ES2211872T3 - Modulacion de amplitud en cuadratura codificada convolucionalmente empleando codigos convolucionales perforados. - Google Patents
Modulacion de amplitud en cuadratura codificada convolucionalmente empleando codigos convolucionales perforados.Info
- Publication number
- ES2211872T3 ES2211872T3 ES94106883T ES94106883T ES2211872T3 ES 2211872 T3 ES2211872 T3 ES 2211872T3 ES 94106883 T ES94106883 T ES 94106883T ES 94106883 T ES94106883 T ES 94106883T ES 2211872 T3 ES2211872 T3 ES 2211872T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- symbols
- qam
- bits
- information
- flow
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3438—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying generalised cross constellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0059—Convolutional codes
- H04L1/006—Trellis-coded modulation
Abstract
CODIGOS BINARIOS PERFORADOS DE CIRCUNVALACION SE USAN EN UN SISTEMA DE RED DE MODULACION CODIFICADA PARA OBTENER EFICIENCIAS ESPECTRALES TAN ALTAS COMO AQUELLOS CODIGOS BI-DIMENSIONALES QUE USAN SIMPLE HARDWARE. UN CODIGO DE CIRCUNVALACION BINARIO DE INDICE BASE 1/2 SE PERFORA PARA INDICAR N/K. LA SALIDA DEL CODIFICADOR PERFORADO 18 SE MAPEA EN UNA PARTICION DE CUATRO VIAS (60,62,64,66; 120,124,126) DE UNA CONSTELACION QAM DE 2 ELEVADO A N PUNTOS DE DOS DIMENSIONES. LA PARTICION DE CUATRO VIAS CONSISTE EN UNA PARTICION DE DOS VIAS EN AMBAS DIMENSIONES I Y Q. LAS PARTICIONES DE DOS VIAS DE CADA DIMENSION SE USAN PARA TRANSMITIR LA SALIDA DE DOS NIVELES DEL CODIFICADOR DE CIRCUNVALACION BINARIO DE INDICE N/K. LAS PARTES (N2) SIN CODIFICAR (24) SE TRANSMITEN SELECCIONANDO EL UNICO PUNTO DE LA CONSTELACION DE UN GRUPO DE PARTICION. EL CODIGO TIENE UN PASO MEDIO DE (N -2) + 2N/K BITS POR SIMBOLO. LA INVENCION TAMBIEN SE PUEDE APLICAR A SISTEMAS DE REDES DE MODULACION DE AMPLITUD CODIFICADA BASADAS EN 2 ELEVADO A N NIVELES POSIBLES DE AMPLITUD PROPORCIONADOS A LO LARGO DE UN CONSTELACION UNIDIMENSIONAL.
Description
Modulación de amplitud en cuadratura codificada
convolucionalmente empleando códigos convolucionales perforados.
La presente invención se refiere a la
comunicación de datos digitales empleando la modulación de amplitud
(AM-amplitude modulation) codificada
convolucionalmente (trellis) y la modulación de amplitud en
cuadratura (QAM-quadrature amplitude modulation)
codificada convolucionalmente con códigos convolucionales
perforados (punctured convolutional codes). Una de las varias
aplicaciones para las que la presente invención está
particularmente bien adaptada es la transmisión de señales de
televisión digital.
Por canales analógicos terrestres de frecuencia
muy alta (VHF), frecuencia ultra alta (UHF) o televisión por cable
pueden transmitirse datos digitales, por ejemplo, señales
comprimidas, digitalizadas, de televisión (NTSC) o de televisión de
alta definición (TVAD) a usuarios finales. Los canales analógicos
entregan versiones corrompidas y transformadas de sus formas de
onda de entrada. Las corrupciones de la forma de onda incluyen la
distorsión lineal, selectiva por frecuencias, de amplitud y fase,
la distorsión armónica, o no lineal, y el desvanecimiento
multiplicativo. La corrupción aditiva de la forma de onda, debido a
ruido estadístico, térmico y por impulso, puede contrarrestarse
empleando códigos de corrección de errores hacia delante.
Para comunicar datos digitales a través de un
canal analógico, los datos se modulan empleando por ejemplo, u tipo
de modulación de amplitud de impulsos (PAM-pulse
amplitud modulation). Característicamente, se elige la modulación
de amplitud en cuadratura o la modulación de banda lateral única
(SSB) para usar eficientemente el ancho de banda disponible de
canal. La modulación QAM es una cuadratura, o combinación ortogonal
de dos señales PAM. Cuando se consideran como coordenadas en un
plano, las señales PAM combinadas forman una "constelación" de
niveles posibles de transmisión. Cada punto de constelación
transmitida se denomina un símbolo. Por ejemplo, dos señales AM
independientes de nivel cuatro de cuadratura forman una
constelación de 16-QAM que codifica cuatro bits.
Una constelación de 32 puntos puede formarse con señales AM
dependientes de cuadratura de nivel seis, que codifica cinco bits
por símbolo.
En la modulación de amplitud de impulsos, cada
señal es un pulso cuyo nivel de amplitud se selecciona de un
conjunto fijo de niveles. En la modulación 16-QAM,
cada una de las señales PAM de cuadratura se seleccionan de
amplitudes bipolares, uniformemente espaciadas ajustadas a la
escala de los niveles de amplitud -3, -1, 1, 3. La eficiencia
espectral en los sistemas de comunicación digital se define como el
número de bits de información transmitidos por segundo por unidad
de ancho de banda, es decir, la relación de velocidad de
transmisión de datos por ancho de banda. Los sistemas de modulación
con una eficiencia de ancho de banda muy elevada se emplean en
aplicaciones que precisan un procesamiento elevado de datos con un
pequeño ancho de banda disponible. Las modulaciones QAM y SSB
proporcionan una modificación eficiente con respecto al ancho de
banda, que puede proporcionar unas tasas de error en bits muy bajas
cuando se emplean con códigos de corrección de errores hacia
delante de alta eficiencia tales como la modulación TCM
(Trellis-Coded Modulation).
La modulación TCM ha evolucionado como una
técnica combinada de codificación y modulación para la transmisión
digital por canales limitados en banda. A diferencia de la
aplicación tradicional de códigos convolucionales a la modulación
PAM de dos niveles que incrementan el ancho de banda utilizado en
la transmisión, la modulación TCM aumenta en vez el tamaño de
constelación. En los esquemas de modulación TCM, se codifica
convolucionalmente una secuencia de bits "codificados" en una
secuencia de grupos que parten la constelación de símbolos. Para
cada grupo codificado, se transmite un número de bits "no
codificados" seleccionando un elemento único de la constelación
del grupo. En un receptor, la secuencia de grupos transmitidos es
decodificada por un decodificador de códigos convolucionales, de
máxima verosimilitud, de decisión blanda. Tales esquemas de
modulación TCM pueden mejorar la robustez de la transmisión digital
frente a ruidos aditivos en tres a seis dB o más en comparación con
la modulación no codificada a la misma velocidad de transmisión de
información.
La mayoría de los esquemas de modulación TCM
trazan una etapa del diagrama de enrejado (trellis) para un símbolo
de transmisión que se compone de dos componentes QAM (I, Q). Tales
códigos bidimensionales (2-D) consiguen un
rendimiento de un número entero de bits de información por símbolo
2-D. Es deseable aumentar el rendimiento de la
modulación TCM incrementando en alguna fracción el número entero de
bits codificados por símbolo. Han evolucionado esquemas que
combinan dos símbolos 2-D para formar símbolos
4-D, cuatro símbolos 2-D para
formar símbolos 8-D, etc., para obtener
rendimientos levemente superiores. Estos códigos
"multidimensionales" alcanzan mayores eficiencias espectrales
a expensas de una complejidad de decodificador muy incrementada.
Tal complejidad resulta de la necesidad de calcular decisiones
blandas de cada grupo multidimensional en la constelación y de la
necesidad de construir un decodificador convolucional a métrica con
un código de relación n/k, donde n/k representa el rendimiento
fraccionario a proporcionar.
En muchas aplicaciones de comunicaciones de datos
que requieren una probabilidad muy baja de error de bits, se
utiliza habitualmente una concatenación de dos códigos de
corrección de errores hacia delante. Se emplea un código
"interno" de decisión blanda en el canal ruidoso para entregar
una modesta tasa de error de símbolos a un decodificador
"exterior". Un enfoque conocido consiste en utilizar un código
convolucional o de enrejado como código interno, con alguna forma
de "algoritmo de Viterbi" como decodificador convolucional. El
código externo es más frecuentemente un código
"Reed-Solomon" corrector de t símbolos u otro
código algebraico de bloques. Tales códigos son bien conocidos en
la técnica. El decodificador exterior retira la gran mayoría de
errores de símbolos que hayan eludido al decodificador interior de
tal manera que la tasa final de error producida es extremadamente
pequeña.
Con la codificación concatenada, el código
interno necesita proporcionar típicamente sólo tres a cuatro dB de
ganancia de codificación antes de enviar los datos parcialmente
corregidos al código externo. Los códigos multidimensionales, los
cuales logran unas tasas de rendimiento mayores que los códigos
convolucionales 2-D, se diseñan para aproximar una
ganancia de seis dB para unas relaciones de señal/ruido (SNR)
elevadas.
Sería ventajoso poder conseguir las eficiencias
espectrales de los códigos multidimensionales sin tener que
calcular las decisiones blandas de una pluralidad de grupos
multidimensionales y sin tener que construir un decodificador
convolucional de relación n/k en vez de de relación 1/m. Se sabe
que pueden implementarse códigos convolucionales de alta relación
n/k en la modulación tradicional de dos niveles (por ejemplo, BPSK)
con expansión del ancho de banda empleando códigos perforados de
relación 1/m. Sin embargo, la aplicación de códigos convolucionales
perforados a la modulación TCM que no expande el ancho de banda se
ha considerado tan sólo recientemente. En el documento US
5.408.502, expedido el 18 de abril de 1995, se describe un sistema
así.
El artículo "An Adjustable-Rate
Multilevel Coded Modulation System: Analysis and Implementation",
de P. Cremonesi et al., en European Transactions on
Telecommunicactions and Related Technologies, 4 (1993) mayo/junio,
n° 3, describe un sistema multinivel de modulación codificada de
relación regulable, en el que un codificador incluye un adaptador
de relaciones que proporciona flujos paralelos a distintos
codificadores exteriores de manera que las salidas de los
codificadores exteriores sean síncronas.
El documento US 4.941.154 describe un esquema de
codificador convolucional en el que bits codificados
convolucionalmente identifican un subconjunto de una constelación
de señal y se seleccionan símbolos de la constelación para una
transmisión basada en bits no codificados convolucionalmente.
La presente invención subyace el objeto de
proporcionar un esquema de comunicación que disfrute de las
ventajas anteriormente mencionadas.
Este objeto está de acuerdo con la invención
resuelta por el asunto de las reivindicaciones 1, 3, 10, 11 y
12.
