DE69433397T2

DE69433397T2 - Trellis-kodierter QAM mit punktierten Faltungskoden

Info

Publication number: DE69433397T2
Application number: DE69433397T
Authority: DE
Inventors: Stephen K. San Diego How
Original assignee: General Instrument Corp
Current assignee: Vizio Inc
Priority date: 1993-05-05
Filing date: 1994-05-03
Publication date: 2004-10-14
Anticipated expiration: 2014-05-04
Also published as: ATE256362T1; KR100314348B1; DE69433397D1; AU6186194A; CA2122753A1; EP0624019A2; TW232112B; NO941641D0; ES2211872T3; EP0624019A3; JPH0851464A; EP0624019B1; AU672486B2; NO941641L; DK0624019T3; KR940027392A; CA2122753C; US5396518A; NO311158B1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Übermittlung von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter Amplitudenmodulation (AM) und trelliscodierter Quadraturamplitudenmodulation (QAM) mit punktierten Faltungscodes. Eine der zahlreichen Anwendungen, für die sich die vorliegende Erfindung besonders gut eignet, liegt in der Übertragung von digitalen Fernsehsignalen.
Digitaldaten, beispielsweise digitalisierte, komprimierte Fernsehsignale (NTSC-Signale) oder hochauflösende Fernsehsignale (HDTV-Signale), können über terrestrische Ultrakurzwellen- (VHF), Dezimeterwellen- (UHF) oder Kabelfernsehanalogkanäle an den Endbenutzer übertragen werden. Analogkanäle liefern verfälschte und transformierte Versionen ihrer Eingabe-Signalformen. Verfälschungen der Signalform umfassen lineare, frequenzselektive Amplituden- und Phasenverzerrung, nichtlineare oder harmonische Verzerrung und multiplikativen Schwund. Additiver Verfälschung der Signalform aufgrund von statistischem thermischen Rauschen und Impulsgeräusch kann unter Verwendung von Vorwärtsfehlerkorrekturcodes entgegengewirkt werden.
Um Digitaldaten über einen Analogkanal zu übermitteln, werden die Daten unter Verwendung beispielsweise einer Art Pulsamplitudenmodulation (PAM) moduliert. Typischerweise wird Quadraturmodulation oder Einseitenbandmodulation (SSB-Modulation) gewählt, um die verfügbare Kanalbandbreite effizient zu nutzen. QAM ist eine Quadratur oder orthogonale Kombination aus zwei PAM-Signalen. Wenn sie als Koordinaten einer Ebene betrachtet werden, bilden die kombinierten PAM- Signale eine „Konstellation" aus möglichen Übertragungsstufen. Jeder übertragene Konstellationpunkt wird Symbol genannt. Beispielsweise bilden zwei unabhängige Quadratur-Vierstufen-AM-Signale eine 16-QAM-Konstellation, die vier Bits codiert. Eine 32-Punkt-Konstellation kann mit abhängigen Sechsstufen-AM-Quadratursignalen gebildet werden, wobei sie fünf Bits pro Symbol codiert.
Bei der Pulsamplitudenmodulation ist jedes Signal ein Puls, dessen Amplitudenstufe aus einem festgelegten Stufensatz ausgewählt ist. Bei 16-QAM wählt jedes der Quadratur-PAM-Signale aus bipolaren Amplituden mit einheitlichem Abstand, die aus Aplitudenstufen –3, –1, 1, 3 skaliert sind, aus. Spektrale Wirksamkeit bei digitalen Kommunikationssystemen wird als die Anzahl der übertragenen Informationsbits pro Sekunde pro Bandbreiteneinheit, d. h. das Verhältnis von Datenrate zu Bandbreite, definiert. Modulationssysteme mit sehr hoher Bandbreiteneffizienz werden in Anwendungen eingesetzt, die einen hohen Datendurchsatz mit wenig verfügbarer Bandbreite erfordern. QAM und SSB stellen bandbreiteneffiziente Modulation bereit, was bei der Verwendung mit hocheffizienten Vorwärtsfehlerkorrekturcodes, wie etwa trelliscodierter Modulation (TCM), sehr geringe Bit-Fehlerraten bereitstellen kann.
Trelliscodierte Modulation hat sich als eine kombinierte Codierungs- und Modulationstechnik für digitale Übertragung über bandbegrenzte Kanäle entwickelt. Entgegen traditioneller Anwendung von Faltungscodes auf Zweistufen-PAM, die die bei der Übertragung verwendete Bandbreite erhöht, erhöht TCM stattdessen die Konstellationsgröße. Bei TCM-Schemata wird eine Folge „codierter" Bits in eine Folge von Gruppen, die die Symbolkonstellation partitionieren, faltungscodiert. Für jede codierte Gruppe wird eine Anzahl „uncodierter" Bits übertragen; indem ein einzigartiges Konstellationselement der Gruppe ausgewählt wird. An einem Empfänger wird die Folge übertragener Gruppen durch einen Weichentscheidungs-Maximum-Likelihood(ML)-Faltungscodedecodierer decodiert. Derartige TCM-Schemata können die Robustheit digitaler Übertragungen gegenüber additivem Rauschen, verglichen mit uncodierter Modulation bei derselben Informationsrate, um drei bis sechs dB oder mehr verbessern.
Die meisten TCM-Schemata bilden einen Schritt des Faltungscodetrellis zu einem Übertragungssymbol, das aus zwei QAM-Komponenten (I, Q) besteht, ab. Derartige zweidimensionale (2-D) Codes erreichen einen Durchsatz einer ganzzahligen Anzahl von Informationsbits pro 2-D-Symbol. Es ist wünschenswert, den TCM-Durchsatz zu erhöhen, indem die ganzzahlige Anzahl von codierten Bits pro Symbol um einige Bruchteile erhöht wird. Es haben sich Schemata entwickelt, die zwei 2-D-Symbole zum Bilden von 4-D-Symbolen, vier 2-D-Symbole zum Bilden von 8-D-Symbolen und so weiter kombinieren, um bruchteilhaft höhere Durchsätze zu erhalten. Diese „multidimensionalen" Codes erreichen höhere spektrale Wirkungsgrade auf Kosten einer stark erhöhten Decodiererkomplexität. Eine derartige Komplexität resultiert aus dem Bedarf, Weichentscheidungen jeder multidimensionalen Gruppe innerhalb der Konstellation zu berechnen, und dem Bedarf, einen anwenderdefinierten Faltungsdecodierer eines n/k-Raten-Codes, bei dem n/k den bereitzustellenden bruchteilhaften Durchsatz darstellt, zu bauen.
Häufig wird bei vielen Datenübermittlungsanwendungen, die eine sehr niedrige Wahrscheinlichkeit an Bit-Fehlern erfordern, eine Verkettung von zwei Vorwärtsfehlerkorrekturcodes verwendet. Auf dem rauschigen Kanal wird ein „innerer" Weichentscheidungscode verwendet, um eine kleine Symbolfehlerrate an einen „äußeren" Decodierer zu liefern. Es ist ein bekannter Ansatz, einen Faltungscode oder Trelliscode als den inneren Code mit einer Art „Viterbi-Algorithmus" als Trellisdecodierer zu verwenden. Der äußere Code ist am häufigsten ein t-Symbol korrigierender „Reed-Solomon"-Code oder ein anderer algebraischer Blockcode. Derartige Codes sind im Fach wohl bekannt. Der äußere Decodierer entfernt die breite Mehrheit an Symbolfehlern, die sich dem inneren Decodierer entzogen haben, auf eine derartige Weise, dass die endgültige Ausgabefehlerrate außergwöhnlich klein ist.
Bei verketteter Codierung benötigt der innere Code typischerweise die Bereitstellung von lediglich vier dB Codegewinn, bevor die partiell korrigierten Daten an den äußeren Code gesendet werden. Multidimensionale Codes, die höhere Durchsatzraten als 2-D-Trelliscodes erreichen, sind entworfen, um sich einem sechs dB Codiergewinn bei hohen Rauschabständen (SNR) anzunähern.
Es wäre vorteilhaft, die spektralen Wirkungsgrade multidimensionaler Codes erreichen zu können, ohne die Weichentscheidungen einer Vielzahl von multidimensionalen Gruppen berechnen und ohne einen Faltungsdecodierer einer Rate n/k anstatt einer Rate l/m aufbauen zu müssen. Es ist bekannt, dass Faltungscodes einer hohen n/k-Rate für traditionelle Zweistufen-Modulation (z. B. BPSK) mit Bandbreitenausdehnung unter Verwendung von punktierten l/m-Raten-Codes verwirklicht werden können. Jedoch ist die Anwendung von punktierten Faltungscodes auf nichtbandbreitenausdehnende TCM erst kürzlich in Betracht gezogen worden. Ein erstes derartiges Schema ist in U.S. 5,408,502, herausgegeben am 18. April 1995, offenbart.
