DE69231480T2

DE69231480T2 - Übertragungssystem mit gitterkodierter QAM

Info

Publication number: DE69231480T2
Application number: DE69231480T
Authority: DE
Inventors: Chris Heegard; Scott A. Lery; Woo H. Paik
Original assignee: General Instrument Corp
Current assignee: Vizio Inc
Priority date: 1991-07-26
Filing date: 1992-07-23
Publication date: 2001-06-28
Anticipated expiration: 2012-07-24
Also published as: CA2074549A1; NO922927L; DE69231480D1; EP0524625A3; AU646619B2; NO922927D0; EP0524625A2; KR970002702B1; EP0524625B1; US5321725A; DE69228341D1; JP3230767B2; KR960016660B1; US5233629A; EP0525641A3; EP0525641A2; NO309069B1; ATE196706T1; CA2074553C; AU662540B2

Description

Die Erfindung betrifft Trellis-codierte Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) und betrifft im besonderen ein praktisches Verfahren für codierte QAM-Übertragung.
Digitale Daten, z. B. digitalisierte Videodaten zur Verwendung bei der Ausstrahlung von Signalen für hochauflösendes oder Hochzeilen-Fernsehen, können über terrestrische VHF- oder UHF- Analogkanäle zur Übermittlung an Endbenutzer übertragen werden. Analoge Kanäle liefern verfälschte und transformierte Versionen ihrer Eingangswellenformen. Die Verfälschung der Wellenform, in der Regel statistisch, kann additiv und/oder multiplikativ sein, zufolge möglichem thermischem Hintergrundrauschen, Impulsgeräuschen und Schwund. Durch den Kanal durchgeführte Transformationen sind Frequenzumsetzung, nichtlineare oder harmonische Verzerrungen und Zeitdispersion.
Um digitale Daten über einen analogen Kanal zu übertragen, werden die Daten moduliert, beispielsweise unter Anwendung einer Form der Pulsamplitudenmodulation (PAM). Typisch wird die Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) verwendet, um die Datenmenge zu erhöhen, die innerhalb einer verfügbaren Kanalbandbreite übertragen werden kann. Die QAM ist eine Form von PAM, wobei eine Mehrzahl von Informationsbits gemeinsam in einem Muster übertragen wird, welches als "Konstellation" bezeichnet wird, in der z. B. 16 oder 32 Punkte enthalten sein können.
Bei der Pulsamplitudenmodulation ist jedes Signal ein Puls, dessen Amplitudenhöhe durch ein gesendetes Symbol bestimmt wird. Bei der 16-bit-QAM kommen typischerweise Symbolamplituden von -3, -1, 1 und 3 in jedem Quadraturkanal zur Anwendung. Die Bandbreiteneffizienz in digitalen Kommunikationssystemen ist definiert als die Anzahl der pro Sekunde je Handbreiteneinheit übertragenen Bits, d. h. das Verhältnis der Datenrate zur Bandbreite. Modulationssysteme mit hoher Bandbreiteneffizienz werden in Anwendungen eingesetzt, die hohe Datenraten und die Forderung nach geringer Bandbreitenbelegung aufweisen. QAM ermöglicht eine bandbreiteneffiziente Modulation.
Daneben haben sich Modulationsschemata, wie die Vierphasen- Umtastung (QPSK), die üblicherweise bei Satellitenübertragungssystemen anzutreffen ist, bereits gut eingeführt und werden gut verstanden. Bei der QPSK ergibt sich ein einfacheres Konstellationsmuster als bei QAM. Im besonderen benutzen QPSK-Systeme ein Konstellationsmuster, welches lediglich vier Symbole aufweist, die typisch in der Phase um 90º zueinander versetzt sind, aber die gleiche Amplitude besitzen. Somit liegen die vier Symbole äquidistant auf einem Kreis.
Die QPSK-Modulation ist geeignet für leistungsbegrenzte Systeme, wo Bandbreitenbegrenzungen kein großes Problem darstellen. QAM-Modulation dagegen ist vorteilhaft in bandbreitenbegrenzten Systemen, wo Leistungsanforderungen kein großes Problem darstellen. Deshalb ist QPSK zum System der Wahl für Satelliten-Kommunikationssysteme geworden, während QAM für terrestrische und Kabelsysteme bevorzugt wird. Als Folge der weiten Verbreitung von QPSK sind integrierte Schaltungen, die Trellis-codierte QPSK-Modulation realisieren, ohne weiteres verfügbar und leicht erhältlich.
Die Trellis-codierte Modulation (TCM) hat sich als kombinierte Codier- und Modulationstechnik für die digitale Übertragung über bandbegrenzte Kanäle entwickelt. Sie gestattet die Erzieung erheblicher Codierungsgewinne gegenüber einer herkömmlichen uncodierten Mehrstufenmodulation, wie z. B. QAM, ohne dabei Abstriche von der Bandbreiteneffizienz in Kauf nehmen zu müssen. TCM-Systeme benutzen eine redundante nicht-binäre Modulation in Kombination mit einem endlichen (Finite-State-)Codierer, der die Selektion von Modulationssignalen zur Generierung codierter Signalfolgen steuert. Im Empfänger werden die rauschbehafteten Signale mittels eines Soft-Decision-Maximum-Likelihood-Sequenz-Decodierers decodiert. Solche Systeme können die Robustheit der digitalen Übertragung gegenüber additivem Rauschen um 3 bis 6 dB oder mehr verbessern, verglichen mit der herkömmlichen uncodierten Modulation. Erhalten werden diese Gewinne ohne Erweiterung der Bandbreite oder Reduzierung der effektiven Informationsrate, wie dies bei anderen bekannten Fehlerkorrekturschemata erforderlich ist. Die Bezeichnung "Trellis" wird verwendet, weil diese Systeme durch ein Zustandsübergangs-(Trellis-)Diagramm ähnlich den Trellis- Diagrammen von binären konvolutionellen (Faltungs-)Codes beschrieben werden können. Der Unterschied liegt darin, daß TCM die Prinzipien der konvolutionellen Codierung auf nicht-binäre Modulation mit Signalsätze von beliebiger Größe ausgedehnt.
Die Verfügbarkeit von Komponenten zur Implementierung Trelliscodierter QPSK-Modulation ist ein wesentlicher Vorteil bei der Gestaltung von kostengünstigen Kommunikationssystemen für Anwendungen wie die Satellitenübertragung, in denen sich QPSK- Techniken auszeichnen. Jedoch haben sich diese Komponenten nicht als hilfreich bei der Realisierung anderer codierter Übertragungssysteme erwiesen, so etwa jener, in denen der QAM der Vorzug gegeben wird.
In bezug auf Anwendungen, die sowohl leistungsbegrenzt wie bandbegrenzt sind und preiswerte Komponenten (insbesondere billige Daten-Decodierer) verlangen, waren herkömmliche QAM- Systeme bisher nicht durchführbar, bedingt durch die Komplexität und die relativ hohen Kosten der erforderlichen Codier- und Decodier-Schaltungen. Tatsächlich werden QAM-Trellis-Codierer und -Decodierer typisch auf teuren, aufgabenspezifisch gestalteten integrierten Schaltungsbausteinen realisiert.
Eine leistungs- und bandbegrenzte Anwendung, die einer kostengünstigen Lösung für die digitale Datenübermittlung bedarf, ist die digitale Übermittlung von komprimierten Hochzeilen-Fernsehsignalen. Systeme zur Übertragung von komprimierten HDTV-Signalen haben Anforderungen hir±sichtlich der Datenrate, die in der Größenordnung von 15 bis 20 Megabit pro Sekunde (Mbps) liegen, Anforderungen bezüglich der Bandbreitenbelegung in der Größenordnung von 5 bis 6 MHz (die Bandbreite eines herkömmlichen National Television System Committee-(NTSC-)Fernsehkanals) und sehr hohe Anforderungen hinsichtlich der Datenzuverlässigkeit (d. h. eine sehr kleine Bitfehlerrate). Die Forderung in bezug auf die Datenräte ergibt sich aus der Notwendigkeit, ein hochqualitatives komprimiertes Fernsehbild zu schaffen. Der Bandbreitenzwang ist eine Folge der von der U. S. Federal Communications Commission aufgestellten Forderung, daß HDTV- Signale in bestehende 6 MHz-Fernsehkanäle unterzubringen sind und mit den derzeit ausgestrahlten NTSC-Signalen koexistieren müssen. Diese Kombination von Datenrate und Bandbreitenbelegung verlangt ein Modulationssystem, das hohe Bandbreiteneffizienz aufweist. Tatsächlich muß das Verhältnis von Datenrate zu Bandbreite in der Größenordnung von 3 oder 4 liegen. Dies bedeutet, daß Modulationssysteme wie QPSK, deren Bandbreiteneffizienz ohne Codierung bei 2 liegt, ungeeignet sind. Eine bandbreiteneffizientere Modulation, so etwa QAM, muß eingesetzt werden. Jedoch waren bislang, wie schon erwähnt, QAM-Systeme zu teuer, um in Massenanwendungen der Konsumelektronik implementiert zu werden.