En concreto, la presente invención se aprovecha
del requisito de ganancia reducida de codificación para la
modulación TCM cuando se concatena con un código externo. La
invención también aplica códigos convolucionales perforados a la
modulación TCM al perforar un decodificador convolucional de
relación estándar de ½ para conseguir unos rendimientos
fraccionarios de relación n/k, donde n/k puede ser cualquier valor
deseado menor que uno.
En las reivindicaciones dependientes se esbozan
realizaciones ventajosas adicionales.
Según una realización de la presente invención,
se proporciona un aparato para comunicar datos digitales empleando
la modulación QAM codificada convolucionalmente, basada en una
constelación QAM bidimensional de 2^{N} puntos, con una velocidad
de transmisión de símbolos de F_{S} símbolos QAM por segundo. El
aparato incluye un medio para fraccionar un flujo original de datos
de información, proporcionado a una velocidad de transmisión de
datos de ((N-2) + 2n/k)F_{s} bits por
segundo, en un primer flujo de información "no codificado" que
tiene una velocidad de transmisión de datos de
(N-2)F_{S} bits por segundo y en un
segundo flujo de información "codificado" que tiene una
velocidad de transmisión de datos de (2n/k)F_{s} bits por
segundo, donde n/k es una relación perforada de un código
convolucional binario. Se proporciona un medio para codificar el
segundo flujo de información empleando el código convolucional
binario de relación perforada n/k. El segundo flujo de información
codificado se almacena temporalmente para proporcionar dos bits
codificados por símbolo QAM. El primer flujo de información se
almacena temporalmente para proporcionar (N-2) bits
no codificados por símbolo QAM. Un medio sensible a los primer y
segundo flujos de información almacenados temporalmente,
proporciona símbolos QAM sucesivos, constando cada símbolo QAM de
unos componentes I y Q ortogonales, obtenidos de dos de los bits
codificados almacenados temporalmente y de (N-2) de
los bits no codificados almacenados temporalmente. Los dos bits
codificados almacenados temporalmente designan uno de entre cuatro
grupos de símbolos proporcionados en la constelación QAM para una
identificación parcial de los símbolos QAM. Se proporciona un medio
para transmitir los símbolos QAM sucesivos a través de un canal de
comunicación.
Los medios para proporcionar símbolos QAM
sucesivos pueden comprender un mapa de símbolos que está
direccionado por unas direcciones sucesivas de N bits que
comprenden (N-2) bits no codificados procedentes
del primer flujo de información almacenado temporalmente, y dos
bits codificados procedentes del segundo flujo de información
almacenado temporalmente. El mapa de símbolos da salida a símbolos
en respuesta a las direcciones sucesivas.
Se proporciona un aparato decodificador para el
uso en la decodificación de símbolos transmitidos por el medio
transmisor. El aparato decodificador incluye un medio para recibir
los símbolos QAM transmitidos desde el canal de comunicación. Los
símbolos recibidos están corrompidos por ruido introducido por el
canal. Se proporciona un medio para digitalizar los símbolos
recibidos para proporcionar datos digitales representativos de los
componentes I y Q para el procesamiento en unos primer y segundo
caminos del receptor. El primer camino del receptor incluye un
medio para retardar los datos digitales. El segundo camino del
receptor incluye (i) un medio para convertir los componentes I y Q
digitalizados en métricas de rama y (ii) un medio para decodificar
convolucionalmente las métricas de rama según la relación n/k
perforada, para recuperar el segundo flujo de información. El
segundo flujo de información recuperado se recodifica
convolucionalmente según la relación n/k para proporcionar un flujo
de identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de símbolos,
que representan las mejores estimaciones de los grupos de símbolos
empleadas para identificar parcialmente los símbolos QAM
transmitidos. Se proporciona un medio para almacenar temporalmente
el flujo de identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de
símbolos para la sincronización con los datos digitales retardados
en el primer camino del receptor. Un medio sensible al flujo de
identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de símbolos cortan
partes sucesivas de (N-2) bits no codificados de
datos retardados procedentes del primer camino del receptor. Las
partes cortadas de (N-2) bits no codificados se
multiplexan con el segundo flujo de información recuperado en el
segundo camino del receptor para reconstruir el flujo original de
datos de información.
Las métricas de rama proporcionadas en el segundo
camino del receptor pueden comprender componentes que representen
la probabilidad de que el componente I de un símbolo QAM recibido
designe un grupo I=0 o I=1 de símbolos transmitido, procedente de
la constelación QAM, y la probabilidad de que el componente Q del
símbolo QAM recibido designe un grupo Q=0 o Q=1 de símbolos
transmitido, procedente de la constelación QAM. La combinación de
un grupo I y Q de símbolos designa uno de los cuatro grupos de
símbolos en la constelación QAM. En la realización ilustrada, las
métricas de componente se generan empleando una función de
transferencia que tiene una característica con picos y valles
periódicos a lo largo de unos ejes I y Q de amplitud de la
constelación QAM. Los picos y el centro de los valles residen en
niveles de amplitud de los grupos de símbolos a lo largo de los
ejes.
La realización ilustrada también codifica
diferencialmente el segundo flujo de información y emplea un mapa
de símbolos que comprende una partición QAM bidimensional en cuatro
partes que es invariante para rotaciones de 180° con respecto a los
bits no codificados contenidos en las direcciones del mapa de
símbolos. En semejante realización, el segundo camino del receptor
incluye un medio para decodificar diferencialmente el segundo flujo
de información recuperado para la introducción en el medio
multiplexor. El primer camino del receptor retarda los datos
digitales en D/(2n/k) símbolos, donde D es sustancialmente el
retardo inherente en el segundo camino del receptor. El medio para
digitalizar los símbolos recibidos proporciona datos digitales
cuantificados. El primer camino del receptor puede incluir un medio
para cuantificar adicionalmente los datos digitales, para permitir
que se simplifique el medio de retardo del primer camino del
receptor.
También se proporciona un aparato para comunicar
datos digitales la modulación de amplitud codificada
convolucionalmente, basada en 2^{N} niveles de amplitud posibles
(es decir, modulación AM 2^{N}) dispuestos a lo largo de una
constelación unidimensional. Los niveles de amplitud están
representados por símbolos transmitidos a una velocidad de
transmisión de F_{s} símbolos por segundo. El aparato comprende
un medio para fraccionar un flujo original de datos de información,
proporcionado a una velocidad de transmisión de
((N-1) + n/k)F_{s} bits por segundo, en un
primer flujo de información "no codificado" que tenga una
velocidad de transmisión de (N-1)F_{s},
bits por segundo y en un segundo flujo de información
"codificado" que tenga una velocidad de transmisión de
(n/k)F_{s} bits por segundo, donde n/k es una relación
perforada de un código convolucional binario. Se proporciona un
medio para codificar el segundo flujo de información empleando el
código convolucional binario de relación perforada n/k. Los primer
y segundo flujos de información se almacenan temporalmente para
proporcionar (N-1) bits no codificados y un bit
codificado por símbolo. Un medio sensible a los primer y segundos
flujos de información almacenados temporalmente proporciona unos
símbolos sucesivos obtenidos a partir de un bit codificado y de
(N-1) bits no codificados. El bit codificado
designa uno o dos grupos de símbolos dispuestos en la constelación,
para una identificación parcial de dichos símbolos. Se proporciona
un medio para transmitir los símbolos sucesivos a través de un
canal de comunicación.
También se proporciona un receptor para el
esquema de modulación AM 2^{N}. Los símbolos comunicados
empleando la modulación de amplitud codificada convolucionalmente,
basada en una constelación unidimensional de 2^{N} puntos, se
reciben y digitalizan para proporcionar datos digitales. Un primer
camino del receptor transporta los datos digitales. Un segundo
camino del receptor transporta los datos digitales e incluye (i) un
medio para generar métricas de componente a partir de los datos
digitales, (ii) un medio para agrupar las métricas de componente
con borrados para formar las métricas de rama de un diagrama de
enrejado de relación 1/2, y (iii) un decodificador convolucional de
relación 1/2, perforado según una relación n/k para decodificar
convolucionalmente las métricas de rama, para recuperar un flujo de
información. El flujo de información recuperado se recodifica
convolucionalmente según la relación n/k perforada para
proporcionar un flujo de identificadores sucesivos, de un bit, de
grupos de símbolos. Cada identificador representa la mejor
estimación de un grupo de símbolos de la constelación que
identifica parcialmente un símbolo recibido. Se proporciona un
medio para sincronizar el flujo de identificadores sucesivos, de un
bit, de grupos de símbolos y los datos digitales en el primer
camino del receptor. Un medio sensible al flujo sincronizado de
identificadores sucesivos, de un bit, de grupos de símbolos cortan
partes sucesivas de (N-1) bits no codificados de
datos procedentes de el primer camino del receptor. Las partes
sucesivas de (N-1) bits no codificados se
multiplexan con el flujo de información recuperado en el segundo
camino del receptor a fin de reconstruir un flujo de datos
deseado.
Se proporcionan métodos para comunicar datos
digitales, empleando la modulación QAM codificada
convolucionalmente basada en una constelación QAM bidimensional de
2^{N} puntos, a una velocidad de transmisión de símbolos de
F_{s} símbolos QAM por segundo, y para recibir los símbolos QAM
transmitidos, procedentes de un canal de comunicación, corrompidos
por ruido. Se convierten componentes I y Q digitalizados de los
símbolos QAM recibidos en métricas de rama, para generar métricas
de componente a partir de los componentes I y Q digitalizados. Se
insertan borrados en las métricas de componente y se agrupan con
las métricas de componente en grupos de dos para formar métricas de
rama de un diagrama de enrejado de relación 1/2. Las métricas de
rama se decodifican convolucionalmente empleando un decodificador
de relación 1/2 perforado según la relación n/k.
La figura 1 es un diagrama de bloques de un
codificador QAM codificada convolucionalmente según la presente
invención;
la figura 2 es un diagrama de bloques de un
decodificador para los símbolos QAM transmitidos desde el
codificador de la figura 1;
la figura 3a es una ilustración de una
constelación 32-QAM bidimensional que muestra los
cuatro grupos de símbolos empleados según la presente
invención;
la figura 3b es una leyenda que ilustra los
grupos de símbolos identificados por identificadores del grupo I y
del grupo Q;
las figuras 4a y 4b ilustran una función de
transferencia empleada para generar métricas de componente según un
realización 32-QAM de la presente invención;
la figura 5 es un patrón de constelación
64-QAM bidimensional que ilustra los cuatro grupos
de símbolos empleados según la presente invención;
las figuras 6a y 6b ilustran una función de
transferencia empleada para generar métricas de componente en la
realización 64-QAM; y
la figura 7 es un gráfico que traza la velocidad
de transmisión de errores de bit frente a la relación señal/ruido
(Es/NO) para códigos de relaciones diferentes.