Der Artikel „An Adjustable-Rate Multilevel Coded Modulation System: Analysis and Implementation" von P. Cremonesi et al. in European Transactions on Telecommunications and Related Technologies, 4 (1993) Mai/Juni, Nr. 3, offenbart ein rateneinstellbares, mehrstufig codiertes Modulationssystem, bei dem ein Codierer einen Ratenadapter umfasst, der unterschiedlichen äußeren Codierern parallele Flüsse bereitstellt, so dass die Ausgaben der äußeren Codierer synchron sind.
U.S. 4,941,154 offenbart ein Trelliscodierungschema, bei dem trelliscodierte Bits eine Teilmenge einer Signalkonstellation kennzeichnen und Symbole der Konstellation zur Übertragung, auf der Basis nicht trelliscodierter Bits, auswählen.
Die vorliegende Erfindung unterliegt dem Ziel, ein Komunikationsschema bereitzustellen, das die eingangs erwähnten Vorteile genießt.
Dieses Ziel entspricht der vorliegenden Erfindung, die durch den Gegenstand von Anspruch 1, 3, 10, 11 und 12 gelöst wird.
Die vorliegende Erfindung macht sich insbesondere die reduzierte Codiergewinnanforderung für TCM, wenn mit einem äußeren Code verkettet, zu Nutze. Die Erfindung wendet auch punktierte Faltungscodes auf TCM an, indem ein 1/2-Standardraten-Faltungsdecodierer punktiert wird, um n/k-Bruchteilraten-Durchsätze zu erreichen, wobei n/k jeder gewünschte Wert kleiner als eins sein kann.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen aufgeführt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Übermitteln von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter QAM, die auf einer 2^N Punkt zweidimensionalen QAM-Konstellation basiert, bei einer Symbolrate von F_S QAM-Symbolen pro Sekunde bereitgestellt. Die Vorrichtung umfasst Mittel zum Spalten eines Primärinformationsdatenstroms, der bei einer Datenrate von ((N – 2) + 2n/k)F_S Bits pro Sekunde bereitgestellt wird, in einen ersten, „uncodierten" Informationsfluss, der eine Datenrate von (N – 2)F_S Bits pro Sekunde aufweist, und einen zweiten, „codierten" Informationsfluss, der eine Datenrate von (2n/k)F_S Bits pro Sekunde aufweist, wobei n/k eine punktierte Rate eines binären Faltungscodes ist. Es werden Mittel zum Codieren des zweiten Informationsflusses unter Verwendung des binären Faltungscodes einer punktierten Rate n/k bereitgestellt. Der codierte zweite Informationsfluss wird zwischengespeichert, um zwei codierte Bits pro QAM-Symbol bereitzustellen. Der erste Informationsfluss wird zwischengespeichert, um (N – 2) uncodierte Bits pro QAM-Symbol bereitzustellen. Mittel, die auf den zwischengespeicherten ersten und zweiten Informationsfluss ansprechen, stellen sukzessive QAM-Symbole bereit, wobei jedes QAM-Symbol aus orthogonalen I- und Q-Komponenten besteht, die von zwei der zwischengespeicherten codierten Bits und (N – 2) der zwischengespeicherten uncodierten Bits abgeleitet sind. Die zwei zwischengespeicherten codierten Bits bezeichnen eine von vier Symbolgruppen, die in der QAM-Konstellation zur partiellen Kennzeichnung der QAM-Symbole bereitgestellt sind. Es sind Mittel zum Übertragen der sukzessiven QAM-Symbole über einen Nachrichtenkanal bereitgestellt.
Die Mittel zum Bereitstellen sukzessiver QAM-Symbole können ein Symbolabbild beinhalten, dass durch sukzessive N Bit-Adressen angesteuert wird, die (N – 2) uncodierte Bits aus dem zwischengespeicherten ersten Informationsfluss und zwei codierte Bits aus dem zwischengespeicherten zweiten Informationsfluss beinhalten. Das Symbolabbild gibt Symbole als Antwort auf die sukzessiven Adressen aus.
Es ist eine Decodierervorrichtung zur Verwendung beim Decodieren von durch die Übertragungsmittel übertragenen Symbolen bereitgestellt. Die Decodierervorrichtung umfasst Mittel zum Empfangen der übertragenen QAM-Symbole aus dem Nachrichtenkanal. Die empfangenen Symbole werden durch vom Kanal eingeführtes Rauschen verfälscht. Es sind Mittel zum Digitalisieren der empfangenen Symbole bereitgestellt, um Digitaldaten bereitzustellen, die die I- und Q-Komponenten zur Verarbeitung in einem ersten und zweiten Empfangsweg darstellen. Der erste Empfangsweg umfasst Mittel zum Verzögern der Digitaldaten. Der zweite Empfangsweg umfasst (i) Mittel zum Umwandeln der digitalisierten I- und Q-Komponenten in Zweigmetrik und (ii) Mittel zur Faltungsdecodierung der Zweigmetrik bei der punktierten Rate n/k, um den zweiten Informationsfluss zu gewinnen. Der gewonnene zweite Informationsfluss wird bei der punktierten Rate n/k erneut faltungscodiert, um einen Fluss sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner bereitzustellen, die beste Schätzungen der Symbolgruppen, die zum partiellen Kennzeichnen der übertragenen QAM-Symbole verwendet werden, darstellen. Es sind Mittel zum Zwischenspeichern des Flusses sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner zur Synchronisation mit den verzögerten Digitaldaten im ersten Empfangsweg bereitgestellt. Mittel, die auf den Fluss sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner ansprechen, schneiden sukzessive (N – 2) uncodierte Bit-Teile von verzögerten Daten aus dem ersten Empfangsweg. Die geschnittenen (N – 2) uncodierten Bit-Teile werden mit dem zweiten Informationsfluss, der im zweiten Empfangsweg gewonnen wird, multiplexiert, um den Primärinformationsdatenstrom aufzubauen.
Die im zweiten Empfangsweg bereitgestellte Zweigmetrik kann Komponenten beinhalten, die die Wahrscheinlichkeit, dass die I-Komponente eines empfangenen QAM-Symbols eine übertragene I = 0 oder I = 1 Symbolgruppe aus der QAM-Konstellation bezeichnet, und die Wahrscheinlichkeit, dass die Q-Komponente des empfangenen QAM-Symbols eine übertragene Q = 0 oder Q = 1 Symbolgruppe aus der QAM- Konstellation bezeichnet, darstellen. Die Kombination einer I- und Q-Symbolgruppe bezeichnet eine der vier Symbolgruppen, die in der QAM-Konstellation bereitgestellt sind. In der veranschaulichten Ausführungsform wird die Komponentenmetrik unter Verwendung einer Übertragungsfunktion, die eine Charakteristik mit periodischen Spitzen und Talpunkten entlang der I- und Q-Amplitudenachse der QAM-Konstellation aufweist, erzeugt. Die Spitzen und das Zentrum der Talpunkte liegen bei Symbolgruppenamplitudenstufen entlang den Achsen.
Auch codiert die veranschaulichte Ausführungsform den zweiten Informationsfluss differentiell und verwendet ein Symbolabbild, das eine zweidimensionale Vierwege-QAM-Partition beinhaltet, die in Bezug auf die in den Symbolabbildadressen enthaltenen uncodierten Bits in der Rotation 180° unveränderlich ist. In einer derartigen Ausführungsform umfasst der zweite Empfangsweg Mittel zum differentiellen Decodieren des gewonnenen zweiten Informationsflusses zur Eingabe in das Multiplexiermittel. Der erste Empfangsweg verzögert die Digitaldaten um D/(2n/k) Symbole, wobei D im Wesentlichen die dem zweiten Empfangsweg inhärente Verzögerung ist. Die Mittel zum Digitalisieren der empfangenen Symbole stellen quantisierte Digitaldaten bereit. Der erste Empfangsweg kann Mittel zum weiteren Quantisieren der Digitaldaten bereitstellen, damit die Verzögerungsmittel des ersten Empfangswegs vereinfacht werden können.
Auch ist eine Vorrichtung bereitgestellt, die Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter Amplitudenmodulation, die auf 2^N möglichen Amplitudenstufen (d. h. 2^N AM) basiert, die entlang einer eindimensionalen Konstellation bereitgestellt sind, übermittelt. Die Amplitudenstufen werden durch Symbole dargestellt, die bei einer Rate von F_S Symbolen pro Sekunde übertragen werden. Die Vorrichtung beinhaltet Mittel zum Spalten eines Primärinformationsdatenstroms, der bei einer Datenrate von ((N – 1) + n/k)F_S Bits pro Sekunde bereitgestellt wird, in einen ersten, „uncodierten" Informationsfluss, der eine Datenrate von (N – 1)F_S Bits pro Sekunde aufweist, und einen zweiten, „codierten" Informationsfluss, der eine Datenrate von (n/k)F_S Bits pro Sekunde aufweist, wobei n/k eine punktierte Rate eines binären Faltungscodes ist. Es werden Mittel zum Codieren des zweiten Informationsflusses unter Verwendung des binären Faltungscodes einer punktierten Rate n/k bereitgestellt. Der erste und zweite Informationsfluss werden zwischengespeichert, um (N – 1) uncodierte Bits und ein codiertes Bit pro Symbol bereitzustellen. Mittel, die auf den zwischengespeicherten ersten und zweiten Informationsfluss ansprechen, stellen sukzessive Symbole bereit, die von einem codierten Bit und (N – 1) uncodierten Bits abgeleitet sind. Das eine codierte Bit bezeichnet eine von zwei Symbolgruppen, die in der Konstellation zur partiellen Kennzeichnung der Symbole bereitgestellt sind. Es sind Mittel zum Übertragen der sukzessiven Symbole über einen Nachrichtenkanal bereitgestellt.
