DE3887097T2

DE3887097T2 - Übertragung digital kodierter Nachrichten und Übertragung von PSK Signalen.

Info

Publication number: DE3887097T2
Application number: DE88310341T
Authority: DE
Inventors: Joachim Hagenauer; Carl-Erik Sundberg
Original assignee: American Telephone and Telegraph Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1987-11-13
Filing date: 1988-11-03
Publication date: 1994-05-05
Anticipated expiration: 2008-11-04
Also published as: JP2980914B2; US4807253A; EP0317127A2; DE3887097D1; CA1292516C; JPH01155749A; EP0317127A3; EP0317127B1

Description

Die Erfindung betrifft Verfahren und Vorrichtungen zur digitalcodierten Übertragung von Informationen sowie Vorrichtungen zur Übertragung phasenumgetasteter Signale (PSK), und sie sucht Widerstand gegen die Verschlechterung der Signalqualität während der Übertragung zu leisten, insbesondere für nicht-binäre, digitalcodierte Modulationsverfahren, wie beispielsweise die trelliscodierte Phasenumtastung, bei der eine dringende Notwendigkeit besteht, gegen Trägerphasenschwankungen während der Übertragung anzugehen, die beispielsweise in Sprachbandmodems, bei einigen Typen der Funkübertragung und auch der optischen Faserübertragung auftreten.
Es gibt zwei Typen digitaler Codierung, die allgemein in Nachrichtenübertragungssystemen zur Übertragung über ein Übertragungsmedium zu einem Empfänger angewendet werden, wenn das Informationssignal ursprünglich aus digitalen Quelldaten besteht, oder in ein digitales Signal umgesetzt worden ist. Der erste Typ entspricht gewöhnlich der Quellcodierung des Signals, die ausgeführt wird, um das Signal in ein gewünschtes oder Standardformat zu bringen, wie es beispielsweise zum Multiplexieren geeignet sein kann. Der zweite Codierungstyp wird gewöhnlich Kanalcodierung genannt, weil sie dazu bestimmt ist, einer Verschlechterung der Signalqualität während der Übertragung über das Übertragungsmediuin zu widerstehen.
Ein gewöhnlicher Kanalcodierungstyp ist als Blockcodierung bekannt. Die Blockcodierung besteht gewöhnlich aus einer Anzahl von Bits zusammen mit einer Anzahl zusätzlicher Bits, die mit den anderen Bits in einer derartigen Beziehung stehen, daß eine Fehlererkennung und/oder Fehlerkorrektur erleichtert wird. Ein anderer Kanalcodierungstyp ist die Faltungscodierung, bei der Prüfbits periodisch in einen kontinuierlichen Datenstrom eingefügt werden.
Eines der Hauptprobleme bei der heutigen Kommunikationstechnik liegt in der vollständigen und wirksamen Verwendung der Übertragungskapazität jedes Kanals, ungeachtet des jeweiligen Typs, nach dem eine hohe Nachfrage auftreten kann. Die folgenden Beispiele sollen auf die Dimension des Problems hinweisen, sie sind aber nicht erschöpfend.
Auf einigen geographischen Märkten ist die Nachfrage nach mobiler Funkkommunikation derart schnell gewachsen, daß sogar moderne zellulare Techniken durch andere Techniken ergänzt werden mußten.
Auf dem weiten Feld des gerade erst beginnenden Marktes hinsichtlich des Einsatzes optischer Fasern in Amtsleitungen und in Nachrichtenverbindungen, die nicht als Hauptfernverbindungen klassifiziert sind, wird erwartet, daß eine gelegentliche Nachfrage die Anwendung von Techniken zur vollständigen und effektiven Benutzung der durch eine Faser verfügbar gemachten Bandbreite, beschleunigt wird. Nichtsdestoweniger benötigt die klassische Kanalcodierung tatsächlich wegen der zusätzlich eingefügten Prüfbits sogar mehr Bandbreite für dieselbe übertragene, verwendbare Nettoinformation.
Ein Lösungssatz für das Kapazitätsproblem beruht auf der Anwendung einer nicht-binären Digitalmodulation und Codierungsverfahren, oder strenggenommen auf eine nicht- binäre Digitalmodulation in Verbindung mit einer Kanalcodierung mittels geeigneter Abbildungsregeln. Beispielsweise eignen sich eine Quadraturamplitudenmodulation und eine Phasenumtastung gut für Abbildungsregeln, die es einem erlauben, die Quadraturamplitudenmodulation und die Phasenumtastung mit einer Kanalcodierung zu kombinieren, um verschiedene Wirkungen zu erzielen, und letzten Endes die verfügbare Ubertragungsbandbreite eines Kanals, sei es ein Funkkanal oder eine optische Faser, effektiv zu nützen.
Die uns hauptsächlich interessierende Klasse nicht-binärer Digitalsignale ist die Klasse, die eine Phasenumtastung (nachfolgend PSK genannt) anwendet. Die kombinierten Modulations- und Codierungsschemen sind als Trelliscodierung bekannt.
Beispielsweise kann bei der 4-PSK ein Signal digital durch vier diskrete Phasen des Trägersignals dargestellt werden, wobei jede Phase zwei Informationsbits überträgt. Diese Schema hat die doppelte Informationsrate eines 2-PSK- Signals, das dieselbe Bandbreite belegt. Theoretisch können noch höhere Informationsübertragungsraten durch eine 8-PSK oder eine 16-PSK (verallgemeinerbar als M-stufige PSK, wobei M=2, 4, 8, 16 usw.) erreicht werden. Beispielsweise sind drei binäre Bits zur Darstellung derselben Information wie durch jede Phase des 8-PSK-Signals erforderlich.