La presente invención proporciona un método para
comunicar datos digitales empleando la modulación QAM codificada
convolucionalmente. Se codifican símbolos para la transmisión
empleando un codificador convolucional de relación 1/2 perforado
para relaciones n/k > 1/2. Cuando la modulación QAM codificada
convolucionalmente está basada en una constelación QAM
bidimensional de 2^{N} puntos, cada símbolo QAM transmite una
media de (N-2) bits no codificados y n/k bit
codificado. Por tanto, por ejemplo, para una realización
32-QAM, cada símbolo transmite una media de tres
bits no codificados y de 2 n/k bit codificado. Para una realización
64-QAM, cada símbolo transmite una media de cuatro
bits no codificados y de 2 n/k bit codificado. Los 2 n/k bits se
codifican y modulan convolucionalmente como grupos de símbolos de
dos niveles en los componentes I y Q. Los bits no codificados
seleccionan el punto único de la constelación de los grupos de
símbolos. Los símbolos codificados se transmiten y reciben en un
receptor. En el receptor, el símbolo recibido se cuantifica en
decisiones blandas a partir de las cuales se generan las métricas
de rama para las decisiones I y Q de dos niveles.
La constelación QAM está fraccionada en dos
grupos en la dimensión I y en dos grupos en la dimensión Q, de
manera que la distancia mínima entre símbolos en la dimensión
fraccionada es 2\Delta_{0}. La salida del codificador
convolucional perforado se seria por bits y luego se agrupa por
pares que se emplean para seleccionar el grupo I y Q del símbolo
transmitido. Los bits no codificados se transmiten en cada símbolo
QAM mediante la selección del nivel I o Q específico de cada
grupo.
Existen cuatro grupos de símbolos por
constelación QAM. Estos están definidos por la combinación dos
grupos I y Q de símbolos de un bit, que proporciona un número
binario de dos bits para seleccionar uno de los cuatro grupos de
símbolos en la constelación QAM. La codificación de 2 n/k bits
codificados de información para un grupo I y Q de símbolos es un
proceso de promediación en varios símbolos. Se emplea un esquema
convencional de almacenamiento temporal con salida por orden de
entrada (FIFO - first-in, first-out)
en la implementación física del codificador para realizar la
promediación.
El codificador se muestra en la figura 1. Un
flujo original, seriado, de bits de información procedente de una
fuente 10 de datos se introduce en un demultiplexor 12 a una
velocidad de transmisión de ((N-2) +
2n/k)F_{s} bits por segundo. F_{s} es la velocidad de
transmisión de símbolos de los símbolos QAM. El demultiplexor
fracciona los datos en un primer flujo de bits de información "no
codificado" de velocidad de transmisión de
(N-2)F_{s}, bits por segundo y en un
segundo flujo de bits de información "codificado" de velocidad
de transmisión de (2n/k)F_{s} bits por segundo. El primer
flujo de bits de información se transporta en un primer camino del
codificador, designado generalmente por 15. El segundo flujo de bits
de información se transporta en un segundo camino del codificador,
designado generalmente por 17.
El primer flujo de bits de información se
almacena temporalmente en una memoria 14 FIFO para la introducción
en un conversor serie-paralelo que da salida a
(N-2) bits por símbolo a través de la línea 24. El
segundo flujo de bits de información se codifica diferencialmente
en un codificador 16 diferencial y, a continuación, se codifica
utilizando un codificador 18 convolucional perforado.
Ventajosamente, el codificador 18 es un codificador convolucional
de relación 1/2, convencional, que está perforado según una n/k. El
segundo flujo de bits de información, al que se ha dado salida del
codificador 18, se almacena temporalmente en una memoria 20 FIFO
para la introducción en un conversor 22
serie-paralelo. El conversor 22 proporciona dos
bits codificados por símbolo (es decir, un grupo
I-Q de símbolos) por la línea 26. Los
(N-2) bits no codificados y los dos bits codificados
a los que se ha dado salida desde el conversor 22
serie-paralelo se emplean para direccionar un mapa
28 de 2^{N} símbolos, que puede comprender, por ejemplo, una
memoria ROM. El mapa 28 de símbolos da salida a símbolos
A(n) QAM sucesivos basado en direcciones sucesivas de N
bits.
El esquema de modulación codificada
convolucionalmente implementado por el codificador de la figura 1,
transmite una media de 2n/k bits codificados por símbolo QAM en un
periodo de varios símbolos. La función de promediación es realizada
por unas memorias 14, 20 intermedias y unas estructuras
correspondientes de almacenamiento temporal en el hardware del
decodificador. La función del codificador puede describirse en
términos vectoriales. Concretamente, el flujo de bits
"codificado" introducido en el codificador 16 diferencial desde
el demultiplexor 12, puede indicarse como un vector \upbar{b} =
b_{0}, b_{1}, b_{2}, ..., que representa la secuencia que
comienza en el instante cero. El codificador diferencial codifica
diferencialmente el flujo de datos con una función de transferencia
1\oplusD en un vector \upbar{d} = d_{0}, d_{1},
d_{2}, .... La codificación diferencial del flujo de bits
codificado se utiliza con un código convolucional transparente y
una transformación (mapping) de bits no codificados invariante
para rotaciones de 180° de la partición de la constelación. Esto
hace que el esquema TCM no se vea afectado por rotaciones de 180°
entre las secuencias de símbolos recibida y transmitida. Tal código
de enrejado se dice que es invariante para rotaciones de 180°.
La secuencia \upbar{d} codificada
diferencialmente se introduce en el codificador convolucional
perforado de relación n/k, lo que da como resultado un vector
\upbar{c} = c_{0}, c_{1}, c_{2}, .... La secuencia
\upbar{c} de bits se introduce en la memoria FIFO a una velocidad
de transmisión de dos bits/intervalo de baudios, y se lee de salida
en parejas (C_{2n} C_{2n+1}) en cada intervalo de baudios. En
esta notación, la designación (n) indexa el intervalo de baudios, t
= nT_{b}, donde T_{b} es el periodo de baudios. El primer
elemento del par, C_{2n}, selecciona el grupo I como un cero o un
uno. El segundo elemento del par, C_{2n+1}, selecciona el grupo Q
como un cero o un uno. Las selecciones de grupo I, Q se ilustran en
la siguiente tabla:
Las combinaciones de las selecciones de grupo I y
Q se ilustran en las figuras 3a, 3b para una realización
32-QAM. La constelación para una realización
64-QAM se proporciona en la figura 5, con las
mismas transformaciones de grupos I, Q de símbolos ilustrados en la
figura 3b. Tal como puede observarse al comparar las figuras 3a y
3b, las selecciones de grupo I, Q funcionan como identificadores de
grupo de símbolos para identificar uno de entre cuatro grupos de
símbolos diferentes. Los grupos de símbolos se ilustran como un
\lozenge 70, una X 72, un \Box 74 y un \medcirc 76. Las
combinaciones seleccionan uno de entre los grupos de partición en
cuatro partes del patrón de constelación. En la realización
32-QAM de la figura 3a, la constelación está
fraccionada en cuatro cuadrantes 60, 62, 64 y 66. Cada columna en
la constelación corresponde, bien a un grupo I=0, bien a un grupo
I=1. Tal como se ilustra en la figura 3a, el grupo I=1 identifica a
un círculo o a un cuadrado. El grupo I=0 identifica una cruz o un
rombo. De manera similar, las filas del patrón de la constelación
corresponden, bien a un grupo Q=0, bien a un grupo Q=1. El grupo
Q=0 designa un rombo o un cuadrado. El grupo Q=1 identifica una
cruz o un círculo. Esto concuerda con las designaciones
establecidas en la figura 3b.
La constelación 64-QAM de la
figura 5 es similar a la de la figura 3. La constelación está
fraccionada en cuatro cuadrantes 120, 122, 124, 126. Las columnas
de la constelación corresponden a grupos I=0 o I=1, y las columnas
corresponden a grupos Q=0 o Q=1. Tanto en la constelación
32-QAM de la figura 3a como en la constelación
64-QAM de la figura 5, los bits no codificados
están designados bajo cada símbolo. Tal como resulta evidente a
partir de las figuras, cada símbolo en la realización
32-QAM tiene tres bits no codificados y cada
símbolo en la realización 64-QAM tiene cuatro bits
no codificados.
La transmisión de grupos I=0 o I=1 en el
componente de fase de la constelación QAM y de grupos Q=0 o Q=1 en
el componente de cuadratura de la constelación QAM, permite la
transmisión de manera independiente de un par de señales de dos
niveles en cada intervalo de baudios de modulación QAM. La
distancia euclidiana entre los niveles "1" y "0" en
cualquiera de los ejes es \Delta_{0}. El canal de transmisión de
dos niveles se emplea para transmitir la secuencia \upbar{c}
codificada convolucionalmente.
Los (N-2) bits no codificados
{u_{(N-2)n},
u_{(N-2)n+1},...
u_{(N-2)n+(N-3)}} se leen
de la memoria FIFO en el símbolo n, y se emplean para seleccionar
el punto único de la constelación en el grupo I-Q de
partición elegido. Los (N-2) bits no codificados
leídos de salida pueden indicarse como U_{N} =
{u_{(N-2)n},
u_{(N-2)n+1}, ...
u_{(N-2)n+(N-3)}}. La
transformación del n-ésimo símbolo transmitido es función de los
bits codificados y no codificados leídos de salida de las memorias
14, 20 FIFO en el instante n, A(n) = mapa [C_{2n},
C_{2n+1} U_{n}]. La transformación se presenta gráficamente en
las figuras 3a y 3b para la modulación 32-QAM, y en
la figura 5 para la modulación 64-QAM. Los bits no
codificados están espaciados a una distancia de al menos 2
\Delta_{0}, donde \Delta_{0} es el espaciado mínimo en la
constelación. Esto arroja una ganancia de seis dB en la
constelación no codificada, y una ganancia de tres dB en una
constelación no codificada de tamaño 2^{N-1}. Por
tanto, por ejemplo, nunca se encontrarán dos cuadrados 74 el uno
junto al otro; siempre estarán separados por al menos otro símbolo.
Lo mismo sucede para cada uno de los otros símbolos 70, 72, 76
ilustrados.
La figura 2 ilustra un decodificador TCM según la
presente invención. Una secuencia B(n) de símbolos recibida
representa la secuencia A(n) transmitida con ruido blanco
gaussiano aditivo, de manera que B(n) = A(n) +
N(n). Los símbolos recibidos en el terminal 29 se introducen
en un conversor 30 analógico-digital (A/D) que
cuantifica los símbolos con una resolución uniforme de m bits en
cada componente (I, Q) para dar la secuencia de pares (I_{n},
Q_{n}). A continuación, se envían los datos por un primer camino
del receptor, designado generalmente por 31, y por un segundo
camino del receptor, designado generalmente por 33. El camino 31
corresponde al camino de datos "no codificados" en el
codificador, y el camino 33 corresponde con el camino
"codificado" en el codificador. La secuencia de bits
codificada, transmitida utilizando el código convolucional n/k,
debe decodificarse antes de que los bits no codificados
transportados en el primer camino 31 del receptor puedan ser
cortados. El término "cortado" tal como se emplea en el
presente documento, hace referencia a la recuperación de los bits
no codificados tras conocerse de qué grupo I-Q se
eligió el punto de la constelación transmitida.
