiche wie in dem eingeführten US-Patent 4,891,806 beschrieben, mit Ausnahme, daß anstelle der Übermittlung eines Rahmens des Sekundärkanals alle 48 Bauds ein Superrahmen von 64 Rahmen von 4 Bauds sich wiederholend übermittelt werden mit 63/64 der Rahmen, umfassend faltungscodierte Hauptkanaldaten und 1/64 des Hauptrahmens, umfassend robustere Sekundärkanaldaten. Für eine detaillierte Darstellung der Komponenten der Figur 9 bei einer verwendeten Symbolkonstellation mit 19.000 b.p.s./ 2.743 Baud Betrieb und dem Sekundärkanal, sollte Bezug genommen werden auf das US-Patent Nr. 4,891,806. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht begrenzt auf den speziellen Superrahmen und Rahmenanordnung wie bevorzugt beschrieben. Der andere Symbolabbilder 42 für die anderen Modulationsschemen von unterschiedlichen Betriebsarten haben grundsätzlich das Blockdiagramm, mit Ausnahme, daß sie den Faltungscodierer 118 und die Differentialcodierer 116 und 136 aufweisen können oder nicht, wie dies für einen Fachmann klar ist.
Wie bei dem Transmitter 38 wird, nachdem die Datenschalter 64 und 86 eingestellt wurden, der Rest des Empfängers 40 strukturiert und arbeitet auf konventionelle Weise. Eine kurze Beschreibung der konventionellen Struktur für die 19.200 b.p.s./2.743 Baud Betriebsart wird jedoch hier nachfolgend gegeben und diese Beschreibung ist auch illustrativ für die konventionelle Struktur und Arbeitsweise der anderen Betriebsarten. Der Empfänger 40 des adaptiven Modems ist allgemein gezeigt im Blockdiagramm der Figur 10 und umfaßt einen Filter und automatische Verstärkungssteuerung (AGC) 182, verbunden mit dem Übertragungsmedium 34. Das gefilterte und verstärkungsgesteuerte Signal wird in bekannter Weise Phasen- und Quadraturkomponenten zugeführt und durchläuft diese Komponenten zu einem adaptiven Durchlaßbandentzerrer 186. Die entzerrten Signale vom adaptiven Entzerrer 186 werden durch einen Demodulator 188 vom Durchlaßband in ein zweidimensionales Basisbandsignal umgesetzt und durchlaufen dann den Datenschalter 88 der Empfängerschaltvorrichtung 70. Da der Hauptdatenkanalschalter 72 in Figur 6 bereits in die richtige Stellung für diese Betriebsart eingestellt wurde, ist er in dieser Figur nicht gezeigt. Während der Empfangsperioden der Hauptkanaldaten werden die komplexen Basisbandsignale vom Demodulator 188 durch den Schalter 88 zu einem Slicer 191, einem Anschlußkostenkalkulator 192 und einem Viterbidecoder 193 geschaltet. Das decodierte Signal vom Viterbidecoder 193 wird zu einem Hauptkanaldifferentialdecoder 194 geleitet und sodann zu einem Faltungsdecoder 195 und einem Hauptkanalentscrambler 196, wo die Hauptkanaldaten decodiert und entwürfelt werden zur Erzeugung des Hauptkanaldatenausgangs. Ausführungsbeispiele des Slicers 191, des Anschlußkostenrechners 192 und des Viterbidecoders 193 sind im einzelnen im US- Patent Nr.4,761,784 von Srinivasagopalan et al beschrieben. Es gibt für den Fachmann eine Anzahl von Auslegungen für diese Komponenten, welche in der vorliegenden Erfindung verwendet werden können.
Während der Empfangsperioden der Sekundärkanaldaten werden die komplexen Basisbandsignale vom Demodulator 188 durch den Schalter 88 zu einem konventionellen Sekundärkanalslicer 200 geschaltet, welcher durch eine Hartentscheidung bestimmt, welche der vier möglichen Phasen übermittelt wurden. Der Ausgang des Sekundärkanalslicers 200 wird einem Sekundärkanaldifferentialdecoder 202 zur Decodierung in konventioneller Art zugeführt. Die decodierten Daten vom Decoder 202 werden durch einen Sekundärkanalentscrambler 204 in bekannter Weise entwürfelt. Die Entscrambler 196 und 204 arbeiten bevorzugt in gleicher Weise und der Fachmann wird erkennen, daß ein einziger Entscramblerschaltkreis oder -routine für den Haupt- und Sekundärkanal durch entsprechende Modifikation verwendet werden kann, ohne die vorliegende Erfindung zu verlassen.