Die Forderung nach einer sehr hohen Datenzuverlässigkeit in der HDTV-Anwendung ergibt sich aus der Tatsache, daß hochkomprimiertes Quellenmaterial (d. h. das komprimierte Videosignal) ßntolerant gegenüber Kanalfehlern ist. Dem Signal ist die natürliche Redundanz entzogen worden, um eine konzise Beschreibung des intrinsischen Werts der Daten zu gewinnen. Beispielsweise muß, damit ein System mit 15 Mbps über einen Zeitraum von 24 Stunden mit weniger als 1 Bitfehler übertragen kann, die Bitfehlerrate (BER) des Systems kleiner als 1 Fehler pro 10¹² übertragener Bits sein.
Die Anforderungen hinsichtlich der Datenzuverlässigkeit werden in der Praxis häufig dadurch erfüllt, daß ein verketteter Codierungsansatz verwendet wird, der einen "Teile und Herrsche"-Ansatz zur Problemlösung darstellt. Innerhalb eines solchen Codierungsrahmens werden zwei Codes verwendet. Ein "innerer" Modulationscode säubert den Kanal und liefert eine gemäßigte Symbolfehlerrate an einen "äußeren" Decodierer. Der innere Code ist üblicherweise eine codierte Modulation, welche sich wirksam in Verbindung mit "Soft-Decisions" (weiche Entscheidungen) (d. h. fein quantisierte Kanaldaten) decodieren läßt. Eine bekannte Herangehensweise besteht darin, einen konvolutionellen oder Trellis-Code als inneren Code zu verwenden, in Verbindung mit einer Form des "Viterbi-Algorithmus" als Trellis-Decodierer. Der äußere Code ist meist ein t-fehlerkorrigierender "Reed-Solomon"-Code. Solche Reed-Solomon-Codiersysteme, die in dem für die HDTV-Datenkommunikation erforderlichen Datenratenbereich arbeiten, stehen weitverbreitet zur Verfügung und sind in den integrierten Schaltungen verschiedener Hersteller bereits realisiert worden. Der äußere Decodierer beseitigt den größten Teil der Symbolfehler, die dem inneren Decodierer entgangen sind, derart, daß die endgültige Ausgangsfehlerrate extrem klein ist.
Eine detailliertere Erläuterung von verketteten Codierungsschemata findet sich bei G. C. Clark, Jr. und J. B. Cain: "Error-Correction Coding for Digital Communications", Plenum Press, New York, 1981; und S. Lin und D. J. Costello, Jr.: "Error Control Coding: Fundamentals and Applications", Prentice-Hall, Englewood Clif Es, New Jersey, 1983. Eine ausführliche Diskussion der Trellis-Codierung findet sich bei G. Ungerboeck: "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Transactions on Information Thsory, Vol. IT-28, No. 1, pp. 55-67, January 1982; G. Ungerboeck: "Trellis-Coded Modulation with Redundant Signal Sets -- Part I: Introduction, -- Part II: State of the Art", Communications Magazine, Vol. 25, No. 2, pp. 5-21, February 1987; und bei A. R. Caulderbank and N. J. A. Sloane: "New Trellis Codes Based on Lattices and Cosets", TFRF Transactions oh Information Theory, Vol. IT-33, No. 2, pp. 177-195, March 1987. Der Viterbi-Algorithmus ist bei G. D. Forney, Jr.: "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the LESE, Vol. 61, No. 3, March 1973, erläutert. Reed-Solomon- Codiersysteme sind in den obengenannten Artikeln von Clark, Jr. et al. und Lin et al. diskutiert.
Die gelieferte Fehlerrate am Ausgang des inneren Modulationscodes in verkettet codierten Systemen ist stark vom Signal- Rausch-Verhältnis (SNR) abhängig. Einige Codes arbeiten besser und liefern eine kleinere Fehlerrate bei kleinem SNR, während andere bessere Ergebnisse bei hohem SNR erbringen. Dies bedeutet, daß die Optimierung des Modulationscodes für verkettete und nichtverkettete Codiersysteme zu verschiedenen Lösungen führen kann, je nach vorgegebenem SNR-Bereich.
Die Proceedings of the IEEE Global Telecommunications Conference, 1-4 Dec. 1986, pp. 1015-1022 offenbaren eine Verfahren zur Übermittlung digitaler Daten unter Anwendung der QAM-Übertragung, wobei das Verfahren die Schritte umfaßt:
Codieren eines N-Punkt-QAM-Konstellationsmusters durch Verarbeiten eines ersten Bits des Symbols mit einem binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2, um ein entsprechendes 2-bit-Codewort bereitzustellen;
Mapping des 2-bit-Codewortes mit dem/den verbleibenden Bit/s des Symbols, um eine Modulationsfunktion bereitzustellen; wobei:
die 2-bit-Codewörter die niedrigstwertigen Bits der Modulationsfunktion bilden; und
das/die verbleibenden Bits die höchstwertigen Bits der Modulationsfunktion bildet bzw. bilden;
sowie den weiteren Schritt des Modulierens eines Trägers mit der Modulationsfunktion zwecks Übertragung auf einem Kommunikationskanal.
Eine Aufgabe der Erfindung ist es, ein Datenmodulationssystem mit hoher Bandbreiteneffizienz und niederen Leistungsanforderungen zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Übermittlung von digitalen Daten nach Anspruch 1 gelöst, mit weiteren vorteilhaften Ausführungsformen gemäß den Ansprüchen 2 bis 8.
Die Aufgabe wird ferner gelöst durch eine Einrichtung zur Übermittlung von digitalen Daten nach Anspruch 9, mit weiteren vorteilhaften Ausführungsformen gemäß den Ansprüchen 10 bis 13.
Die Aufgabe wird ferner gelöst durch eine Einrichtung zum Decodieren von QAM-Symboldaten nach Anspruch 14, mit weiteren vorteilhaften Ausführungsformen gemäß den Ansprüchen 15 bis 22.
Weiter wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren zum Decodieren von QAM-Symboldaten nach Anspruch 23, mit vorteilhaften Ausführungsformen gemäß den Ansprüchen 24 und 25.
Systeme gemäß der vorliegenden Erfindung haben den Vorteil, daß sie hohe Datenraten bei minimaler Bandbreitenbelegung und sehr hohe Datenzuverlässigkeit schaffen. Die Komplexität eines Empfängers zur Verwendung in solchen Systemen ist auf ein Minimum reduziert, um für niedrige Kosten in der Massenherstellung zu sorgen. Ferner sind die Systeme unter Verwendung von leicht erhältlichen Komponenten mit geringstmöglicher aufgabenspezifischer Anpassung zu realisieren.
Die vorliegende Erfindung schafft ein Modulationssystem mit den vorerwähnten Vorteilen. Im besonderen wird durch das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsgemäße Einrichtung ein Trellis-codiertes QPSK-System zu einem Trellis-codierten QAM- System erweitert, und zwar ohne Einbuße an Datenzuverlässigkeit.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur Übermittlung von digitalen Daten unter Anwendung der QAM-Übertragung geschaffen. Ein n-bit-QAM-Konstellationsmuster wird in vier Teilmengen aufgeteilt. Jede Teilmenge umfaßt N/4 Symbolpunkte des Konstellationsmusters. Jeder der vier Teilmengen ist ein anderes 2-bit-Codewort zugeordnet. Ein zu übertragendes Symbol wird codiert, indem ein erstes Bit des Symbols mit einem binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2 verarbeitet wird, um das 2-bit-Codewort bereitzustellen, welches der Teilmenge zugeordnet ist, in der sich das Symbol in dem Konstellationsmuster befindet. Das 2-bit-Codewort wird mit den verbleibenden Bits des Symbols durch Mapping verknüpft, um eine Modulationsfunktion bereitzustellen. Die verbleibenden Bits korrelieren das Symbol mit einem der in der durch das Codewort definierten Teilmenge enthaltenen N/4 Symbolpunkte. Ein Träger wird mit der Modulationsfunktion moduliert, um auf einem Kommunikationskanal übertragen zu werden.