El segundo camino 33 del receptor incluye un
conversor 33 paralelo-serie que reseria los datos
de dos niveles transmitidos como grupos I y Q. Según la secuencia
de codificación, los pares (I_{n}, Q_{n}) se convierten de
paralelo a serie en la secuencia alterna I_{n}, Q_{n},
I_{n+1}, Q_{n+1}, .... Esta secuencia es la versión
cuantificada, corrompida por ruido, de la secuencia modulada de
C_{2n}, C_{2n+1}, C_{2n+2}, C_{2n+3}... Las
cuantificaciones I_{n}, Q_{n} se convierten primero en métricas
de componente empleando una tabla de consulta en una memoria ROM
38 de métricas de componente. Las métricas de componente
representan la probabilidad logarítmica de los valores C_{2n},
C_{2n+1} de grupo transmitidos. Una memoria ROM, de tamaño máximo
p x 2^{m} bits, realiza esta conversión desde una cuantificación
en n bits a una métrica de componente de p bits, que representa las
características de transferencia de las figuras 4a y 4b para la
realización 32-QAM, y las características de
transferencia de las figuras 6a y 6b para la realización
64-QAM.
Tal como se ilustra en las figuras 4a y 4b, las
funciones de transferencia, designadas generalmente por 80 (métrica
1 de rama) y 100 (métrica 0 de rama), tienen unas características
con picos y valles periódicos a lo largo de los ejes I y Q de
amplitud de la constelación QAM. En la figura 4a, los picos 84, 86,
92 y el centro de los valles 82, 88, 90 residen en niveles de
amplitud de los grupos de símbolos a lo largo del eje 81. De manera
similar, en la figura 4b, los picos 102, 108 y 110 y el centro de
los valles 104, 106 y 112 residen en niveles de amplitud de los
grupos de símbolos a lo largo del eje 101. Nótese que los ejes 81 y
101 especifican niveles de amplitud que son idénticos a los ejes
61, 63 I y Q en la figura 3a. Para la realización
64-QAM, unas funciones de 130, 140 de transferencia
ilustradas en las figuras 6a y 6b tienen las mismas propiedades
generales que las funciones 80 y 100 de transferencia para la
realización 32-QAM. Sin embargo, cada una de las
funciones de transferencia para la realización
64-QAM tiene un pico y un valle adicionales para
acomodar los niveles (7, -7) de amplitud adicionales en cada uno de
los ejes 121, 123 I y Q ilustrados en la figura 5.
Tal como se ha indicado anteriormente, las
métricas de componente son una indicación de la probabilidad de que
un símbolo recibido comprenda un grupo I=1 o un grupo I=0 y de la
probabilidad de que el símbolo represente un grupo Q=1 o un grupo
Q=0. Como ejemplo, remítase al punto 65 de símbolo recibido en la
figura 3a. Este símbolo se recibió a una amplitud I de 2,5 y a una
amplitud Q de 1,5. La tarea del codificador es determinar a qué
símbolo transmitido corresponde el símbolo recibido. Pasando a las
figuras 4a y 4b, puede observarse que para una amplitud I de 2,5,
la métrica 1 de rama (bm_{1}) tendrá un valor igual a la mitad
del pico (todos los valores de las métricas de rama están
normalizados para un pico de uno). Similarmente, la métrica 0 de
rama (bm_{0}) es cero cuando el componente I de un símbolo
recibido tiene una amplitud de 2,5. Cuando la métrica 0 de rama es
cero, es probable que el símbolo recibido represente un
identificador I=0 de grupo de símbolos. Si bm_{1} fuese cero,
entonces sería probable el símbolo recibido representase un
identificador I=1 de grupo de símbolos. En el presente ejemplo,
bm_{0} = 0, de manera que el símbolo recibido probablemente
reside en el grupo I=0.
Aplicando el mismo proceso al componente Q, el
componente Q en el presente ejemplo tiene una amplitud de 1,5. Por
tanto, con referencia a la figura 4a, bm_{1} = 0. Con referencia
a la figura 4b, bm_{0} = 0,5. Puesto bm_{1} = 0, es probable
que el símbolo recibido represente un grupo Q de uno. Por tanto, es
probable que el símbolo 65 recibido represente un grupo I de cero y
un grupo Q de uno. Con referencia a la figura 3b, para un I, Q de
0,1, el símbolo es una cruz, tal como se designa por 72. Por tanto,
es probable que el símbolo 65 recibido sea del grupo de símbolos
cruz y, además, el símbolo cruz más probable se cortará como un
símbolo 67 en la figura 3a (bits 101 no codificados).
Los componentes bm_{0} y bm_{1} de métrica de
rama se reconstruyen con borrados insertados y son decodificados
por un decodificador 40 Viterbi de relación perforada n/k. Tales
decodificadores son bien conocidos en la técnica, tal como ilustra
el artículo "High-Rate Punctured Convolutional
Codes for Soft-Decision Viterbi Decoding," IEEE
Transactions on Communications, Marzo, 1984, pp.
315-319.
Las características del componente de métrica de
rama se basan en los logaritmos negativos, a escala, de las
probabilidades condicionales de que se transmitió un grupo de
símbolos "0" ó "1" dada la cuantificación x del símbolo
recibido. Además de poner a escala las probabilidades logarítmicas,
la característica de transferencia descrita anteriormente en
conexión con las figuras 4a, 4b y 6a, 6b se diseña para representar
sólo la diferencia entre el bm_{0}(x) y el
bm_{1}(x). Concretamente, para todos los valores de la
cuantificación x, se resta una constante del par de probabilidades
logarítmicas de manera que la más pequeña de las dos métricas se
pone a cero. Estas métricas diferenciales mejoran el rendimiento
del decodificador 40 Viterbi, que emplea una aritmética de anchura
de bit fija al calcular sus caminos supervivientes. Las
características bm_{0}(x) y el bm_{1}(x) de
transferencia pueden simplificarse de una manera lineal
fragmentada, tal como se ilustra en las figuras 4a, 4b y 6a, 6b,
con puntos de transición como los enteros y los picos fijos en el
valor máximo de métrica de rama procesado por el hardware del
decodificador Viterbi.
Se insertan borradores para los códigos
perforados en las métricas de componente seriadas por la memoria 38
ROM de métrica de componente, y se agrupan en pares para formar
métricas de rama de un diagrama de enrejado de relación base 1/2 .
Las métricas son procesadas por el decodificador Viterbi, que da
salida a una estimación de máxima probabilidad del flujo \upbar{d}
de bits codificados. La estimación retardada se representa
como:
\overline{d}' = z^{-D} \
\overline{d} \ \oplus \
\overline{e}_{1}
donde D es el retardo, en bits codificados de
información, del decodificador Viterbi. A continuación, el flujo
\upbar{d} es decodificado por la función de transferencia 1/(1
\oplus D) para dar la
estimación:
\overline{b}' = z^{-D} \
\overline{b} \ \oplus \
\overline{e}_{2}
del flujo de información codificado. Los errores
de los vectores estimados se designan por \upbar{e}_{1} y
\upbar{e}_{2}. z es el operador estándar de retardo de la
transformada en
z.
Para cortar los bits no codificados de un símbolo
recibido, es beneficioso conocer de qué grupo I-Q
se eligió el punto de la constelación transmitida. Si se conoce el
grupo, entonces la relación señal-ruido para cortar
el símbolo único en el grupo, identificando por tanto los bits no
codificados, es seis dB mejor que el espaciado de la constelación
no codificada. La ganancia de corte no codificada es debido al
espaciado 2\Delta_{0} entre símbolos de la partición en cuatro
partes, en comparación con el espaciado de la constelación no
codificada de \Delta_{0}. Nótese en la figura 3a, por ejemplo, que
los bits "100" no codificados son todos adyacentes los unos a
los otros, representando un espaciado de \Delta_{0}, mientras que
ninguno de los símbolos en los grupos \Box, \lozenge,
\medcirc, X son adyacentes.
Una buena estimación del grupo
I-Q de un símbolo se obtiene recodificando la
estimación \upbar{d}' de \upbar{d} de máxima probabilidad. Tal
recodificación está proporcionada por un recodificador 44 de
relación perforada n/k, mostrada en la figura 2. La estimación de
los grupos I-Q de la secuencia de símbolos recibidos
es tan buena como la estimación \upbar{d}, que se determina
mediante el diseño de código convolucional en el intervalo Es/NO de
interés. En la realización ilustrada, \upbar{d} es recodificada
en \upbar{c} por el recodificador 44, y a continuación es
almacenada temporalmente por una memoria 46 FIFO, tal como en el
codificador, para producir las estimaciones de los grupos
I-Q
(C'_{2n}, \
C'_{2n+1}) = (C_{2n-Dk/2n}, \
C_{2n-Dk/2n+1}) +
e_{3}(n)
Aquí, la compensación de índice de Dk/2n
representa el retardo, en intervalos de baudios, del decodificador
Viterbi. Para garantizar que es un número entero de símbolos, el
retardo del decodificador puede incrementarse por un intervalo de
bits codificados. Los símbolos recibidos son retardados, por
segmentación en el primer camino 31 del receptor en Dk/2n símbolos,
por una memoria 34 intermedia de retardo de manera que puedan
cortarse con las estimaciones (C'_{2n}, C'_{2n+1}) de grupo
I-Q a medida que se vuelven disponibles.
En vez de retardar la totalidad de los 2m bits
por símbolo de la cuantificación (I_{n}, Q_{n}) en el camino 31
no codificado, es ventajoso reducir la información en un
cuantificador 32 para reducir los requisitos de memoria de la línea
de retardo. Un conjunto más simple de números para retardar y
procesar son los niveles i0_{n}, i1_{n}, q0_{n}, q1_{n}, que
representan, respectivamente, el nivel de amplitud del grupo I=0
más próximo a la cuantificación I_{n}, la amplitud del grupo I=1
más próxima a I_{n}, la amplitud del grupo Q=0 más próxima a
Q_{n} y la amplitud del grupo Q=1 más próxima a Q_{n}. Estos
números son toda la información que se requiere para cortar los
bits no codificados del símbolo recibido una vez que se haya
estimado el grupo del símbolo transmitido en la salida de un
conversor 48 serie-paralelo, para la introducción en
el recortador 50 de banda de bits no codificados. Cuando se
dispone el cuantificador 32 en el primer camino 31 del receptor, el
número de bits a los que se da salida desde la memoria 34
intermedia de retardo puede limitarse a
4I(N-2)/2I proporcionando una cuantificación suficiente. Esto limitará la cantidad de memoria requerida por el recortador 50 de banda de bits no codificados para i0_{n}, i1_{n}, q0_{n}, q1_{n} a 4^{\Gamma}(N-2)/2\Gamma bits/símbolo.
