DE69726665T2

DE69726665T2 - Kodierte Modulation mit Wiederholungs- und Baumkodes

Info

Publication number: DE69726665T2
Application number: DE69726665T
Authority: DE
Inventors: Makoto Nakahara-ku Yoshida
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-08-29
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 2004-09-30
Anticipated expiration: 2017-03-27
Also published as: DE69726665D1; EP0827309A3; JP3634082B2; EP0827309B1; US5953377A; JPH1075271A; US6058146A; EP0827309A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Transmitter und Empfänger, und insbesondere einen Transmitter, der ein Codiermodulationsverfahren verwendet, und einen Empfänger, der dazu angepasst ist, Information von solch einem Transmitter zu empfangen.
In digitalen Funkkommunikationssystemen wird ein M-äres Modulationsverfahren in vielen Fällen auf einen Funkübertragungskanal angewendet. Insbesondere im Falle eines Mobilkommunikationssystems wurden Vorschläge hinsichtlich der Anwendung eines Codiermodulationsverfahrens mit einem M-ären Modulationsschema gemacht, um gleichzeitig eine Reduktion der benötigten Leistung an einer Mobilstation und eine effektive Nutzung finiter Funkfrequenzen zu realisieren.
1 zeigt ein Systemblockdiagramm eines Beispiels eines Transmitters, der ein Modulationsverfahren verwendet, das Trellis Coded Modulation (TrellisCodiermodulation) (TCM) oder Block Coded Modulation (BlockCodiermodulation) (BCM) Verfahren genannt wird. In 1 wird eine Übertragungsinformation in N-Bitblöcke aufgeteilt. 1 Bit eines jeden n-Bitblocks wird in einem M-ären Modulator 165 eingegeben, während die verbleibenden n – 1 Bits in den M-ären Modulator 165 über einen Codierer 166 eingegeben werden. Ein Übertragungswellensignal wird aus einer Ausgabe des M-ären Modulators 165 erhalten, und dieses Übertragungswellensignal wird einem nicht gezeigten Übertragungsabschnitt zugeführt.
Im Transmitter mit der in 1 gezeigten Konstruktion erzeugt der Codierer 166 eine Codesequenz, um die n – 1 Bits eines jeden n – 1 Bitblocks einer Trelliscodierung (oder Blockcodierung) mit einer Rate R von (n – 1)/n zu unterziehen.
Der die (n + 1)-Bit Ebene verwendende M-äre Modulator liest die n-Bitcodesequenz und das 1 nicht codierte Bit, und erzeugt das Übertragungswellensignal, indem ein Trägerwellensignal einer (n + 1)-ebenen Modulation auf diesen zwei basierend unterzogen wird.
Falls der Einfachheit halber angenommen wird, dass ein 8-Phaseb Phase Shift Keying verwendet wird, werden Signalpunkte des Übertragungswellensignals, auf die oben beschriebene Art und Weise erzeugt, so, wie es in 2 gezeigt ist, durch den M-ären Modulator 165, durch ein Zuordnen von Symbolen a₁, a₂ und a₃ (in diesem Fall ist n = 2), basierend auf der Satzpartitionierung). Demzufolge werden die Symbole a₁, a₂ und a₃ und die Signalpunkte auf Werte eingestellt, die eine entsprechende Beziehung C₁Δ₁ = C₂Δ₂ = C₃Δ₃ erfüllen, wenn ein gleichmäßiger Fehlerschutz möglich ist, wobei C₁, C₂ und C₃ Minimaldistanzen der Codes für jede jeweilige Bitebene bezeichnen, und Δ₁, Δ₂ und Δ₃ Minimaldistanzen zwischen den Signalpunkten in dem Signalraum bezeichnen. In diesem Fall ist unter der Annahme, dass ein nicht codiertes Bit a₁ ist, C₁Δ₁ = C₂Δ₂ erforderlich, aufgrund von C₂ = C₃.
Darüber hinaus wird an einem empfangsseitigen Ende, das das oben beschriebene Übertragungswellensignal empfängt und demoduliert, die Struktur des Trellisdiagramms einfach, da das zu demodulierende empfangene Signal durch eine einzelne Codierungsebene gegeben ist, und eine Maximum-Likelihood-Decodierung basierend auf einer Viterbi-Decodierung kann effizient durchgeführt werden.
3 zeigt ein Systemblockdiagramm eines weiteren Beispiels des Transmitters, der die Codiermodulation verwendet, die Multi-Ebenen Codiermodulation (MLCM) Verfahren genannt wird. In 3 wird die Übertragungsinformation in einen seriell-parallel Wandler 170 eingegeben, und M-Ausgänge des seriell-parallel Wandlers 170 werden über entsprechende Codierer 171₁ bis 171_M in einen Zuordnungsabschnitt 172 eingegeben. Eine Ausgabe des Zuordnungsabschnitts 172 wird in einen Modulator 173 eingegeben, und das Übertragungswellensignal wird aus einer Ausgabe des Modulators 173 erhalten.
Beim Transmitter mit dem in 3 gezeigtem Aufbau unterteilt der seriell-parallel Wandler 170 die Übertragungsinformation in Einheiten von M-Bits und führt eine seriell-parallel Wandlung aus. Die Codierer 171₁ bis 171_M codieren unabhängig die M-Gruppen, parallel von dem seriell-parallel Wandler 170 erhalten, auf einer erwünschten Codierungsebene. Der Zuordnungsabschnitt 172 und der Modulator 173 modulieren ein Trägerwellensignal in Abhängigkeit eines jeden der Blockcodes, die durch die Codierung erzeugt werden, um so das Übertragungswellensignal zu erzeugen.
Die entsprechende Beziehung der Signalpunkte des erzeugten Übertragungswellensignals und der Symbole entsprechend der Signalpunkte ist ähnlich zu dem in 1 gezeigten Beispiel, und eine Erläuterung wird daher ausgelassen.
Bei dem in 3 gezeigten Transmitter werden die Codierungen auf den individuellen Bitebenen parallel durchgeführt, und die Codierungsrate kann frei auf einen erwünschten Wert eingestellt werden. Aus diesem Grund ist es möglich, den Minimalwert des Abstands zwischen den Signalpunkten einer jeden Gruppe (Bitebene) auf einen höheren Wert einzustellen, im Vergleich mit dem in 1 gezeigten Beispiel.
Der asynchrone Übertragungsmodus (ATM) ist ein Übertragungssystem zur hauptsächlichen Realisierung eines Breitband Integrated Services Digital Network (Digitales Netzwerk mit integrierten Diensten) (B-ISDN), und die Vorbedingung ist es, die Übertragung mittels eines Drahtes, insbesondere einer optischen Faser, durchzuführen. Damit ist es eine Vorbedingung, dass die Bitfehlerrate (BER) in einem zufrieden stellenden Zustand 10^–11 oder weniger ist.
Allgemein ist die erforderliche BER des Headers 10^–7 bis 10^–11 oder geringer, da die Zellenverlustrate die Systemleistung beeinflusst, und die erforderliche BER der Daten ist 10^–6 oder geringer für Bilder oder ähnliches.
Auf der anderen Seite ist die BER-Leistung der Funkkommunikation schwach, und die Funkkommunikation wird hauptsächlich für eine Sprachübertragung mit einer erforderlichen BER von 10^–2 oder größer und für Niedergeschwindigkeitsdaten im Bereich von mehreren kbps verwendet. Darüber hinaus ist bei mobilen Kommunikationssystemen die BER-Leistung aufgrund eines Multipfadschwundes begrenzt.
Bei solch einer kleinen Kanalkapazität ist es sowohl hinsichtlich einer Frequenz als auch einer Leistung nicht effektiv, die Gesamt BER-Leistung auf einen sehr kleinen Wert zu bringen, kleiner oder gleich 10^–11, als Beispiel. Aus diesem Grund ist es für eine Realisierung des ATM bei einer Funkkommunikation notwendig, zwei unterschiedliche Kanäle für den Header beziehungsweise die Daten vorzubereiten, so dass die erforderliche BER für den Header 10^–7 bis 10^–11 oder weniger und die erforderliche BER für die Daten 10^–6 oder weniger ist. Die BER-Leistung für den Header wird sehr klein eingestellt, da Steuerinformation wie beispielsweise Zielinformation im Header enthalten ist, und die Zelle nicht empfangen werden kann, wenn die Inhalte in der Sequenz der Header beschädigt oder aufgrund des Fehlers geändert ist. Die Zelle, die nicht empfangen werden kann, muss verworfen werden, und dann ist die Systemleistung stark verschlechtert.