In konventioneller Weise wird der Ausgang des Demodulators 188 einem Synchronisationsdetektor 206 zugeführt, dessen Arbeitsweise später beschrieben wird, welcher eine Rahmensynchronisationsinformation zur Benutzung durch den Empfänger 40 extrahiert. Diese Information wird auch einem Taktgenerator 208 zugeführt, welcher die Stellung des Schalter 190 steuert, so daß die Basisbandsignale vom Sekundärkanal durch den Sekundärkanalslicer 200 verarbeitet werden, während die Basisbandsignale von den Hauptkanaldaten durch den Hauptkanaldatenslicer 191 verarbeitet werden. Der Schalter 88 im stabilen Zustandsbetrieb wird für 63/64 der Zeit in der gezeigten Stellung sein (Hauptkanal) und in der entgegengesetzten Stellung (Sekundärkanal) für 1/64 der Zeit im bevorzugten Ausführungsbeispiel.
Da der Sekundärkanal wesentlich immuner ist gegenüber Rauschen als der Hauptkanal in Folge eines höheren durchschnittlichen Energiepegels und wegen weniger mehr distanter Signalpunkte (d. h. Symbole), wenn die Leitungsqualität schlecht ist, ist es wünschenswert, bestimmte Einstellungen und Anpassungen während der Perioden der Sekundärkanalaktivitäten lediglich für den Sekundärkanal vorzunehmen. Dies kann unter stabilen Zustandsbedingungen wie folgt bewirkt werden. Der Taktgenerator 208 erzeugt einen Ausgang "SC" während der Aktivitätszeit des Sekundärkanals. Dieser Ausgang gelangt durch eine ODER-Entscheidung 210 zur Erzeugung eines "UPDATE"-Signals, welches das Adaptieren des adaptiven Entzerrers 186 autorisiert und/oder welches dazu verwendet werden kann, die Einstellung der Frequenz eines Trägergenerators 187 zu autorisieren, der vom Demodulator 188 verwendet wird oder für andere Einstellungen, welche benotigt werden können. Eine Konvergenzabschätzung, wie beispielsweise ein mittlerer Quadratfehler oder Kosten vom Viterbidecoder 193 wird einem Komparator 214 zugeführt, wo die Konvergenzabschätzung, d. h. Minimalkosten, vergleichen wird mit einem vorgegebenen Schwellwert. Falls diese Kosten unterhalb des Schwellwerts sind, wird das Signal dem Eingang einer UND-Entscheidung 215 zugeführt. Auch wird das Signal-Rauschverhältnis, welches von einem Trainingsprozeß abgeschätzt wurde, in einem Komparator 216 verglichen mit einem Signal-Rauschverhältnisschwellwert. Dessen Ausgang wird ebenfalls der UND-Entscheidung 215 zugeführt. Der Ausgang von UND 215 ist indikativ für die Hauptkanalsignalqualität und wird angelegt an dem zweiten Eingang der ODER-Entscheidung 210. Auf diese Weise, wenn eine gute Hauptkanalqualität vorliegt, wird es sowohl dem Trägergenerator 187 als auch dem adaptiven Entzerrer 186 ermöglicht, während der Perioden sowohl der Haupt- als auch der Sekundärkanalaktivitäten sich anzupassen. Ansonsten tritt die Anpassung nur während des zweiten Kanals auf Die Arbeitsweise des Slicers 191 ist beschrieben im US-Patent Nr.4,761,784.
In konventioneller Weise wird von der zurückbehaltenen Kenntnis des empfangenen mehrdimensionalen Signals und von der Kenntnis des nächsten mehrdimensionalen Symbolteilsatzes des maximal wahrscheinlichen Pfades die beste Abschätzung des übermittelten mehrdimensionalen Symbols (Punkt) erhalten. Vom abgeschätzten, übermittelten mehrdimensionalen Signal werden die empfangenen Daten in bekannter Weise unter Verwendung eines Differentialdecoders 194, eines Faltungsdecoders 195, eines Parallel-Serienkonverters (nicht gezeigt) und eines Hauptkanalsentscramblers 196 verarbeitet.