Bei einer beispielhaft dargestellten Ausführungsform bildet das 2-bit-Codewort die niedrigstwertigen Bits der Modulationsfunktion und definiert die Spalten einer Koordinatenmatrix des Konstellationsmusters. Die verbleibenden Bits bilden die höchstwertigen Bits der Modulationsfunktion und bestimmen die Größe des Konstellationsmusters. Bei einer mit Verkettung arbeitenden Herangehensweise werden Informationsbits zunächst zu Symbolen codiert, z. B. unter Verwendung eines t-symbolfehlerkorrigierenden Codes, wie etwa eines Reed-Solomon-Codes. Diese codierten Symbole werden sodann an einen Trellis-Codierer weitergegeben, der die gewünschte Modulation für einen Träger erzeugt.
Nach erfolgter Übertragung der Modulationsfunktion wird diese an einem Empfänger zurückgewonnen. Die zurückgewonnene Modulationsfunktion wird einem Pruning unterzogen, um einen Satz von Metriken bereitzustellen, die zu den Teilmengen korrespondieren, und um eine Mehrzahl von Bytes bereitzustellen, welche verschiedene bedingte Bestimmungen eines Signalpunktes darstellen, der durch die verbleibenden Bits identifiziert ist. Die Metriken werden in einem Algorithmus (z. B. dem Viterbi-Algorithmus) zum Decodieren eines binären konvolutionellen Codes mit der Rate 1/2 verwendet, um das erste Bit zurückzugewinnen. Das zurückgewonnene erste Hit wird mittels eines binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2 codiert, um das Codewort wiederherzustellen. In Abhängigkeit von dem wiederhergestellten Codewort wird eines der bedingte Bestimmungen repräsentierenden Bytes selektiert. Das selektierte Byte wird dann mit dem zurückgewonnenen ersten Hit kombiniert, um ein decodiertes Ausgangssignal bereitzustellen.
Die vorliegende Erfindung schafft ferner eine Einrichtung zum Codieren digitaler Daten zur QAM-Übertragung. Der Codierer umfaßt Mittel zum Parsing eines zu übertragenden Symbols in ein erstes Hit und mindestens ein verbleibendes Bit. Es sind Mittel vorgesehen, um das erste Bit mit einem binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2 zu codieren, um ein 2-bit-Codewort bereitzustellen, welches eine von vier Teilmengen eines N-bit-QAM-Konstellationsmusters definiert, wobei jede Teilmenge N/4 Symbolpunkte des Konstellationsmusters umfaßt. Das Codewort wird durch Mapping mit den verbleibenden Bits verknüpft, um eine Modulationsfunktion bereitzustellen. Die verbleibenden Bits korrelieren das Symbol mit einem der in der durch das Codewort definierten Teilmenge enthaltenen N/4 Symbolpunkte. Es sind Mittel vorgesehen zum Modulieren eines Trägers mit der Modulationsfunktion zur Übertragung auf einem Kommunikationskanal. Ein äußerer Codierer kann vorgesehen sein, um Informationsbits unter Verwendung eines fehlerkorrigierenden Algorithmus zu codieren, um das Symbol bereitzustellen, das durch die Parsing-Mittel geparst wird.
Bei einer beispielhaft dargestellten Ausführungsform bildet das Codewort die niedrigstwertigen Bits der Modulationsfunktion und definiert die Spalten einer Koordinatenmatrix des Konstellationsmusters. Die verbleibenden Bits bilden die höchstwertigen Bits der Modulationsfunktion und bestimmen die Größe des Konstellationsmusters. Die Codiermittel können mit einem Trellis-Codieralgorithmus arbeiten.
Erfindungsgemäß ist auch eine Decodier-Einrichtung vorgesehen. Ein Empfänger demoduliert einen empfangenen Träger, um eine N-bit-QAM-Modulationsfunktion zurückzugewinnen, worin ein 2-bit-Codewort eine aus mehreren QAM-Konstellationsteilmengen identifiziert und der verbleibende (N-2)-bit-Anteil einen Signalpunkt innerhalb dieser einen Teilmenge repräsentiert. Es sind Mittel zum Pruning der zurückgewonnenen Modulationsfunktion vorgesehen, um einen Satz von Metriken bereitzustellen, die den Teilmengen entsprechen, und um eine Mehrzahl von (N-2)- bit-Untergruppen bereitzustellen, die eine Mehrzahl von bedingten Bestimmungen des Signalpunktes repräsentieren, der durch den (N-2)-bit Anteil identifiziert ist. Die Metriken werden in einem Algorithmus zum Decodieren eines binären konvolutionellen Codes der Rate 1/2 verwendet, um ein erstes Bit zurückzugewinnen. Das rückgewonnene erste Bit wird mittels eines binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2 codiert, um das Codewort wiederherzustellen. Es sind Mittel vorgesehen, um eine der Mehrzahl von (N-2)-bit-Untergruppen in Abhängigkeit von dem wiederhergestellten Codewort zu selektieren. Die selektierte Untergruppe wird mit dem zurückgewonnenen ersten Bit kombiniert, um ein decodiertes Ausgangssignal bereitzustellen.
Bei einer beispielhaft dargestellten Ausführungsform umfaßt das Codewort die niedrigstwertigen Bits in der Modulationsfunktion und definiert die Spalten einer Matrix von Konstellationskoordinaten, wobei die selektierte Untergruppe die höchstwertigen Bits bildet und eine Zeile der Matrix definiert. Die Pruning- Mittel quantisieren die zurückgewonnene N-bit-Modulationsfunktion für jede Spalte einer Matrix von Konstellationskoordinaten, und die bedingten Bestimmungen umfassen die beste Wahl für jede der Spalten, wobei der Satz von Metriken die Qualität jeder Wahl identifiziert. Die Metriken werden in Verbindung mit einem Decodierer benutzt, der einen Soft-Decision-Algorithmus zum Decodieren konvolutioneller Codes verwendet.
Ein Ketten-Decodierer ist ebenfalls vorgesehen. Bei der verketteten Ausführungsform ist ein äußerer Decodierer zum Decodieren des Ausgangssignals mittels eines symbolfehlerkorrigierenden Algorithmus vorgesehen. Bei einer dargestellten Ausführungsform umfaßt der in dem Ketten-Decodierer verwendete innere Decodieralgorithmus den Viterbi-Algorithmus. Der äußere, symbolfehlerkorrigierende Algorithmus kann einen Reed-Solomon-Code umfassen. Das vom Empfänger empfangene Trägersignal kann ein Hochzeilenfernseh-Trägersignal umfassen.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Detailbeschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines QAM-Übertragungssystems, das mit verketteter Codierung arbeitet;
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Trellis-Codierers in Einklang mit der vorliegenden Erfindung;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Trellis-Decodierers in Einklang mit der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 eine Darstellung eines in Teilmengen aufgeteilten QAM-Konstellationsmusters gemäß der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ein Diagramm, in dem das Labelling ("Etikettierung") von Teilmengen in dem Konstellationsmuster von Fig. 4 erläutert ist;