Auf der anderen Seite ist es, um eine Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung in einem Kanal mit einer schlechten BER-Leistung bereitzustellen, notwendig, ein Fehlerkorrekturverfahren einschließlich Codiermodulationsverfahren einzusetzen, und solch ein Fehlerkorrekturverfahren wird bei einer Satellitenkommunikation und manchmal bei einer Mobilkommunikation praktisch angewendet. Zusätzlich ist es als Verfahren für eine Kompensation des Schwundes bekannt, dass ein Diversitätsverfahren, ein adaptives Antennenverfahren mit direktionalen Antennen, und ein Ausgleichen (Equalization) für eine Entfernung der BER-Begrenzung wirksam sind.
Mit Bezug auf die bekannte Trelliskodierungsmodulation, BlockCodiermodulation und Multi-Ebenen Codiermodulation mit der nicht codierter Bitebene wird jedoch eine große Anzahl von Bitfehlern für die nicht codierte Bitebene erzeugt, aufgrund der Fluktuation der Übertragungscharakteristik des Funkübertragungskanals, wie beispielsweise Schwund, und der Gewinn der Gesamtübertragungsleistung wird gering.
Auf der anderen Seite wird in Übereinstimmung mit der Multi-Ebenen Codiermodulation, die nicht die nicht codierte Bitebene anwendet, oder die mehr als eine Codierungsebene anwendet, die Trellisstruktur komplizierter, da sich die Anzahl von Codierungsebenen erhöht, und aus diesem Grund wird eine Multi-Stufendecodierung am Empfangsende ausgeführt. Mit anderen Worten führen Dekodierer D₁ bis D_M sequentiell den Codierungsprozess unter Zeitvorgaben aus, die durch die multiplen Stufen von Verzögerungen bestimmt sind, und bereitgestellt durch Verzögerungselemente T₁ bis T_M, und Ergebnisse des Decodierungsvorgangs werden einer parallel-seriell Wandlung in einem parallel-seriell Wandler PSC unterzogen, wie in 4 gezeigt. In Überstimmung mit dieser Multi-Stufendecodierung tritt eine Decodierungsverzögerung auf, die gleich einer Summe der Verzögerungen ist, die durch die Verzögerungselemente T₁ bis T_M auftreten, wodurch die Echtzeitübertragungsleistung verschlechtert wird. Da die Codierungsebene auf der höheren Ebene nicht das Decodierungsergebnis der Codierungsebene auf der unteren Ebene verwenden kann, kann darüber hinaus eine Maximum-Likelihood Decodierung nicht verwirklicht werden, und die Leistung wird verschlechtert.
Zusätzlich muss im ATM-Netzwerk mit Verwendung der Zellen die Übertragung warten, bis eine vorgegebene Informationsmenge in die Zellen eingefüllt ist. Somit tritt in solch einem ATM-Netzwerk eine Übertragungsverzögerung auf, wenn Niedergeschwindigkeitsdaten übertragen werden, wie beispielsweise Sprachdaten, da es Zeit benötigt, bis die Information in die Zellen eingefügt ist. Wenn auf der anderen Seite Hochgeschwindigkeitsdaten wie beispielsweise Bilddaten übertragen werden, tritt eine Übertragungsverzögerung auf ähnliche Weise auf, im Prozess einer Durchführung einer Fehlerkorrektur und erneuten Übertragung (ARQ: automatische Wiederholungsanfrage), um eine erforderliche BER zu erfüllen.
Darüber hinaus ist es für eine effizientere Realisierung der Funkkommunikation beim ATM denkbar, 2 unterschiedliche Kommunikationssysteme mit unterschiedlichen BERs vorzubereiten, d. h. einer für den Header mit einer BER von 10^–7 bis 10^–11 oder weniger, und einem weiteren für die Daten mit einer BER von 10^–6 oder weniger. Es wird jedoch die Effizienz schlecht, wenn 2 physikalisch unterschiedliche Kanäle individuell vorbereitet werden.
In der EP-A-0 566 331 ist ein Multi-Ebenen Codiermodulationssystem offenbart, das beispielsweise bei Sprachbanddaten-Übertragungsanwendungen anwendbar ist, und bei für eine Verwendung mit solch einem Multi-Ebenen Codiermodulationsverfahren geeigneten Transmittern und Empfängern. Insbesondere codiert ein Trelliscodierer einen Abschnitt der Eingangsdaten und der sich ergebende codierte Strom wird dazu verwendet, ein bestimmtes einer vorgegebenen Anzahl von Sub-Sätzen von Symbolen einer vorgegebenen Signalkonstellation zu identifizieren. Die verbleibenden Eingabedaten werden unter Verwendung eines Reed-Solomon (RS) Codes codiert. Deren Ausgabe wird dazu verwendet, ein bestimmtes Symbol von dem identifizierten Sub-Satz für eine Übertragung auszuwählen. Für bestimmte Anwendungen kann auch ein Differentialcodierer enthalten sein.
Die EP-A-o 544 463 bezieht sich auf eine Übertragung von Information in digitaler Form über mit Schwund behaftete Kanäle. Die Übertragung verwendet DPSA-codierte Modulation, mit einer Multi-Ebenen Codierung, um ungleichen Fehlerschutz für unterschiedliche Klassen von Daten bereitzustellen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Demzufolge ist es eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen neuen und nutzbringenden Transmitter und Empfänger bereitzustellen, in denen die oben beschriebenen Probleme vermieden werden.
Eine weitere und speziellere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Transmitter und Empfänger bereitzustellen, die den Codierungsprozess und den Decodierungsprozess vereinfachen können, und die eine hohe BER und hohe Frequenzausnutzungseffizienz insbesondere in schwundbehafteten Umgebungen aufrecht erhalten können. Mit anderen Worten ist es das Ziel der vorliegenden Erfindung, die BER-Leistung eines schwundbehafteten Kanals zu optimieren, mit einer hohen Effizienz und angemessener Verzögerung.
In Übereinstimmung mit einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Transmitter bereitgestellt, gekennzeichnet durch:
einen Repetiercodierer zur Erzeugung einer Repetiercodesequenz mit einer Wortlänge von r-Bits, durch Ausführung einer Repetiercodierung mit Bezug auf 1 Bit einer Einheit von Übertragungsinformation, die Übertragungsinformation durch eine vorgegebene Wortlänge unterteilt, wobei eine Rate der Repetiercodierung auf das Reziproke von r eingestellt wird;
einen Baumcodierer zur Erzeugung einer Baumcodesequenz durch Ausführung einer Baumcodierung mit Bezug auf die anderen Bits der Übertragungsinformationseinheit, wobei eine Rate der Baumcodierung auf k/n eingestellt ist, wobei k eine Informationsblocklänge und n eine Codeblocklänge bezeichnet;
einen Zuordnungsabschnitt zur Durchführung einer Zuordnung mit Bezug auf eine Kombination der durch den Repetiercodierer erzeugten Repetiercodesequenz und der durch den Baumcodierer erzeugten Baumcodesequenz, basierend auf einer Satzpartionierung, während einer Entsprechung zwischen der Zuordnung und der Übertragungseinheit aufrecht erhalten wird; und
einen Modulator zur Erzeugung eines Übertragungswellensignals, durch Ausführung eines M-ären Modulationsverfahrens mit Bezug auf ein Trägerwellensignal, basierend auf der Kombination, die durch den Zuordnungsabschnitt zugeordnet ist, so dass das Trägerwellensignal durch 2^(1–n/N) moduliert ist, wobei N eine Anzahl von Übertragungssymbolen bezeichnet, bezeichnet durch einen einzelnen Zweig eines Trellisdiagramms, das eine Sequenz der Baumcodesequenz anzeigt, und zur Übertragung des Übertragungswellensignals zu einem Funkkanal, wobei die vorgegebene Wortlänge 1 + rk/N Bits ist.
Ein Transmitter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung, im Vergleich mit der bekannten TrellisCodiermodulation, der BlockCodiermodulation und der Multi-Ebenen Codiermodulation unter Verwendung der nicht codierten Bitebene weist eine BER-Leistung bei einem Schwundkanal auf, die am Empfangsende stark verbessert ist.