Für das 2^N AM-Modulationsschema ist auch ein Empfänger bereitgestellt. Symbole, die unter Verwendung von trelliscodierter Amplitudenmodulation, die auf einer 2^N Punkt eindimensionalen Konstellation basiert, übermittelt werden, werden zur Bereitstellung von Digitaldaten empfangen und digitalisiert. Ein erster Empfangsweg trägt die Digitaldaten. Ein zweiter Empfangsweg trägt die Digitaldaten und umfasst (i) Mittel zum Erzeugen von Komponentenmetrik aus den Digitaldaten, (ii) Mittel zum Gruppieren der Komponentenmetrik mit Löschungen, um Zweigmetrik einer Rate von 1/2 Trellis zu bilden, und (iii) einen 1/2-Raten-Faltungsdecodierer, der auf die Rate n/k zur Faltungsdecodierung der Zweigmetrik punktiert ist, um einen Informationsfluss zu gewinnen. Der gewonnene Informationsfluss wird bei der punktierten Rate n/k erneut faltungscodiert, um einen Fluss sukzessiver Ein-Bit-Symbolgruppenkennzeichner bereitzustellen. Jeder Kennzeichner stellt die beste Schätzung einer Symbolgruppe der Konstellation dar, die ein empfangenes Symbol partiell kennzeichnet. Es sind Mittel zum Synchronisieren des Flusses sukzessiver Ein-Bit-Symbolgruppenkennzeichner und der Digitaldaten im ersten Empfangsweg bereitgestellt. Mittel, die auf den synchronisierten Fluss sukzessiver Ein-Bit-Symbolgruppenkennzeichner ansprechen, schneiden sukzessive (N – 1) uncodierte Bit-Teile von Daten aus dem ersten Empfangsweg. Die geschnittenen (N – 1) uncodierten Bit-Teile werden mit dem Informationsfluss multiplexiert, der im zweiten Empfangsweg gewonnen wird, um einen gewünschten Datenstrom aufzubauen.
Es werden Verfahren zum Übermitteln von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter QAM, die auf einer 2^N Punkt zweidimensionalen QAM-Konstellation basiert, bei einer Symbolrate von F_s QAM-Symbolen pro Sekunde und zum Empfangen der durch Rauschen verfälschten, übertragenen QAM-Symbole aus einem Nachrichtenkanal bereitgestellt. Digitalisierte I- und Q-Komponenten empfangener QAM-Symbole werden in Zweigmetrik umgewandelt, indem aus den digitalisierten I- und Q-Komponenten Komponentenmetrik erzeugt wird. Löschungen werden in die Komponentenmetrik eingeführt und mit der Komponentenmetrik in Gruppen von zwei gruppiert, um Zweigmetrik einer Rate von 1/2 Trellis zu bilden. Die Zweigmetrik wird unter Verwendung eines auf die Rate n/k punktierten 1/2-Raten-Decodierers faltungsdecodiert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockschaltbild eines trelliscodierten QAM-Codierers gemäß der vorliegenden Erfindung;
2 ist ein Blockschaltbild eines Decodierers für die vom Codierer aus 1 übertragenen QAM-Symbole;
3a ist eine Abbildung einer zweimdimensionalen 32-QAM-Konstellation, die die vier erfindungsgemäß verwendeten Symbolgruppen zeigt;
3b ist eine Legende, die die durch die I-Gruppen- und Q-Gruppenkennzeichner gekennzeichneten Symbolgruppen veranschaulicht;
4a und 4b veranschaulichen eine Übertragungsfunktion, die zum Erzeugen von Komponentenmetrik gemäß einer 32-QAM-Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
5 ist ein zweimdimensionales 64-QAM-Konstellationsmuster, das die vier erfindungsgemäß verwendeten Symbolgruppen veranschaulicht;
6a und 6b veranschaulichen eine Übertragungsfunktion, die zum Erzeugen von Komponentenmetrik in der 64-QAM-Ausführungsform verwendet wird; und
7 ist ein Graph, der die Bit-Fehlerrate gegenüber dem Rauschabstand (Es/N0) für unterschiedliche Raten-Codes graphisch darstellt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die vorliegende Erfindung stellt ein Verfahren zum Übermitteln von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter QAM bereit. Symbole werden zur Übertragung codiert, indem ein 1/2-Raten-Faltungscodierer, der auf Raten n/k > 1/2 punktiert ist, verwendet wird. Wenn die trelliscodierte QAM auf 2^N Punkt zweidimensionaler QAM-Konstellation basiert, wird je QAM-Symbol ein Durchschnitt von (N – 2) uncodierten und n/k codierten Bits übertragen. Für eine 32-QAM-Ausführungsform wird somit beispielsweise ein Durchschnitt von drei uncodierten und 2n/k codierten Bits je Symbol übertragen. Für eine 64-QAM-Ausführungsform wird ein Durchschnitt von vier uncodierten und 2n/k codierten Bits je Symbol übertragen. Die 2n/k Bits werden faltungscodiert und als zweistufige Symbolgruppen auf der I- und Q-Komponente moduliert. Die uncodierten Bits wählen den einzigartigen Konstellationspunkt der Symbolgruppen aus. Die codierten Symbole werden übertragen und an einem Empfänger empfangen. Am Empfänger wird das empfangene Symbol in Weichentscheidungen, aus denen Zweigmetrik für die zweistufigen I- und Q-Entscheidungen erzeugt wird, quantisiert.
Die QAM-Konstellation wird in zwei Gruppen in der I-Dimension und in zwei Gruppen in der Q-Dimension partitioniert, so dass die minimale Intersymboldistanz in der partitionierten Dimension 2Δ₀ beträgt. Die Ausgabe des punktierten Faltungscodierers wird bit-serialisiert, dann in Paare gruppiert, die verwendet werden, um die I- und Q-Gruppe des Übertragungssymbols auszuwählen. Die uncodierten Bits werden in jedes QAM-Symbol übertragen, indem die spezifischen I- oder Q-Stufen jeder Gruppe ausgewählt werden.
Es gibt vier Symbolgruppen pro QAM-Konstellation. Diese werden durch die Kombination aus zwei Ein-Bit-I- und -Q-Symbolgruppen definiert, die eine Zwei-Bit-Binärzahl zum Auswählen einer von vier Symbolgruppen innerhalb der QAM-Konstellation bereitstellt. Das Codieren von 2n/k codierten Informationsbits zu einer I- und Q-Symbolgruppe ist ein durchschnittlicher Vorgang über einige Symbole. Ein herkömmliches FIFO-Zwischenspeicherungsschema wird bei der physikalischen Verwirklichung des Codierers verwendet, um das Ermitteln des Durchschnitts auszuführen.
Der Codierer ist in 1 gezeigt. Ein serialisienter Primärinformationsbitstrom aus einer Datenquelle 10 wird bei einer Datenrate von ((N – 2) + 2n/k)F_S Bits pro Sekunde in einen Demultiplexer 12 eingegeben. F_S ist die Symbolrate der QAM-Symbole. Der Demultiplexer spaltet die Daten in einen ersten „uncodierten" Informationsbitstrom einer Rate von (N – 2)F_S Bits pro Sekunde und einen zweiten „codierten" Bitstrom einer Rate von (2n/k)F_S Bits pro Sekunde. Der erste Informationsbitstrom wird auf einem im Allgemeinen mit 15 bezeichneten ersten Codiererweg getragen. Der zweite Informationsbitstrom wird auf einem im Allgemeinen mit 17 bezeichneten zweiten Codiererweg getragen.
Der erste Infonmationsbitstrom wird in einem FIFO 14 zur Eingabe in einen Serien-Parallel-Umsetzer, der über Leitung 24 (N – 2) Bits pro Symbol ausgibt, zwischengespeichert. Der zweite Informationsbitstrom wird in einem Differenzcodierer 16 differentiell codiert und dann unter Verwendung eines punktierten Faltungscodierers 18 codiert. Der Codierer 18 ist vorteilhafterweise ein herkömmlicher 1/2-Raten-Faltungscodierer, der auf eine Rate n/k punktiert ist. Der codierte zweite Informationsfluss, der vom Codierer 18 ausgegeben wird, wird in einem FIFO 20 zur Eingabe in den Serien-Parallel-Umsetzer 22 zwischengespeichert. Der Umsetzer 22 stellt auf der Leitung 26 zwei codierte Bits pro Symbol (d. h. eine I-Q-Symbolgruppe) bereit. Die (N – 2) uncodierten Bits und zwei codiere Bits, die von dem Serien-Parallel-Umsetzer 22 ausgegeben werden, werden verwendet, um ein 2^N Symbolabbild 28, das beispielsweise einen ROM beinhalten kann, anzusteuern. Das Symbolabbild 28 gibt sukzessive QAM-Symbole A(n) aus, die auf sukzessiven N Bit-Addressen basieren.