Im Empfänger 40 sind die wohlbekannten Empfängeroperationen des Anschlußkostenrechners 192 und des Viterbidecoders 193 synchronisiert zu den empfangenen Rahmen des eingehenden Signals, d. h. der Empfänger muß den Beginn jedes Rahmens wissen. In anderen Worten muß der Empfänger 40 bestimmen, welche Bitgruppe im empfangenen Rahmen der Teilsatz-definierenden Bits der Bitgruppe der übermittelten Teilsatz-definierenden Bits entspricht. Weiterhin muß der Empfänger 40 zwischen empfangenen Rahmen für die Haupt- und Sekundärkanäle unterscheiden. In anderen Worten muß er den Beginn jedes Hauptrahmens finden. Wurde die Startbitgruppe gefünden, wird der empfangene Rahmen der empfangenen, den Teilsatzdefinierenden Bits synchronisiert mit den folgenden Rahmen der übermittelten Teilsatzdefinierenden Bits als auch die Sekundärkanaldaten. Der Sekundärkanal kann vorteilhafterweise beim Modemempfänger zur Synchronisation verwendet werden.
Wie im Stand der Technik bekannt, benötigen Hochgeschwindigkeitsmodems im allgemeinen eine Trainingsperiode zum ursprünglichen Erhalt der Synchronisation und zum Anpassen an die Zustände der speziellen Leitung. Die bevorzugte Trainingssequenz ist im allgemeinen in Figur 11 gezeigt. Andere Trainingsprozeduren und Trainingsfolgen können wie aus dem Stand der Technik bekannt, verwendet werden. Bei Stufe 268 wird eine Periode von Takt- und Trägertraining unternommen. Diese Takt- und Trägertrainingperiode, wo lediglich Träger- und Taktinformationen übermittelt werden, daßuert näherungsweise 256 Bauds und ist bezeichnet mit Modus 0. Bei 272 wird der Entzerrer und Scrambler beim Empfänger trainiert durch Ubermittlung einer Zufalls- Vierphaseninformation. Diese Stufe dauert in einem Ausführungsbeispiel 8.400 Bauds und ist bezeichnet mit Modus 1. Bei 274 wird der Scrambler während dieser gleichen Periode der Zufalls-Vierphaseninformation, inutiert. Bei 276 wird der Viterbidekoder synchronisiert. Diese Stufe ist als Modus 3 bezeichnet und dauert 256 Bauds im vorliegenden Ausführungsbeispiel Bei 278 ist die stabile Zustandsbedingung erreicht und die Benutzerdaten werden verarbeitet, während Feinabstimmungen und Adaptionen fortgesetzt werden. Diese Stufe ist mit Modus 4 bezeichnet.
Die Arbeitsweise des Transmitters der Figur 6A wird beschrieben durch das Flußdiagramm der Figur 12, welches mit einer Bestimmung des Falls des Modus beginnt.
Modus 0 entspricht dem Prozeß der anfänglichen Auswahl einer Baudrate (Symbolrate) und einer Trägerfrequenz. Dies wird im allgemeinen bewirkt durch eine erste Charakterisierung des Übertragungsmediums und sodann durch Auswahl der optimalen Trägerftequenz und Baudrate zur Kommunikation über das Übertragungsmedium. Dies kann in einer Reihe von Wegen durchgeführt werden. Beispielsweise werden zweiadrige Modems A und B betrachtet. Eine Technik zur Auswahl der Baudrate und der Trägerfrequenz ist folgende:
1. Modem A übermittelt ein Tonmuster zu Modem B, welches die maximale Bandbreite des Kommunikationsmediums überspannt. Das Tonmuster kann entweder aus einer Vielzahl von Tönen bestehen, welche die Bandbreite des Kommunikationsmediums überspannen und alle simultan übermittelt werden, oder es kann ein Ton zu einem Zeitpunkt übermittelt werden. (Ein Zufalls- Rauschsignal oder ein Impuls kann ebenfalls in einer ähnlichen Methode verwendet werden.)
2. Simultan (oder sequentiell) übermittelt Modem B ein ähnliches Tonmuster dem Modem A, welches die Bandbreite des Kommunikationsmediums überspannt. Um Interferenzen miteinander zu vermeiden, werden die Tonmuster in ihrer Frequenz verschachtelt. Das Modem A kann beispielsweise die folgenden Frequenzen übermitteln: 200, 500, 800, 1100, 1400, 1700, 2000, 2300, 2600, 2900 und 3200 Hz; und Modem B kann übermitteln beispielsweise folgende Frequenzen: 400, 700, 1000, 1300, 1600, 1900, 2200, 2500, 2800, 3100 und 3400 Hz.