Nichtsdestoweniger sieht man, wenn man sich die aktuellen Relativphasen der durch eine PSK erzeugten Signale betrachtet, was meistens leicht durch ihre Darstellung in einem Polarkoordinatensystem bezüglich der relativen Phasen geschieht, daß das 4-PSK-System eine minimale Phasendifferenz von 90 zwischen den Zuständen aufweist, und daß das 8-PSK-System nur eine minimale Phasendifferenz von 45 zwischen den Zuständen aufweist, und so weiter. Es ist deshalb wünschenswert, zusätzliche Schritte durchzuführen, um die Information im Signal gegen zufällige Phasenschwankungen und additives Rauschen zu schützen, die während der Übertragung in dem Kanal auftreten können. Phasenversatzschwankungen des Trägers, die im Empfänger auftreten und das Signal verschlechtern, sind ebenfalls ein allgemeines Problem bei einigen Modems.
Bei einem der hier angewendeten allgemeinen Techniken zur Überwindung des Problems des Einflusses additiven Rauschens handelt es sich um ein Verfahren, das allgemein als Faltungscodierung bezeichnet werden kann. Bei solchen Codes durchlaufen die Eingangsinformationsbits ein lineares Netzwerk mit einem endlichen Speicher derart, daß entsprechend den k&sub1; Eingangsinformationsbits n&sub1; Ausgangskanalbits erzeugt werden.
Der Code kann durch einen endlichen Zustand "Treilis" beschrieben werden, wobei der Codespeicher die Anzahl von Zuständen festlegt. Die "Trellis"-Beschreibung ist geeignet, weil sie die Zuwachsnatur der zugelassenen Änderungen zwischen aufeianderfolgenden Zuständen, die unter Verwendung des Codierspeichers erzeugt werden, vorschlägt.
Dieser Faltungscodierungstyp wird mit einer Phasenumtastung, oder mit anderen nicht-binären Modulationstypen, beispielsweise einer Quadraturamplitudenmodulation, in einem Modulationsformat kombiniert, das gewählt wird, um sowohl die Verwendungung der Kanalbandbreite aufrechtzuerhalten als auch die Einflüsse des additiven Rauschens zu beseitigen. Diese Kombination aus Codierung und Modulation wird allgemein trelliscodierte Modulation genannt.
In der Vergangenheit hat sich gezeigt, daß die ganz gewöhnliche 8-PSK-Codierung im kommerziellen Einsatzbereich nur wenige Vorteile gegenüber der 4-PSK besitzt. Ein trelliscodiertes 8-PSK-System wurde von G. Ungerböck entwickelt, wie es in seinem Artikel Channel Coding with Multilevel/Phase Signals",IEEE Trans-actions on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, pp. 55-67, January 1982 beschrieben worden ist. Die sogenannte Ungerböck-Codierung wandte eine sehr kluge Kombination aus faltungscodierten Ausgangsbits und den diskreten Phasenwerten in dem Modulationsformat an, um einen Teil der theoretisch möglichen Vorteile auszunutzen. Es wurde eine 8-PSK mit einem Faltungscode mit einer Rate von 2/3 (d.h. Rate=k&sub1;/n&sub1;=2/3, bezüglich der obigen Beschreibung) derart kombiniert, daß eine codebezogene Eigenschaft abwechselnder Signale, bekannt als der "kleinste euklidische Abstand" verbessert wurde. Der kleinste euklidische Abstand wurde so groß wie möglich gehalten, was zu einem Schutz des Signals gegen eine Verschlechterung während der Übertragung führte. Dieser Vorteil wird nunmehr mit einer codierten 8-PSK im Vergleich zu einer uncodierten 4-PSK (die einen kleineren euklidischen Abstand aufweist) erreicht, ohne daß die verwendete Bandbreite erhöht wird.
Verschiedene Veränderungen und Verbesserungen gegenüber der Ungerböck-Codierung (beispielsweise trelliscodierte Mehrpegel-Phasenumtastungsmodulationstypen) wurden in den letzten Jahren vorgenommen. Siehe dazu beispielsweise die nachstehenden Veröffentlichungen (1) L.-F. Wei, "Rotationally Invariant Convolutional Channel Coding with Expanded Signal Space - Part I: 180º," IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. SAC-2, No. 5, pp. 659-671, September 1984; (2) M. Oerder, "Rotationally Invariant Trellis Codes for MPSK Modulation," ICC' 85, Chicago, IL, June 1985, pp. 18.1.1-18.1.5; (3) G. Ungerboeck, J. Hagenauer, T. Abdel-Nabi, "Coded 8-PSK Experimental Modem of the INTELSAT SCPC-System, Proceedings ICDSC, 7th International Conference on Digital Satellite Communications, Muenchen, May 1986, pp. 299-304; (4) M. Bertelsmeier, "Modified Coded Octal Phase-Shift-Keying with Improved Carrier-Phase Tracking Ability," IEEE Global Telecommuniations Conference, GLOBECOM '86, Houston TX, December 1986, Conference Record, pp. 38.4.1-38.4.5; und (5) G. Ungerboeck, "Trellis Coded Modulation with Redundant Signal Sets, Part I and Part II, IEEE Communications Magazine, Vol. 25, No. 2, pp. 5-21, February 1987.