Fig. 6 ein Diagramm, welches das Labelling von Konstellationspunkten in dem Konstellationsmuster von Fig. 4 veranschaulicht;
Fig. 7 einen Graphen, der das Verhalten eines verketteten Codierungsschemas gemäß der Erfindung im Vergleich zu einem codierten QAM-Schema nach dem Stand der Technik wiedergibt.
Fig. 1 veranschaulicht ein verkettetes Codiersystem zur Übermittlung von QAM-Daten. Zur Übertragung anstehende digitale Informationen werden einem symbolfehlerkorrigierenden Codierer 12, z. B. einem Reed-Solomon-Codierer, über einen Eingangsanschluß 10 eingespeist. Der Codierer 12 konvertiert die Information in ein Codewort. 14, welches eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden n-bit-Symbolen 16 umfaßt. Obschon für den Codierer 12 auch ein äußerer konvolutioneller Code Anwendung finden könnte, machen doch der bündelartige Charakter der Fehler in einem Übertragungssystem, -die Tatsache, daß nur hart quantisierte Daten zur Verfügung stehen und daß ein hochratiger Code wünschenswert ist, einen Reed-Solomon-Code, dessen Symbole aus n-bit-Segmenten des binären Stroms gebildet sind, zu einer guten Wahl als äußerer Code. Weil die Leistung eines Reed-Solomon-Code nur von der Zähl der Symbolfehler in dem Block abhängt, bleibt ein solcher Code von Bündelfehlern innerhalb eines n-bit-Symbols unberührt. Allerdings erfährt die Leistung des verketteten Systems durch lange Symbolfehlerbündel eine gravierende Verschlechterung. Aus diesem Grund ist ein Interleaver (Verschachteler) 18 am Ausgang des Reed-Solomon-Codierers 12 zum Verschachteln der Symbole (im Unterschied zu Einzelbits) zwischen Codieroperationen vorgesehen. Ziel des Interleaving ist es, die Symbolfehlerbündel auseinanderzureißen.
Die verschachtelten Symbole werden an einen QAM-Trellis-Codierer 20 ausgegeben. Erfindungsgemäß bringt der Codierer 20 einen QPSK-Code in ein Trellis-codiertes QAM-Modulationssystem ein, wie im folgenden ausführlicher beschrieben.
Die Ausgabe des Codierers 20 umfaßt Symbole, die Koordinaten in der reellen (I-) und imaginären (Q-) Ebene eines QAM-Konstellationsmusters verkörpern. Ein solcher Konstellationspunkt 22 ist symbolisch in Fig. 1 dargestellt. Die Symbole werden mittels eines herkömmlichen Senders 24 über einen Kommunikationskanal 26 übertragen. Der Kommunikationskanal führt verschiedene Verzerrungen und Verzögerungen ein, die das Signal verfälschen, ehe es von einem Empfänger 28 entgegengenommen wird. Als Folge davon werden die in den empfangenen Symbolen verkörperten Koordinatenwerte nicht exakt mit den übertragenen Koordinatenwerten korrelieren, so daß ein empfangener Punkt 30 schließlich an einem Ort in dem Konstellationsmuster zu liegen kommen wird, der von dem des tatsächlich übertragenen Punktes 22 verschieden ist. Um den korrekten Ort für den empfangenen Punkt zu bestimmen und dadurch die Daten so zu erhalten, wie sie tatsächlich gesendet wurden, werden die empfangenen Daten ( , ) einem QAM- Trellis-Decodierer 32 zugeführt, der einen konvolutionellen Decodieralgorithmus mit Soft-Decision verwendet, um die übertragene Information zurückzugewinnen. Ein erfindungsgemäßer Decodierer wird weiter unten ausführlicher beschrieben.
Das decodierte Ausgangssignal des Decodierers 32 wird einem De-Interleaver (Entschachteler) 34 zugeleitet, der die Effekte des Interleaver 18, wie oben beschrieben, umkehrt. Die entschachtelten Daten werden einem Reed-Solomon-Decodierer 36 zur Rückgewininung der originalen Informationsbits zugeführt.
Erfindungsgemäß wird ein QPSK-Code in das Trellis-codierte QAM- Modulationssystem eingebracht, um ein bandbreiteneffizientes System mit hoher Datenrate und mit gemäßigter Bitfehlerrate in Betriebsbereichen mit kleinem SNR zu erhalten. Um zu diesem Ergebnis zu gelangen, werden die Codewörter des QPSK-Codes und die "uncodierten" Bits, die zusammengenommen ein Symbol definieren, einer QAM-Konstellation eindeutig zugeordnet. Außerdem wird das empfangene Signal durch eine Kombination eines Soft- Decision-Decodierers mit Techniken zur Entscheidung, auf welche Konstellationspunkte sich die "uncodierten" Bits beziehen, decodiert.
Fig. 2 zeigt einen Codierer in Einklang mit der vorliegenden Erfindung. Datenbits (z. B. aus dem Interleaver 18 - Fig. 1) werden über einen Eingangsanschluß 40 in eine herkömmliche Parsing-Schaltung 42 eingespeist. Ein zuübertragendes n-1-bit- Symbol wird mittels Parsing in ein erstes Bit aufgelöst, welches auf eine Leitung 46 übernommen und einem konvolutionellen Codierer 48 zugeführt wird. Die verbleibenden n-2 "uncodierten" Bits werden auf eine Leitung 44 ausgegeben und einem 2n-QAM- Mapper 50 zugeführt. Der konvolutionelle Codierer 48 benutzt einen konvolutionellen Code der Rate 1/2 mit 64 Zuständen, wobei die Generatoren, oktal geschrieben, 171 und 133 sind. Die zwei von dem Codierer 48 ausgegebenen Bits und die n-2 uncodierten Bits (n Bits insgesamt) werden dem 2n-QAM-Mapper zur Verwendung als Labels angeboten, um das n-bit-Symbol auf einen spezifischen Konstellationspunkt in einer QAM-Konstellation abzubilden. Die zwei von dem konvolutionellen Codierer 48 ausgegebenen "codierten" Bits sind in Wirklichkeit QPSK-Codewörter und werden zur Selektion einer Konstellationsteilmenge herangezogen. Die uncodierten Bits werden dazu verwendet, einen spezifischen Signalpunkt innerhalb der Konstellationsteilmenge aus der QAM-Konstellation zu selektieren.
Zum Zwecke der QAM-Übertragung (Codierung) müssen die Codewörter des QPSK-Codes und die verbleibenden uncodierten Bits der QAM-Konstellation zugeordnet werden. Zu diesem Zweck muß man ein Labelling von QAM-Konstellationspunkten durch eine Modulationsfunktion MOD(m) R²
MOD: {0, 1}N → R²
beschreiben. Das nachfolgend beschriebene Mapping hat die folgenden wünschenswerten Merkmale: (1) die Konsequenzen der 90º- Phasenzweideutigkeit der QAM werden den QPSK-Codewörtern auferlegt, während die uncodierten Bits invariant gegenüber der Zweideutigkeit sind (d. h. die 90º-Phasenzweideutigkeit kann in der gleichen Weise behandelt werden wie das QPSK-System), und (2) die höchstwertigen Steilen steuern die Konstellationsgröße (d. h. ein verschachteltes Schema für 16/32/64-QAM).
Das Labelling sei beschrieben durch die folgende Matrix für 16-QAM (m&sub5; = m&sub4; = 0) (und QPSK, m&sub5; = m&sub4; = m&sub3; = m&sub2; = 0) mit:
für 32-QAM (m&sub5; = 0) ergänze man um:
für 64-QAM ergänze man um:
Die Ausgaben des QPSK-Codierers bilden die niedrigstwertigen Bits (LSBs), m&sub1;m&sub0;, des Modulatoreingangssignals und selektieren die Spalte der Matrix. Die höchstwertigen Bits (MSBs) bestimmen die Konstellationsgröße. Ohne uncodierte Bits (m&sub5; = m&sub4; = m&sub3; = m&sub2; = 0) wird QPSK erzeugt. Mit zwei uncodierten Bits, m&sub3;m&sub2;, wird 16-QAM erzeugt. Mit drei uncodierten Hits, m&sub4;m&sub3;m&sub2;, wird 32-QAM erzeugt. Mit vier uncodierten Bits, m&sub5;m&sub4;m&sub3;m&sub2;, wird 64-QAM erzeugt. Ferner bewirkt die Drehung der QAM-Konstellation um 90º eine Drehung der Spalten der Matrix
00 → 01 → 11 → 10 → 00;