3. Die empfangenden Modems analysieren sodann die empfangenen Tonmuster unter Verwendung einer Fast Fourier Transformation (FFT), um das Übertragungsmedium in der Frequenzdomäne zu charakterisieren. Wahrscheinlich ist der wichtigste Aspekt dieser Frequenzdomänencharakterisierung die Amplitudenstörung, welche durch das Übertragungsmedium eingeführt wird.
4. Die Amplitudenstörungseigenschaften bei diesen ausgewählten Frequenzen können als eine Hinweisadresse dazu verwendet werden, um in eine Tabelle zu gehen, welche bestimmt, welche Trägerfrequenz- und Baudratenkombination optimal für das Übertragungsmedium ist. Diese Tabelleneinträge können empirisch bestimmt werden durch Nachprüfen, welche Kombinationen von Baudrate und Trägerrate am besten für den Gebrauch des Übertragungsmediums geeignet sind, welches verschiedene übliche Amplitudenverzerrungskurveneigenschafien aufweist. Schwellwerte können für die Ausgänge des FFT vorgesehen sein und werden verwendet zum Vergleich mit dem aktuellen Ausgang des FFT. Eine gleiche Technik ist beschrieben in dem US-Patent Nr. 4,797,898 von Mdo Martinez. Für das vorliegende Modem besteht eine kleine endliche Anzahl von geeigneten Trägerfrequenz- und Baudratenkombinationen, welche am FFT Ausgang zur Bildung einer Tabelle zusammengefügt werden können.
5. Sobald eine spezielle Kombination der Trägertrequenzrate von der Tabelle des empfangenden Modems ausgewählt ist, wird die Auswahl dem übermittelten Modem zurückübermittelt und der Modus 0 ist kompletiert.
Der Fachmann wird erkennen, daß andere Methoden zur Auswahl der Baudrate und der Trägerfrequenz ebenfalls verwendet werden können, ohne von der vorliegenden Erfindung abzugehen.
Modus 1 entspricht einer Echolöschungstrainingsperiode. Dies kann in der Verwendung irgendeiner konventionellen Echotrainingstechnik ausgeführt werden.
Modus 2 entspricht dem Takt- und Trägersegment der Trainingssequenz. Während dieser Periode werden zwei Vektoren in einem alternierenden Symbolmuster (ABAB...) für 256 Bauds gesendet.
Modus 3 entspricht dem Entzerrerkonditionierungssegment der Trainingssequenz. Zu Beginn dieses Segments wird der Scrambler durch einen dem Empfänger bekannten Wert voreingestellt. Dieser Scrambler läuft mit dem Zweifachen der Baudrate für eine Periode von 8.400 Bauds.
Modus 3A tritt am Ende des Trainings auf Die Güteabfallindikatoren und die Konvergenzindikatoren werden analysiert und die maximale Datenrate, welche übermittelt werden kann, wird ausgewählt und dem anderen adaptiven Modem signalisiert. Zusätzlich wird eine Vorcodierungsmethodik ausgewählt und dem anderen Modem signalisiert.
Modus 4 entspricht einer Voreinstellung des Sekundärkanalscramblers.
Modus 5 zwingt nichtlöschbare Markierungen in die Verbraucherdaten.
Modus 4 und Modus 5 kombiniert mit Modus 6 entspricht der Viterbisynchronisationsperiode. Während des ersten Rahmens dieser Periode findet die Initiierung für den Sekundärkanalscrambler statt und der erste Sekundärkanalrahmen wird gesendet. Auch wird der Zähler, welcher die Verfolgung der primaren und sekundären Kanalrahmen durchführt, gestartet. Die Hauptkanaldaten werden gezwungen, einen Halt zu markieren und die Hauptkanaldifferential- und - faltungscodierer werden zum ersten Mal gestartet. Diese Periode der Trainingssequenz dauert 256 Bauds.
Modus 6 entspricht dem stabilen Zustand. Die Differential- und Faltungscodierer für den Hauptkanal werden verwendet. Die Verbraucherdaten werden freigegeben. Das Konstellationsteilungsmultiplexen zwischen Hauptkanal und Sekundärkanal wird freigegeben.