Das trelliscodierte Modulationsschema, das vom Codierer aus 1 verwirklicht wird, überträgt einen Durchschnitt von 2n/k codierten Bits pro QAM-Symbol über einen Zeitraum von einigen Symbolen. Die Funktion zum Ermitteln des Durchschnitts wird von den Puffern 14, 20 und den entsprechenden Zwischenspeicherungsstrukturen in der Decodiererhardware ausgeführt. Die Codiererfunktion kann in Vektortermen beschrieben werden. Speziell der „codierte" Bitstrom, der aus dem Demultiplexer 12 in den Differenzcodierer 16 eingegeben wird, kann als Vektor
= b₀, b₁, b₂, ..., der die Folge darstellt, die bei Zeit Null beginnt, markiert werden. Der Differenzcodierer codiert den Datenstrom mit einer Übertragungsfunktion 1⊕D differentiell in einen Vektor
= d₀, d₁, d₂, .... Das differentielle Codieren des codierten Bitstroms wird bei einem transparenten Faltungscode und einer in der Rotation 180° unveränderlichen uncodierten Bit-Abbildung der Konstellationspartition verwendet. Dies bewirkt, dass das TCM-Schema durch 180° Rotationen zwischen den Übertragungs- und Empfangssymbolfolgen nicht beeinträchtigt wird. Ein derartiger Trelliscode wird als in der Rotation 180° unveränderlich bezeichnet.
Die differentiell codierte Folge
wird in den Faltungscodierer einer punktierten Rate n/k eingegeben, was einen Ausgabevektor
= c₀, c₁, c₂, ... zur Folge hat. Die Bitfolge
wird bei einer durchschnittlichen Rate von zwei Bits/Baud-Interval in den FIFO eingegeben und wird an jedem Baud-Intervall in Paaren (C_2n, C_2n+1) ausgelesen. In dieser Schreibweise gibt die Bezeichnung (n) das Baud-Intervall, t = nT_b, an, wobei T_b der Baud-Zeitraum ist. Das erste Element des Paares, C_2n, wählt die I-Gruppe als eine Null oder Eins aus. Das zweite Element des Paares, C_2n+1, wählt die Q-Gruppe als eine Null oder Eins. Die I-, Q-Gruppenauswahl wird in der folgenden Tabelle veranschaulicht:
TABELLE 1 I-, Q-Gruppenauswahl
Die Kombinationen aus I- und Q-Gruppenauswahl werden für eine 32-QAM-Ausführungsform in 3a, 3b veranschaulicht. Die Konstellation für eine 64-QAM-Ausführungsform ist in 5 bereitgestellt, wobei die gleichen I-, Q-Symbolgruppenabbildungen wie in 3b veranschaulicht sind. Wie beim Vergleich von 3a und 3b zu sehen ist, funktioniert die I-, Q-Gruppenauswahl als Symbolgruppenkennzeichner, um eine von vier unterschiedlichen Symbolgruppen zu kennzeichen. Die Symbolgruppen werden als eine ♢ 70, eine X 72, eine ☐ 74 und eine O 76 veranschaulicht. Die Kombinationen wählen eine der Vierwege-Partitionsgruppen des Konstellationsmusters aus. In der 32-QAM-Ausführungsform aus 3a wird die Konstellation in vier Quadranten 60, 62, 64 und 66 partitioniert. Jede Spalte der Konstellation entspricht entweder einer I = 1 Gruppe oder einer I = 0 Gruppe. Wie in 3a veranschaulicht, kennzeichnet die I = 1 Gruppe entweder einen Kreis oder ein Quadrat. Die I = 0 Gruppe kennzeichnet ein Kreuz oder eine Raute. Gleichermaßen entsprechen die Reihen des Konstellationsmusters entweder einer Q = 0 Gruppe oder einer Q = 1 Gruppe. Die Q = 0 Gruppe bezeichnet entweder eine Raute oder ein Quadrat. Die Q = 1 Gruppe kennzeichnet entweder ein Kreuz oder einen Kreis. Dies stimmt mit den in 3b dargelegten Bezeichnungen überein.
Die 64-QAM-Konstellation aus 5 gleicht der aus 3. Die Konstellation wird in vier Quadranten 120, 122, 124, 126 partitioniert. Die Spalten der Konstellation entsprechen I = 0 oder I = 1 Gruppen und die Spalten entsprechen Q = 1 oder Q = 0 Gruppen. Bei sowohl der 32-QAM-Konstellation aus 3a als auch der 64-QAM-Konstellation aus 5 sind die uncodierten Bits unter jedem Symbol bezeichnet. Wie aus den Figuren hervorgeht, trägt jedes Symbol in der 32-QAM-Ausführungsform drei uncodierte Bits und jedes Symbol in der 64-QAM-Ausführungsform trägt vier uncodierte Bits.
Die Übertragung von I = 0 oder I = 1 Gruppen auf der gleichphasigen Komponente der QAM-Konstellation und von Q = 0 oder Q = 1 Gruppen auf der Quadraturkomponente der QAM-Konstellation ermöglicht die in jedem QAM-Baud-Intervall unabhängige Übertragung eines Paares zweistufiger Signale. Die euklidische Distanz zwischen „1 "- und „0"-Stufen auf jeder Achse beträgt Δ₀. Der Zweistufen-Übertragungskanal wird verwendet, um die Faltungscodierungsfolge
zu übertragen.
Die (N – 2) uncodierten Bits {u_(N–2)n, u_(N–2)n+1, ... u_{(N–2)n+(N–3)}} werden bei Symbol n vom FIFO gelesen und verwendet, um den einzigartigen Konstellationspunkt in der gewählten I-Q-Partitionsgruppe auszuwählen. Die (N – 2) uncodierten Bits, die bei Symbol n ausgelesen werden, können mit U_n = {u_(N–2)n, u_(N–2)n+1, ... u_{(N–2)n+(N–3)}} markiert werden. Die Abbildung des nten übertragenen Symbols ist eine Funktion des Auslesens der codierten und uncodierten Bits aus den FIFOs 14, 20 bei Zeit n, A_(n) = Abbildung [C_2n, C_2n+1, U_n]. Die Abbildung wird für 32-QAM in 3a und 3b und für 64-QAM in 5 graphisch dargelegt. Die uncodierten Bits sind mit einer Distanz von mindestens 2Δ₀ angeordnet, wobei Δ₀ der minimale Konstellationsabstand ist. Dies ergibt einen sechs dB Gewinn über die uncodierte Konstellation und einen drei dB Gewinn über eine uncodierte Konstellation der Größe 2^N–1. Somit werden beispielsweise zwei Quadrate 74 niemals nebeneinander liegen; sie werden immer durch mindestestens ein anderes Symbol getrennt sein. Dasselbe gilt für alle anderen veranschaulichten Symbole 70, 72, 76.
2 veranschaulicht einen erfindungsgemäßen TCM-Decodierer. Eine Folge B(n) empfangener Symbole stellt die übertragene Folge A(n) mit additivem weißen Gaußschen Rauschen dar, so dass B(n) = A(n) + N(n). Die am Terminal 29 empfangenen Symbole werden in einen Analog-Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 30 eingegeben, der die Symbole mit einer einheitlichen m-Bit-Auflösung in jeder Komponente (I, Q) quantisiert, um die Paarfolge (I_n, Q_n) zu ergeben. Die Daten werden dann einen ersten Empfangsweg, der im Allgemeinen mit 31 bezeichnet ist, und einen zweiten Empfangsweg, der im Allgemeinen mit 33 bezeichnet ist, entlang gesandt. Der Weg 31 entspricht dem „uncodierten" Datenweg am Decodierer und der Weg 33 entspricht dem „codierten" Weg am Codierer. Die codierte Bitfolge, die unter Verwendung des n/k Faltungscodes übertragen wird, muss decodiert werden, bevor die uncodierten Bits, die im ersten Empfangsweg 31 getragen werden, geschnitten werden können. Der Begriff „geschnitten", wie hier verwendet, bezieht sich auf das Gewinnen der uncodierten Bits, nachdem bekannt ist, aus welcher I-Q-Gruppe der übertragene Konstellationspunkt gewählt wurde.