was die Zeilen invariant läßt. Dies bedeutet, daß das Labelling der uncodierten Bits, von Drehungen um 0º, 90º, 180º und 270º unberührt bleibt. Die Handhabung der 90º-Phasenzweideutigkeit am Empfänger (Decodierer) bleibt allein dem QPSK-Codierer überlassen. Welche Methode man auch wählt, um die Zweideutigkeit am QPSK-Empfänger zu lösen, sie kann, unter Verwendung dieses Labelling, direkt in das QAM-System inkorporiert werden. Beispielsweise könnte eine differentielle Codierung von QPSK verwendet werden, wenn der QPSK-Code selbst rotationsinvariant ist.
Das Labelling eines 16-QAM- und 32-QAM-Konstellationsmusters gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Diagrammform in Fig. 4 wiedergegeben. Die Konstellationsmuster, allgemein mit "80" bezeichnet, entsprechen den oben gegebenen 16-QAM- und 32-QAM- Matrizen. Im einzelnen sind für das 16-QAM-Beispiel die 16 Konstellationspunkte in einem gestrichelt gezeichneten Kasten 90 dargestellt. Die Konstellationspunkte sind in vier Teilmengen unterteilt, die durch Symbole 82, 84, 86, 88, wie in Fig. 5 gezeigt, bezeichnet sind. Jede Teilmenge enthält vier Konstellationspunkte. Demnach sind für die durch einen ungefüllten Kreis bezeichnete Teilmenge 82 vier Punkte 82a, 82b, 82c und 82d innerhalb des Kastens 90 vorhanden. Die Teilmenge selbst ist definiert durch die zwei codierten Bits (QPSK-Bits) m0, m1, wie mit "92" in Fig. 6 bezeichnet. Für die 16-QAM- Implementierung ist der spezifische Punkt innerhalb jeder Teilmenge durch die "uncodierten" Bits m2, m3, wie mit "94" in Fig. 6 bezeichnet, identifiziert. Somit ist 82c definiert als Teilmenge 00 und Punkt 011 innerhalb dieser Teilmenge. Alle übrigen Konstellationspunkte, wie die Punkte 84a, 86a und 88a, sind ähnlich identifiziert.
Für eine 32-bit-QAM-Implementierung sind auch die zusätzlichen 16 Punkte außerhalb des gestrichelten Kastens 90 mit einbezogen. Diese Punkte zeigen ein ähnliches Labelling, wobei alle drei Bits m2, m3, m4, mit "94" in Fig. 6 bezeichnet, benutzt werden. Selbstverständlich kann das dargestellte Labelling auf QAM mit höherer Stufenzahl erweitert werden.
Ein Merkmal des erfindungsgemäß verwendeten Labelling-Schemas, wie in Fig. 5 gezeigt, liegt darin, daß das Hamming-Gewicht jedes QPSK-Symbols gleich dem Euklidschen Gewicht dividiert durch einen Faktor x ist, wobei x der (minimalen Distanz)2 zwischen Konstellationspunkten entspricht. In dem vorliegenden Beispiel sind die in Fig. 4 dargestellten Konstellationspunkte bei QAM-Stufen von 1, -1, 3, -3, 5, -5 in jedem der Quadraturkanäle vorgesehen, und demnach ist die minimale Distanz zwischen Konstellationspunkten 2, so daß das Hamming-Gewicht gleich dem Euklidschen Gewicht dividiert durch 4 ist.
Fig. 3 zeigt eine Implementierung eines QAM-Trellis-Decodierers gemäß der vorliegenden Erfindung. Die empfangenen Symboldaten werden über einen Eingangsanschluß 60 einer Pruning-Vorrichtung 62 zugeführt. Der Pruner 62 verarbeitet die zurückgewonnene Modulationsfunktion, um einen Satz von Metriken bereitzustellen, die den durch die QPSK-Codewörter definierten Teilmengen entsprechen, und um eine Mehrzahl von (n-2)-bit-Untergruppen bereitzustellen, welche eine Mehrzahl von bedingten Bestimmungen des Signalpunkts repräsentieren, der durch die übertragenen uncodierten Bits identifiziert ist. Im einzelnen werden auf einer Leitung 66 vier Metriken einem Viterbi-Decodierer 68 der Rate 1/2 mit 64 Zuständen zugeleitet. Vier Sätze bedingter Bestimmungen von je (n-2) bit werden auf eine Leitung 64 ausgegeben.
Der Pruner 62 kann eine Speichervorrichtung umfassen, z. B. einen programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM), in dem eine Lookup-Tabelle abgelegt ist die vorberechnete Sätze von Metriken und bedingten Bestimmungen für verschiedenen Sätze von Eingabewerten ( , ) enthält. Die Werte ( , ) werden zur Adressierung des PROM verwendet, um die entsprechenden gespeicherten Metriken und Bestimmungen auszugeben. Dies erlaubt eine sehr schnelle Pruning-Operation. Der Viterbi-Decodierer verwendet eine aufgelaufene Historie der aus dem Pruner empfangenen Metriken, um die QPSK-Codewörter zu decodieren.
Der in Fig. 3 dargestellte Viterbi-Decodierer 68 kann ein herkömmlicher Decodierer mit der Rate 1/2 sein, der zur Verwendung mit herkömmlichen QPSK-Codierungsschemata verfügbar ist. Es bedarf also zur Implementierung des erfindungsgemäßen Decodierers keines speziell gestalteten Viterbi-Decodierers, um die Trellis-Codes zu decodieren.
Es sei der Vorgang der Signaldetektion betrachtet, wenn ein Soft-Decision-QPSK-Decodierer in ein System mit einbezogen ist, welches den im vorstehenden beschriebenen QAM-Modulator verwendet. Zunächst wird bei der Hard-Decision-Detektion (Detektion mit harter Entscheidung) von QPSK- oder QAM-Signalen das empfangene Signal
Yk = xk + wk
quantisiert, wobei das Signal xk zu der QPSK- oder QAM-Konstellation gehört (d. h. in den Bereich von MOD(m)) und wk das Rauschen ist. Die Quantisierungsfunktion erzeugt eine Schätzung sowohl des Signals k wie der Daten gemäß der Beziehung k = MOD( ). Für Maximum-Likelihood-Detektion (ML) wird die 10 g-Likelihood-Funktion -log(p(yk MOD(m))) über die möglichen Nachrichten m {0, 1}N minimiert, wobei p(yk xk) die bedingte Wahrscheinlichkeit dafür ist, daß yk empfangen wird, unter der Bedingung, daß xk übertragen wird. Für Zufallsnachrichten minimiert die ML-Detektion die Fehlerwahrscheinlichkeit. Die meistgebräuchliche Quantisierungsmethode ist die Nächster- (Euklidischer)-Nachbar-Detektion (Nearest-(Euclidian)-Neighbor- Detection), welche die Beziehung
yk - k ² = yk - MOD(m) ²
erfüllt, worin . ² die quadratische Euklidische Distanz (Squared Euclidean Distance) (d. h. die Summe der Quadrate) ist. Im Falle von additivem Gauß'schem Rauschen ist die Nächster- Nachbar-Detektion ML.
Bei codierten QPSK- und QAM-Systemen sollte dem Decodierer Soft-Decision-Information zugeführt werden, um eine effektive Decodierung des Codeworts zu erreichen. Diese Soft-Decision- Information wird häufig als eine Symbolmetrik beschrieben; diese Metrik bezeichnet die Qualität der Entscheidung, daß ein bestimmtes Symbol k = MOD( ) gesendet wurde, wenn yk empfangen wird. Für die Nächster-Nachbar-Decodierung lautet die Metrik der Wahl:
metric(yk; m) = yk - MOD(m) ².
In der Praxis wird zum Zwecke der Implementierung die Metrik selbst quantisiert. Bei QPSK beispielsweise ist für jede mögliche Nachricht ml, m&sub0; {0, 1}² die Nächster-Nachbar-Metrik yk - MOD(m&sub1;, m&sub0;) ² die ML-Metrik für additives Gauß'sches Rauschen.
Bei der Trellis-codierten QAM-Modulation auf Basis eines mit Soft-Decision decodierbaren QPSK-Codes müssen dem Decodierer vier Symbolmetriken zugeführt werden, sowie vier bedingte harte Entscheidungen. Für Nächster-Nachbar-Detektion entsprechen für jede Wahl von m&sub1;, m&sub0; {0, 1}²
metric(yk; m&sub1;, m&sub0;) = yk - MOD(mN-1, ..., m&sub2;, m&sub1;, m&sub0;) ²;
die bedingten harten Entscheidungen der Wahl von mN-1, ..., m&sub2;, die das Minimum liefern. Der Prozeß der Bestimmung der Symbolmetriken und bedingten Hard-Decisions ist als Pruning (Eliminieren bzw. "Abschneiden") bekannt. Bei der Trellis-codierten QAM erscheinen die uncodierten Bits als "parallele" Zweige des Trellis, und die Berechnung der Symbolmetriken und bedingten Hard-Decisions bewirkt, dß alle Zweige bis auf den einzig besten aus dem Satz von parallelen Kanten eliminiert werden.