Im Falle des Modus 2, Figur 12, wird der Block 306 eingeführt, wobei ein ABAB- Muster gesendet wird, falls RTS aktiv ist; ansonsten werden Nullen gesendet (Rauschsperre). Im Fall des Modus 3 wird Block 308 eingeführt. Im ersten Rahmen wird der Zufalls-Vierphasenscrambler voreingestellt. Danach wird der Scrambler bei 5.600 Hz betrieben und eines von vier möglichen Symbolen wird zur Ubermittlung ausgewählt. Im Fall des Modus 6 wird der Sekundärkanalscrambler zum ersten Mal voreingestellt. Während der ersten 256 Bauds werden TX-Daten forciert zur Markierung eines Haltemusters und sodann findet ein normaler Haupt- und Sekundärkanalbetrieb abhängig vom Wert des SC vom Taktgenerator 140 der Figur 2 statt. Nach 306, 308 oder 310 werden die Modulator und Filter 312 Routinen ausgeführt, wonach der Prozeß bei 314 zur Fallentscheidung zurückkehrt.
Der Superrahmen 50 der Figuren 7 und 8 ist entsprechend 4 * 4 und 64 * 4 Bauds lang. In Bezug auf Figur 8, welches der beim Sekundärkanal verwendete Superrahmen ist, entspricht der erste Rahmen von vier Bauds innerhalb dieses Superrahmens dem Sekundärkanal mit Vektoren, welche eine Durchschnittsenergie haben, welche größer ist als die Durchschnittsenergie des Hauptkanals. Die restlichen 63 * 4 Bauds entsprechen dem Hauptkanal und weisen eine geringere erwartete Durchschnittsenergie auf Ein Synchronisationsschema verwendet ein Schiebefenster, welches bei einem 4 Baud Rahmen zu einem Zeitpunkt für die erwartete Sekundärkanalenergie verriegelt und welches, sobald es eine enge Passung findet, es durch Überprüfüng des entsprechenden Teilsatzes, welcher im nächsten Superrahmen kommt, verifiziert. Falls eine gute Passung für die Energien in diesem Rahmen gefünden ist, dann wurde für den Empfänger eine Synchronsation nahezu erreicht, während das Schiebefenster zu einem Zeitpunkt um ein Baud bewegt wird, bis die Synchronisation erreicht ist. Bei mehrpoligen Modems kann ein richtiges Einrichten der Folge der mehrpoligen Teilrahmen innerhalb des Hauptrahmens verwendet werden, um eine mehrpolige Resynchronisation sicherzustellen, welche erreicht wird nach einem Ausfall.
Das Modem, in welchem die vorliegende Erfindung verwirklicht ist, ist ein auf einem Mikroprozessor basierendes Modem. Der Fachmann weiß es zu würdigen, daß die mikroprozessorbasierenden modemsteuer- und datenverarbeitenden Schaltungen typischerweise umfassen die üblichen Datenspeicherelemente (d. h. ROM für die Programmsteuerspeicherung und ähnliches, und RAM für die veränderlichen Eingangs/Ausgangs/Zwischenresultatdaten usw.) konventionelle zugeordnete Signale in Übereinstimmung mit einem gespeicherten Programm. Im vorliegenden bevorzugten exemplarischen Ausführungsbeispiel werden die bereits vorhandenen Mikroprozessor- CPU, ROM und RAM Elemente auch dazu verwendet, die Funktionen der vorliegenden Erfindung auszuführen. Mit der vorliegenden Erfindung werden die Modemfünktionen bevorzugt durchgeführt von Hochgeschwindigkeitsdigitalsignalprozessoren wie beispielsweise Texas Instrument's TMS 32020 Prozessoren. In Bezug auf Figur 1 werden alle Transmittermodemfünktionen darin bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, durch einen digitalen Signalprozessor durchgeführt. Wie bekannt, wird nach dem Filtern ein D/A Konverter und Antialiasingfilter (nicht dargestellt) verwendet. In Bezug auf Figur 10 werden bevorzugt, jedoch nicht notwendigerweise, alle Empfängermodemfünktionen durch den digitalen Signalprozessor durchgeführt.
Das vorher bezogene Flußdiagramm wird nachfolgend erläutert.
Somit ist ersichtlich, daß in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung vorstehend eine Methode dargestellt ist, welche voll die vorgenannten Ziele, Vorteile und Aufgaben erfüllt. Während die Erfindung in Verbindung mit speziellen Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, ist es evident, daß viele Alternativen, Modifikationen und Variationen für den Fachmann nach Betrachtung der vorstehenden Beschreibung ersichtlich werden. Demgemäß besteht die Absicht, daß die vorliegende Erfindung alle diese Alternativen, Modifikationen und Veränderungen als in den Bereich der beigefügten Ansprüche fallend ansieht.