Der zweite Empfangsweg 33 umfasst einen Parallel-Serien-Umsetzer 36, der die als I- und Q-Gruppen übertragenen Zweistufen-Daten reserialisiert. Gemäß der Codierungsfolge werden die (I_n, Q_n)-Paare parallel-seriell in die alternierende Folge I_n, Q_n, I_n+1, Q_n+1, ... umgewandelt. Diese Folge ist die rauschverfälschte, quantisierte Version der modulierten Folge C_2n, C_2n+1, (C_2n+2, C_2n+3 .... Die I_n, Q_n-Quantisierungen werden unter Verwendung einer Verweistabelle im Komponentenmetrik-ROM 36 erst in Komponentenmetrik umgewandelt. Die Komponentenmetrik stellt die log-Wahrscheinlichkeit der übertragenen Gruppenwerte C_2n, C_2n+1 dar. Diese Umwandlung von n-Bit-Quantisierung in p-Bit-Komponentenmetrik wird von einem ROM einer maximalen Größe von p × 2^m Bits, der die Übertragungscharakteristik aus 4a und 4b für die 32-QAM-Ausführungsform und die Übertragungscharakteristik aus 6a und 6b für die 64-QAM-Ausführungsformen darstellt, ausgeführt.
Wie in 4a und 4b veranschaulicht, weisen die Übertragungsfunktionen, die im Allgemeinen mit 80 (Zweigmetrik 1) und 100 (Zweigmetrik 0) bezeichnet sind, Charakteristika mit periodischen Spitzen und Talwerten entlang der I- und Q-Amplitudenachsen der QAM-Konstellation auf. In 4a befinden sich die Spitzen 84, 86, 92 und das Zentrum der Talwerte 82, 88, 90 bei Symbolgruppenaplitudenstufen entlang der Achse 81. Gleichermaßen befinden sich in 4b die Spitzen 102, 108, 110 und das Zentrum der Talwerte 104, 106, 112 bei Symbolgruppenamplitudenstufen entlang der Achse 101. Es ist zu beachten, dass die Achsen 81 und 101 Amplitudenstufen spezifizieren, die mit den I- und Q-Achsen 61, 63 aus 3a identisch sind. Für die 64-QAM-Ausführungsform weisen die in 6a und 6b veranschaulichten Übertragungsfunktionen 130, 140 die gleichen allgemeinen Eigenschaften wie die Übertragunsfunktionen 80 und 100 für die 32-QAM-Ausführungsform auf. Jedoch weisen die Übertragungsfunktionen für die 64-QAM-Ausführungsform jeweils eine zusätzliche Spitze und einen zusätzlichen Talwert auf, um die zusätzlichen Amplitudenstufen (7, –7) auf jeder der in 5 veranschaulichten I- und Q-Achsen 121, 123 unterzubringen.
Wie oben angegeben. gibt die Komponentenmetrik die Wahrscheinlichkeit, dass ein empfangenes Symbol eine I = 1 Gruppe oder eine I = 0 Gruppe beinhaltet, und die Wahrscheinlichkeit, dass das Symbol eine Q = 1 Gruppe oder eine Q = 0 Gruppe darstellt, an. Auf dem empfangenen Symbolpunkt 65 in 3a kann als ein Beispiel Bezug genommen werden. Dieses Symbol wurde bei einer I-Amplitude von 2,5 und einer Q-Amplitude von 1,5 empfangen. Es ist die Aufgabe des Decodierers zu bestimmen, welchem übertragenen Symbol das empfangene Symbol entspricht. Bei Betrachtung der 4a und 4b ist ersichtlich, dass die Zweigmetrik 1 (bm₁) für eine I-Amplitude von 2,5 einen Wert von der Hälfte der Spitze aufweisen wird (alle Zweigmetrikwerte werden zu einer Spitze von Eins normalisiert). Gleichermaßen ist die Zweigmetrik 0 (bm₀) Null, wenn die I-Komponente eines empfangenen Symbols eine Amplitude von 2,5 aufweist. Wenn die Zweigmetrik 0 Null ist, ist es wahrscheinlich, dass das empfangene Symbol einen I = 0 Symbolgruppenkennzeichner darstellt. Wäre bm₁ Null, dann wäre es wahrscheinlich, dass das empfangene Symbol einen I = 1 Symbolgruppenkennzeichner darstellt. Im vorliegenden Beispiel ist bm₀ = 0, so dass sich das empfangene Symbol wahrscheinlich in der I = 0 Gruppe befindet.
Unter Anwendung desselben Vorgangs für die Q-Komponente weist Q im vorliegenden Beispiel eine Amplitude von 1,5 auf. Bezugnehmend auf 4a ist somit bm₁ = 0. Bezugnehmend auf 4b ist bm₀ = 0,5. Da bm₁ = 0 ist, ist es wahrscheinlich, dass das empfangene Symbol eine Q-Gruppe von Eins darstellt. Somit ist es wahrscheinlich, dass das empfangene Symbol 65 eine I-Gruppe von Null und eine Q-Gruppe von Eins darstellt. Bezugnehmend auf 3b ist das Symbol für ein I, Q von 0,1 ein Kreuz, wie bei 72 bezeichnet. Somit ist es wahrscheinlich, dass das empfangene Symbol 65 der Kreuzsymbolgruppe entstammt, und ferner wird das wahrscheinlichste Kreuzsymbol als Symbol 67 aus 3a geschnitten werden (uncodierte Bits 101).
Die Zweigmetrikkomponenten bm₀ und bm₁ werden mit eingefügten Löschungen wiederaufgebaut und von einem Viterbi-Decodierer 40 einer punktierten Rate n/k decodiert. Derartige Decodierer sind im Fach wohl bekannt, wie durch den Artikel „High-Rate Punctured Convolutional Codes for Soft-Decision Viterbi Decoding," IEEE Transactions on Communications, März 1984, S. 315–319 veranschaulicht.
Die Charakteristika der Zweigmetrikkomponente basieren auf skalierten negativen Logarithmen der konditionellen Wahrscheinlichkeiten, dass angesichts der Quantisierung x des empfangenen Symbols eine „0"- oder „1"-Symbolgruppe übertragen wurden. Zusätzlich zum Skalieren der log-Wahrscheinlichkeiten sind die oben in Verbindung mit 4a, 4b und 6a, 6b beschriebenen Übertragungscharakteristika entworfen, um lediglich die Differenz zwischen dem bm₀(x) und bm₁(x) darzustellen. Speziell wird für alle Werte der Quantisierung x eine Konstante vom Paar der log-Wahrscheinlichkeiten substrahiert, so dass die kleinere der zwei Metriken auf Null eingestellt wird. Diese differentiellen Metriken verbessern die Leistungsfähigkeit des Viterbi-Decodierers 40, der eine festgelegte Bit-Breitenarithmetik beim Berechnen seiner Survivor-Pfade verwendet. Die Übertragungscharakteristika bm₀(x) und bm₁(x) können auf eine stückweise lineare Weise, wie in 4a, 4b und 6a, 6b veranschaulicht, mit Übertragungspunkten an den ganzen Zahlen vereinfacht werden, und die Spitzen können auf den maximalen Zweigmetrikwert, der von der Viterbi-Decodiererhardware verarbeitet wird, eingestellt werden.
Löschungen für die punktierten Codes werden durch den Komponentenmetrik-ROM 38 in die serialisierte Komponentenmetrik eingefügt und als Paar gruppiert, um Zweigmetrik auf einer Basisrate von 1/2-Trellis zu bilden. Die Metriken werden vom Viterbi-Decodierer verarbeitet, der eine maximale Wahrscheinlichkeitsschätzung des differentiell codierten Bitstroms
ausgibt. Die verzögerte Schätzung ist wie folgt dargestellt:
wobei D die Verzögerung in codierten Informationsbits des Viterbi-Decodierers ist. Der Strom
wird dann durch die Übertragungsfunktion 1/(1 ⊕ D) differentiell decodiert, um folgende Schätzung zu ergeben:
des codierten Informationsflusses. Die Fehler der geschätzten Vektoren werden mit
und
bezeichnet. z ist der Standard-z-Transformierungsverzögerungsoperator.
Um die uncodierten Bits aus einem empfangenen Symbol zu schneiden, ist es vorteilhaft zu wissen, aus welcher I-Q-Gruppe der übertragene Konstellationspunkt gewählt wurde. Ist die Gruppe bekannt, dann ist der Rauschabstand zum Schneiden des einzigartigen Symbols in der Gruppe, der somit die uncodierten Bits kennzeichnet, sechs dB besser als der uncodierte Konstellationsabstand. Dem uncodierten Schneidegewinn liegt der Intersymbolabstand 2Δ₀ der Vierwege-Partition zugrunde, verglichen mit dem uncodierten Konstellationsabstand von Δ₀. Es ist zu beachten, dass in 3a alle uncodierten Bits „100" aneinanderangrenzen, wobei sie einen Abstand von Δ₀ darstellen, wohingegen keine der Symbole innerhalb der Gruppen ☐, ♢, O, X aneinandergrenzen.