Anzumerken ist, daß sich das Pruning mit Begriffen der im vorstehenden präsentierten QAM-Modulationsmatrix leicht beschreiben läßt. Die Pruning-Operation beinhaltet einfach die Quantisierung des empfangenen Symbols yk für jede Spalte der Matrix. Die bedingte Hard-Decision ist dann die beste Wahl für jede Spalte, und die Metrik entspricht der Qualität dieser Entscheidung.
Sobald die Pruning-Operation abgeschlossen ist, wird die Soft- Decision-Information dem Decodierer des QPSK-Codes angeboten. (Während dieser Zeit sind die bedingten harten Entscheidungen gespeichert, in Erwartung der QPSK-Entscheidungen.) Der QPSK- Decodierer decodiert, unter Verwendung der Soft-Decision-Information, die QPSK-Information (d. h. die Werte m&sub1;, m&sub0;). Die übrigen Informationen (d. h. die Werte mN-1, ..., m&sub2;) werden sodann in hinreichend bekannter Weise unter Verwendung der decodierten QPSK-Information und der zuvor gespeicherten bedingten Hard- Decisions einer Entscheidung unterworfen.
Zu beachten ist, daß, wenn der QPSK-Decodierer ML ist (für QPSK-Modulation), dann ist auch die beschriebene Pruning/QPSK- Decodier-Methode ML. Wenn zum Beispiel der QPSK-Code ein binärer konvolutioneller Code mit Nächster-Nachbar- (d. h. Viterbi-)Decodierung ist, dann ist auch der QAM-Trellis- Decodier-Algorithmus ein Nächster-Nachbar-Algorithmus (d. h. fahndet nach dem Codewort, das der empfangenen Folge am nächsten liegt).
Bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform werden die vom Pruner 62 ausgegebenen Metriken durch den Decodierer 68 decodiert, um ein Einzelbit zurückzugewinnen, welches dem auf die Leitung 46 in dem Codierer von Fig. 2 ausgegebenen Einzelbit entspricht. Dieses Bit wird mit einem konvolutionellen Codierer 70 mit der Rate 1/2 mit 64 Zuständen (identisch mit dem Codierer 48 von Fig. 2)recodiert, um das 2-bit-QPSK-Codewort wiederherzustellen. Das wiederhergestellte Codewort wird dazu benutzt, eine von den vier, vom Pruner ausgegebenen (n-2)-bit- Untergruppen zu selektieren, nachdem die Untergruppen durch einen Verzögerungspuffer 72 um die der durch den Decodierer 68 eingeführten Verzögerung entsprechende Zeit verzögert wurden. Die selektierte (n-2)-bit-Untergruppe wird dann mit dem zurückgewonnenen Einzelbit aus dem Decodierer 68 in einem Parallel-Seriell-Umsetzer 76 kombiniert, um ein Trellisdecodiertes Ausgangssignal bereitzustellen.
Wie in Zusammenhang mit Fig. 1 angemerkt, kann das decodierte Ausgangssignal eine gemäßigte Symbolfehlerrate aufweisen, die mittels eines äußeren Decodierers noch weiter verbessert werden muß. Also wird eine weitergehende Verarbeitung des decodierten Ausgangssignals durch einen De-Interleaver 34 und einen äußeren Reed-Solomon-Decodierer 36 (Fig. 1) benutzt, um die originalen Informationsbits wiederzugewinnen.
Eine Schätzung der Ausgangsbitfehlerrate, bei gegebener Eingangssymbolfehlerrate, für einen t-fehlerkorrigierenden Reed- Solomon-Code läßt sich leicht berechnen. Ein (erweiterter) Reed-Solomon-Code über das finite Feld mit q = 2l hat die Parameter (nRS k, t), wobei die Blocklänge nRS ≤ q + 1 ist, die Dimension k = nRS - 2t ist und die Fehlerkorrekturfähigkeit t Fehler ist. Für einen gedächtnislosen Symbolfehlerkanal mit der Eingangssymbolfehlerrate pin wird die Ausgangssymbolfehlerrate beschränkt durch:
Pout ≤ (1/nRS) ( )(1 - pin nRS-i) p'ini min (i + t, nRS).
Dann wird die Ausgangsbitfehlerrate gemäß der Formel
Pb Pout2l-1/(2l - 1)
approximiert. Ferner, wenn die l-bit Symbole des Reed-Solomon- Codes aus kleineren, n = bit-Symbolen zusammengesetzt sind (z. B. den decodierten Symbolen einer Trellis-codierten QAM-Modulation), dann ist die Eingangsfehlerrate:
pin 1 - (1 - pmod)l/n
worin pmod die n-bit-Symbolfehlerrate ist. Um einen "gedächtnislosen" Kanal zu garantieren, wenn codierte Modulation verwendet wird, ist die Anwendung von Interleaving erforderlich.
Fig. 7 zeigt das Verhalten von zwei verketteten Systemen, von denen eines herkömmliche Trellis-Codes und -Decodierung mit Rate 2/3 und das andere die QPSK-Implementierung von Trelliscodierter QAM mit Rate 1/2 gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet. In dem Graph von Fig. 7 ist die Reed-Solomon-Blockfehlerrate über dem Träger/Rausch-Verhältnis (CNR) in dem empfangenen Signal aufgetragen. Ein Blockfehler (oder Codewort- Fehler) tritt auf, wenn ein oder mehrere m-bit-Symbole in dem Block fehlerhaft sind. Die Kurve 100 repräsentiert das Verhalten eines erfindungsgemäßen verketteten Reed-Solomon-Trelliscodierten 16-QAM-Systems mit einem Decodierer der Rate 1/2 mit 64 Zuständen. Die Kurve 104 repräsentiert das Verhalten eines ähnlichen Systems, das Trellis-codierte 32-QAM benutzt. Die Kurve 102 repräsentiert das Verhalten eines herkömmlichen Decodierers der Rate 2/3 mit 16 Zustünden für Trellis-codierte 16-QAM. Die Kurve 106 repräsentiert das Verhalten eines Decodierers mit Rate 2/3 und 16 Zuständen für Trellis-codierte 32-QAM nach herkömmlicher Art.
Die Kurven von Fig. 7 wurden anhand von Trellis-Codierungs- Simulationsergebnissen erstellt, um die Wahrscheinlichkeit abzuschätzen, daß ein m-bit-Reed-Solomon-Symbol fehlerbehaftet ist, PRSsym, und sodann die Wahrscheinlichkeit eines Reed- Solomon-Blockfehlers zu berechnen, unter Anwendung der folgenden Formel:
Pblock = ( ) piRSsym (I - PRSsym)L-i
worin L die Reed-Solomon-Blocklänge (Zahl der m-bit-Symbole pro Block) und t die Anzahl der je Block korrigierbaren Reed-Solomon-Symbolfehler ist. Das 16-QAM-System verwendet 116 8-bit- Symbole pro Block, und das 32-QAM-System verwendet 155 8-bit- Symbole pro Block. Beide Reed-Solomon-Codes können bis zu fünf 8-bit-Reed-Solomon-Symbole pro Block korrigieren.
Die Kurven in Fig. 7 zeigen, daß dann, wenn es erwünscht oder notwendig ist, das System unterhalb eines bestimmten CNR-Wertes zu betreiben, der erfindungsgemäße Trellis-Codierungsansatz, der durch die Kurven 100, 104 repräsentiert ist, eindeutig die korrekte Wahl ist. Aber auch bei höheren CNR-Werten kann der erfindungsgemäße Trellis-Codierungsansatz immer noch die bessere Wahl sein, weil die Trellis-Decodier-Einrichtung auf kosteneffektiverem Wege, unter Verwendung eines herkömmlichen QPSK-Viterbi-Decoderchips, hergestellt werden kann.
Es sollte nun erkennbar sein, daß die vorliegende Erfindung ein praktisches System für die digitale Übertragung von leistungs- und bandbegrenzten Signalen, beispielsweise von komprimierten Hochzeilen-Fernsehsignalen, schafft. Ein codiertes Modulationsschema, basierend auf Codes, für QPSK-Modulation, wird direkt in ein Modulationssystem auf QAM-Basis inkorporiert, unter Bildung von Trelliscodierter QAM. Dies schafft eine leicht implementierbare Struktur, die sowohl bezüglich Bandbreite wie Datenzuverlässigkeit effizient ist.
Die Erfindung wurde in Verbindung mit spezifischen Ausführungsformen derselben beschrieben; für den Fachmann wird jedoch ohne weiteres erkennbar sein, daß zahlreiche Anpassungen und Modifikationen hierzu möglich sind, ohne den Bereich der Erfindung, wie er in den Ansprüchen dargelegt ist, zu verlassen.