Nichtsdestoweniger bestehen noch Probleme bezüglich der Phasenempfindlichkeit und hinsichtlich des begrenzten Ziehbereichs (um 22º) der trelliscodierten 8-PSK-Systeme, die gegenwärtige Mehrpegel-Phasenumtastungssysteme darstellen. Trägerphasenschwankungen mindestens dieser Größe sind ohne weiteres im mobilen Funkverkehr anzutreffen, beispielsweise wegen geographischer oder topographischer Faktoren, und ebenfalls in anderen Systemen mit Fading-Kanälen, nicht- stabilen Oszillatoren, einer fehlerhaften Trägerrückgewinnung oder mit kombinierten Einflüssen der oben genannten Faktoren. Die letzten drei genannten Problemarten können in Modems, bei der mobilen Funkübertragung und in kürzeren optischen FaserNachrichtenverbindungen einschließlich der Amtsleitungen auftreten, bei denen es ökonomisch nicht möglich ist, diese Probleme bereits in ihrer Entstehung zu verhindern. Wenn der Phasenfehler außerhalb des Ziehbereichs oder Ziehintervalls liegt, mißlingt die Trägerrückgewinnung und verursacht eine Zufalls-Laufsituation mit einem langen Fehlerpaket.
Die Erfindung löst die Aufgabe dadurch, daß sie einen verbesserten Schutz gegen die Verschlechterung eines Signals liefert.
Nach einem Gesichtspunkt der Erfindung wird ein in Anspruch 1 beanspruchtes Verfahren verfügbar gemacht.
Nach einem anderen Gesichtspunkt der Erfindung wird eine in Anspruch 6 beanspruchte Vorrichtung geschaffen.
Nach einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung wird eine in Anspruch 8 beanspruchte Vorrichtung geschaffen.
Ein Wechseln der Anzahl von Modulationswerten während des Ablaufs verringert die Verschlechterung des Signals während es im Empfänger wiederhergestellt wird. Bei einer spezifischen Ausführungsform der Erfindung wechseln sich beispielsweise trelliscodierte 8-PSK-Signale (Codierung mit einer Rate von 2/3) und 4-PSK-Signale abwechselnd mit der Zeit ab. Ganz allgemein gesprochen, wechseln sich eine M- stufige Phasenumtastungs-Codierung ( Rate (n-1)/n) und eine N-Phasenumtastung, wobei M=2n und N=2(n-1) ist, mit der Zeit ab, um die Trägerrückgewinnung zu verstärken und die Länge der Fehlerpakete in einer "Zufallslauf"-Situation der Rückgewinnungsschleife zu verringern. Es ist zu beachten, daß sich die Anzahl von Bits von den Codierungsverfahren nicht ändert. Das Trelliscodierungsverfahren wird dabei für alle Zeiten auf die gleiche Weise ausgeführt. Jedoch ändert sich die Zuordnung der Codierung, nachfolgend Abbildung genannt, beispielsweise zu einer 4-Phasen- und 8-Phasen- Modulation periodisch auf eine vereinbarte Weise, um die Abstandseigenschaften der codierten Phasenfolgen zu bewahren. Das Ergebnis der zeitvariablen Abbildungsregeln wird nachfolgend Modulationsformat genannt. Für die Abbildungsregeln ist es nicht erforderlich, zu verlangen, daß die beiden Codierungsraten auf einer Eins-zu-Eins- Grundlage variieren. Die Abbildungsregel könnte beispielsweise für eine einzelne Periode wie folgt aussehen: 8-PSK (Rate 2/3)/4-PSK, 8-PSK (Rate 2/3)/4-PSK/4-PSK, 8-PSK (Rate 2/3)/8-PSK (Rate 2/3)/4-PSK, oder 8-PSK (Rate 2/3)/8- PSK (Rate 2/3)/8-PSK (Rate 2/3)/4-PSK, usw., d.h. jedes periodische Muster aus 8-PSK- und 4-PSK-Abschnitten ist möglich. Die Abbildungsregel muß jedoch auf eine sehr spezifische Weise geändert werden, um Abstandsverluste zu vermeiden. Ein Modulationsformat von 8-4A-4B bedeutet dabei, daß auf eine 8-PSK mit einer besonderen Abbildung eine 4-PSK mit einer Abbildung A und eine 4-PSK mit einer Abbildung B folgt.
Die erforderliche Bandbreite des codierten 8-PSK-Systems/4- PSK-Systems, das einen Faltungscode mit einer Rate von 2/3 verwendet, stimmt mit der Bandbreite des uncodierten 4-PSK- Systems und mit der Bandbreite der mit einem Faltungscode (2/3-Rate, herkömmliche Ungerböck-Codierung) codierten 8-PSK überein. Deshalb benötigt im allgemeinen unsere Methode keine größere Bandbreite als die besten bekannten Ungerböck- Codes, um dieselbe Information zu übertragen.
Überraschenderweise gibt es derartige Abbildungsregeln und Faltungscodes, bei denen unsere hybriden zeitvariablen Methoden die gleiche Bitfehlerwahrscheinlichkeit bei hohen Kanalsignal-Geräusch-Abständen wie die besten bekannten "Ungerböck"-Codes aufweisen, aber gleichzeitig viel weniger "Zufallsläufe" sowie wenigere und kürzere Fehlerpakete aufweisen. Deshalb werden der Ziehbereich und das Leistungsmerkmal der Trägerrückgewinnung verbessert, und der kleinste euklidische Abstand wird nicht verringert.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Es zeigen:
Fig. 1 ein erläuterndes Blockschaltbild eines die Erfindung verwirklichenden Senders, der eine zeitvariable Abbildung für die trelliscodierte M- PSK anwendet,
Fig. 2 einen Codierer mit einer 2/3-Rate des Typs, der in dem Sender der Fig. 1 verwendet werden kann,
Fig. 3 einen typischen Aufbau der zeitvariablen Abbildungseinrichtung des Senders der Fig. 1,
Fig. 4 ein bevorzugtes Modulationsdiagramm in Polarkoordinatendarstellung und Abbildungsregeln eines 8- Phasen-PSK-Signals,
Fig. 5 und 6 bevorzugte Modulationsdiagramme in Polarkoordinatendarstellung und Abbildungsregeln eines 4-PSK-Signals, das dem 8-PSK-Signal in verschiedenen Kombinationen in einigen fakultativen Versionen unserer Erfindung folgt,
Fig. 7 einen Gesamtblock eines unsere Erfindung verwirklichenden Übertragungssystems, wobei der Sender dem in Fig. 1 dargestellten Typ entspricht, und
Fig. 8 ein erläuterndes Blockschaltbild eines Empfängers, der zusammen mit dem Sender der Fig. 1 verwendet werden kann, um ein System, wie es in Fig. 7 dargestellt ist, zu verwirklichen.