Claims

1. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) zur Übertragung einer Vielzahl von Datenbits über ein Übertragungsmedium (34) mit einem Transmitter (38) zur Auswahl eines aus einer Vielzahl von Symbolabbildern (42) für jede von mehreren Betriebsarten, wobei die Symbolabbilder (42) zur Abbildung der Vielzahl von Datenbits auf eine Sequenz von Symbolen ausgelegt sind, wobei eines dieser Symbole für jedes Baud aus einer Vielzahl von Bauds vorgesehen ist, die Symbolabbilder (42) jeweils einen Rahmen (51) aus Datenbit/Baud-Raten erzeugen, wobei für jedes Baud aus der Vielzahl von Bauds eine Datenbits/Baud-Rate vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Symbolabbilder (42) aus der Vielzahl von Symbolabbildern (42) zur Erzeugung eines Superrahmens (50) ausgebildet ist, welcher mindestens einen. der Rahmen (51), bestehend aus einem Low-Bit-Rahmen (52), und mindestens einen der Rahmen (51), bestehend aus einem High-Bit-Rahmen (54), beinhaltet, wobei jeder dieser Rahmen (51) einen Rahmendurchschnitt aufweist, der ein Durchschnitt aus den Datenbit/Baud-Raten für diesen Rahmen (51) ist, der Rahmendurchschnitt für den High-Bit-Rahmen (54) größer ist als der Rahmendurchschnitt für den Low-Bit-Rahmen (52), und mindestens einer der Rahmendurchschnitte für den Low-Bit-Rahmen (52) oder High-bit-Rahmen (54) aus einer gebrochenen Bit/Baud-Rate besteht.

2. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei die Rahmendurchschnitte sowohl für den Low-bit-Rahmen (52) als auch für den High-bit- Rahmen (54) aus gebrochenen Bit/Baud-Raten bestehen.

3. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei einer der Rahmendurchschnitte für den Low-Bit-Rahmen (52) oder High-Bit-Rahmen (54) aus einer gebrochenen Bit/Baud-Rate besteht und der andere Rahmendurchschnitt für den Low-Bit-Rahmen (52) oder High-Bit-Rahmen (54) aus einer ganzen Bit/Baud-Rate besteht.

4. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei ein Teil der Vielzahl von Symbolabbildern (42) jeweils einen aus einer Vielzahl von Superrahmen (50) definiert.

5. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei die Rahmendurchschnitte für den Low-Bit-Rahmen (52) und den High-Bit-Rahmen (54) durch eine gebrochene Differenz unter Eins voneinander getrennt sind.

6. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei ein Teil aus der Vielzahl von Symbolabbildern (42) jeweils einen aus einer Vielzahl von Superrahmen (50) definiert, die Vielzahl von Superrahmen (50) eine erste Gruppe von Superrahmen (50) beinhaltet, wobei beide Rahmendurchschnitte des Low-Bit-Rahmens und des High-Bit-Rahmens aus gebrochenen Bit/}3aud-Raten bestehen sowie eine zweite Gruppe von Superrahmen, wobei der Rahmendurchschnitt entweder für den Low-Bit- Rahmen oder den High-Bit-Rahmen aus einer gebrochenen Bit/Baud-Rate besteht und der Rahmendurchschnitt für den anderen Low-Bit-Rahmen oder High-Bit-Rahmen aus einer ganzen Bit/Baud-Rate besteht.

7. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei ein Teil der Superrahmen jeweils weiter mindestens einen Sekundärkanalrahmen für einen Sekundärkanal beinhaltet.

8. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei die Anzahlen der Low-Bit-Rahmen (52) und der High-Bit-Rahmen (54) bei einem gegebenen Superrahmen (50) x bzw. Y sind und sowohl x als auch Y größer oder gleich Eins sind.

9. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 1, wobei die Anzahlen der Low-Bit-Rahmen (52) und der High-Bit-Rahmen (54) in einem gegebenen Superrahmen (50) X bzw. Y sind, wobei sowohl X als auch Y größer oder gleich Eins sind, jeder Superrahmen aus der Vielzahl von Superrahmen Z Rahmen (51) aufweist, die Superrahmen zwei Gruppen dieser Superrahmen beinhalten, und zwar eine erste und eine zweite Gruppe, jeder dieser Superrahmen der ersten Gruppe Z Low-Bit- und High-Bit-Rahmen beinhaltet, wobei Z = X + Z gilt, und jeder dieser Superrahmen der zweiten Gruppe Z - 1 Low-Bit- und High-Bit-Rahmen beinhaltet und einen Sekundärkanalrahmen (55) für einen Sekundärkanal, wobei Z - 1 = X + Y gilt.

10. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 9, wobei jede der Betriebsarten eine Kombination aus einer Datenbit/Sekunden-Rate und einer Baud/Sekunden-Rate beinhaltet und diese Kombination die Datenbit/Baud-Rate definiert, die Übertragungsvorrichtung (38) darüberhinaus eine Schaltvorrichtung (65) zum Wechsel der Betriebsarten aufweist und die Schaltvorrichtung (65) den Sekundärkanal umfassen kann, indem sie auf einen der Symbolabbilder (42) schaltet, der die Superrahmen (50) der zweiten Gruppe benutzt.

11. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 8, wobei die gesamte Anzahl der Bauds in einem gegebenen Superrahmen mit T bezeichnet wird und die vorbestimmte Anzahl von Bauds für jeden Rahmen mit B bezeichnet wird, wobei T durch die Gleichung T = B (x + Y) bestimmt wird und die gebrochene Differenz gleich 1/B ist.

12. Adaptive Kommunikationsvorrichtung (30) nach Anspruch 11, wobei B gleich vier Bauds ist und die gebrochene Differenz von 1/B gleich 1/4 Bit/Baud beträgt.

13. Verfahren zur Übertragung einer Vielzahl von Datenbits über ein Übertragungsmedium (34) mit den Schritten der Bereitstellung einer Vielzahl von Betriebsarten und, für jede Betriebsart, der Abbildung dieser Vielzahl von Datenbits auf eines aus einer Vielzahl ausgewählter Symbole bei einer aus einer Vielzahl von Datenbits/Baud-Raten, wobei ein ausgewähltes Symbol für jedes aus der Vielzahl von Bauds steht, gekennzeichnet durch:

Benutzung eines aus einer Vielzahl von Superrahmen (50) für jede Betriebsart aus mindestens einem Teil der Betriebsarten zur Definition einer aus der Vielzahl von Datenbit/Baud-Raten für jedes Baud, wobei jeder Superrahmen eine Vielzahl von Rahmen (51) aufweist und jeder Rahmen (51) eine Datenbit/Baud-Rate für jede Anzahl von Bauds beinhaltet;

Bereitstellung jedes Superrahmens aus der Vielzahl von Superrahmen (50) mit mindestens einem dieser Rahmen (51), bestehend aus einem Low-Bit-Rahmen (52) und mindestens einem dieser Rahmen, bestehend aus einem High-Bit-Rahmen (54), wobei die Anzahlen der Low-Bit-Rahmen (52) bzw. High-Bit-Rahmen (54) x bzw. Y betragen und sowohl x als auch Y größer oder gleich Eins sind, jeder Rahmen (51) einen Rahmendurchschnitt aufweist, der ein Durchschnitt der Datenbit/Baud-Raten für diesen Rahmen (51) ist und dieser Rahmendurchschnitt aus einer ganzen Bit/Baud- Rate besteht, wobei der Rahmendurchschnitt eine ganze Zahl ist oder aus einer gebrochenen Bit/Baud-Rate besteht, wobei der Rahmendurchschnitt eine nicht-ganze Zahl ist, und der Rahmendurchschnitt des High-Bit-Rahmens (54) und der Rahmendurchschnitt des Low-Bit-Rahmens (52) durch eine gebrochene Differenz voneinander getrennt sind;

Für jeden Superrahmen (50) das Setzen von x für die Low-Bit-Rahmen und von Y für die High-Bit-Rahmen und das Setzen der gebrochenen Differenz zur Bereitstellung eines vorbestimmten Durchschnitts der Datenbitibaud-Raten in dem Superrahmen (50).

14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Schritt der Bereitstellung weiter die Bereitstellung der Superrahmen (50) umfaßt, wobei mindestens einer der Low-Bit- Rahmen (52) und High-Bit-Rahmen (54) die gebrochene Bit/Baud-Rate aufweist.

15. Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Schritt der Bereitstellung weiter die Bereitstellung eines ersten Teils der Superrahmen (50) umfaßt, wobei einer der Low- Bit-Rahmen (52) und High-Bit-Rahmen (54) die ganze Bit/Baud-Rate aufweist und wobei der andere der Low-Bit-Rahmen (52) und High-Bit-Rahmen (54) die gebrochene Bit/Baud-Rate aufweist, und einen zweiten Teil der Superrahmen (50) wobei sowohl der Low-Bit- als auch der High-Bit-Rahmen verschiedene gebrochene Bit/Baud-Raten aufweisen.

16. Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Schritt der Bereitstellung weiter die Bereitstellung jedes der Superrahmen (50) mit Z-Rahmen (51) beinhaltet und die Bereitstellung von zwei Gruppen von Superrahmen (50), und zwar einer ersten Gruppe und einer zweiten Gruppe, wobei jeder Superrahmen (50) der ersten Gruppe Z Low-Bit-Rahmen (52) und High-Bit-Rahmen (54) aufweist und wobei Z = x + Y gilt, und jeder der Superrahmen (50) der zweiten Gruppe Z - 1 Low-Bit-Rahmen (52) und High-Bit-Rahmen (54) und einen Sekundärkanalrahmen (55) für eine Vielzahl von Sekundärkanaldatenbits für einen Sekundärkanal aufweist, wobei gilt Z - 1 = x + Y.

17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei jede Betriebsart eine Kombination aus einer Datenbit/Sekunden-Rate und einer Baud/Sekunden-Rate aufweist, diese Kombination die Datenbit/Baud-Raten definiert, das Verfahren weiter den Schritt des Schaltens zwischen den Betriebsarten aufweist zur Bereitstellung des Sekundärkanals unter Verwendung von Superrahmen (50) der zweiten Gruppe, wodurch eine Erhöhung der Datenbit/Sekunden-Rate, ausgelöst durch die Hinzunahme des Sekundärkanals, durch eine Erhöhung der Rahmendurchschnitte aus Datenbit/Baud-Raten ausgeglichen wird, anstelle einer Erhöhung der Baud/Sekunden-Rate.

18. Verfahren nach Anspruch 17, wobei mindestens der genannte Teil der Betriebsarten als erster Teil von Betriebsarten bezeichnet wird und das Verfahren, für einen zweiten Teil der Betriebsarten, weiterhin die Benutzung eines aus einer Vielzahl identischer Rahmen (51) der Datenbit/Baud-Raten umfaßt, wobei der zweite Teil der Betriebsarten die Superrahmen (50) nicht benutzt.

19. Verfahren nach Anspruch 13, weiter umfassend die Verfahrensschritte der Auswahl einer Symbolkonstellation für ein gegebenes Baud zur Bereitstellung der Datenbit/Baud-Rate für dieses Baud und die Auswahl des ausgewählten Symbols aus einer Vielzahl von Symbolen dieser Symbolkonstellation und die Übertragung dieses ausgewählten Symbols während des gegebenen Bauds.

20. Verfahren nach Anspruch 13, mit den weiteren Verfahrensschritten der Auswahl mindestens einer Symbolkonstellation für jeden Rahmen (51) zur Bereitstellung des Rahmendurchschnitts für diesen Rahmen (51), die Auswahl des ausgewählten Symbols für jede der vorbestimmten Anzahl von Bauds von dieser mindestens einen Symbolkonstellation und das Übertragen dieses ausgewählten Symbols.

21. Verfahren nach Anspruch 20, wobei diese mindestens eine Symbolkonstellation mindestens zwei Symbolkonstellationen umfaßt.

22. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die gesamte Anzahl von Bauds in einem gegebenen Superrahmen (50) mit T und die vorbestimmte Anzahl von Bauds für jeden Rahmen mit B bezeichnet wird, wobei gilt T B (X + Y) und wobei bei konstantem T B anwachsen kann, falls X + Y entsprechend abfällt.

23. Verfahren nach Anspruch 14, wobei die gesamte Anzahl von Bauds in einem gegebenen Superrahmen mit T und die vorbestimmte Anzahl von Bauds für jeden Rahmen mit B bezeichnet wird, wobei für T gilt T = B (X + Y) und die gebrochene Differenz gleich 1/B ist.

24. Verfahren nach Anspruch 23, wobei B gleich vier Bauds und die gebrochene Differenz 1/B = 1/4 Bit/Baud ist.