Claims

1. Verfahren zum Übermitteln von digitalen Daten unter Verwendung von QAM-Übertragung, umfassend die Schritte:

Codieren eines Symbols eines N-Punkt-QAM-Konstellationsmusters (80) durch Verarbeiten eines ersten Bit des Symbols mit einem binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2, um ein entsprechendes 2-bit- Codewort (92) bereitzustellen;

Verknüpfen des 2-bit-Codewortes mittels Mapping mit dem/den verbleibenden Hits (94) des Symbols, um eine Modulationsfunktion bereitzustellen; wobei:

die 2-bit-Codewörter die niedrigstwertigen Bits der Modulationsfunktion bilden; und

das/die verbleibenden Bits die höchstwertigen Bits der Modulationsfunktion bildet bzw. bilden;

und den weiteren Schritt des Modulierens eines Trägers mit der Modulationsfunktion zur Übertragung auf einem Kommunikationskanal (26);

dadurch gekennzeichnet, daß

die Modulationsfunktion zwei Gruppen von Teilmengen definiert, umfassend eine erste Gruppe, in der vier N/4-Punkt-Teilmengen entsprechend den 2-bit-Codewörtern definiert sind, wobei jede N/4-Punkt-Teilmenge mit einem anderen 2-bit-Codewort korreliert ist und das/die verbleibende/n Bits die Symbole mit einem der N/4 Symbolpunkte korreliert bzw. korrelieren, die in der durch das entsprechende 2-bit-Codewort definierten Teilmenge enthalten sind; und

eine zweite Gruppe, in der N/4 Vier-Punkt-QPSK-Teilmengen entsprechend dem/den verbleibenden Bits definiert sind, wobei die Punkte in jeder QPSK-Teilmenge (ein) gemeinsame(s) verbleibende(s) Bit(s) aufweisen und um 90 Grad voneinander beabstandet in der QAM-Konstellation liegen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei:

das 2-bit-Codewort die Spalten einer Matrix von Koordinaten des Konstellationsmusters definiert; und

die verbleibenden Bits die Größe des Konstellationsmusters bestimmen.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die digitalen Daten Informationsbits umfassen und das Symbol dadurch geschaffen wird, daß mindestens ein Teil der Informationsbits unter Verwendung eines fehlerkorrigierenden Codieralgorithmus codiert wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der konvolutionelle Codierschritt einen Trellis-Codieralgorithmus verwendet.

5. Verfahren nach einem der voranstehenden Ansprüche, umfassend die weiteren Schritte:

Empfangen des Trägers an einem Empfänger (28);

Demodulieren des empfangenen Trägers an dem Empfänger, um die Modulationsfunktion zurückzugewinnen;

Pruning der zurückgewonnenen Modulationsfunktion, um einen Satz von Metriken,(66) bereitzustellen, die zu den Teilmengen korrespondieren, und um eine Mehrzahl von Bytes bereitzustellen, welche verschiedene bedingte Bestimmungen eines durch die verbleibenden Bits identifizierten Signalpunktes repräsentieren;

Verwenden der Metriken in einem Algorithmus zum Decodieren eines binären konvolutionellen Codes der Rate 1/2, um das erste Bit zurückzugewinnen;

Codieren des zurückgewonnenen ersten Bit unter Verwendung eines binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2, um das Codewort wiederherzustellen;

Selektieren eines der Mehrzahl von Bytes, welche verschiedene bedingte Bestimmungen repräsentieren, in Abhängigkeit von dem wiederhergestellten Codewort; und

Kombinieren des selektierten Byte mit dem zurückgewonnenen ersten Bit, um ein decodiertes Ausgangssignal bereitzustellen.

6. Verfahren nach Anspruch 5, worin die digitalen Daten Informationsbits umfassen, wobei das Verfahren die weiteren Schritte umfaßt:

Codieren von mindestens einem Teil der Informationsbits unter Verwendung eines fehlerkorrigierenden Codieralgorithmus, um das zu übertragende Symbol bereitzustellen; und

ferner Decodieren, des decodierten Ausgangssignals unter Verwendung eines symbolfehlerkorrigierenden Decodieralgorithmus.

7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, wobei der Algorithmus zum Decodieren der Viterbi-Algorithmus ist.

8. Verfahren nach Anspruch 1, wobei:

der konvolutionelle Codieralgorithmus der Rate 1/2 einen konvolutionellen Code mit 64 Zuständen verwendet.