Detaillierte Beschreibung

Unsere Erfindung wendet ein zeitvariables Codierungskonzept an, das sowohl für anfänglich von einem Computer erzeugte Daten als auch für ein analoges informationssignal gefolgt von einer Analog-Digital-Umsetzung funktioniert. Wir werden uns nicht mit der anfänglichen Umwandlung von Informationen in einen Bitstrom beschäftigen. Wir werden annehmen, daß die Daten in Blöcken (Paketen) mit einem einzigen Wort in dem Paketkopf übertragen werden. Die Trägerphase, der Bittakt usw. werden aus dem Paketkopf gewonnen und dann überall im Block aufrechterhalten.
Wie wir bereits oben ausgeführt haben, reagiert die trelliscodierte 8-PSK-Modulation (tatsächlich handelt es sich um die Kombination aus Faltungscodes und einer Phasenmodulation) empfindlich auf Trägerphasenschwankungen, die beim mobilen Funkverkehr oder in optischen Fasernetzen wegen eines Fadings im Übertragungsmedium, wegen nicht- stabiler Oszillatoren oder andernfalls wegen einer fehlerhaften Trägerrückgewinnung angetroffen werden.
Um eine Beeinträchtigung eines solchen Systems zu beseitigen, wenn der Phasenfehler außerhalb des begrenzten Ziehbereichs ist, oder wann immer eine Trägerrückgewinnung mißlingt, wenden wir nach einer bevorzugten, spezifischen Ausführungsform unserer Erfindung eine hybride, zeitvariable Abbildung der Codierung auf mehrere diskrete Modulationswerte, insbesondere eine trelliscodierte 8-PSK mit einer Codierungsrate von 2/3 und eine 4-PSK, auf eine zeitvariablen Weise an. In seiner einfachsten Form wechseln sich diese unterschiedlichen trelliscodierten Signale mit der Zeit einfach ab. Aber kompliziertere Wechselmuster sind nicht nur möglich, sondern auch reizvoll.
Im Vergleich zu dem herkömmlichen codierten 8-PSK-Übertragungssystem kann unser System die oben beschriebenen Probleme die meiste Zeit vermeiden. Mit anderen Worten, es verringert die Wahrscheinlichkeit von Synchronisationsverlusten und folglich das Auftreten eines Bursts und im Mittel somit seine Länge (zum Ende einer Blockperiode). Die Komplexität des Empfängers der größten Wahrscheinlichkeit (manchmal auch als Viterbi-Decodierer bekannt) wird nicht erhöht. Unser System bringt eine etwas detailliertere Blocksynchronisation mit sich, die, wie im folgenden beschrieben,leicht erreicht wird.
Nach Fig. 1 nehmen wir an, daß der Eingangsbitstrom durch M=(n-1) Informationsbits pro Wort charakterisiert ist. Diese Bits werden dann in n Bits pro Wort in einem (Rate=(n-1)/n) Faltungscodierer 11 umgesetzt. Dieser Codierer 11 weist eine Anzahl von Speicherzuständen auf, deren Anzahl wir mit v bezeichnen. Man beachte, daß die Anzahl der Speicherzustände nicht notwendigerweise von dem Wert n vorgeschrieben wird. Der Codierer 11 sendet sein Ausgangssignal an die zeitvariable Abbildungseinrichtung 12, die die Ausgangscodebits den PSK-Signalen, wie dies im folgenden in Verbindung mit den Fig. 3 bis 6 erläutert wird, zuordnet. Es ist zu beachten, daß der Codierer 11 und die Abbildungseinrichtung 12 in ihrem 8-PSK-Betrieb im wesentlichen mit denjenigen Einrichtungen übereinstimmen, die in dem Stammpatent über Faltungs- oder trelliscodierte Modulation US-PS 4 077 021, veröffentlicht am 28. Februar 1978 von Csajka und Ungerböck, offenbart sind. Die dortige Offenbarung der Abbildungseinrichtung wird hierin unter Bezugnahme mit aufgenommen. Unsere Abbildungseinrichtung 12 fügt der Abbildungseinrichtung, wie sie darin offenbart ist, eine Einrichtung zum Schalten einiger der Modulator- Steuersignale zu anderen Modulator-Steuersignalen auf der zeitvariablen Grundlage am Eingang des Phasenumtastungs- Modulators 13 hinzu. Die Einzelheiten der Zusatzabbildung in der Abbildungseinrichtung 12 sind im folgenden in den Fig. 3, 5 und 6 dargestellt.
Bei dem Modulator 13 kann es sich um jeden Typ handeln, der in der Technik für die Phasenumtastung allgemein bekannt ist, aber es handelt sich vorzugsweise um einen Modulator, wie er in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben ist, bei dem die gleichphasigen Komponenten und die Quadraturkomponenten kombiniert werden, um den geeignet modulierten, digitalen Phasenwert zu erzielen.
Im allgemeinen wird beim Betrieb der verallgemeinerten Ausführungsform nach Fig. 1 die Anwendung einer zeitvariablen Abbildungsregel in der Abbildungseinrichtung 12 eine ungleiche Wahrscheinlichkeitsverteilung der verschieden möglichen, nicht-binären Signalwerte ergeben, wohingegen bei der herkömmlichen, trelliscodierten M-PSK typischerweise alle 2n Signalwerte gleich wahrscheinlich sind, wenn Zufallseingangsdaten verwendet werden. Das hängt damit zusammen, daß die herkömmliche trelliscodierte M-PSK eine Abbildungsregel anwendet, die zeitinvariant ist.