Eine gute Schätzung der I-Q-Gruppe eines Symbols wird erhalten, indem die maximale Wahrscheinlichkeitsschätzung
von
erneut codiert wird. Ein derartiges erneutes Codieren wird durch einen Recodierer 44 einer punktierten Rate n/k bereitgestellt, wie in 2 gezeigt. Die Schätzung der I-Q-Gruppen der empfangenen Symbolfolge ist so gut wie die Schätzung
, die durch das Faltungscodedesign beim Es/N0-Interessenbereich bestimmt wird. In der veranschaulichten Ausführungsform wird
vom Recodierer 44 erneut in
codiert und dann vom FIFO 46 wie im Codierer zwischengespeichert, um die folgenden I- und Q-Gruppenschätzungen zu produzieren (C'2n, C'2n+1) = (C2n–Dk/2n, C2n–Dk/2n+1) + e3(n).
Hier stellt der Indexabstand von Dk/2n die Verzögerung des Viterbi-Decodierers in Baud-Intervallen dar. Um zu gewährleisten, dass dies eine ganzzahlige Anzahl aus Symbolen ist, kann die Verzögerung des Decodierers um ein Intervall aus codierten Bits erhöht werden. Die empfangenen Symbole werden im ersten Empfangsweg 31 in einem Verzögerungspuffer 34 um Dk/2n Symbole fließbandverzögert, so dass sie mit den I-Q-Gruppenschätzungen (C'_2n, C'_2n+1) geschnitten werden können, wenn sie verfügbar sind.
Anstatt die gesamten 2m Bits pro Symbol der (I_n, Q_n)-Quantisierung im uncodierten Weg 31 zu verzögern, ist es vorteilhaft, die Informationen in einem Quantisierer 32 zu kürzen, um die Verzögerungsleitungsspeicheranforderungen zu reduzieren. Ein einfacherer Zahlensatz zum Verzögern und Verarbeiten sind die i0_n, i1_n, q0_n, q1_n-Stufen, die jeweils das der Quantisierung I_n am nächsten liegende I=0-Gruppenamplitudenstufe, die I_n am nächsten liegende I = 1 Gruppenamplitude, die Q_n am nächsten liegende Q = 0 Gruppenamplitude und die Q_n am nächsten liegende Q = 1 Gruppenamplitude darstellen. Diese Zahlen stellen alle Informationen dar, die erforderlich sind, um die uncodierten Bits von dem empfangenen Symbol zu schneiden, sobald die Gruppe übertragener Symbole am Ausgang des Serien-Parallel-Umsetzers 48 zur Eingabe in den Doppelbegrenzer 50 für uncodierte Bits geschätzt worden ist. Wenn der Quantisierer 32 im ersten Empfangsweg 31 bereitgestellt ist, kann die Anzahl an aus dem Verzögerungspuffer 34 ausgegebenen Bits auf 4|(N – 2)/2| begrenzt werden, indem ausreichende Quantisierung bereitgestellt wird. Dies reduziert den vom Doppelbegrenzer 50 für uncodierte Bits erforderlichen Speicherplatz für jedes i0_n, i1_n, q0_n, q1_n auf 4⎡(N – 2)/2⎤ Bits/Symbol.
Von i0_n, i1_n, q0_n, q1_n ist es direkt, die uncodierten Bits zu schneiden, angesichts der aus dem Serien-Parallel-Umsetzer 48 unter Verwendung einer Verweistabelle ausgegebenen I-Q-Übertragungsgruppe. Ein Beispiel einer derartigen Verweistabelle für die in 3a veranschaulichte 32-QAM-Konstellation ist in der folgenden Tabelle veranschaulicht.
TABELLE 2. Schneiden uncodierter Bits
Die obere Verweistabelle ist im Doppelbegrenzer 50 für uncodierte Bits, der ein einfacher ROM sein kann, gespeichert.
Um den Pnimärinformationsdatenstrom, der von der Datenquelle 10 am Codierer (1) eingegeben wurde, wiederaufzubauen, werden die geschnittenen (N – 2) uncodierten Bit-Teile aus dem Doppelbegrenzer 50 für uncodierte Bits in einem Multiplexierer 52 multiplexiert, wobei die decodierten Bits vom Viterbi-Decodierer 40 ausgegeben werden, nachdem sie in einem Differenzdecodierer 42 differentiell decodiert wurden.
Im Allgemeinen verdoppeln zweidimensionale Trelliscodierungsschemata die Symbolkonstellationsgröße, um bei Fehlerkorrektur am Decodierer verwendete Redundanz einzuführen. Eine derartige Konstellationsverdoppelung kostet 3 dB Abzug beim Rauschabstand, aber resultiert in einem Gesamtcodiergewinn von bis zu 6 dB. Wie bei verketteten Codierungssystemen mit einem inneren Weichentscheidungscode und einen äußeren Blockcode ist der asymptotische Codiergewinn des inneren Codes unwichtig. Jedoch ist sein Codiergewinn an der Schwelle des äußeren Codes wichtig. Die spektrale Wirksamkeit oder Durchsatzrate des Codes ist ebenfalls wichtig.
7 veranschaulicht die Leistungscharakteristika für verschiedene trelliscodierte 64-QAM-Verwirklichungen mit punktierten n/k-Raten-Codes. Die Kurven aus 7 zeigen die Bit-Fehlerrate (BER) gegenüber dem Symbolrauschabstand (Es/N0) für die erfindungsgemäße 64-QAM-punktierte Trelliscodierungsschema-Ausführungsform. Unter Verwendung eines Rate n/k = 1/2-Codes überträgt das TCM-Schema 5,0 Bits pro Baud und erreicht schnell einen 3 dB Codiergewinn über die uncodierte 32-QAM. Wird ein punktierter n/k = 2/3-Code verwendet, erhöht sich die spektrale Wirksamkeit auf 5,33 Bits pro Symbol und die asymptotische Konvergenz zur uncodierten Bit-Leistung ist ebenfalls schnell, insbesondere für den 64-Statuscode. Die spektrale Wirksamkeit (SE) wird gemäß der Formel SE = 2n/k + (N – 2) Bits pro Symbol berechnet.
Werden Codes einer höheren Rate n/k verwendet, erhöht sich die spektrale Wirksamkeit auf Kosten reduzierten Codiergewinns vor der asymptotischen Konvergenz. Der Nutzen der vorliegenden Erfindung ist durch den Vergleich mit dem uncodierten QAM-Verlust von 3 dB pro Bit ersichtlich. Beispielweise wird unter Verwendung eines 16-Status n/k 1/2-Codes ein 2,7 dB Codiergewinn über 32 QAM bei einer BER von 10^–6 erreicht. Jedoch stellt die Verwendung eines 64-Statusrate 2/3-Codes bei demselben Es/N0 dieselbe BER bereit, wie in 7 veranschaulicht, jedoch mit einem höheren Durchsatz von 5,33 Bits pro Baud für 64-QAM.
Alle n/k-Raten-Codes mit Hammingdistanzen größer als vier oder gleich vier weisen einen asymptotischen Codiergewinn von 3 dB auf.
Die vorliegende Erfindung stellt eine Verbesserung gegenüber bekannten multidimensionalen TCM-Techniken, die nicht binäre Abbildungen direkter n/k-Raten-Codes über einige QAM-Baud-Intervalle erfordern, dar. Direkte (nicht punktierte) Verwirklichungen von n/k-Raten-Codes werden unpraktisch, wo bei vollständig parallelen Hochgeschwindigkeitsanwendungen n ≥ 2. Der Grund dafür ist, dass die erforderlichen Verbindungen und Berechnungen für die Survivor-Pfade in der ACS-Anordnung des Viterbi-Decodierers am Ende äußerst komplex sind.
Die vorliegende Erfindung kann auch auf trelliscodierte Amplitudenmodulation, die auf 2^N möglichen Amplitudenstufen (2^N AM) basiert, die entlang einer eindimensionalen Konstellation bereitgestellt werden, angewendet werden. In einem derartigen Schema sind der Codierer aus 1 und der Decodierer aus 2 im Wesentlichen unverändert. Die einzigen Unterschiede im Codierer sind, dass das Symbolabbild 28 von (N – 1) uncodierten Bits über die Leitung 24 und von einem codierten Bit über die Leitung 26 angesteuert wird. Die übertragenen Symbole A(n) beinhalten nur I-Komponenten anstatt I- und Q-Komponenten, wie für die QAM-Ausführungsformen beschrieben.
Der Decodierer für das 2^N AM-Schema verarbeitet die sukzessiven I-Komponenten im zweiten Empfangsweg 33, um n/k decodierte Informationsbits pro Symbol anstatt 2n/k decodierte Informationsbits pro Symbol, wie im QAM-Fall, bereitzustellen. Nun die I-Symbolgruppe (ein Bit) wird an den Doppelbegrenzer 50 für uncodierte Bits vom Serien-Parallel-Umsetzer 48 ausgegeben. Der Verzögerungspuffer 34 verzögert die quantisierten I-Komponenten im ersten Empfangsweg 31 um Dk/n Symbole anstatt Dk/2n Symbole, wie im QAM-Fall. (N – 1) uncodierte Bits werden für jedes Symbol vom Doppelbegrenzer 50 für uncodierte Bits geschnitten.