Darüber hinaus ist im Vergleich zur bekannten Multi-Ebenen Codiermodulation die Decodierungsverzögerung komprimiert, und eine Maximum-Likelihood Decodierung kann während auf einer einzelnen Verarbeitungsprozedur effizient durchgeführt werden.
Vorzugsweise ist die Übertragungseinheit durch ein Format gegeben, das aus einer Kombination eines Bits entsprechend einer Ordnung von oberen Begrenzungswerten einer erforderlichen BER für den Repetiercode und den anderen Bits gebildet ist, und der Transmitter umfasst weiter einen Teiler zum Aufteilen der Übertragungseinheit in das 1 Bit und die anderen Bits, basierend auf dem Format, und zum Liefern des 1 Bits zu dem Repetiercodierer und der anderen Bits zu dem Baumcodierer.
Beim Transmitter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird jedes der die Übertragungseinheit bildenden Bits der Repetiercodierung beziehungsweise der Baumcodierung unterzogen, entsprechend einer erwünschten Codierebene. Somit kann, solange die Kombination der Anzahl dieser Bits und der Codierungsebenen übereinstimmen, der Bitfehler reduziert werden, und die Maximum-Likelihood Decodierung kann effizient basierend auf einer einfachen Verarbeitungsprozedur am Empfangsende durchgeführt werden.
Der Transmitter kann weiter einen Teiler enthalten, um Übertragungseinheiten zu lesen, gegeben durch ein Format, in dem Übertragungsinformation durch ein Wort mit einer Bitlänge A + B aufgeteilt ist, gleich einer Summe von A-Bits entsprechend einer Ordnung von oberen Begrenzungswerten einer BER und B-Bits, und zum Erzeugen einer ersten Bitsequenz und einer zweiten Bitsequenz durch Isolieren der A-Bits und der B-Bits von der Übertragungseinheit basierend auf dem Format, und zum Hinzufügen erster Dummybits und zweiter Dummybits zu den A-Bits beziehungsweise B-Bits; wobei der Repetiercodierer so ausgebildet ist, dass er eine Repetiercodesequenz erzeugt, durch ein Extrahieren eines (1) Bits zu einem gegebenen Zeitpunkt von der ersten Bitsequenz, erzeugt durch den Teiler, wobei der Baumcodierer so ausgebildet ist, dass er eine Baumcodesequenz durch ein Extrahieren einer vorgegebenen Anzahl von Bits zu einem gegebenen Zeitpunkt aus der zweiten Bitsequenz, erzeugt durch den Teiler, erzeugt, und eine Baumcodierung mit einer Rate k/n durchführt, wobei eine Anzahl der ersten Dummybits für die erste Bitsequenz {max(A, [BN/rk] – A} sein kann, und eine Anzahl der Dummyaufzeichnungsbits für die zweite Bitsequenz {max(A, [BN/rk] – BN/rk}·rk/N sein kann, und wobei die vorgegebene Anzahl rk/N sein kann.
Somit kann die Wortlänge der Übertragungseinheit auf einen Wert korrigiert werden, der an jede erwünschte Codierebene angepasst ist, und die angewendete Codiermodulation mit der Kombination der Repetiercodierung und der Baumcodierung. Aus diesem Grund kann die Übertragungsinformation mit verschiedenen Formaten übertragen werden, in dem die Codiermodulation durchgeführt wird, und am Empfangsende ist es möglich, den Bitfehler zu reduzieren, und die Maximum-Likelihood Decodierung kann basieren auf einer einfachen Verarbeitungsprozedur effizient durchgeführt werden.
In Übereinstimmung mit einem weiteren Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger bereitgestellt, um eine Empfangswelle über einen Funkkanal zu empfangen, erlangt durch ein M-äres Modulationsverfahren, ausgeführt mit Bezug auf ein Trägerwellensignal basierend auf einer Kombination einer Repetiercodesequenz und einer Baumcodesequenz, zugeordnet durch eine Zuordnung am Übertragungsende, das die Empfangswelle basierend auf der Übertragungsinformation übertragt, gekennzeichnet durch:
einen Demodulator zum Erlangen einer Empfangssequenz durch eine Demodulation der Empfangswelle;
einen Decoder zur Erzeugung einer decodierten Symbolsequenz durch Ausführen einer Maximum-Likelihood Decodierung mit Bezug auf die durch den Modulator erhaltene Empfangssequenz; und
einen De-Zuordnungsabschnitt zum Lesen der durch den Decoder erzeugten decodierten Symbolsequenz, und zum Wiederherstellen einer Informationsübertragungseinheit der Empfangswelle, durch Ausführen einer De-Zuordnung, angepasst auf ein Format einer Satzpartitionierung, die durch die Zuordnung am Übertragungsende durchgeführt wurde.
Mit dem Empfänger der vorliegenden Erfindung ist es möglich, die Übertragungsinformation (Informationsübertragungseinheit), bezeichnet durch die Empfangswelle, die über den Funkkanal von dem Transmitter empfangen wird, sicher wiederherzustellen.
Der Empfänger kann auch den De-Zuordnungsabschnitt enthalten, der eine erste Bitsequenz und eine Bitsequenz wiederherstellt, erzeugt durch die De-Zuordnung, und einen Wortlängenkorrigierer zum Lesen der ersten Bitsequenz und der zweiten Bitsequenz, erhalten durch den De-Zuordnungsabschnitt, und zur Wiederherstellung einer Übertragungseinheit durch Eleminieren von Dummybits, der ersten Bitsequenz und der zweiten Bitsequenz durch die am Übertragungsende ausgeführte Satzpartitionierung hinzugefügt. Mit solch einem Empfänger ist es möglich, die Übertragungsinformation (Übertragungsinformationseinheit), bezeichnet durch die über den Funkkanal von dem Transmitter empfangene Empfangswelle angezeigt, sicher wiederherzustellen.
Andere Aufgaben und weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung, wenn diese in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gelesen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Systemblockdiagramm eines Beispiels eines das Codiermodulationsverfahren anwendenden Transmitters;
2 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung einer Verteilung von Signalpunkten basierend auf der Satzpartitionierung;
3 zeigt in einem Systemblockdiagramm ein weiteres Beispiel des das Codierungsverfahren verwendenden Transmitters;
4 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung einer erzeugten Verarbeitungsverzögerung in dem Beispiel des Transmitters, der die Multi-Ebenen Codiermodulation, die die nicht codierte Bitebene nicht verwendet, anwendet;
5 zeigt ein Systemblockdiagramm zur Erläuterung des Betriebsprinzips eines Transmitters in Übereinstimmung mit einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung;
6 zeigt ein Systemblockdiagramm zur Erläuterung des Betriebsprinzips eines Empfängers in Übereinstimmung mit dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt ein Systemblockdiagramm zur Erläuterung des Betriebsprinzips eines Transmitters in Übereinstimmung mit einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung;
8 zeigt ein Systemblockdiagramm zur Erläuterung des Betriebsprinzips eines Transmitters in Übereinstimmung mit dem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung;
9 zeigt ein Systemblockdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels eines Transmitters und eines Empfängers in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung;
10 zeigt eine Darstellung eines Trellisdiagramms einer durch das Ausführungsbeispiel erzeugten Codesequenz;
11 zeigt in einem Diagramm eine durch das Ausführungsbeispiel erlangte BER;
12 zeigt in einem Systemblockdiagramm ein zweites Ausführungsbeispiel des Transmitters und Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung; und
13 zeigt in einem Systemblockdiagramm ein drittes Ausführungsbeispiel des Transmitters und des Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Zunächst wird das Betriebsprinzip eines Transmitters gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung mit Bezugnahme auf 5 beschrieben.
Ein Transmitter enthält einen Repetiercodierer 11, einen Baumcodierer 12, einen Zuordnungsabschnitt 13 und einen Modulator 14, die verbunden sind, wie es in 5 gezeigt ist. Der Repetiercodierer 11 erzeugt eine Repetiercodesequenz mit einer Wortlänge von r Bits durch ein Ausführen einer Repetiercodierung mit Bezug auf 1 Bit einer Übertragungseinheit, erlangt durch Unterteilen von Übertragungsinformation durch eine vorgegebene Wortlänge, und eine Rate der Repetiercodierung wird gleich einem Reziproken einer vorgegeben ganzen Zahl r eingestellt. Auf der anderen Seite erzeugt der Baumcodierer 12 eine Baumcodesequenz durch Ausführen einer Baumcodierung mit Bezug auf die anderen Bits der Übertragungseinheit, und eine Rate der Baumcodierung ist auf k/n eingestellt, wobei k eine Informationsblocklänge bezeichnet, und n eine Codeblocklänge.