Verschiedene Parameter eines spezifischen 8-PSK-Systems mit einer Codierungsrate von 2/3 sind in den Fig. 2 bis 6 gezeigt. Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung des Codierers selbst, der zur Erläuterung zwei Bits eines Speichers zur Faltung des Signals verwendet. Laßt uns annehmen, daß wir aus dem Eingangsdatenstroms alle zwei Bits aufteilen (diese Wirkung wird im Empfänger exakt wieder rückgängig gemacht). Das erste dieser beiden Bits verzweigt in einen Speicherzweig des Codierers und bewirkt, daß das residente Bit in einer Speicherzelle 22 sich sowohl in die Speicherzelle 23 als auch parallel bewegt, um mit dem Eingangsbit im Addierer 122 addiert zu werden, wie dies im oberen Teil des Speicherzweiges dargestellt ist. Das vorhergehende residente Bit in der Speicherzelle 23 bewegt sich zum Ausgang, wo es im Addierer 123 einmal mit der vorhergehenden Summe zum Erzeugen eines Bits b&sub2; und zum anderen im Addierer 124 mit dem ersten Eingangsinformationsbit zum Erzeugen eines Ausgangsbits b&sub3; addiert wird. Das andere der beiden Eingangsbits durchläuft geradewegs den oberen Zweig des Codewandlers 21, um ein Ausgangsbit bi darzustellen. Mit anderen Worten, aus jeweils zwei Eingangsbits erzeugt der Wandler 21 drei Ausgangsbits, so daß seine Codierungsrate 2/3 ist. In Fig. 3 sehen wir, wie verschiedene Kombinationen der Ausgangsbits verwendet werden, um die Signale abzuleiten, die der Reihe nach zur Ansteuerung des Phasenmodulators 13 verwendet werden, um den Modulationsustern die in den Fig. 4, 5 und 6 dargesteilten Signale zu geben, d.h. aus den ROMS 26, 27 bzw. 28. Die Abbildungsregel für diese Anordnung ist für den gewünschten minimalen euklidischen Abstand gewählt, wie dies im Stand der Technik gelehrt wird.
Im Gegensatz zur Lehre des Standes der Technik werden die diagonal positionierten Signalwerte der Phasenmodulation der in Fig. 4 gezeigten Polarkoordinatendarstellung zu einem späteren Zeitpunkt durch die zeitvariable Abbildung der Fig. 3 ersetzt, so daß der Modulator nur die vier in Fig. 5 gezeigten Modulationsphasen erzeugt. Beispielsweise wird, wenn die Signalwertnummer 1 vom Stand der Technik übertragen worden wäre, die Signalwertnummer 2 übertragen,und, wenn die Signalwertnummer 7 übertragen worden wäre, die Signalwertnummer 0 übertragen. Wenn die Signalwertnummer 5 übertragen worden wäre, wird die Signalwertnummer 6 übertragen, und wenn die Signalwertnummer 3 übertragen worden wäre, wird die Sig-nalwertnummer 4 übertragen. Eine analoge, aber unterschiedliche Abbildungsregel ist in Fig. 6 gezeigt, die abwechselnd mit der Abbildungsregel nach Fig. 5 angewendet wird, obwohl sie nur dieselben vier Phasenmodulationssignale erlaubt.
Wie Fig. 3 zeigt, greifen die drei von dem Codewandler 11 der Fig. 2 kommenden Bits durch den synchronisierten Betrieb der Schalter 24 und 25 auf eine der in den Nur-Lese- Speichern (ROM) 26, 27 und 28 gespeicherten Abbildungsregeln zu, die die Übersetzung der Bitkombinationen in Modulationssignalwerte bewirken, wie dies spezifisch in den Fig. 4, 5 bzw., 6 dargestellt ist.
Die resultierenden binären Signale werden unter Umsetzung im Digital-Analog-Wandler 29 in die gewünschten Analogwerte für die orthogonalen Komponentensignale "I" und "Q" (beachte die erläuternde Polarkoordinatendarstellung) zur Ansteuerung des Modulators 13 umgesetzt.
Die Einzelheiten der ROMS 26 bis 28 sind dem Durchschnittsfachmann auf dem technischen Gebiet allgemein bekannt, wobei die ROMS 26 bis 28 tatsächlich getrennte Bereiche eines größeren Speichers aufweisen können.
Wir können deshalb verschiedene, periodische Kombinationen von Abbildungsregeln anwenden, beispielsweise eine codierte 8-PSK, 4-PSK, 4-PSK (wobei sich die beiden letztgenannten tatsächlich unterscheiden), oder eine codierte 8-PSK, 4-PSK, die sich mit gleichen Frequenzen wiederholen. Das führt in Abhängigkeit von der angewandten Abbildungsregel zu einem Nettogesamtergebnis irgendwo zwischen einer 8-PSK und einer 4-PSK . Noch allgemeiner formuliert, wenn wir einecodierte 2n-PSK (Rate (n-1)/n) und eine 2n-1-PSK anwenden, werden wir ein Ergebnis erhalten, bei dem sich die Modulation so verhält, als ob sie irgendwo zwischen diesen beiden Phasenmodulationen wäre.
Für den Fall einer 8/4-PSK (mit jeder beliebigen Anzahl von 8-PSK Abschnitten gefolgt von einer 4-PSK) wird die Abbildungseinrichtung 4A für den 4-PSK-Abschnitt verwendet, und für das 8/4/4-PSK-Schema werden die 8/4A/4B- Abbildungseinrichtungen in dieser Reihenfolge verwendet. Für einer größere Anzahl von 4-PSK-Abschnitten werden die 4A/4B- Abbildungseinrichtungen abwechselnd verwendet, d.h. 8/4A/4B/4A, 8/4A/4B/4A/4B usw.
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild des vollständigen Systems, in dem der Sender 10 und der Empfänger 50 durch einen Übertragungskanal 37, beispielsweise eine mobile Funkverbindung oder eine optische Faser, getrennt sind. Der Sender 10 enthält eine trelliscodierte Modulationseinheit 31, die in Reihe den in Fig.1 dargestellten Codierer 11 und die zeitvariable Abbildungseinrichtung 12 aufweist, die in Fig. 1 für den allgemeinen und in Fig. 3 für den speziellen Fall dargestellt ist. Der Sender 10 enthält weiter den Modulator 13, der zur Erläuterung Multiplizierer 33 und 34 aufweist, die um 90º gegeneinander phasenversetzt auf die vom Oszillator 32 kommenden Signale ansprechen, um die orthogonalen Koordinatenkomponenten der Modulationswerte zu erzeugen. Die resultierenden Signale werden vom Addierer 35 an ein Übertragungsfilter 36 angelegt, das dann diese Signale zum Übertragungskanal 37 schickt.