4I(N-2)/2I proporcionando una cuantificación suficiente. Esto limitará la cantidad de memoria requerida por el recortador 50 de banda de bits no codificados para i0_{n}, i1_{n}, q0_{n}, q1_{n} a 4^{\Gamma}(N-2)/2\Gamma bits/símbolo.
A partir de i0_{n}, i1_{n}, q0_{n},
q1_{n} es sencillo cortar los bits no codificados, dado el grupo
I-Q transmitido al que se ha dado salida desde el
conversor 48 serie-paralelo, empleando una tabla de
consulta. Un ejemplo de tal tabla de consulta para la constelación
32-QAM ilustrada en la figura 3a se ilustra en la
siguiente tabla.
La tabla de consulta anterior se almacena en el
recortador 50 de banda de bits no codificados, que puede ser una
simple memoria ROM.
Para reconstruir el flujo original de datos de
información introducido por la fuente 10 de datos en el codificador
(figura 1), las partes cortadas de (N-2) bits no
codificados procedentes del recortador 50 de banda de bits no
codificados se multiplexan en un multiplexor 52 con los bits
codificados a los que se ha dado salida del decodificador 40
Viterbi, tras ser codificados diferencialmente en un decodificador
42 diferencial.
En general, los esquemas bidimensionales de
codificación convolucional doblan el tamaño de constelación de
símbolos para introducir la redundancia empleada en la corrección
de errores en el decodificador. Tal doblado de constelación tiene
una penalización de 3 dB en la relación señal-ruido,
pero tiene como resultado una ganancia global de codificación de
hasta 6 dB. Frecuentemente, tal como en los sistemas concatenados
de codificación con un código interno de decisión blanda y un
código externo de bloques, la ganancia asintótica de codificación
del código interno no es importante. Sin embargo, su ganancia de
codificación en el umbral del código externo es importante. También
es importante la eficiencia espectral o relación de producción del
código.
La figura 7 ilustra las características de
rendimiento de varias implementaciones codificadas
convolucionalmente de la modulación 64-QAM con
códigos perforados de relación n/k. Las curvas de la figura 7
muestran una tasa de errores de bit (BER-Bit Error
Rate) frente la relación señal-ruido del símbolo
(Es/NO) para la realización 64-QAM del esquema de
codificación convolucional perforada de la presente invención.
Mediante el uso de un código de relación n/k = 1/2, el esquema de
modulación TCM transmite 5,0 bits por baudio y obtiene rápidamente
una ganancia de codificación de 3 dB con respecto a la modulación
32-QAM no codificada. Cuando se emplea un código
perforado de n/k = 3/2, la eficiencia espectral aumenta hasta 5,33
bits por símbolo y la convergencia asintótica hacia el rendimiento
de bits no codificados es también rápida, especialmente para el
código de 64 estados. La eficiencia espectral
(SE-Spectral Efficiency) se calcula según la
fórmula SE = 2n/k + (N-2) bits por símbolo.
A medida que se emplean códigos de relaciones n/k
mayores, la eficiencia espectral aumenta a expensas de una
ganancia reducida de codificación antes de la convergencia
asintótica. El beneficio de la presente invención puede observarse
en comparación con el coste de la modulación QAM no codificada de 3
dB por bit. Por ejemplo, empleando un código de n/k = 1/2 de 16
estados, se obtiene una ganancia de codificación de 2,7 dB con
respecto a la modulación 32-QAM con una BER de
10^{-6}. Sin embargo, para la misma Es/NO, el empleo de un código
de relación 2/3 de 64 estados proporciona el mismo BER, tal como se
ilustra en la figura 7, pero con una producción más alta de 5,33
bits por baudio para la modulación 64-QAM. Todos
los códigos de relación n/k con distancias de Hamming mayores de o
iguales a cuatro tienen una ganancia asintótica de codificación de
3 dB.
La presente invención representa una mejora sobre
las técnicas multidimensionales de modulación TCM que precisan
transformaciones no :binarias de códigos directos de relación n/k
durante varios intervalos de baudios de modulación QAM. Las
implementaciones directas (no perforadas) de los códigos de
relación n/k se vuelven poco prácticos cuando n \geq 2 en
aplicaciones de alta velocidad, totalmente paralelas. La razón para
esto es que las conexiones y cálculos requeridos por los caminos
supervivientes en la matriz ACS del decodificador Viterbi acaban
siendo extremadamente complejos.
La presente invención también puede aplicarse a
la modulación de amplitud codificada convolucionalmente basada en
2^{N} niveles de amplitud posibles (2^{N} AM) proporcionados en
una constelación unidimensional. En un esquema así, el codificador
de la figura 1 y el decodificador de la figura 2 permanecen sin
cambios sustanciales. Las únicas diferencias en el codificador son
que el mapa 28 de símbolos es direccionado por
(N-1) bits no codificados por la línea 24 y por un
bit codificado por la línea 26. Los símbolos A(n)
transmitidos comprenden sólo componentes I en vez de componentes I
y Q, tal como se ha descrito para las realizaciones QAM.
El decodificador para el esquema 2^{N} AM
procesa los componentes I sucesivos en el segundo camino 33 del
receptor para proporcionar n/k bits codificados de información por
símbolo en vez de 2 n/k bits codificados de información por
símbolo, tal como en el caso de la modulación QAM. Sólo se da
salida al grupo I de símbolos (un bit) hacia el recortador 50 de
banda de bits no codificados desde el conversor 48
serie-paralelo. La memoria 34 intermedia de retardo
retarda los componentes I cuantificados en el primer camino 31 del
receptor en Dk/n símbolos en vez de en Dk/2n símbolos, tal como en
el caso de la modulación QAM. El recortador 50 de banda de bits no
codificados corta (N-1) bits no codificados para
cada símbolo.
La velocidad de transmisión de datos del flujo
original de datos de información en la realización 2^{N} AM es de
((N-1) + n/k)F_{s} bits por segundo. El
camino no codificado procesa el flujo de información a una
velocidad de transmisión de datos de
(N-1)F_{s} bits por segundo y el camino
codificado procesa el flujo de información a una velocidad de
transmisión de datos de (n/k) F_{s} bits por segundo. El bit
codificado en el esquema 2^{N} AM designa uno de dos grupos de
símbolos proporcionados en la constelación para una identificación
parcial de los símbolos recibidos, en comparación con la
designación de uno de los cuatro grupos (\lozenge, X, \Box,
\medcirc) por los dos bits codificados en las realizaciones QAM.
En ambos esquemas, los símbolos están totalmente identificados por
el grupo de símbolos y por los bits no codificados.
Debería apreciarse ahora que la presente
invención proporciona un método y un aparato para emplear la
técnica de perforar códigos de relación 1/m en códigos de relación
n/k para simplificar los equipos de decodificación en un esquema
multidimensional de modulación codificada convolucionalmente.
Mientras que los códigos multidimensionales tradicionales emplean
más dimensiones (4-D, 8-D,
16-D, etc.) para transmitir con eficiencias
espectrales más altas, la presente invención proporciona una
velocidad de transmisión más elevada empleando una constelación
bidimensional con códigos perforados. Como resultado, se reduce
drásticamente la complejidad del decodificador. Ciertamente, el
decodificador Viterbi utilizado en el receptor puede ser un
codificador estándar, disponible comercialmente, con entradas
directas de métricas de rama para permitir el perforado para el uso
con una variedad de códigos de relación n/k. La técnica de la
presente invención funciona fraccionando una constelación
bidimensional en cuatro grupos y empleando los grupos para modular
dos señales independientes de tipo BPSK por símbolo bidimensional
transmitido. Las señales de tipo BPSK transmiten el código
convolucional en la trama QAM y unas memorias intermedias de
relación permiten que se emplee cualquier relación n/k de código
convolucional. Para una constelación QAM bidimensional de 2^{N}
puntos, se proporciona una relación media de producción de
(N-2) + 2n/k bits por símbolo.
Claims (14)
1. Aparato para comunicar datos digitales
empleando la modulación QAM codificada convolucionalmente basada en
una constelación QAM bidimensional de 2^{N} puntos, a una
velocidad de transmisión de símbolos de F_{s} símbolos QAM por
segundo, que comprende:
un medio (12) para fraccionar un flujo original
de datos de información, proporcionado a una velocidad de
transmisión de datos de ((N-2) +
2n/k)F_{s} bits por segundo, en un primer flujo (15) de
información "no codificado", que tiene una velocidad de
transmisión de datos de (N-2)F_{s} bits por
segundo, y en un segundo flujo (17) de información
"codificado", que tiene una velocidad de transmisión de datos
de (2n/k)F_{s} bits por segundo, donde n/k < 1 es una
relación perforada de un código convolucional binario;
un medio (18) para codificar dicho segundo flujo
de información empleando dicho código convolucional binario de
relación perforada n/k;
un medio (20) para almacenar temporalmente el
segundo flujo de información codificado para proporcionar dos bits
codificados por símbolo QAM;
un medio (14) para almacenar temporalmente el
primer flujo de información para proporcionar (N-2)
bits no codificados por símbolo QAM;
un medio (28) sensible a dichos primer y segundo
flujos de información almacenados temporalmente, para proporcionar
símbolos QAM sucesivos, constando cada símbolo QAM de unos
componentes I y Q ortogonales, obtenidos de dos de los bits
codificados almacenados temporalmente, y de (N-2) de
los bits no codificados, designando dichos dos bits codificados
almacenados temporalmente uno de entre cuatro grupos de símbolos
proporcionados en dicha constelación QAM para una identificación
parcial de dichos símbolos QAM; y
un medio (27) para transmitir los símbolos QAM
sucesivos a través de un canal de comunicación.
2. Aparato según la reivindicación 1, en el que
dicho medio (28) para proporcionar símbolos QAM sucesivos comprende
un mapa de símbolos que está direccionado por unas direcciones
sucesivas de N bits que comprenden (N-2) bits no
codificados procedentes del primer flujo de información almacenado
temporalmente, y dos bits codificados procedentes del segundo flujo
de información almacenado temporalmente, en el que el mapa de
símbolos da salida a símbolos en respuesta a las direcciones
sucesivas.