Der Zuordnungsabschnitt 13 führt eine Zuordnung mit Bezug auf eine Kombination der durch den Repetiercodierer 11 erzeugten Repetiercodesequenz und der durch den Baumcodierer 12 erzeugten Baumcodesequenz durch, basierend auf der Satzpartitionierung, während eine Entsprechung zwischen der Zuordnung und der Übertragungseinheit aufrechterhalten wird. Der Modulator 14 erzeugt ein Übertragungswellensignal durch Ausführen eines M-ären Modulationsverfahrens mit Bezug auf ein Trägerwellensignal, basierend auf der durch den Zuordnungsabschnitt 13 zugeordnete Kombination, und überträgt das Übertragungswellensignal zu einem Funkkanal.
Die vorgegebene Wortlänge ist (1 – rk/N) Bits, wobei N eine Anzahl von Übertragungssymbolen angibt, bezeichnet durch einen einzelnen Zweig eines Trellisdiagramms, das eine Sequenz der Baumsequenz anzeigt. Zusätzlich moduliert der Modulator 14 das Trägerwellensignal mit 2^(1+n/N) Ebenen.
In Übereinstimmung mit diesem in 5 gezeigten Transmitter werden alle die Übertragungsinformation bildenden Bits einer Codiermodulation unterzogen und übertragen. Zusätzlich wird das die durch die oben beschriebene Zuordnung gegebene Codesequenz anzeigende Trellisdiagramm durch eine Kombination von zwei identischen Sub-Trellisdiagrammen entsprechend den individuellen durch die Repetiercodesequenz angenommenen logischen Werten dargestellt.
Daher ist im Vergleich mit der bekannten TrellisCodiermodulation, der BlockCodiermodulation und der Multi-Ebenen Codiermodulation mit der nicht codierten Bitebene, die BER-Leistung über einem Schwundkanal am Empfangsende stark verbessert. Darüber hinaus ist im Vergleich zu der bekannten Multi-Ebenen Codiermodulation, die mehr als eine Codierungsebene anwendet, die Decodierverzögerung verkürzt, und eine Maximum-Likelihood Decodierung kann basierend auf einer einfachen Verarbeitungsprozedur effizient durchgeführt werden.
Die Übertragungseinheit kann durch ein Format gegeben sein, das aus einer Kombination von 1 Bit besteht, und den anderen Bits entsprechend der Ordnung tolerierbarer oberer Begrenzungswerte der erforderlichen BER für den Repetiercode. In diesem Fall ist ein Teiler 21, in 5 durch eine Phantomlinie bezeichnet, bereitgestellt, um die Übertragungseinheit in das 1 Bit und die anderen Bits basierend auf dem Format aufzuteilen. Der Teiler 21 liefert das 1 Bit an den Repetiercodierer 11 und liefert die anderen Bits an den Baumcodierer 12.
In diesem Fall wird ein jedes der die Übertragungseinheit bildenden Bits der Repetiercodierung beziehungsweise der Baumcodierung unterzogen, entsprechend einer erwünschten Codierungsebene. Somit kann, solange die Kombination der Anzahl dieser Bits und der die Codierungsebenen übereinstimmen, der Bitfehler reduziert werden, und die Maximum-Likelihood Decodierung kann effizient basierend auf einer einfachen Verarbeitungsprozedur am Empfangsende ausgeführt werden.
Als nächstes wird das Betriebsprinzip eines Empfängers in Übereinstimmung mit dem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung mit Bezugnahme auf 6 erläutert.
Ein Empfänger enthält einen Demodulator 41, einen Decodierer 42 und einen De-Zuordnungsabschnitt (Demapping Abschnitt) 43, miteinander verbunden, wie es in 6 gezeigt ist. Der Demodulator 41 erhält eine Empfangssequenz durch Demodulieren einer über den Funkkanal von dem in 5 gezeigten Transmitter empfangenen Empfangswelle. Der Decodierer 42 erzeugt eine decodierte Symbolsequenz durch ein Ausführen einer Maximum-Likelihood Decodierung mit Bezug auf die durch den Demodulator 41 erlangte Empfangssequenz. Der De-Zuordnungsabschnitt 43 liest die durch den Decoder 42 erzeugte decodierte Symbolsequenz, und stellt die Übertragungseinheit wieder her, durch ein Ausführen einer De-Zuordnung, an das Format der durch den Zuordnungsabschnitt 13 des in 5 gezeigten Transmitters durchgeführten Satzpartitionierung angepasst.
In Übereinstimmung mit diesem in 6 gezeigten Empfänger ist es möglich, die Übertragungsinformation (Übertragungseinheit), bezeichnet durch die über den Funkkanal von dem Transmitter empfangene Empfangswelle, sicher wiederherzustellen.
Als nächstes wird das Betriebsprinzip eines Transmitters in Übereinstimmung mit einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung durch Bezugnahme auf 7 erläutert.
Ein Transmitter enthält einen Teiler 31, einen Repetiercodierer 32, ein Baumcodierer 33, einen Zuordnungsabschnitt 34 und einen Modulator 35, miteinander wie in 7 gezeigt verbunden. Der Teiler 31 liest Übertragungseinheiten, gegeben durch ein Format, bei dem Übertragungsinformation durch ein Wort mit einer Bitlänge A + B aufgeteilt ist, gleich einer Summe von A-Bits entsprechend der Ordnung tolerierbarer oberer Begrenzungswerte der erforderlichen BER, und B-Bits, und erzeugt eine erste Bitsequenz und eine zweite Bitsequenz durch Isolieren der A-Bits und der B-Bits aus der Übertragungseinheit basierend auf dem Format, und Addieren erster Dummybits für die erste Bitsequenz und zweiter Dummybits für die zweite Bitsequenz zu den A-Bits beziehungsweise den B-Bits.
Der Repetiercodierer 32 erzeugt eine Repetiercodesequenz durch Extrahieren jeweils 1 Bits von der durch den Teiler 31 erzeugten ersten Bitsequenz, und durch ein Ausführen einer Repetiercodierung mit einer Rate, die gleich einem Reziproken einer vorgegebenen ganzen Zahl r ist. Auf der anderen Seite erzeugt der Baumcodierer 33 eine Baumcodesequenz durch jeweiliges Extrahieren einer vorgegebenen Anzahl von Bits aus der durch den Teiler erzeugten zweiten Bitsequenz, und durch ein Ausführen einer Baumcodierung mit einer Rate k/n, wobei k eine Informationsblocklänge und n eine Codeblocklänge bezeichnet.
Der Zuordnungsabschnitt 34 führt eine Zuordnung mit Bezug auf eine Kombination der durch den Repetiercodierer 32 erzeugten Repetiercodesequenz und der durch den Baumcodierer 33 erzeugten Baumcodesequenz basierend auf der Satzpartitionierung aus, während eine Entsprechung zwischen der Zuordnung und der Übertragungseinheit aufrecht erhalten wird. Der Modulator 35 erzeugt ein Übertragungswellensignal durch Ausführen eines M-ären Modulationsverfahrens mit Bezug auf ein Trägerwellensignal, basierend auf der durch den Zuordnungsabschnitt 34 zugeordneten Kombination, und überträgt das Übertragungswellensignal zu einem Funkkanal.
Mit Bezug auf eine Anzahl N von Übertragungssymbolen, bezeichnet durch einen einzelnen Zweig eines Trellisdiagramms, das die Sequenz der Baumcodesequenz anzeigt, ist die Anzahl der Dummybits für die erste Bitsequenz {max(A, [BN/rk]) – A}, und die Anzahl von Dummybits für die zweite Bitsequenz ist {max(A, [BN/rk]) – BN/rk}·rk/N. Zusätzlich ist die vorgegebene Zahl rk/N, und der Modulator 35 moduliert das Trägerwellensignal mit 2^(1+n/N) Ebenen.
In Übereinstimmung mit diesem in 7 gezeigten Transmitter ist die Wortlänge der Übertragungseinheit auf einen Wert korrigiert, der an jede erwünschte Kodierungsebene angepasst ist, und die Codiermodulation wird mit der Kombination der Repetiercodierung der Baumcodierung angewendet. Aus diesem Grund kann Übertragungsinformation mit verschiedenen Formaten übertragen werden, durch ein Ausführen der Codiermodulation, und am Empfangsende ist es möglich, den Bitfehler zu reduzieren, und möglich, die Maximum-Likelihood Decodierung basierend auf einer einfachen Verarbeitungssequenz auszuführen.
Als nächstes wird das Betriebsprinzip eines Empfängers in Übereinstimmung mit dem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung durch Bezugnahme auf 8 gegeben.
Ein Empfänger erhält einen Demodulator 51, einen Decodierer 52, einen De-Zuordnungsabschnitt 53 und einen Wortlängenkorrigierer 54, miteinander verbunden, wie in 8 gezeigt. Der Demodulator 51 erhält eine Empfangssequenz durch Demodulieren einer von dem in 7 gezeigten Transmitter über den Funkkanal empfangenen Empfangswelle. Der Decodierer 52 erzeugt eine decodierte Symbolsequenz durch Ausführen einer Maximum-Likelihood Decodierung mit Bezug auf die durch den Demodulator 51 erlangte Empfangssequenz. Der De-Zuordnungsabschnitt 53 liest die durch den Decodierer 52 erzeugte decodierte Symbolsequenz, und stellt die erste Bitsequenz und die zweite Bitsequenz, erzeugt durch den Teiler 31 des in 7 gezeigten Transmitters, wieder her, durch ein Ausführen einer De-Zuordnung, die an das Format der durch den Zuordnungsabschnitt 34 des in 7 gezeigten Transmitters durchgeführte Satzpartitionierung angepasst ist. Der Wortlängenkorrigierer 54 liest die durch den De-Zuordnungsabschnitt 53 erlangte erste Bitsequenz und die zweite Bitsequenz, und stellt die Übertragungseinheit wieder her, durch ein Eliminieren der Dummybits, die der ersten Bitsequenz und der zweiten Bitsequenz durch den Teiler 31 des in 7 gezeigten Transmitters hinzugefügt wurden.
In Übereinstimmung mit dem in 8 gezeigten Empfänger ist es möglich, die durch die vom Transmitter über den Funkkanal empfangene Empfangswelle bezeichnete Übertragungsinformation (Übertragungseinheit) sicher wiederherzustellen.
Als nächstes wird ein erstes Ausführungsbeispiel des Transmitters und Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert. Dieses erste Ausführungsbeispiel verwendet den oben beschriebenen ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung.
9 zeigt in einem Systemblockdiagramm dieses erste Ausführungsbeispiel des Transmitters und Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung. In 9 sind ein Transmitter 80 und ein Empfänger 90 an gegenüberliegenden Enden eines Funkkanals RC angeordnet.
Der Transmitter 80 umfasst einen Repetiercodierer 81, einen Faltungscodierer 82, eine Zuordnungsschaltung 83, einen M-ären Modulator 165, die miteinander verbunden sind, wie in 9 gezeigt. Der Repetiercodierer 1 entspricht dem in 5 gezeigten Repetiercodierer 11, und der Faltungscodierer 82 entspricht dem in 5 gezeigten Baumcodierer 12. Die Zuordnungsschaltung 83 entspricht dem in 5 gezeigten Zuordnungsabschnitt 13, und der M-äre Modulator 165 entspricht dem in 5 gezeigten Modulator 14.
Andererseits umfasst der Empfänger 90 einen Zweigmetren-Berechner 91, einen Addier-Vergleichs-Auswahl (Add-Compare-Select, ACS) Abschnitt 92, einen Pfadmetren-Speicher 93, einen Pfadspeicher 94, und einen Demodulator 166, die miteinander verbunden sind, wie in 9 gezeigt. Der Pfadmetren Berechner 91, der ACS-Abschnitt 92, der Pfadmetren-Speicher 93, und der Pfadspeicher 94 entsprechen dem Decoder 42 und dem De-Zuordnungsabschnitt 43, in 6 gezeigt. Der Demodulator 166 entspricht dem in 6 gezeigten Demodulator 41.
Am Transmitter 80 werden von der in Einheiten von 25 Worten unterteilten Übertragungsinformation, jedes aus einem Bit a₁ und Bit b₁ bis b₂₄ bestehend, das Bit a₁ in den Repetiercodierer 81 eingegeben, während die Bits b₁ bis b₂₄ in den Faltungscodierer 82 eingegeben werden. Ausgänge des Repetiercodierers 81 und des Faltungscodierers 82 sind mit jeweiligen Eingängen der Zuordnungsschaltung 83 verbunden. Ein Ausgang dieser Zuordnungsschaltung 83 ist mit einem Eingang des M-ären Modulators 165 verbunden. Ein Ausgang des M-ären Modulators 165 ist mit dem Funkkanal verbunden.
Zusätzlich demoduliert am Empfänger 90 der Demodulator 166 über den Funkkanal empfangene Übertragungsinformation, und gibt eine Empfangssequenz an den Zweigmetren-Berechner 91 ein. Ein Ausgang dieses Zweigmetren-Berechners 91 ist mit einem Eingang des ACS-Abschnitts 92 verbunden. Ein Ausgang des ACS-Abschnitts 92 ist mit dem anderen Eingang des ACS-Abschnitts 92 über den Pfadmetren-Speicher 93 verbunden. Der andere Ausgang des ACS-Abschnitts 92 ist mit einem Eingang des Pfadspeichers 94 verbunden, und ein Decodierungsergebnis wird von einem Ausgang dieses Pfadspeichers 94 erhalten.
Im Transmitter 80 führt der Repetiercodierer 81 einen Repetiercodierungsvorgang mit Bezug auf das Bit a₁ mit einer Rate 1/r durch, wobei r eine vorgegebene ganze Zahl ist, und generiert sukzessive r-Bit Codeworte (im folgenden als Repetiercodeworte bezeichnet).
Zusätzlich führt der Faltungscodierer 92 sukzessive einen Faltungscodierprozess aus, basierend auf einer Konstantlänge K und einer Rate R (= k/n) mit Bezug auf eine Codeblocklänge n, mit Bezug auf Bits b_i bis bit_i+r'k–l, wobei i = 1, 2, .... Die Bits b_i bis bit_r'k–l weisen eine Bitlänge r'k auf, mit Bezug auf eine reale Zahl r' und eine Informationsblocklänge k, gegeben durch eine Gleichung r' = r/N mit Bezug auf die vorgegebene ganze Zahl r und die Anzahl N von durch einen einzelnen Zweig eines Trellisdiagramms zu bezeichnenden Symbolen. Somit werden Codeworte c_l bis c_l+_r'n–1 (im folgenden als Faltungscodeworte bezeichnet) mit einer Wortlänge r'n durch den Faltungscodierer 82 erzeugt, wobei l = 1, r'n ....
Die Zuordnungsschaltung 83 erzeugt Daten im Umfang von r-Symbolen, die in Übereinstimmung mit einem M-ären Modulationsverfahren übertragen werden können, mit 2^M Signalpunkten mit Bezug auf eine Anzahl M, die Gleichung r – r'n = Mr erfüllend, durch ein Aufteilen der Repetiercodeworte und der Faltungscodeworte in ein höchst signifikantes Bit (MSB) und nachfolgende weniger signifikante Bits, basierend auf der Satzpartitionierung. Darüber hinaus setzt während dieses Datenerzeugungsvorgangs die Zuordnungsschaltung 83 eine euclidische Distanz des kleinsten Quadrats d² _Emin(l_i), um eine Gleichung d² _Emin(l_i) = Δ_i·d_min(i) mit Bezug auf eine Distanz Δ_i zwischen den Signalpunkten und einer Codierungsebene (Minimalabstand von Codes) d_min(i).
Der M-äre Modulator 165 erzeugt ein Übertragungswellensignal, indem er ein Trägerwellensignal einer 8-Phasen-Phasenschiebeschlüsselung (Phase Shift Keying, PSK) Modulation unterzieht, in Abhängigkeit von den Werten der durch die Zuordnungsschaltung 83 erzeugten Symbole. Bei solch einer Modulation werden die Abstände zwischen den Signalpunkten jeweilig Δ₁ = 0,58 und Δ₂ = 2, der Wert der euklidischen Distanz des kleinsten Quadrats d² _Emin wird zu "8", und die Werte der Codierungsebenen d_min(1) und d_min(2) werden zu "14" beziehungsweise "4".