Im Empfänger 50 ist der Ausgang eines Empfangsfilters 38 zwischen Multiplizierern 39 und 40 aufgespaltet, die auf den Oszillator 43 in gleicher Weise wie die entsprechenden Oszillatoren des Senders 10 ansprechen. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 39 und 40 laufen durch Tiefpaßfilter 41 bzw. 42 sowie durch Taktgeber- und Abtastelemente 45 und 46 zum Trellis-Decodierer/Demodulator 44, der im folgenden in Fig.8 näher erläutert ist.
Dem in Fig. 8 dargestellten Trellis-Decoder liegt die sogenannte Viterbi-Technik der Entscheidungsfindung mit größter Wahrscheinlichkeit bei einer geeigneten Verzögerung zugrunde, bevor die Ausgangssymbole der decodierten/demodulierten Symbole freigegeben werden. Jedoch benötigt der Phasenregelkreis weitere aktualisierte Informationen, um die Trägerphase in einen stabilen Zustand zu ziehen. Versuchsweise Entscheidungen über die übertragenen Signalpunke werden vom Phasendetektor verwendet. Diese entsprechen einem Symbolintervall verzögerter Entscheidungen entsprechend der besten Metrik für die endgültig freigegebenen Informationsbits. Es können auch einfach harte Entscheidungen getroffen werden, aber mit weniger Erfolg. Der Phasendetektor erzeugt ein Korrektursignal für den spannungsgesteuerten, örtlichen Oszillator 43 der Fig. 7. In dieser Diskussion nehmen wir durchwegs an, daß der Symbol- und Datenblocktakt fehlerfrei gewonnen und nachgeführt wird. Die Untersysteme für den Symboltakt sind in Fig. 8 dargestellt.
Das Suchgerät größter Wahrscheinlichkeit 57 der Fig. 8 und seiner Datenblocksynchronisation können mit denen identisch sein, die in Fig. 7 und 8 der US-PS 4 447 908 von P.R. Chevillat et al. oder in dem umfassenden Artikel von Forney, "The Viterbi Algorithm," Proceedings of the IEEE, Vol. 61, No. 3, March 1973. offenbart sind, die hier unter Bezugnahme mit aufgenommen wird, mit der Ausnahme, daß der Blocksynchronisator nach dem Stand der Technik, beispielsweise der Synchronisator 51, nunmehr durch einen Abbildungssynchronisator 52 ergänzt ist, der durch den Synchronisator 51 synchronisiert wird, aber nunmehr weitere Signale innerhalb eines Blocks liefern muß, um die anwendbare, im Suchgerät 57 anzuwendende Abbildungsregel zu bestimmen. Diese Rückabbildung kehrt das Abbildungsschema der Fig.3 einfach um oder macht es rückgängig.
Beim Betrieb der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform arbeitet der Trellis-Codierer 31 im wesentlichen wie der in Fig. 2 dargestellte Faltungscodierer mit einer Rate von 2/3 und wie der zeitvariable Abbildungseinrichtung nach Fig. 3, obwohl mehrere andere Möglichkeiten hinsichtlich des Codierers gegeben sein können, beachte beispielsweise die gruppenweise Zusammenfassung von Eingangsbits, den Faltungsgrad, bei denen die resultierenden Modulationskomponentensignale auf Eingangsleitungen des Modulators 13 gelegt werden.
Die vom Oszillator 32 im Modulator 13 erzeugte Trägerwelle wird multipliziert, indem sie mit den Komponentensignalen in den Modulatoren 33 und 34 multipliziert wird.
Die Multiplizierer 33 und 34 werden um 90º phasenverschoben (in Quadratur) von einer vom Oszillator 32 kommenden Sinusschwingung (90º Phasenunterschied) und einer vom Oszillator 32 kommenden Kosinusschwingung gesteuert. Deshalb werden die geeignet abgebildeten Modulationswerte, die vom Trellis-Codierer 31 angefordert werden, an den Ausgang des Senders 10 in der Summierungsverknüpfung 35 übertragen. Diese enthalten sowohl die normalen Werte der Fig. 4 und die Modula-tionswerte, die durch eine verdoppelte Abbildung der Fig. 5 oder 6 oder beiden erzeugt werden.
Da sich die Phase einer modulierten Trägerwelle ohne unerwünschte Wirkungen gering ändern soll, ist es üblich, ein Filter 36 am Ausgang des Senders 10 zu verwenden. Mit anderen Worten, das Übertragungsfilter 36 beendet die Aufbereitung des Signals des Senders 10, wie es für den Kanal 37 geeignet ist.
Im Empfänger 50 entfernt das Empfangsfilter 38 einige Rauschanteile, die sich dem Signal im Kanal 37 aufaddiert haben, mit Ausnahme der Rauschanteile natürlich, die die scheinbaren Phasen der Modulationswerte beeinflußt haben.
Der Oszillator 43 und die Multiplizierer 39 und 40 zerlegen dann die Modulationswerte in geeignete Signalkomponenten und senden sie dann getrennt zu den Tiefpaßfiltern 41 bzw. 42 und danach über die Taktschalter 45 und 46 zum Trellis- Decodierer 44, der grundsätzlich die Folge- Entscheidungsfunktion mit der größten Wahrscheinlichkeit ausführt und dann die vom Trellis-Codierer 31 in Sender 10 ausgeführten Prozesse erledigt.
Die Arbeitsweise des Trellis-Decodierers 44 wurde bereits oben in Verbindung mit Fig. 4 beschrieben.
Es sollte klar sein, daß die oben beschriebenen Prinzipien des zeitvariablen Abbildens von Codewerten auf Modulationswerte in vielen verschiedenen nicht-binären Modulationssystemen angewendet werden können, und daß viele der oben beschriebenen Einzelheiten geändert werden können, ohne von den breitesten Gesichtspunkten dieser Grundsätze abzuweichen. Beispielsweise kann dieselbe zeitvariable Abbildung in einem Quadraturamplitudenmodulationssystem vorteilhaft ausgeführt werden. Die Hauptänderung liegt in der Analyse des Kanalrauschens, das Probleme hinsichtlich der Trägerrückgewinnung und/oder der Signalauflösung hervorruft. Aber wieder einmal werden lange Fehlerpakete vermieden.