Die Datenrate des Primärinformationsdatenstroms in der 2^N AM-Ausführungsform beträgt ((N – 1) + n/k)F_S Bits pro Sekunde. Der uncodierte Weg verarbeitet den Informationsfluss bei einer Datenrate von (N – 1)F_S und der codierte Weg verarbeitet den Informationsfluss bei einer Datenrate von (n/k)F_S Bits pro Sekunde. Das codierte Bit im 2^N AM-Schema bezeichnet eine von zwei Symbolgruppen, die in der Konstellation zur partiellen Kennzeichnung der empfangenen Symbole bereitgestellt sind, wie verglichen mit der Bezeichnung einer der vier Symbolgruppen (♢, X, ☐, O) durch die zwei codierten Bits in der QAM-Ausführungsform. Bei beiden Schemata werden die Symbole vollständig durch die Symbolgruppen und die uncodierten Bits gekennzeichnet.
Es sollte nun verständlich sein, dass die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verwendung der Technik des Punktierens von l/m-Raten-Codes in n/k-Raten-Codes bereitstellt, um die Decodierungshardware in einem multidimensionalen, trelliscodierten Modulationsschema zu vereinfachen. Während traditionelle multidimensionale Codes mehrere Dimensionen (4-D, 8-D, 16-D, etc.) verwenden, um bei höheren spektralen Wirkungsgraden zu übertragen, stellt die vorliegende Erfindung eine höhere Rate unter Verwendung einer zweidimensionalen Konstellation mit punktierten Codes bereit. Infolgedessen wird die Komplexität des Decodierers drastisch reduziert. Tatsächlich kann der am Empfänger verwendete Viterbi-Decodierer ein handelsüblicher Standarddecodierer mit direkten Zweigmetrikeingaben sein, um das Punktieren zur Verwendung mit einer Vielzahl von n/k-Raten-Codes zu ermöglichen. Die Technik der vorliegenden Erfindung funktioniert, indem eine zweidimensionale Konstellation in vier Gruppen partitioniert wird und indem die Gruppen verwendet werden, um zwei unabhängige BPSK-ähnliche Signale pro zweidimensionales Übertragungssymbol zu modulieren. Die BPSK-ähnlichen Signale übertragen den Faltungscode innerhalb des QAM-Gerüsts, und Ratenpuffer ermöglichen es, dass jeder beliebige n/k-Faltungscode verwendet werden kann. Für eine 2^N Punkt zweidimensionale QAM-Konstellation wird eine durchschnittliche Durchsatzrate von (N – 2) + 2n/k Bits pro Symbol bereitgestellt.

Claims

Eine Vorrichtung zum Übermitteln von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter QAM, die auf einer 2^N Punkt zweidimensionalen QAM-Konstellation basiert, bei einer Symbolrate von F_S QAM-Symbolen pro Sekunde, die Folgendes beinhaltet: Mittel (12) zum Spalten eines Primärinformationsdatenstroms, der bei einer Datenrate von ((N – 2) + 2n/k)F_S Bits pro Sekunde bereitgestellt wird, in einen ersten, „uncodierten" Informationsfluss (15), der eine Datenrate von (N – 2)F_S Bits pro Sekunde aufweist, und einen zweiten, „codierten" Informationsfluss (17), der eine Datenrate von (2n/k)F_S Bits pro Sekunde aufweist, wobei n/k < 1 eine punktierte Rate eines binären Faltungscodes ist; Mittel (18) zum Codieren des zweiten Informationsflusses unter Verwendung des binären Faltungscodes einer punktierten Rate n/k; Mittel (20) zum Zwischenspeichern des codierten, zweiten Informationsflusses, um zwei codierte Bits pro QAM-Symbol bereitzustellen; Mittel (14) zum Zwischenspeichern des ersten Informationsflusses, um (N – 2) uncodierte Bits pro QAM-Symbol bereitzustellen; Mittel (28), die auf den zwischengespeicherten ersten und zweiten Informationsfluss zum Bereitstellen sukzessiver QAM-Symbole ansprechen, wobei jedes QAM-Symbol aus orthogonalen I- und Q- Komponenten besteht, die von zwei der zwischengespeicherten codierten Bits und (N – 2) der zwischengespeicherten uncodierten Bits abgeleitet sind, wobei die zwei zwischengespeicherten codierten Bits eine von vier Symbolgruppen, die in der QAM-Konstellation zur partiellen Kennzeichnung der QAM-Symbole bereitgestellt sind, bezeichnen; und Mittel (27) zum Übertragen der sukzessiven QAM-Symbole über einen Nachrichtenkanal.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei das Mittel (28) zum Bereitstellen sukzessiver QAM-Symbole ein Symbolabbild beinhaltet, das durch sukzessive N Bit-Adressen angesteuert wird, die (N – 2) uncodierte Bits aus dem zwischengspeicherten ersten Informationsfluss und zwei codierte Bits aus dem zwischengespeicherten zweiten Informationsfluss beinhalten, wobei das Symbolabbild die Symbole als Antwort auf die sukzessiven Adressen ausgibt.
Ein Empfänger für Digitaldaten, die unter Verwendung trelliscodierter QAM, die auf einer 2^N Punkt zweidimensionalen QAM-Konstellation basiert, übermittelt werden, der Folgendes beinhaltet: Mittel (30) zum Digitalisieren empfangener QAM-Symbole, um Digitaldaten bereitzustellen, die orthogonale I- und Q-Komponenten der Symbole darstellen; einen ersten Empfangsweg (31) zum Tragen der Digitaldaten, der Mittel (34) zum Verzögern der Digitaldaten umfasst; einen zweiten Empfangsweg (33) zum Tragen der Digitaldaten, der Folgendes umfasst: Mittel (38) zum Erzeugen von Zweigmetrik aus durch die Digitaldaten dargestellten unabhängigen I- und Q-Komponenten, Mittel (40) zur Faltungsdecodierung der Zweigmetrik bei einer punktierten Rate n/k < 1, um einen Informationsfluss zu gewinnen; Mittel (44) zur erneuten Faltungscodierung des gewonnenen Informationsflusses bei der punktierten Rate n/k, um einen Fluss sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner bereitzustellen, wobei jeder Kennzeichner eine beste Schätzung einer Symbolgruppe der QAM-Konstellation, die ein empfangenes QAM-Symbol partiell kennzeichnet; darstellt; Mittel (46) zum Zwischenspeichern des Flusses sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner zur Synchronisation mit den verzögerten Digitaldaten im ersten Empfangsweg; Mittel (50), die auf den Fluss sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner zum Schneiden sukzessiver (N – 2) uncodierter Bit-Teile von Daten aus dem ersten Empfangsweg ansprechen; und Mittel (52) zum Multiplexieren der geschnittenen (N – 2) uncodierten Bit-Teile mit dem in dem zweiten Empfangsweg gewonnenen Informationsfluss, um einen gewünschten Datenstrom wiederaufzubauen.
Empfänger gemäß Anspruch 3, wobei die Zweigmetrik Komponenten beinhaltet, die die Wahrscheinlichkeit, dass die I-Komponente eines empfangenen QAM-Symbols eine übertragene I = 0 oder I = 1 Symbolgruppe aus der QAM-Konstellation bezeichnet, und die Wahrscheinlichkeit, dass die Q-Komponente des empfangenen QAM-Symbols eine übertragene Q = 0 oder Q = 1 Symbolgruppe aus der QAM-Konstellation bezeichnet, darstellen, wobei die Kombination einer I- und Q-Symbolgruppe eine der vier in der QAM-Konstellation bereitgestellten Symbolgruppen bezeichnet.
Empfänger gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei das Mittel (38) zum Umwandeln der digitalisierten I- und Q-Komponenten in Zweigmetrik Folgendes beinhaltet: Mittel zum Erzeugen von Komponentenmetrik aus den digitalisierten I- und Q-Komponenten; Mittel zum Einfügen von Löschungen in die Komponentenmetrik; und Mittel zum Gruppieren der Komponentenmetrik mit Löschungen in Gruppen von zwei, um Zweigmetrik einer Rate von 1/2 Trellis zu bilden; wobei die Mittel (40) zur Faltungsdecodierung der Zweigmetrik einen auf die Rate n/k punktierten 1/2-Raten-Decodierer beinhalten.