3. Receptor para datos digitales comunicados
empleando la modulación QAM codificada convolucionalmente basada en
una constelación QAM bidimensional de 2^{N} puntos, que
comprende:
un medio (30) para digitalizar símbolos QAM
recibidos para proporcionar datos digitales representativos de
componentes I y Q ortogonales de dichos símbolos;
un primer camino (31) del receptor para
transportar dichos datos digitales, que incluye un medio (34) para
retardar los datos digitales;
un segundo camino (33) del receptor para
transportar dichos datos digitales, que incluye:
- un medio (38) para generar métricas de rama a partir de componentes I y Q independientes representados por dichos datos digitales;
- un medio (40) para decodificar convolucionalmente dichas métricas de rama según una relación perforada n/k < 1, para recuperar un flujo de información;
- un medio (44) para recodificar convolucionalmente dicho flujo de información recuperado según dicha relación perforada n/k, para proporcionar un flujo de identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de símbolos, representando cada identificador una mejor estimación de un grupo de símbolos de dicha constelación QAM que identifica parcialmente un símbolo QAM recibido;
- un medio (46) para almacenar temporalmente el flujo de identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de símbolos, para la sincronización con los datos digitales retardados en el primer camino del receptor;
- un medio (50) sensible al flujo de identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de símbolos, para cortar partes sucesivas de (N-2) bits no codificados de datos del primer camino del receptor; y
- un medio (52) para multiplexar las partes cortadas de (N-2) bits no codificados con el flujo de información recuperado en dicho segundo camino del receptor, para reconstruir un flujo de datos deseado.
4. Receptor según la reivindicación 3, en el que
dichas métricas de rama comprenden componentes que representan la
probabilidad de que el componente 1 de un símbolo QAM recibido
designe un grupo I=0 o I=1 de símbolos transmitido de dicha
constelación QAM y la probabilidad de que el componente Q de dicho
símbolo QAM recibido designe un grupo Q=0 o Q=1 de símbolos
transmitido de dicha constelación QAM, designando la combinación de
un grupo I y Q de símbolos uno de entre dichos cuatro grupos de
símbolos proporcionados en dicha constelación QAM.
5. Receptor según la reivindicación 3 ó 4, en el
que dicho medio (38) para convertir dichos componentes I y Q
digitalizados en métricas de rama comprende:
un medio para generar métricas de componente a
partir de dichos componentes I y Q digitalizados;
un medio para insertar borrados en las métricas
de componente; y
un medio para agrupar las métricas de componente
con borrados en grupos de dos para formar métricas de rama de un
diagrama de enrejado de relación 1/2;
en el que dicho medio (40) para decodificar
convolucionalmente dichas métricas de rama comprende un
decodificador de relación 1/2 perforado a una relación n/k.
6. Receptor según la reivindicación 5, en el que
dicho medio para generar las métricas de componente incorpora una
función de transferencia que tiene una característica con picos y
valles periódicos a lo lago de los ejes I y Q de amplitud de dicha
constelación QAM, residiendo dichos picos y el centro de dichos
valles en niveles de amplitud de grupo de símbolos a lo largo de
dichos ejes.
7. Receptor según una de las reivindicaciones 3 a
6, en el que los símbolos QAM recibidos comprenden un mapa de
símbolos que está direccionado en un codificador por direcciones
sucesivas de N bits, que comprende las partes de
(N-2) bits no codificados y los identificadores de
dos bits de grupo de símbolos, dicho flujo de información está
codificado diferencialmente y dicho mapa de símbolos comprende una
partición QAM bidimensional en cuatro partes que es invariante para
rotaciones de 180° con respecto a los bits no codificados
contenidos en dichas direcciones, que comprende adicionalmente:
un medio (42) dispuesto en dicho segundo camino
del receptor para decodificar diferencialmente dicho flujo de
información recuperado para la introducción en dicho medio
multiplexor.
8. Receptor según una de las reivindicaciones 3 a
7, en el que dicho medio (34) de retardo del primer camino del
receptor retarda dichos datos digitales en D/(2n/k) símbolos, donde
D es sustancialmente el retardo inherente en dicho segundo camino
del receptor.
9. Receptor según una de las reivindicaciones 3 a
8, en el que dicho medio (30) para digitalizar los símbolos
recibidos proporciona datos digitales cuantificados, y dicho primer
camino del receptor incluye un medio (32) para cuantificar
adicionalmente dichos datos digitales.
10. Aparato para comunicar datos digitales
empleando la modulación de amplitud codificada convolucionalmente
basada en 2^{N} niveles de amplitud posibles proporcionados en
una constelación unidimensional, en el que dichos niveles de
amplitud están representados por símbolos transmitidos a una
velocidad de transmisión de F_{s} símbolos por segundo, que
comprende:
un medio (12) para fraccionar un flujo original
de datos de información, proporcionado a una velocidad de
transmisión de datos de ((N-1) + n/k)F_{s}
bits por segundo, en un primer flujo (15) de información "no
codificado", que tiene una velocidad de transmisión de datos de
(N-1)F_{s} bits por segundo, y en un
segundo flujo (17) de información "codificado", que tiene una
velocidad de transmisión de datos de (n/k)F_{s} bits por
segundo, donde n/k < 1 es una relación perforada de un código
convolucional binario;
un medio (18) para codificar dicho segundo flujo
de información empleando dicho código convolucional binario de
relación perforada n/k;
unos medios (14, 20) para almacenar temporalmente
los primer y segundo flujos de información codificados para
proporcionar (N-1) bits no codificados por
símbolo;
un medio (28) sensible a dichos primer y segundo
flujos de información almacenados temporalmente, para proporcionar
símbolos sucesivos, obtenidos de un bit codificado y
(N-1) bits no codificados, designando dicho un bit
codificado uno de entre dos grupos de símbolos proporcionados en
dicha constelación, para la identificación parcial de dichos
símbolos; y
un medio (27) para transmitir los símbolos
sucesivos a través de un canal de comunicación.
11. Receptor para datos digitales comunicados
empleando la modulación QAM codificada convolucionalmente basada en
una constelación unidimensional de 2^{N} puntos, que
comprende:
un medio (30) para digitalizar símbolos recibidos
para proporcionar datos digitales;
un primer camino (31) del receptor para
transportar dichos datos digitales, que incluye un medio (34) para
retardar los datos digitales;
un segundo camino (33) del receptor para
transportar dichos datos digitales, que incluye:
- un medio (38) para generar métricas de componente a partir de dichos datos digitales;
- un medio (38) para agrupar las métricas de componente con borrados, para construir métricas de rama de un diagrama de enrejado de relación 1/2; y
- un decodificador (40) convolucional de relación 1/2 para decodificar convolucionalmente dichas métricas de rama construidas, para recuperar un flujo de información;
un medio (44) para recodificar convolucionalmente
dicho flujo de información recuperado según una relación perforada
n/k < 1, para proporcionar un flujo de identificadores
sucesivos, de un bit, de grupo de símbolos, representando cada
identificador una mejor estimación de un grupo de símbolos de dicha
constelación que identifica parcialmente un símbolo recibido;
un medio (46) para almacenar temporalmente el
flujo de identificadores sucesivos, de un bit, de grupo de
símbolos, para la sincronización con los datos digitales retardados
en el primer camino del receptor;
un medio (50) sensible al flujo de
identificadores sucesivos, de un bit, de grupo de símbolos, para
cortar partes sucesivas de (N-1) bits no
codificados de datos del primer camino del receptor; y
un medio (52) para multiplexar las partes
cortadas de (N-1) bits no codificados con el flujo
de información recuperado en dicho segundo camino del receptor,
para reconstruir un flujo de datos deseado.
12. Método para comunicar datos digitales
empleando la modulación QAM codificada convolucionalmente basada en
una constelación QAM bidimensional de 2^{N} puntos, a una
velocidad de transmisión de símbolos de F_{s} símbolos QAM por
segundo, que comprende las etapas de:
fraccionar un flujo original de datos de
información, proporcionado a una velocidad de transmisión de datos
de ((N-2) + 2n/k)F_{s} bits por segundo,
en un primer flujo (15) de información "no codificado", que
tiene una velocidad de transmisión de datos de
(N-2)F_{s} bits por segundo, y en un
segundo flujo (17) de información "codificado", que tiene una
velocidad de transmisión de datos de (2n/k)F_{s} bits por
segundo, donde n/k < 1 es una relación perforada de un código
convolucional binario;
codificar dicho segundo flujo de información
empleando dicho código convolucional binario de relación perforada
n/k;
almacenar temporalmente el segundo flujo de
información codificado para proporcionar dos bits codificados por
símbolo QAM;
para almacenar temporalmente el primer flujo de
información para proporcionar (N-2) bits no
codificados por símbolo QAM;
proporcionar símbolos QAM sucesivos procedentes
de los primer y segundo flujos de información almacenados
temporalmente, constando cada símbolo QAM de unos componentes I y Q
ortogonales, obtenidos de dos de los bits codificados almacenados
temporalmente, y de (N-2) de los bits no
codificados, designando dichos dos bits codificados almacenados
temporalmente uno de entre cuatro grupos de símbolos proporcionados
en dicha constelación QAM para una identificación parcial de dichos
símbolos QAM; y
dar salida a los símbolos QAM sucesivos a través
de un canal de comunicación.
13. Método según la reivindicación 12, que
comprende adicionalmente las etapas de:
recibir dichos símbolos QAM sucesivos procedentes
de dicho canal de comunicación, corrompidos por ruido introducido
por el canal;
digitalizar los símbolos recibidos para
proporcionar datos digitales representativos de dichos componentes
I y Q, para el procesamiento en los primer y segundo caminos del
receptor;
retardar dichos datos digitales en dicho primer
camino de receptor;
convertir los componentes I y Q digitalizados en
dicho segundo camino del receptor en métricas de rama para la
decodificación convolucional;
decodificar convolucionalmente dichas métricas de
rama según dicha relación perforada n/k para recuperar dicho
segundo flujo de información;
recodificar convolucionalmente dicho segundo
flujo de información recuperado según dicha relación perforada n/k,
para proporcionar un flujo de identificadores sucesivos, de dos
bits, de grupo de símbolos que representan unas mejores
estimaciones de los grupos de símbolos empleados para identificar
parcialmente los símbolo QAM transmitidos;
almacenar temporalmente el flujo de
identificadores sucesivos, de dos bits, de grupo de símbolos, para
la sincronización con los datos digitales retardados en el primer
camino del receptor;
cortar partes sucesivas de (N-2)
bits no codificados de los datos del primer camino del receptor en
respuesta al flujo de identificadores sucesivos, de dos bits, de
grupo de símbolos; y
multiplexar las partes cortadas de
(N-2) bits no codificados con el segundo flujo de
información recuperado, para reconstruir dicho flujo original de
datos de información.
14. Método según la reivindicación 13, en el que
dicha etapa de convertir dichos componentes I y Q digitalizados en
métricas de rama comprende las etapas de:
generar métricas de componente a partir de dichos
componentes I y Q digitalizados;
insertar borrados en las métricas de componente;
y
agrupar las métricas de componente con borrados
en grupos de dos, para construir métricas de rama de un diagrama
de enrejado de relación 1/2;
en el que dicha etapa de decodificar
convolucionalmente dichas métricas de rama construidas emplea un
decodificador de relación 1/2.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/054,642 US5396518A (en) | 1993-05-05 | 1993-05-05 | Apparatus and method for communicating digital data using trellis coding with punctured convolutional codes |
| US54642 | 1993-05-05 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2211872T3 true ES2211872T3 (es) | 2004-07-16 |
Family
ID=21992520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES94106883T Expired - Lifetime ES2211872T3 (es) | 1993-05-05 | 1994-05-03 | Modulacion de amplitud en cuadratura codificada convolucionalmente empleando codigos convolucionales perforados. |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5396518A (es) |
| EP (1) | EP0624019B1 (es) |
| JP (1) | JPH0851464A (es) |
| KR (1) | KR100314348B1 (es) |
| AT (1) | ATE256362T1 (es) |
| AU (1) | AU672486B2 (es) |
| CA (1) | CA2122753C (es) |
| DE (1) | DE69433397T2 (es) |
| DK (1) | DK0624019T3 (es) |
| ES (1) | ES2211872T3 (es) |
| NO (1) | NO311158B1 (es) |
| TW (1) | TW232112B (es) |
Families Citing this family (89)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5633881A (en) * | 1993-02-22 | 1997-05-27 | Qualcomm Incorporated | Trellis encoder and decoder based upon punctured rate 1/2 convolutional codes |
| US5565926A (en) * | 1993-05-07 | 1996-10-15 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for communicating digital television signals using a signal constellation formed by four signal constellations placed in the quadrants |
| GB9405487D0 (en) * | 1994-03-21 | 1994-05-04 | Rca Thomson Licensing Corp | VSB demodulator |
| US5835532A (en) * | 1994-03-21 | 1998-11-10 | Rca Thomson Licensing Corporation | Blind equalizer for a vestigial sideband signal |
| US5754600A (en) * | 1994-08-29 | 1998-05-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for optimum soft-decision viterbi decoding of convolutional-differential encoded QPSK data in coherent detection |
| US5621761A (en) * | 1994-12-09 | 1997-04-15 | General Instrument Corporation Of Delaware | Rotationally invariant trellis coding incorporating transparent binary convolutional codes |
| US5668820A (en) * | 1995-01-23 | 1997-09-16 | Ericsson Inc. | Digital communication system having a punctured convolutional coding system and method |
| JP3399725B2 (ja) * | 1995-10-31 | 2003-04-21 | 富士通株式会社 | 非同期転送モード用マルチメディア無線通信システム |
| FR2742611B1 (fr) * | 1995-12-19 | 1998-01-16 | Alcatel Telspace | Systeme de codage/decodage utilisant la modulation maq-16 codee en blocs a multiniveaux |
| FI113320B (fi) * | 1996-02-19 | 2004-03-31 | Nokia Corp | Menetelmä tiedonsiirron tehostamiseksi |
| JP4034824B2 (ja) * | 1996-04-26 | 2008-01-16 | エイ・ティ・アンド・ティ・コーポレーション | 多重送信アンテナを使用するデータ伝送の方法および装置 |
| US6052821A (en) * | 1996-06-26 | 2000-04-18 | U.S. Philips Corporation | Trellis coded QAM using rate compatible, punctured, convolutional codes |
| EP0848524A1 (fr) * | 1996-12-10 | 1998-06-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | MAQ à codage perforé en trellis, avec décodage itératif |
| US5912898A (en) * | 1997-02-27 | 1999-06-15 | Integrated Device Technology, Inc. | Convolutional interleaver/de-interleaver |
| US6026120A (en) * | 1997-03-05 | 2000-02-15 | Paradyne Corp. | System and method for using circular constellations with uncoded modulation |
| JPH10303866A (ja) * | 1997-04-28 | 1998-11-13 | Sony Corp | 受信装置及び受信方法 |
| KR19990003242A (ko) | 1997-06-25 | 1999-01-15 | 윤종용 | 구조적 펀처드 길쌈부호 부호와 및 복호기 |
| US5966412A (en) * | 1997-06-30 | 1999-10-12 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Apparatus and method for processing a Quadrature Amplitude Modulated (QAM) signal |
| KR100387078B1 (ko) * | 1997-07-30 | 2003-10-22 | 삼성전자주식회사 | 대역확산통신시스템의심볼천공및복구장치및방법 |
| US5995551A (en) * | 1997-08-15 | 1999-11-30 | Sicom, Inc. | Rotationally invariant pragmatic trellis coded digital communication system and method therefor |
| US5878085A (en) * | 1997-08-15 | 1999-03-02 | Sicom, Inc. | Trellis coded modulation communications using pilot bits to resolve phase ambiguities |
| US6185258B1 (en) | 1997-09-16 | 2001-02-06 | At&T Wireless Services Inc. | Transmitter diversity technique for wireless communications |
| GB2329557B (en) * | 1997-09-19 | 2002-05-01 | Motorola As | Method and apparatus for viterbi decoding of punctured codes |
| US6078625A (en) * | 1997-10-20 | 2000-06-20 | Sicom, Inc. | Pragmatic decoder and method therefor |
| US5910967A (en) * | 1997-10-20 | 1999-06-08 | Sicom, Inc. | Pragmatic encoder and method therefor |
| EP2285011B8 (en) | 1997-10-31 | 2018-06-27 | AT&T Mobility II LLC | Maximum likelihood detection of concatenated space codes for wireless applications |
| DE69835529T2 (de) * | 1997-11-03 | 2007-01-18 | Harris Corp., Melbourne | Rekonfigurierbarer funksystemaufbau |
| US6088408A (en) | 1998-11-06 | 2000-07-11 | At & T Corp. | Decoding for generalized orthogonal designs for space-time codes for wireless communication |
| US5966373A (en) * | 1997-12-10 | 1999-10-12 | L-3 Communications Corporation | Waveform and frame structure for a fixed wireless loop synchronous CDMA communications system |
| WO1999031809A1 (en) * | 1997-12-16 | 1999-06-24 | Sicom, Inc. | Pragmatic trellis-coded modulation system and method therefor |
| US6005897A (en) * | 1997-12-16 | 1999-12-21 | Mccallister; Ronald D. | Data communication system and method therefor |
| US6188736B1 (en) * | 1997-12-23 | 2001-02-13 | At&T Wireless Svcs. Inc. | Near-optimal low-complexity decoding of space-time codes for fixed wireless applications |
| US6347122B1 (en) * | 1998-01-13 | 2002-02-12 | Agere Systems Guardian Corp. | Optimal complement punctured convolutional codes for use in digital audio broadcasting and other applications |
| US5909454A (en) * | 1998-01-20 | 1999-06-01 | General Instrument Corporation | Intermediate rate applications of punctured convolutional codes for 8PSK trellis modulation over satellite channels |
| US6141391A (en) * | 1998-02-04 | 2000-10-31 | Lsi Logic Corporation | System for improving the performance at low signal-to-noise ratios of receivers with Viterbi decoders |
| US6138265A (en) * | 1998-02-04 | 2000-10-24 | Lsi Logic Corporation | Decoding trellis coded modulated data with a conventional Viterbi decoder |
| KR19990071095A (ko) * | 1998-02-27 | 1999-09-15 | 전주범 | 그레이부호화 기호 매핑과 차분부호화 기호 매핑을 지원하는 케이블모뎀의 16 qam 매핑장치 |
| US6108810A (en) * | 1998-03-27 | 2000-08-22 | Usa Digital Radio, Inc. | Digital audio broadcasting method using puncturable convolutional code |
| US6233712B1 (en) * | 1998-04-24 | 2001-05-15 | Lsi Logic Corporation | Apparatus and method for recovering information bits from a 64/256-quadrature amplitude modulation treliss coded modulation decoder |
| US6269129B1 (en) * | 1998-04-24 | 2001-07-31 | Lsi Logic Corporation | 64/256 quadrature amplitude modulation trellis coded modulation decoder |
| JPH11317781A (ja) * | 1998-05-07 | 1999-11-16 | Fujitsu Ltd | モデム |
| US6236685B1 (en) | 1998-06-05 | 2001-05-22 | Sicom, Inc. | Pragmatic trellis-coded digital communication with multi-stage branch metrics |
| US6459740B1 (en) | 1998-09-17 | 2002-10-01 | At&T Wireless Services, Inc. | Maximum ratio transmission |
| US6311306B1 (en) * | 1999-04-26 | 2001-10-30 | Motorola, Inc. | System for error control by subdividing coded information units into subsets reordering and interlacing the subsets, to produce a set of interleaved coded information units |
| KR100398969B1 (ko) * | 1999-06-08 | 2003-09-19 | 주식회사 대우일렉트로닉스 | Ｔｃｍ 디코더용 256-ｑａｍ 브랜치 매트릭 회로 |
| US6549584B1 (en) * | 1999-06-30 | 2003-04-15 | Texas Instruments Incorporated | Coding scheme for cable modems |
| US6507628B1 (en) | 1999-09-07 | 2003-01-14 | Sicom, Inc. | Distortion-compensated digital communications receiver and method therefor |
| US6668014B1 (en) * | 1999-12-09 | 2003-12-23 | Ati Technologies Inc. | Equalizer method and apparatus using constant modulus algorithm blind equalization and partial decoding |
| JP2001266498A (ja) * | 2000-03-23 | 2001-09-28 | Sony Corp | データ再生装置及びデータ再生方法、並びに、データ記録再生装置及びデータ記録再生方法 |
| US6598203B1 (en) * | 2000-06-28 | 2003-07-22 | Northrop Grumman Corporation | Parallel punctured convolutional encoder |
| US6654928B1 (en) * | 2000-07-20 | 2003-11-25 | Nokia Mobile Phones Limited | Hybrid dimensional, spherical space-time coding and decoding apparatus, and associated method, for a communication system |
| US6735258B1 (en) * | 2000-09-29 | 2004-05-11 | Arraycomm, Inc. | Moderate rate phase shift keying codec |
| US20020131524A1 (en) * | 2000-11-13 | 2002-09-19 | Victor Demjanenko | System and method using multi-dimensional constellations with low receiver soft- decision extraction requirements |
| US7437654B2 (en) * | 2000-11-29 | 2008-10-14 | Lucent Technologies Inc. | Sub-packet adaptation in a wireless communication system |
| US6651210B1 (en) * | 2000-12-21 | 2003-11-18 | Arraycomm, Inc. | Flexible multi-bit per symbol rate encoding |
| JP3506330B2 (ja) * | 2000-12-27 | 2004-03-15 | 松下電器産業株式会社 | データ送信装置 |
| DE60102296T2 (de) * | 2001-02-21 | 2004-07-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Hybrides arq-verfahren mit neuanordnung der signalkonstellation |
| US7693179B2 (en) * | 2002-11-29 | 2010-04-06 | Panasonic Corporation | Data transmission apparatus using a constellation rearrangement |
| US6904097B2 (en) * | 2001-06-01 | 2005-06-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for adaptive signaling in a QAM communication system |
| US7673223B2 (en) * | 2001-06-15 | 2010-03-02 | Qualcomm Incorporated | Node processors for use in parity check decoders |
| US6938196B2 (en) * | 2001-06-15 | 2005-08-30 | Flarion Technologies, Inc. | Node processors for use in parity check decoders |
| US6633856B2 (en) * | 2001-06-15 | 2003-10-14 | Flarion Technologies, Inc. | Methods and apparatus for decoding LDPC codes |
| KR100896352B1 (ko) * | 2001-08-23 | 2009-05-08 | 노오텔 네트웍스 리미티드 | 멀티 캐리어 변조에서 최대 전력을 감소시키는 시스템 및방법 |
| US7131054B2 (en) * | 2001-09-17 | 2006-10-31 | Digeo, Inc. | Apparatus and method for efficient decoder normalization |
| US7116712B2 (en) * | 2001-11-02 | 2006-10-03 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Apparatus and method for parallel multimedia processing |
| CN1493137A (zh) * | 2001-11-14 | 2004-04-28 | 连宇通信有限公司 | 一种用于数字移动通信系统的正交振幅调制方法 |
| DE60114849T2 (de) | 2001-11-16 | 2006-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | ARQ Sendewiederholung mit Anforderungswiederholungs-Schema das mehrere Redundanz-Versionen verwendet und Empfänger/Sender dafür |
| EP1313248B1 (en) * | 2001-11-16 | 2005-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Hybrid ARQ method for packet data transmission |
| US7139335B2 (en) * | 2002-03-30 | 2006-11-21 | Broadcom Corporation | Optimal decision metric approximation in bit-soft decisions |
| US7043681B2 (en) | 2002-05-03 | 2006-05-09 | Ibiquity Digital Corporation | Digital audio broadcasting method and apparatus using complementary pattern-mapped convolutional codes |
| US6961888B2 (en) | 2002-08-20 | 2005-11-01 | Flarion Technologies, Inc. | Methods and apparatus for encoding LDPC codes |
| GB0229320D0 (en) * | 2002-12-17 | 2003-01-22 | Koninkl Philips Electronics Nv | Signal processing method and apparatus |
| US20040157626A1 (en) * | 2003-02-10 | 2004-08-12 | Vincent Park | Paging methods and apparatus |
| US20070234178A1 (en) * | 2003-02-26 | 2007-10-04 | Qualcomm Incorporated | Soft information scaling for interactive decoding |
| US6957375B2 (en) * | 2003-02-26 | 2005-10-18 | Flarion Technologies, Inc. | Method and apparatus for performing low-density parity-check (LDPC) code operations using a multi-level permutation |
| JP4373340B2 (ja) * | 2003-02-26 | 2009-11-25 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 反復復号のためのソフト情報スケーリング |
| US7822150B2 (en) * | 2003-03-15 | 2010-10-26 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Spherical decoder for wireless communications |
| US8196000B2 (en) * | 2003-04-02 | 2012-06-05 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for interleaving in a block-coherent communication system |
| US7434145B2 (en) * | 2003-04-02 | 2008-10-07 | Qualcomm Incorporated | Extracting soft information in a block-coherent communication system |
| US7231557B2 (en) * | 2003-04-02 | 2007-06-12 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for interleaving in a block-coherent communication system |
| US7237181B2 (en) * | 2003-12-22 | 2007-06-26 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for reducing error floors in message passing decoders |
| US20050289433A1 (en) * | 2004-06-25 | 2005-12-29 | Itschak Weissman | Discrete universal denoising with error correction coding |
| US7395490B2 (en) * | 2004-07-21 | 2008-07-01 | Qualcomm Incorporated | LDPC decoding methods and apparatus |
| US7346832B2 (en) * | 2004-07-21 | 2008-03-18 | Qualcomm Incorporated | LDPC encoding methods and apparatus |
| US7127659B2 (en) * | 2004-08-02 | 2006-10-24 | Qualcomm Incorporated | Memory efficient LDPC decoding methods and apparatus |
| US8098773B1 (en) * | 2005-09-19 | 2012-01-17 | Piesinger Gregory H | Communication method and apparatus |
| US8091004B2 (en) * | 2008-04-14 | 2012-01-03 | Intel Corporation | Inter-packet selective symbol mapping in a joint incremental redundancy and symbol mapping diversity system |
| US8806306B2 (en) * | 2011-03-07 | 2014-08-12 | Acacia Communications Inc. | Generation of soft bit metrics for differentially encoded quadrature phase shift keying (QPSK) |
| CN103427943A (zh) * | 2012-05-25 | 2013-12-04 | 华为技术有限公司 | 用于高阶调制的编码调制及解调方法以及装置 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4483012A (en) * | 1983-04-18 | 1984-11-13 | At&T Information Systems | Differentially convolutional channel coding with expanded set of signalling alphabets |
| US4586182A (en) * | 1984-02-06 | 1986-04-29 | Codex Corporation | Source coded modulation system |
| US4660214A (en) * | 1985-08-01 | 1987-04-21 | Infinet, Inc. | QANI Trellis-coded signal structure |
| GB8628655D0 (en) * | 1986-12-01 | 1987-01-07 | British Telecomm | Data coding |
| US4901331A (en) * | 1989-05-19 | 1990-02-13 | American Telephone And Telegraph Company | Trellis codes with passband spectral nulls |
| US4941154A (en) * | 1989-05-30 | 1990-07-10 | At&T Bell Laboratories | Trellis coding method and arrangement for fractional bit rates |
| US5115453A (en) * | 1990-10-01 | 1992-05-19 | At&T Bell Laboratories | Technique for designing a multidimensional signaling scheme |
| US5105442A (en) * | 1990-11-07 | 1992-04-14 | At&T Bell Laboratories | Coded modulation with unequal error protection |
| US5195107A (en) * | 1990-12-11 | 1993-03-16 | At&T Bell Laboratories | Technique for compensating for intersymbol interference |
| US5233629A (en) * | 1991-07-26 | 1993-08-03 | General Instrument Corporation | Method and apparatus for communicating digital data using trellis coded qam |
| US5469452A (en) * | 1991-09-27 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same |
| US5544328A (en) * | 1991-10-31 | 1996-08-06 | At&T Bell Laboratories | Coded modulation with unequal error protection |
| US5258987A (en) * | 1992-04-16 | 1993-11-02 | At&T Bell Laboratories | Multilevel coding using trellis-coded modulation and reed-solomon codes |
-
1993
- 1993-05-05 US US08/054,642 patent/US5396518A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-05-15 TW TW082103826A patent/TW232112B/zh active
-
1994
- 1994-05-02 JP JP6115864A patent/JPH0851464A/ja active Pending
- 1994-05-03 DK DK94106883T patent/DK0624019T3/da active
- 1994-05-03 EP EP94106883A patent/EP0624019B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-03 CA CA002122753A patent/CA2122753C/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-03 AU AU61861/94A patent/AU672486B2/en not_active Ceased
- 1994-05-03 AT AT94106883T patent/ATE256362T1/de not_active IP Right Cessation
- 1994-05-03 ES ES94106883T patent/ES2211872T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-03 DE DE69433397T patent/DE69433397T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-04 NO NO19941641A patent/NO311158B1/no unknown
- 1994-05-04 KR KR1019940009965A patent/KR100314348B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2122753C (en) | 1998-12-15 |
| DE69433397T2 (de) | 2004-10-14 |
| TW232112B (en) | 1994-10-11 |
| NO941641L (no) | 1994-11-07 |
| ATE256362T1 (de) | 2003-12-15 |
| NO311158B1 (no) | 2001-10-15 |
| DE69433397D1 (de) | 2004-01-22 |
| JPH0851464A (ja) | 1996-02-20 |
| EP0624019B1 (en) | 2003-12-10 |
| AU672486B2 (en) | 1996-10-03 |
| KR100314348B1 (ko) | 2001-12-28 |
| NO941641D0 (no) | 1994-05-04 |
| CA2122753A1 (en) | 1994-11-06 |
| EP0624019A3 (en) | 1997-09-17 |
| KR940027392A (ko) | 1994-12-10 |
| EP0624019A2 (en) | 1994-11-09 |
| US5396518A (en) | 1995-03-07 |
| AU6186194A (en) | 1994-11-10 |
| DK0624019T3 (da) | 2004-05-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2211872T3 (es) | Modulacion de amplitud en cuadratura codificada convolucionalmente empleando codigos convolucionales perforados. | |
| EP0200505B1 (en) | Apparatus for transmitting streams of information bits and methods for estimating the most likely sequence sent | |
| US5844922A (en) | High rate trellis coding and decoding method and apparatus | |
| US5970098A (en) | Multilevel encoder | |
| US8526547B2 (en) | System and method performing Quadrature Amplitude Modulation by combining co-sets and strongly coded co-set identifiers | |
| US9413493B2 (en) | Apparatus and method for communicating data over a communication channel | |
| JP4575982B2 (ja) | １６ｑａｍ方式の信号空間拡張 | |
| USRE38010E1 (en) | Trellis encoder and decoder based upon punctured rate ½ convolutional codes | |
| BRPI0315001B1 (pt) | recepção de um sinal modulado de acordo com uma técnica de codificação com múltiplos níveis | |
| US7224743B2 (en) | Efficient decoding of trellis coded modulation waveforms | |
| KR100924526B1 (ko) | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 | |
| US8437431B1 (en) | Sequential decoder fast incorrect path elimination method and apparatus for pseudo-orthogonal coding | |
| US5848102A (en) | Method and apparatus for encoding/decoding QAM trellis coded data | |
| US9065623B1 (en) | Mixed mapping for rate compatible trellis coded modulation | |
| US6118826A (en) | Method and apparatus for encoding/decoding QAM trellis coded data | |
| CN117356077A (zh) | 用于发送二进制数据的方法和装置 | |
| GB2201567A (en) | Improvements in data signal encoders and decoders | |
| Daut et al. | Joint source/channel coding using trellis-coded CPFSK | |
| EP1443725A1 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding trellis modulated data with hyper-cubic constellations | |
| JPH07321871A (ja) | 破損くりこみコードとともに格子コード化を使用して、デジタルデータを通信するための装置及び方法 | |
| LOW | US Patent Dec. s, 1998 Sheet 1 of6 5,848,102 | |
| JPH1127157A (ja) | 高速のトレリス符号化及び複合化方法 | |
| EP0887942A1 (en) | High rate trellis coding and decoding method and apparatus | |
| Husni | Reed Solomon coded MPSK modulation for a Gaussian channel | |
| WAGNER et al. | Proposal for a New Sub-Optimal Decoding Algorithm for Block Codes in 8-PSK and 16-PSK Constellations |