Claims

1. Verfahren zur digitalcodierten Übertragung von Informationen mit folgenden Verfahrensschritten:

Erzeugen einer Trägerschwingung in einem Sender,

Codieren der Informationen nach einem Typ einer digitalen Faltungscodierung, und

Modulieren der Trägerschwingung mit der faltungscodierten Information nach einem nicht-binären digitalen Modulationsschema, das auf einer Abbildung faltungscodierter Informationswerte auf nicht-binäre Modulationswerte beruht, gekennzeichnet durch den Schritt:

periodisches Wechseln der Anzahl von Modulationswerten im nicht-binären digitalen Modulationsschema zum entsprechenden Ändern der Äbbildung der faltungscodierten Information auf die nicht-binären Modulationswerte, um den Einfluß eines Phasenrauschens oder einer Phasenverschiebung bei der Übertragung zu verringern.

2. Verfahren nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß der Modulationsschritt einen weiteren Verfahrensschritt umfaßt:

Anwenden einer mit einem Faltungscode mit einer Rate von (n-1)/n kombinierten 2n Phasenumtastung, bei der die 2n Modulationswerte gleiche minimale Phasenabstände aufweisen, und n eine positive Ganzzahl größer als 1 ist, und daß der Schritt des periodischen Wechselns der Anzahl von Modulationswerten einen weiteren Verfahrensschritt umfaßt:

periodisches Verringern der Anzahl von Modulationswerten auf 2n-1 , und

periodisches Wiederherstellen der Anzahl von Modulations werten auf 2n.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Wechselns folgenden Schritt umfaßt:

Verringern der Anzahl von Modulationswerten auf 2n-1, wobei die Anzahl der Modulationswerte nach mehrfachem Auftreten der verringerten Anzahl nachfolgend wieder zu hergestellt wird, und wobei das Wechseln periodisch wiederholt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch Steuern des mehrfachen Auftretens der verringeiten Anzahl von Modulationswerten, wobei das Steuern folgenden Verfahrensschritt umfaßt:

Auswählen verschiedener Abbildungsregeln für aufeinanderfolgende Auftritte des mehrfachen Auftretens nach den beiden folgenden Regeln: erstens, Beginnen mit dem zweiten Wert vom Nullphasenbezug in Bezug auf einen zunehmenden Phasenwinkel, um relative Phasenwinkel abwechselnder Modulationswerte zu erhalten, die in der Phase um +∅ geändert sind, um dem Phasenwinkel des nächstfolgenden Wertes zu entsprechen, und zweitens, um relative Phasenwinkel abwechselnder Modulationswerte zu erhalten, die in der Phase um -∅ geändert sind, um dem Phasenwinkel des unmittelbar vorhergehenden Wertes zu entsprechen, und zwar in dieser Reihenfolge.

5. Verfahren nach Anspruch 2 dadurch gekennzeichnet, daß der Modulationsschritt folgenden Schritt umfaßt:

Anwenden einer 8-PSK mit einer Faltungscodierung mit einer Rate von 2/3, und daß der Schritt des Wechselns folgende Schritte umfaßt:

periodisches Verringern der Anzahl der Modulationswerte auf 4, und

periodisches Wiederherstellen der Anzahl von Modulationswerten auf die ursprüngliche Anzahl.

6. Vorrichtung zur digitalcodierten Übertragung von Informationen mit einem Sender (10), der folgende Einrichtungen aufweist:

eine Einrichtung (32) zum Erzeugen einer Trägerschwingung,

eine Einrichtung (31) zum Erzeugen eines Informationssignals für eine kombinierte Faltungscodierung und Modulation der Trägerschwingung,

eine Einrichtung (13) zum Modulieren der Trägerschwingung, die eine Logikeinrichtung (11) zum Bereitstellen der Faltungscodierung umfaßt, und

eine Einrichtung (33, 34) zur Abbildung des Faltungscodes auf einen Satz mehrerer diskreter Modulationswerte, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender Einrichtungen, eine zeitvariable Abbildungseinrichtung (12) zur Erzeugung einer ausgewählten Anzahl von Modulationswerten unter Ansprechen auf die Faltungscodierung, zur periodischen Verringerung der Anzahl von Modulationswerten, um die Trägerrückgewinnung in einem Empfänger (50) zu verstärken, und zur anschließenden Wiederherstellung der ausgewählten Anzahl von Modulationswerten aufweist.

Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitvariable Abbildungseinrichtung (12) folgende Einrichtungen aufweist:

eine erste Einrichtung (26) zur Abbildung von drei Signalbits, die aus einem Faltungscode mit einer Rate von 2/3 abgeleitet werden, auf ein 8-PSK-Signal während erster getrennter Signalperioden, und

eine zweite Einrichtung (27, 28) zur Abbildung der drei Signalbits auf ein oder mehrere 4-PSK-Signale während zweiter Signalperioden zwischen den getrennten ersten Signalperioden.

8. Vorrichtung zur Übertragung phasenumgetasteter Signale mit

einer Einrichtung (32) zur Erzeugung einer Trägerschwingung,

eine Einrichtung (11) zur Umsetzung von je zwei Eingangsinformationsbits in drei codierte Bits, die aus einem Faltungscode mit einer Rate von 2/3 abgeleitet werden, und

eine Einrichtung ( 13 ) zur Modulierung der Trägerschwingung als phasenumgetastetes Signal unter Ansprechen auf die codierten Bits, gekennzeichnet durch eine erste Einrichtung (26) zwischen der Umsetzungseinrichtung und der Modulationseinrichtung zur Abbildung der drei codierten Bits auf ein 8-PSK-Signal, in dem die Modulationswerte acht verschiedene relative Phasen annehmen, die im gleichen Abstand angeordnet siiid, wobei die erste Abbildungseinrichtung die Modulationseinrichtung während der ersten Signalperiode steuert, und eine zweite Einrichtung (27) zwischen der Umsetzungseinrichtung und der Modulationseinrichtung zur Abbildung der drei codierten Bits auf ein 4-PSK-Signal, in der abwechselnde Modulationswerte, beginnend in Bezug auf einen zunehmenden Phasenwinkel mit dem zweiten Wert vom Nullphasenbezug, in der Phase um +45º geändert werden, um den Phasenwinkel der nächst folgenden Modulationswerte anzunehmen, wobei die zweite Abbildungseinrichtung die Modulationseinrichtung während der zweiten, den ersten Signalperioden unmittelbar folgenden Signalperioden steuert.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, mit einer dritten Einrichtung (28) zwischen der Umsetzungseinrichtung und der Modulationseinrichtung zur Abbildung der drei codierten Bits auf ein 4-PSK-Signal, in welcher abwechselnde Modulationswerte, beginnend in Bezug auf einen zunehmenden Phasenwinkel mit dem zweiten Wert vom Nullphasenbezug, in der Phase um -45º geändert werden, um den Phasenwinkel der unmittelbar vorhergehenden Modulationswerte anzunehmen, wobei die dritte Abbildungseinrichtung die Modulationseinrichtung während dritter, den zweiten Signalperioden unmittelbar folgenden Signalperioden steuert.