Die oben beschriebenen Bedingungen liegen vor, wenn die Repetiercodierung mit einer Rate von "1/14" durchgeführt wird, und die Faltungscodierung wird mit einer Rate von "3/4" und einer Beschränkungslänge "4" beispielsweise durchgeführt.
Darüber hinaus wird, wenn die Repetiercodierung die Faltungscodierung in dieser Art und Weise ausgeführt werden, eine Bandeffizienz (r'k + 1)/r zu ungefähr 1,57 Bits/Symbol, was ungefähr 20% kleiner als eine Bandeffizienz (= 2 Bits/Symbol) im Falle der Trelliscodierung und der Blockcodierung ist. Da jedoch der Wert der euclidischen Distanz des kleinsten Quadrats d² _Emin zu "8" wird, was das Doppelte des Wertes der bekannten Trelliscodierung und Blockcodierung ist, kann dieses Ausführungsbeispiel darüber hinaus einen Codierungsgewinn von ungefähr 1,5 dB erzielen.
Dieses Ausführungsbeispiel verwendet keine nicht-codierte Bitebene und führt eine Maximum-Likelihood Decodierung durch. Aus diesem Grund ist es möglich, die Verschlechterung der Leistung insbesondere bei einem schwundbehafteten Kanal zu reduzieren, und die Leistungsfähigkeit wird im Vergleich zum bekannten System weiter verbessert.
Auf der anderen Seite wird im Empfänger 90 Information, die das Trellisdiagramm der durch das Übertragungswellensignal gegebene Codesequenz bezeichnet, vorab zum Zweigmetren-Berechner 91 geliefert. Somit berechnet der Zweigmetren-Berechner 91 mit Bezug auf die von dem Demodulator 166 empfangene Empfangssequenz die Zweigmetren aller Zweige b_ij eines jeden Zustands Si zu einem Zeitpunkt t bis zu einem Zustand S_j zu einem Zeitpunkt t + 1.
Mit Bezug auf alle solche Zweige b_ij aktualisiert der ACS-Abschnitt 92 die Pfadmetren durch Ausführen eines arythmetischen Betriebsvorgangs, angezeigt durch eine Gleichung σ_i,t+1 = σ_i,t + λ(y_t, b_ij), in dem die folgenden Betriebsvorgänge (1) bis (3) ausgeführt werden, wobei σ das Pfadmetrum bezeichnet, λ das Zweigmetrum und y_t die empfangene Blocksequenz zum Zeitpunkt t.

(1) Mit Bezug auf die Zweige b_ij fügen die Pfadmetren σ_i,t von Survivor-Pfaden (Gewinnerpfade) p_i,t eines jeden Zustands S_i zu einem Zeitpunkt t zum Pfadmetrum λ(y_t, b_ij);
(2) Für jeden Zustand S_j zum Zeitpunkt t + 1, vergleiche die in (1) obig erlangten Summen mit Bezug auf alle Pfade bis zum Zustand S_j, und wähle eine Kombination des Survivor-Pfads p_i,t und des Zweigs b_ij, das einen minimalen Wert ergibt; und
(3) Erlange den Pfad, der den Survivor-Pfad p_i,t und den Zweig b_ij, ausgewählt (2) obig als Survivor-Pfad p_i,t+1 des Zustands S_j, und Aktualisiere das durch die oben erwähnte Gleichung gefolgerte Pfadmetrum. Während des Prozesses eines Durchführens dieses arithmetischen Betriebsvorgangs speichert der Pfadspeicher 94 den Survivor-Pfad jedes Zustands, und der Pfadmetren-Speicher 93 speichert das wie oben beschrieben aktualisierte Metrum und liefert einen Gegenstand eines ähnlichen Betriebsvorgangs, auszuführen durch den ACS-Abschnitt 92 in Abhängigkeit von der folgenden Empfangssequenz.

Mit anderen Worten wird ein decodiertes Ergebnis entsprechend der Spalte des ausgewählten Zweigs vom Ausgang des Pfadspeichers 94 erhalten. Zusätzlich ist das Trellisdiagramm, das als eine Referenz für die durch den Zweigmetren-Berechner 91 und den ACS-Abschnitt 92 durchgeführten Betriebsvorgang verwendet wird, als eine Kombination von zwei identischen Sub-Trellisdiagrammen gegeben, unabhängig den logischen Werten des Repetiercodes entsprechend, wie in 10 gezeigt.
Daher wird in Übereinstimmung mit diesem ersten Ausführungsbeispiel die Codiermodulation mit einfacher Struktur sicher realisiert, unter Verwendung der Kombination der Repetiercodierung und der Faltungscodierung. Zusätzlich wird am Empfangsende die Maximum-Likelihood Decodierung (Viterbi Decodierung) sicher beim Codierungsprozess angewendet. Somit ist es, wie durch die Kreismarkierungen und Rechteckmarkierungen in 11 gezeigt, möglich, zwei Übertragungskanäle mit unterschiedlichen BERs zu bilden.
Als nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel des Transmitters und Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung gegeben. Dieses zweite Ausführungsbeispiel verwendet den ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, oben beschrieben.
12 zeigt ein Systemblockdiagramm dieses zweiten Ausführungsbeispiels des Transmitters und Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung. In 12 sind ein Transmitter 80A und ein Empfänger 90A an gegenüberliegenden Enden eines Funkkanals RC angeordnet. In 12 sind solche Abschnitte, die im wesentlichen die gleichen wie die entsprechenden Abschnitte in 9 sind, mit den gleichen Bezugszeichen mit einem Zusatz "A" bezeichnet, und eine Beschreibung dieser wird ausgelassen.
Der Transmitter 80A enthält einen Teiler 84, einen Repetiercodierer 81A, einen Faltungscodierer 82A, eine Zuordnungsschaltung 83A, und einen M-ären Modulator 165A, wie in 12 gezeigt, verbunden. Der Teiler 84 entspricht dem in 5 gezeigten Teiler 21. Der Repetiercodierer 81A entspricht dem in 5 gezeigten Repetiercodierer 11, und der Faltungscodierer 82A entspricht dem Baumcodierer 12, in 5 gezeigt. Die Zuordnungsschaltung 83A entspricht dem in 5 gezeigten Zuordnungsabschnitt 13, und der M-äre Modulator 165A entspricht dem in 5 gezeigten Modulator.
Auf der anderen Seite enthält der Empfänger 90A einen Zweigmetren-Berechner 91A, einen ACS-Abschnitt 92A, einen Pfadmetren-Speicher 93A, einen Pfadspeicher 94A, einen Demodulator 166A, und einen Combiner 95, wie in 12 gezeigt verbunden. Der Zweigmetren-Berechner 91A, der ACS-Abschnitt 92A, der Pfadmetren-Speicher 93A, der Pfadspeicher 94A und der Combiner 95 entsprechen dem Decoder 42 und dem De-Zuordnungsabschnitt 43, in 6 gezeigt. Der Demodulator 166A entspricht dem in 6 gezeigten Demodulator 41.
Im Transmitter 80A liest der Teiler 84 sukzessive die Übertragungsinformation synchron zur Übertragungsinformation. Weiter, basierend auf dem Format der Übertragungsinformation, wie beispielsweise der Rahmenstruktur der Übertragungsinformation, und einer Kombination von oberen Begrenzungswerten der unter diesem Format sicherzustellenden BER, teilt der Teiler 84 in einzelner Übertragungsinformation enthaltene Bits in 2 Gruppen, und liefern eine Gruppe zum Repetiercodierer 81A, und die andere Gruppe zum Faltungscodierer 82A. Der Einfachheit halber wird angenommen, dass eine Gruppe lediglich aus einem Bit a₁ besteht, das zum Repetiercodierer 81A geliefert wird, und das die andere Gruppe aus Bits b₁ bis b₂₄ besteht, die zum Faltungscodierer 82A geliefert werden. Die Betriebsabläufe des Repetiercodierers 81A, des Faltungscodierers 82A, der Zuordnungsschaltung 83A und des M-ären Modulators 165A sind im wesentlichen die gleichen, wie im oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel.
Auf der anderen Seite sind in dem Empfänger 90A die Betriebsäbläufe des Demodulators 166A, des Zweigmetren-Berechners 91A, des ACS-Abschnitts 92A, des Pfadmetren-Speichers 93A und des Pfadspeichers 94A im wesentlichen die gleichen wie im oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel.
Daher wird in Übereinstimmung mit diesem zweiten Ausführungsbeispiel die Codiermodulation mit einer einfachen Struktur sicher realisiert, unter Verwendung der Kombination der Repetiercodierung und der Faltungscodierung. Zusätzlich wird am Empfangsende die Maximum-Likelihood Decodierung (Viterbi Decodierung) sicher angewendet, wenn der Decodierungsvorgang ausgeführt wird. Somit ist es möglich, 2 Übertragungskanäle mit unterschiedlichen BERs zu bilden. Diese Merkmale können erzielt werden, indem das Format der Übertragungsinformation und/oder der Kombination der oberen Begrenzungswerte der unter dem Format sicherzustellenden BER angepasst werden, unter Zusammenarbeit des Teilers 84 und des Kombiners 95, wodurch der Codierungsgewinn erhöht wird, während das Format der Übertragungsinformation flexibel angepasst wird.
Als nächstes wird ein drittes Ausführungsbeispiel des Transmitters und des Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Dieses dritte Ausführungsbeispiel verwendet den zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung, oben beschrieben.
13 zeigt in einem Systemblockdiagramm dieses dritte Ausführungsbeispiel des Transmitters und Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung. In 13 sind ein Transmitter 80B und ein Empfänger 90B an gegenüberliegenden Enden eines Funkkanals RC angeordnet. In 13 werden solche Abschnitte, die im wesentlichen die gleichen sind wie die entsprechenden Abschnitte in 9, mit dem gleichen Bezugszeichen mit einer Änderung "B" bezeichnet, und eine Erläuterung wird ausgelassen.
Der Transmitter 80B enthält einen Teiler 85, einen Repetiercodierer 81B, einen Faltungscodierer 82B, eine Zuordnungsschaltung 83B, und einen M-ären Modulator 165B, miteinander verbunden, wie in 13 gezeigt. Der Teiler 85 entspricht dem in 7 gezeigten Teiler 31. Der Repetiercodierer 81B entspricht dem in 7 gezeigten Repetiercodierer 31, und der Faltungscodierer 82B entspricht dem Baumcodierer 32, in 7 gezeigt. Die Zuordnungsschaltung 83B entspricht dem in 7 gezeigten Zuordnungsabschnitt 33, und der M-äre Modulator 165B entspricht dem in 7 gezeigten Modulator 34.
Auf der anderen Seite enthält der Empfänger 90B einen Zweigmetren-Berechner 91B, einen ACS-Abschnitt 92B, einen Pfadmetren-Speicher 93B, einen Pfadspeicher 94B, einen Demodulator 166B, und einen Combiner 96, miteinander verbunden, wie in 13 gezeigt. Der Zweigmetren-Berechner 91B, der ACS-Abschnitt 92B, der Pfadmetren-Speicher 93B, der Pfadspeicher 94B und der Combiner 96 entsprechen dem Decoder 52, dem De-Zuordnungsabschnitt 53 und dem Wortlängenkorrigierer 54, in 8 gezeigt. Der Demodulator 166B entspricht dem in 8 gezeigten Demodulator 51.
Im Transmitter 80B wird die Übertragungsinformation in den Teiler 85 in Einheiten von Rahmen (oder Zellen eingegeben, wobei jeder Rahmen aus zwei Feldern mit unterschiedlichen tolerierbaren oberen Begrenzungswerten einer BER besteht. Der Teiler 85 liest sukzessive die Rahmen der Übertragungsinformation synchron zu dem Rahmen, und führt einen Prozess mit Bezug auf einen jeden dieser Rahmen basierend auf der folgenden Prozedur durch.

[1] Teile Inhalte der 2 Felder, und speichere die geteilten Inhalte in Matrizen α und β;
[2] gebe jeweilig die Matrizen α und β in den Repetiercoedierer 81B und den Faltungscodierer 82B als zu codierende Subjekte ein; und
[3] für jedes durch die [1] obig beschriebene Teilung erhaltene Feld, schreibe sukzessive (M – A) Dummybits ans Ende der Matrix α und schreibe sukzessive ((M – B/r'k)·r'k) Dummybits ans Ende der Matrix β, mit Bezug auf eine ganze Zahl M, gegeben durch eine Gleichung M = max(A, [b/R'K]) unter einem Gausschen Symbol "[ ] in Abhängigkeit einer Anzahl A-Bits, die der Repetiercodierung im Repetiercodierer 81B zu unterziehen sind, einer Anzahl von B-Bits, die der Faltungscodierung in dem Faltungscodierer 82B zu unterziehen sind, einer realen Zahl r', und einer Informationsblocklänge k. Das Ende der Matrix α bezieht sich auf einen Bereich benachbart zu einem Bereich, der das Endbit der die Übertragungsinformation bildenden Matrix α speichert. Ähnlich bezieht sich das Ende der Matrix β auf einen Bereich benachbart zu einem Bereich, der das Endbit der die Übertragungsinformation bildenden Matrix β speichert.

Der Einfachheit halber wird angenommen, dass die logischen Werte der obigen Dummybits alle "0" sind.
Zusätzlich, wenn die Inhalte der Matrizen α und β mit dem obig beschriebenen Prozess definiert werden, bezieht sich der Teiler 85 auf diese Matrizen α und β in absteigender Ordnung, und liest jeweils 1 Bit nacheinander folgend aus der Matrix α und liest r'k Bits nacheinander folgend aus der Matrix β. Die von der Matrix a gelesenen Bits werden sukzessive in den Repetiercodierer 81B eingegeben, und die von der Matrix β gelesenen Bits werden sukzessive in den Faltungscodierer 82B eingegeben.
Die Operationen des Repetiercodierers 81B, des Faltungscodierers 82B, der Zuordnungsschaltung 83B und des M-ären Modulators 165B sind im wesentlichen die gleichen wie des oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiels.
Auf der anderen Seite liest beim Empfänger 90B der Combiner 96 sukzessive die decodierten Ergebnisse, erlangt über den Zweigspeicher 94B (Prozeduren [1] bis [3]), und stellt die Übertragungsinformation wieder her, durch ein Ausführen eines Prozesses, der komplementär zu der Serie von Prozessen ist, die durch den Teiler 85 ausgeführt wird, oben beschrieben. Die Betriebsvorgänge des Demodulators 166B, des Zweigmetren-Berechners 91B, des ACS-Abschnitts 92B, des Pfadmetren-Speichers 93B und des Pfadspeichers 94B sind im wesentlichen die gleichen wie beim oben beschriebenen ersten Ausführungsbeispiel.
Daher wird in Übereinstimmung mit diesem dritten Ausführungsbeispiel die Codiermodulation durch einen einfache Struktur sicher realisiert, unter Verwendung der Kombination der Repetiercodierung und der Faltungscodierung. Zusätzlich wird am Empfangsende die Maximum-Likelihood Decodierung (Viterbi Decodierung) sicher angewendet, wenn der Decodiervorgang ausgeführt wird. Es ist somit möglich, 2 Übertragungskanäle mit unterschiedlichen BERs zu bilden. Die Merkmale können erzielt werden, indem flexibel an die Anordnung und/oder Größe der Felder in dem Rahmen, die die Übertragungsinformation bilden, angepasst wird, unter Kooperation des Teilers 85 und des Combiners 96, wodurch die Bandeffizienz und der Codierungsgewinn erhöht wird, während flexibel an das Format der Übertragungsinformation angepasst wird.
In einem jeden der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele wird die Faltungscodierung parallel zu der Repetiercodierung ausgeführt, es ist jedoch die parallel zur Repetiercodierung ausgeführte Codierung natürlich nicht auf die Faltungscodierung beschränkt.
Zusätzlich kann mit Bezug auf die Faltungscodierung und die Baumcodierung eine Blockcodierung als Ersatzcodierungsschema verwendet werden, falls eine Soft-Entscheidung bei einem ausreichend linearen Empfang am Empfangsende durchgeführt wird.
Darüber hinaus, obwohl die PSK-Modulation in einem jeden der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele verwendet wird, ist die vorliegende Erfindung natürlich nicht auf die Verwendung der PSK-Modulation beschränkt. Falls beispielsweise eine Kodierungsmodulation basierend auf einer erwünschten Signalanordnung möglich ist, ist es in der vorliegenden Erfindung möglich, eine Frequenzschiebeschlüsselung (Frequency Shift Keying, FSK) Modulation zu verwenden, eine Amplitudenschiebeschlüsselungs (Amplitude Shift Keying, ASK) Modulation oder Quadraturamplitudenmodulation (Quadrature-Amplitude Modulation, QAM) Verfahren.
Darüber hinaus, obwohl die Anordnungen von Signalpunkten für die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele nicht gezeigt sind, können solche Signalanordnungen basierend auf der Satzpartitionierung zugeordnet werden. Zusätzlich sind die Signalanordnungen nicht auf eine bestimmte Anordnung beschränkt, solange die Verschlechterung der Übertragungseffizienz, bewirkt durch die Erhöhung der Spitzenleistung der Übertragungswelle, auf einen tolerierbaren Bereich gesenkt werden kann.
Darüber hinaus ist die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern verschiedene Abwandlungen und Modifikationen können vorgenommen werden, ohne von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.

Claims

Ein Transmitter, gekennzeichnet durch: einen Repetierkodierer (11, 32) zur Erzeugung einer Repitiercodesequenz mit einer Wortlänge von r Bits, durch Ausführen einer Repitierkodierung mit Bezug auf 1 Bit einer Einheit einer Informationsübertragung, die die Übertragungsinformation mit einer vorgegebenen Wortlänge unterteilt, wobei eine Rate der Repitierkodierung gleich dem reziproken Wert von r eingestellt ist; eine Baumkodierer (12, 33) zur Erzeugung einer Baumkodesequenz, durch ein Ausführen einer Baumkodierung mit Bezug auf die anderen Bits der Einheit einer Informationsübertragung, wobei eine Rate der Baumkodierung auf k/n eingestellt ist, wobei k eine Informationsblocklänge und n eine Kodeblocklänge bezeichnet; einen Zuordnungsabschnitt (13, 34) zum Durchführen einer Zuordnung mit Bezug auf eine Kombination der durch den Repitierkodierer erzeugten Repitierkodesequenz und der durch den Baumkodierer erzeugten Baumkodesequenz, basierend auf einer Satzpartitionierung, während eine Entsprechung zwischen der Zuordnung und der Einheit einer Übertragung aufrechterhalten wird; und einen Modulator (14, 35) zum Erzeugen eines Übertragungswellensignals durch Ausführen eines M-ären Modulationsverfahrens mit Bezug auf Trägerwellensignale, basierend auf der durch den Zuordnungsabschnitt zugeordneten Kombination, so dass das Trägerwellensignal mit 2^(1–n/N) moduliert ist, wobei N eine Anzahl von Übertragungssymbolen bezeichnet, indiziert durch einen einzelnen Zweig eines Trellisdiagramms, das eine Sequenz der Baumkodesequenz anzeigt, und zum Übertragen des Übertragungswellensignals auf einen Funkkanal, wobei die vorgegebene Wortlänge 1 – rk/N Bits ist.
Der Transmitter nach Anspruch 1, wobei die Einheit einer Übertragung durch ein Format gegeben ist, das aus einer Kombination von 1 Bit entsprechend einer Ordnung von oberen Begrenzungswerten einer Bitfehlerrate und den weiteren Bits besteht, weiter gekennzeichnet durch: einen Unterteiler (21) zum Unterteilen der Einheit einer Informationsübertragung in das 1 Bit und die anderen Bits, auf Grundlage des Formats, und zum Liefern des 1 Bits zu den Repitierendkodierer und der anderen Bits zu dem Baumkodierer.
Der Transmitter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator dazu angepasst ist, ein M-äres Modulationsverfahren durchzuführen, ausgewählt aus einer Gruppe bestehend aus: einer Phasenschiebeschlüsselmodulation (phase shift keying modulation), Frequenzschiebeschlüsselmodulation (frequency shift modulation), Amplitudenschiebeschlüsselmodulation (amplitude shift keying modulation) und Quadraturamplitudenmodulation.
Der Transmitter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Baumkodierer (12) dazu angepasst ist, eine Blockkodierung durchzuführen.
Der Transmitter nach Anspruch 1, weiter gekennzeichnet durch: einen Teiler (31) zum Lesen von Einheiten einer Übertragung, gegeben durch ein Format, in dem Übertragungsinformation unterteilt ist, durch ein Wort mit einer Bitlänge A + B, die gleich einer Summe von A Bits entsprechend einer Ordnung von oberen Begrenzungswerten einer Bitfehlerrate und B Bits ist, und Erzeugen einer ersten Bitsequenz und einer zweiten Bitsequenz durch Isolieren der A Bits und der B Bits von der Einheit einer Übertragungsinformation, basierend auf dem Format, und Hinzufügen von ersten Dummybits und zweiten Dummybits zu den A Bits beziehungsweise B Bits, wobei die Anzahl der ersten Dummybits {max(A, [BN/rk]) – A} und die Anzahl der zweiten Dummybits {max(A, [BN/rk]) – BN/rk}·rk/N ist; wobei der Repitierkodierer (32) dazu angepasst ist, eine Repitierkodesequenz durch ein aufeinanderfolgendes Extrahieren eines Bits aus der durch den Teiler erzeugten ersten Bitsequenz zu erzeugen, und wobei der Baumkodierer (33) dazu angepasst ist, eine Baumkodesequenz durch ein aufeinanderfolgendes Extrahieren von rk/N Bits aus der durch Teiler erzeugten zweiten Bitsequenz zu erzeugen, und eine Baumkodierung mit der Rate k/n durchzuführen.
Der Transmitter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (35) dazu angepasst ist, ein M-äres Modulationsverfahren auszuführen, ausgewählt aus einer Gruppe bestehend aus: Phasenschiebeschlüsselmodulation (phase shift key modulation), Frequenzschiebeschlüsselmodulation (frequency shift keying modulation), Amplitudenschiebeschlüsselmodulation (amplitude shift keying modulation) und Quadraturamplitudenmodulation).
Der Transmitter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Baumkodierer dazu angepasst ist, eine Blockkodierung durchzuführen.
Ein Empfänger zum Empfangen einer Empfangswelle über einen Funkkanal, die durch ein M-äres Modulationsverfahren erlangt wird, ausgeführt mit Bezug auf ein Trägerwellensignal, basierend auf einer Kombination einer Repitierkodesequenz und einer Baumkodesequenz, zugeordnet durch eine Zuordnung auf einer Übertragungsseite, die die Empfangswelle basierend auf Übertragungsinformation überträgt, umfassend: einen Demodulator (41, 51), zum Erlangen einer Empfangssequenz durch Demodulieren der Empfangswelle; einen Dekoder (42, 52) zum Erzeugen einer dekodierten Symbolsequenz durch Ausführen einer Maximumlikelihood-Dekodierung mit Bezug auf die durch den Demodulator erlange Empfangssequenz; und einen Zuordnungsauflösungsabschnitt (43, 53) zum Lesen der durch den Dekoder erzeugten dekodierten Symbolsequenz, und zum Restaurieren einer Einheit von Übertragungsinformation der Empfangswelle, durch Ausführen einer Zuordnungsauflösung, angepasst an ein Format einer Satzpartitionierung, durchgeführt durch die Zuordnung auf der Übertragungsseite.
Der Empfänger nach Anspruch 8, weiter gekennzeichnet durch: einen Kombinierer (95) zum aufeinanderfolgenden Lesen von durch den Zuordnungsauflösungsabschnitt erhaltenen Dekodierergebnissen, und Restaurieren der Übertragungsinformation durch ein Unterteilen der dekodierten Ergebnisse basierend auf dem Format.
Der Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass: der Zuordnungsauflösungsabschnitt (53) dazu angepasst ist, eine erste Bitsequenz und eine zweite Bitsequenz, durch die Zuordnungsauflösung erzeugt, zu restaurieren; und wobei der Empfänger weiter einen Wortlängenkorrigierer (54) umfasst, zum Lesen der ersten Bitsequenz und der zweiten Bitsequenz, erhalten durch den Zuordnungsauflösungsabschnitt (53), und zum Restaurieren der Einheit einer Übertragungsinformation durch Eliminieren von Dummybits, die der ersten Bitsequenz und der zweiten Bitsequenz durch die an der Übertragungsseite durchgeführte Satzpartitionierung hinzugefügt sind.