Empfänger gemäß Anspruch 5, wobei die Mittel zum Erzeugen von Komponentenmetrik eine Übertragungsfunktion, die eine Charakteristik mit periodischen Spitzen und Talpunkten entlang der I- und Q-Amplitudenachse der QAM-Konstellation aufweist, einschließen, wobei die Spitzen und das Zentrum der Talpunkte bei Symbolgruppenamplitudenstufen entlang den Achsen liegen.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei die empfangenen QAM-Symbole ein Symbolabbild beinhalten, das durch sukzessive N Bit-Adressen, die die (N – 2) uncodierten Bit-Teile und die Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner beinhalten, an einem Codierer angesteuert wird, wobei der Informationsfluss differentiell codiert ist und das Symbolabbild eine zweidimensionale Vierwege-QAM-Partition beinhaltet, die in Bezug auf die in den Adressen enthaltenen uncodierten Bits in der Rotation 180° unveränderlich ist, der ferner Folgendes beinhaltet: Mittel (42), die in dem zweiten Empfangsweg zum differentiellen Decodieren des gewonnenen Informationsflusses zur Eingabe in das Multiplexiermittel bereitgestellt sind.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, wobei die Verzögerungsmittel (34) des ersten Empfangswegs die Digitaldaten um D/(2n/k) Symbole verzögern, wobei D im Wesentlichen die dem zweiten Empfangsweg inhärente Verzögerung ist.
Empfänger gemäß einem der Ansprüche 3 bis 8, wobei die Mittel (30) zum Digitalisieren der empfangenen Symbole quantisierte Digitaldaten bereitstellen und der erste Empfangsweg Mittel (32) zum weiteren Quantisieren der Digitaldaten umfasst.
Eine Vorrichtung zum Übermitteln von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter Amplitudenmodulation, die auf 2^N möglichen Amplitudenstufen basiert, die entlang einer eindimensionalen Konstellation bereitgestellt sind, wobei die Amplitudenstufen durch Symbole, die bei einer Rate von Fs Symbolen pro Sekunde übertragen werden, dargestellt werden, die Folgendes beinhaltet: Mittel (12) zum Spalten eines Primärinformationsdatenstroms, der bei einer Datenrate von ((N – 1) + n/k)F_S Bits pro Sekunde bereitgestellt wird, in einen ersten „uncodierten" Informationsfluss (15), der eine Datenrate von (N – 1)F_S Bits pro Sekunde aufweist, und einen zweiten „codierten" Informationsfluss (17), der eine Datenrate von (n/k)F_S Bits pro Sekunde aufweist, wobei n/k < 1 eine punktierte Rate eines binären Faltungscodes ist; Mittel (18) zum Codieren des zweiten Informationsflusses unter Verwendung des binären Faltungscodes der punktierten Rate n/k; Mittel (14, 20) zum Zwischenspeichern des ersten und zweiten Informationsflusses, um (N – 1) uncodierte Bits und ein codiertes Bit pro Symbol bereitzustellen; Mittel (28), die auf den zwischengespeicherten ersten und zweiten Informationsfluss zum Bereitstellen sukzessiver Symbole, die von einem codierten Bit und (N – 1) uncodierten Bits abgeleitet sind, ansprechen, wobei das eine codierte Bit eine von zwei Symbolgruppen, die in der Konstellation zur partiellen Kennzeichnung der Symbole bereitgestellt sind, bezeichnet; und Mittel (27) zum Übertragen der sukzessiven Symbole über einen Nachrichtenkanal.
Ein Empfänger für Digitaldaten, die unter Verwendung trelliscodierter Amplitudenmodulation, die auf einer 2^N Punkt eindimensionalen Konstellation basiert, übermittelt werden, der Folgendes beinhaltet: Mittel (30) zum Digitalisieren empfangener Symbole, um Digitaldaten bereitzustellen; einen ersten Empfangsweg (31) zum Tragen der Digitaldaten, der Mittel (34) zum Verzögern der Digitaldaten umfasst; einen zweiten Empfangsweg (33) zum Tragen der Digitaldaten, der Folgendes umfasst: Mittel (38) zum Erzeugen von Komponentenmetrik aus den Digitaldaten, Mittel (38) zum Gruppieren der Komponentenmetrik mit Löschungen, um Zweigmetrik einer Rate von 1/2 Trellis aufzubauen, und einen 1/2-Raten-Faltungsdecodierer (40) zum Decodieren der aufgebauten Zweigmetrik, um einen Informationsfluss zu gewinnen; Mittel (44) zur erneuten Faltungscodierung des gewonnenen Informationsflusses bei punktierter Rate n/k < 1, um einen Fluss sukzessiver Ein-Bit-Symbolgruppenkennzeichner bereitzustellen, wobei jeder Kennzeichner eine beste Schätzung einer Symbolgruppe der Konstellation darstellt, die ein empfangenes Symbol partiell kennzeichnet; Mittel (46) zum Zwischenspeichern des Flusses sukzessiver Ein-Bit-Symbolgruppenkennzeichner zur Synchronisation mit den verzögerten Digitaldaten im ersten Empfangsweg; Mittel (50), die auf den synchronisierten Fluss sukzessiver Ein-Bit-Symbolgruppenkennzeichner zum Schneiden sukzessiver (N – 1) uncodierter Bit-Datenteile aus dem ersten Empfangsweg ansprechen; und Mittel (52) zum Multiplexieren der geschnittenen (N – 1) uncodierten Bit-Teile mit dem in dem zweiten Empfangsweg gewonnenen Informationsfluss, um einen gewünschten Datenstrom wiederaufzubauen.
Ein Verfahren zum Übermitteln von Digitaldaten unter Verwendung von trelliscodierter QAM, die auf einer 2^N Punkt zweidimensionalen QAM-Konstellation basiert, bei einer Symbolrate von F_S QAM-Symbolen pro Sekunde, die folgende Schritte beinhaltet: Spalten eines Primärinformationsdatenstroms, der bei einer Datenrate von ((N – 2) + 2n/k)F_S Bits pro Sekunde empfangen wird, in einen ersten „uncodierten" Informationsfluss, der eine Datenrate von (N – 2)F_S Bits pro Sekunde aufweist, und einen zweiten „codierten" Informationsfluss, der eine Datenrate von (2n/k)F_S Bits pro Sekunde aufweist, wobei n/k < 1 eine punktierte Rate eines binären Faltungscodes ist; Codieren des zweiten Informationsflusses unter Verwendung des binären Faltungscodes der punktierten Rate n/k; Zwischenspeichern des codierten zweiten Informationsflusses, um zwei codierte Bits pro QAM-Symbol bereitzustellen; Zwischenspeichern des ersten Informationsflusses, um (N – 2) uncodierte Bits pro QAM-Symbol bereitzustellen; Bereitstellen sukzessiver QAM-Symbole aus dem zwischengespeicherten ersten und zweiten Informationsfluss, wobei jedes QAM-Symbol aus orthogonalen I- und Q-Komponenten besteht, die von zwei der zwischengespeicherten codierten Bits und (N – 2) der zwischengespeicherten uncodierten Bits abgeleitet sind, wobei die zwei zwischengespeicherten codierten Bits eine von vier Symbolgruppen, die in der QAM-Konstellation zur partiellen Kennzeichnung der QAM-Symbole bereitgestellt sind, bezeichnen; und Ausgeben der sukzessiven QAM-Symbole zur Übermittlung über einen Nachrichtenkanal.
Verfahren gemäß Anspruch 12, das ferner folgende Schritte beinhaltet: Empfangen sukzessiver QAM-Symbole vom Nachrichtenkanal, die durch vom Kanal eingeführtes Rauschen verfälscht sind; Digitalisieren der empfangenen Symbole, um Digitaldaten bereitzustellen, die die I- und Q-Komponenten zur Verarbeitung in einem ersten und zweiten Empfangsweg darstellen; Verzögern der Digitaldaten im ersten Empfangsweg; Umwandeln der digitalisierten I- und Q-Komponenten im zweiten Empfangsweg in Zweigmetrik zur Faltungsdecodierung; Faltungsdecodieren der Zweigmetrik bei der punktierten Rate n/k, um den zweiten Informationsfluss zu gewinnen; erneutes Faltungscodieren des gewonnenen zweiten Informationsflusses bei der punktierten Rate n/k, um einen Fluss sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner bereitzustellen, die beste Schätzungen der Symbolgruppen, die zum partiellen Kennzeichnen der übertragenen QAM-Symbole verwendet werden, darstellen; Zwischenspeichern des Flusses sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner zur Synchronisation mit den verzögerten Digitaldaten im ersten Empfangsweg; Schneiden sukzessiver (N – 2) uncodierter Bit-Teile aus den Daten des ersten Empfangswegs als Antwort auf den Fluss sukzessiver Zwei-Bit-Symbolgruppenkennzeichner; und Multiplexieren der geschnittenen (N – 2) uncodierten Bit-Teile mit dem gewonnenen zweiten Informationsfluss, um den Primärinformationsdatenstrom wiederaufzubauen.
Verfahren gemäß Anspruch 13, wobei der Schritt des Umwandelns der digitalisierten I- und Q-Komponenten in Zweigmetrik folgende Schritte beinhaltet: Erzeugen von Komponentenmetrik aus den digitalisierten I- und Q-Komponenten; Einfügen von Löschungen in die Komponentenmetrik; und Gruppieren der Komponentenmetrik mit Löschungen in Gruppen von zwei, um Zweigmetrik einer Rate von 1/2 Trellis aufzubauen; wobei der Schritt des Faltungsdecodierens der aufgebauten Zweigmetrik einen 1/2-Raten-Decodierer beinhaltet.