9. Einrichtung zum Übermitteln digitaler Daten unter Verwendung von QAM-Übertragung, umfassend:

Mittel (42) zum Parsing eines zu übertragenden Symbols in ein erstes Bit und mindestens ein verbleibendes Bit;

Mittel (48) zum Codieren eines Symbols eines N-Punkt-QAM- Konstellationsmusters (80) durch Verarbeiten eines ersten Bit des Symbols mit einem binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2, um ein 2-bit-Codewort (92) bereitzustellen;

Mittel (50) zum Verknüpfen der 2-bit-Codewörter mittels Mapping mit dem/den verbleibenden Bits (94) des Symbols, um eine Modulatioinsfunktion bereitzustellen; wobei:

das 2-bit-Codewort die niedrigstwertigen Bits der Modulationsfunktion bildet; und

das/die verbleibenden Bits (94) die höchstwertigen Bits der Modulationsfunktion bildet bzw. bilden;

und welche ferner Mittel (24) zum Modulieren eines Trägers mit der Modulationsfunktion zur Übertragung auf einem Kommunikationskanal (26) umfaßt;

dadurch gekennzeichnet,

daß die Modulationsfunktion zwei Gruppen von Teilmengen definiert, umfassend eine erste Gruppe, in der vier N/4-Punkt-Teilmengen entsprechend den 2-bit-Codewörtern definiert sind, wobei jede N/4-Punkt-Teilmenge mit einem anderen 2-bit-Codewort korreliert ist und das/die verbleibenden Bit/s die Symbole mit einem der N/4 Symbolpunkte korreliert bzw. korrelieren, die in der durch das entsprechende 2-bit-Codewort definierten Teilmenge enthalten sind; und

eine zweite Gruppe, in der N/4 Vier-Punkt-QPSK-Teilmengen entsprechend dem/den verbleibenden Bits definiert sind, wobei die Punkte in jeder QPSK-Teilmenge (ein) gemeinsame(s) Bit(s) aufweisen und um 90 Grad voneinander beabstandet in der QAM-Konstellation liegen.

10. Einrichtung nach Anspruch 9, ferner umfassend einen äußeren Codierer zum Codieren von Informationsbits unter Verwendung eines fehlerkorrigierenden Codieralgorithmus, um das Symbol bereitzustellen.

11. Einrichtung nach Anspruch 9 oder 10, wobei:

das Codewort die Spalten einer Matrix von Koordinaten des Konstellationsmusters definiert; und

die verbleibenden Bits die Größe des Konstellationsmusters bestimmen.

12. Einrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die Codiermittel (48) einen Trellis-Codieralgorithmus verwenden:

13. Einrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei:

der binäre konvolutionelle Codieralgorithmus der Rate 1/2 einen konvolutionellen Code mit 64 Zuständen verwendet.

14. Einrichtung zum Decodieren von QAM-Symboldaten, umfassend:

Mittel (28) zum Demodulieren eines empfangenen Trägers zum Wiedergewinnen einer N-Punkt-QAM-Modulationsfunktion, in der ein 2-bit-Codewort (92) eine von einer Mehrzahl von Teilmengen (82, 84, 86, 88) einer QAM-Konstellation identifiziert, wobei der verbleibende (n-2)-bit-Anteil (94) einen Signalpunkt innerhalb der einen Teilmenge repräsentiert;

dadurch gekennzeichnet,

daß die Konstellation N/4 Vier-Punkt-QPSK-Teilmengen umfaßt, wobei die Punkte in jeder QPSK-Teilmenge gemeinsame verbleibende (n-2)-bit-Anteile aufweisen und um 90 Grad voneinander beabstandet in der Konstellation liegen;

daß Mittel (62) vorgesehen sind zum Pruning der zurückgewonnenen Modulationsfunktion, um einen Satz von Metriken (66) bereitzustellen, die zu den Teilmengen korrespondieren, und um eine Mehrzahl von (n-2)-bit-Untergruppen bereitzustellen, die eine Mehrzahl von bedingten Bestimmungen des durch den (n-2)-bit-Anteil identifizierten Signalpunktes repräsentieren;

daß Decodier-Mittel (68) vorgesehen sind zur Verwendung der Metriken in einem Algorithmus zum Decodieren eines binären konvolutionellen Codes der Rate 1/2, um ein erstes Bit zurückzugewinnen;

daß Mittel (70) vorgesehen sind zum Codieren des zurückgewonnenen ersten, Bit unter Verwendung eines binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2, um das Codewort wiederherzustellen;

daß Mittel (74) vorgesehen sind zum Selektieren einer aus der Mehrzahl von (n-2)-bit-Untergruppen in Abhängigkeit von dem wiederhergestellten Codewort; und

daß Mittel (76) vorgesehen sind zum Kombinieren der selektierten Untergruppe mit dem zurückgewonnenen ersten Bit, um ein decodiertes Ausgangssignal bereitzustellen.

15. Einrichtung nach Anspruch 14, wobei das Codewort (92) die niedrigstwertigen Bits in der Modulationsfunktion umfaßt und eine Spalte einer Matrix von Konstellationskoordinaten definiert, wobei die selektierte Untergruppe die höchstwertigen Bits bildet und eine Zeile der Matrix definiert.

16. Einrichtung nach Anspruch 14 oder 15, wobei die Pruning- Mittel (62) die zurückgewonnene N-Punkt-Modulationsfunktion für jede Spalte einer Matrix von Konstellationskoordinaten quantisieren und die bedingten Bestimmungen eine beste Wahl für jede der Spalten umfassen, wobei der Satz von Metriken die Qualität jeder Wahl identifiziert.

17. Einrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei die Decodier-Mittel (68) einen Decodierer umfassen, der einen Soft-Decision-Algorithmus zum Decodieren konvolutioneller Codes verwendet.

18. Einrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 17, ferner umfassend:

einen äußeren Decodierer (36) zum Decodieren des Ausgangssignals unter Verwendung eines symbolfehlerkorrigierenden Algorithmus;

wodurch die Kombination der Decodier-Mittel (68) mit dem äußeren Decodierer einen verketteten Decodierer bildet.

19. Einrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, wobei der Decodieralgorithmus den Viterbi-Algorithmus umfaßt.

20. Einrichtung nach Anspruch 18 oder 19, wobei der symbolfehlerkorrigierende Algorithmus einen Reed-Solomon-Code umfaßt.

21. Einrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei der Träger ein HDTV-Trägersignal ist.

22. Einrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 21, wobei:

23. Verfahren zum Decodieren von QAM-Symboldaten, umfassend die Schritte:

Demodulieren eines empfangenen Trägers zum Wiedergewinnen einer N-Punkt-QAM-Modulationsfunktion, in der ein 2-bit- Codewort (92) eine von einer Mehrzahl von Teilmengen (82, 84, 86, 88) einer QAM-Konstellation identifiziert, wobei der verbleibende (n-2)-bit-Anteil (94) einen Signalpunkt innerhalb der einen Teilmenge repräsentiert;

dadurch gekennzeichnet,

daß die zurückgewonnene Modulationsfunktion einem Pruning unterworfen wird, um einen Satz von Metriken (66) bereitzustellen, die zu den Teilmengen korrespondieren, und um eine Mehrzahl von (n-2)-bit-Untergruppen bereitzustellen, die eine Mehrzahl von bedingten Bestimmungen des durch den (n-2)-bit-Anteil identifizierten Signalpunkts repräsentieren;

daß die Metriken in einem Algorithmus zum Decodieren eines binären konvolutionellen Codes der Rate 1/2 verwendet werden, um ein erstes Bit zurückzugewinnen;

daß das zurückgewonnene erste Bit unter Verwendung eines binären konvolutionellen Codieralgorithmus der Rate 1/2 codiert wird, um das Codewort wiederherzustellen;

daß eine von der Mehrzahl von (n-2)-bit-Untergruppen in Abhängigkeit von dem wiederhergestellten Codewort selektiert wird; und

daß die selektierte Untergruppe mit dem zurückgewonnenen ersten Bit kombiniert wird, um ein decodiertes Ausgangssignal bereitzustellen.

24. Verfahren nach Anspruch 23, wobei das Codewort (92) die niedrigstwertigen Bits in der Modulationsfunktion umfaßt und eine Spalte einer Matrix von Konstellationskoordinaten definiert, wobei die selektierte Untergruppe die höchstwertigen Bits bildet und eine Zeile der Matrix definiert.

25. Verfahren nach Anspruch 23 oder 24, wobei: