KR100924526B1 - 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 - Google Patents
부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 Download PDFInfo
- Publication number
- KR100924526B1 KR100924526B1 KR1020087021052A KR20087021052A KR100924526B1 KR 100924526 B1 KR100924526 B1 KR 100924526B1 KR 1020087021052 A KR1020087021052 A KR 1020087021052A KR 20087021052 A KR20087021052 A KR 20087021052A KR 100924526 B1 KR100924526 B1 KR 100924526B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- bits
- distance
- points
- subset
- constellation
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
- H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
- H03M5/04—Conversion to or from representation by pulses the pulses having two levels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0059—Convolutional codes
- H04L1/006—Trellis-coded modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3433—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying square constellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/12—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different phase modulations of a single carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Abstract
신호 성상도가 고속 페이딩 채널들에 있어서의 트렐리스 부호화 적용 변조를 위해 최적화되고, 이때 수신기는 채널 파라미터들에 대한 완벽한 정보를 가지지 않는다. 특히, 신호 성상도는 각각이 바람직하게는 두 개의 포인트들을 규정하는 개의 상호 배타적 서브세트들로 분할된다. 각각의 서브세트 내 포인트들은 조건부 분포들 간 거리, 바람직학는 쿨백-라이블러(KL) 거리만큼 서로와 떨어져 있다. 트렐리스 코더(30)로 입력되는 개 정보 비트들의 블록이 트렐리스 부호화되어 n 비트들로 되고, 성상도의 서브세트를 선택하는데 사용된다. 비트(들)은 서브세트 내 특정 포인트를 선택하는데 사용된다. 포인트들 사이의 서브세트 간 거리가, 유클리드 거리보다 실제적으로 큰 KL 거리이기 때문에, 수신기에서, 특히 보다 높은 SNR에서 에러가 실질적으로 감소한다. KL 거리를 이용하면 채널 페이딩의 통계자료가 신호 성상도 안에서 고유하게 된다.
Description
본 발명은 디지털 통신 시스템, 특히 트렐리스(trellis) 부호를 적용한 변조기법 및 다중 전송 안테나들을 이용하는 무선 시스템에 있어 부호화 적용 변조기법에 사용되는 신호 성상도에 관한 것이다.
디지털 통신은, 반송파 상의 캐리어(carrier) 신호를 이산 신호 값들이나, 성상도 포인트들로 변조하여 비트 시퀀스 전송하는 것을 수반한다. 사용 가능한 성상도 포인트 개수의 증가가 소정 대역폭을 통한 데이터 레이트 증가를 가능하게 하는 반면, 이러한 증가에는 필연적으로 디코더에서의 에러 빈도 증가가 따르는데, 이는 인접하는 성상도 포인트들이 좀 더 적은 포인트들을 가진 성상도와 비교할 때 근접성에 있어 보다 가깝기 때문이다. 디코더가 자신이 수신한 것이 정확히 어느 성상도 포인트인지 판단하는데 최대 가능성 혹은 다른 확률 알고리즘을 이용한다는 점을 고려할 때, 그와 같은 에러 레이트의 증가는 내재적인 일이다. 트렐리스 부호화 적용 변조기법(TCM, Trellis coded modulation)은 변조 및 코딩이, 인접한 성상도 포인트들 간 천이를 제한함으로써 에러 레이트를 줄이는 방식으로 결합되어 있는 코딩 기술이다. TCM은, 멀티레벨/위상 변조 시그날링 세트를 트렐리스 코딩 방식 또는 메모리(가령, 컨볼루션 코드)를 사용하는 어떤 코드 시스템과 결합하는 어떤 시스템을 포함한다. 멀티레벨/위상 변조 시그날링 세트는 여러 개의 진폭, 여러 개의 위상, 또는 이들의 여러 조합 형태들을 포함하는 성상도(바이너리가 아닌 것)로서 표현된다. 평면으로 나타낸 예가 도 1a의 16진 QAM 신호 성상도로서 도시된다.
부호화 적용이 없는(미부호화) 시스템에서, 인접한 성상도 포인트들 사이의 최소 거리는 오직 유클리드 거리이다. TCM 시스템의 기본 개념은, 인접한 성상도 포인트들 사이의 천이가 허용되지 않는다는 데 있다. TCM 시스템들은 인접하지 않은 포인트들 간에만 천이를 허용함으로써, 어떤 허용된 천이시의 포인트들간 최소 유클리드 거리 (자유 유클리드 거리라 칭함)가, 가장 가까운 두 인접 포인트들 사이의 유클리드 거리 보다 크게 된다. 그에 따라 TCM 시스템은 대역폭, 전력, 또는 에러 레이트의 증가 없이 코딩 이득을 증가시킬 수 있다.
도 1a-1d의 종래의 그림들이 도움이 될 것이다. 도 1a의 16진 QAM 신호 성상도(12)가 일련의 세트 분할들에 의해 상호 배타적 서브세트들로, 바람직하게는 각 서브세트가 단 두 포인트만을 포함할 때까지, 분할된다. 도 1a의 인접한 포인트들이 거리 d 만큼 떨어져 있다고 가정할 때, 도 1b의 제1세트 분할은 두 개의 서브 세트들(14 및 16)을 산출하고, 이 안에서 인접한 포인트들은 거리 만큼 떨어져 있다. 제1서브 세트(14) 및 제2서브 세트(16)간 천이(transition)는 허용되지 않으므로, 자유 유클리드 거리는, 도 1b의 부호화되지 않은 성상도와 비교할 때, 세트 분할과 함께 늘어난다. 도 1c에 도시된 두 번째 세트 분할에서, 도 1b의 각 서브 세트들(14, 16)은 두 개의 상호 배타적 세트들로 나뉘게 되고, 이때 포인트들간 최소 자유 유클리드 거리는 2d로 길어진다. 도 1d에 도시된 세 번째 세트 분할은 성상도 포인트들을 8 개의 서브 세트들 사이에서 더 나누며, 포인트들 간 최소 자유 유클리드 거리는 으로 증가된다. d=1이라 가정할 때, 각각 두 멤버들만 가진 서브 세트들로의 분할은 2.828의 자유 유클리드 거리를 발생시킨다. 이렇게 TCM으로 하여금 채널 대역폭이나 전력을 증가시킴 없이 코딩 이득을 증가시키게 하는 (또는 에러 레이트를 줄이게 하는) 것이, 허용 가능한 천이 간 거리의 증가이다.
또, 보통 수신기가, 특히 무선 시스템들에 대한 코드 및 성상도 설계에 있어서의 채널 상태에 대해 완벽하게 알고 있다는 것이 전제된다. 천천히 감쇠하는(fading, 페이딩) 채널에서, 페이딩 계수들이 다수의 심볼 인터벌들에 있어서 거의 일정한 상태를 유지할 때, 전송기는 수신기로 하여금 그 페이딩 계수들을 정확하게 추정할 수 있게 하는 트레이닝 신호들을 전송할 수 있다. 이 경우, 수신기 측 사람은 채널 상태 정보를 안심하다고 전제할 수 있고, 이러한 전제하에 설계되는 코드들 및 성상도들을 이용한다. 이를 코히어런트(coherent) 통신 시스템이라 부른다. 많은 실제 시나리오들 상에서는, 유한한 트레이닝 시퀀스 길이로 인해 채널 추정(estimates)에 약간의 에러들이 있게 된다. 채널 추정에 있어서 에러와 함께 소정 데이터 레이트를 유지하기 위해, 보다 빠르게 감쇠하는(fading) 채널들에 대해 더 짧은 트레이닝 시퀀스들이 필요로 되었으므로, 그에 따라 훨씬 신뢰성이 덜한 채널 추정의 결과를 가져왔다. 다중 전송 안테나들을 구비하는 일은, 이와 동일한 추정 동작을 위해 보다 긴 트레이닝 시퀀스들을 필요로 함으로써 이러 한 문제점을 가중시킨다. 따라서, 최적 코드/성상도 설계시 수신기에서의 기존 채널 파라미터들에 대한 일반적 전제가 실제로 언제나 유효한 것만은 아니다. 채널 추정 에러들 (부분적으로 코히어런트 시스템)이 존재할 때, 추정 에러의 통계치를 이용하여 설계되는 코드들 및 성상도들이, 수신기에서 완벽한 채널 상태 정보에 대해 설계된 것들보다 바람직하다.
본 발명은, 수신기에서 완전한 채널 상태 정보를 전제하지 않는 신호 성상도를 이용하여, 상술한 종래 기술과 비교할 때 허용 가능한 천이 사이의 거리를 증가시키도록 TCM을 변형한다. 이와 같이 하여, 본 발명은 에러 레이트를 증가시키지 않으면서, 소정 대역폭 및 신호 전력에 있어서 종래의 TCM 시스템들과 비교할 때 증가된 코딩 이득을 가능하게 한다. 본 발명은 MIMO 시스템에서 사용될 때 특히 바람직하나, 본 발명의 이용에 의해 달성되는 이점들은 단일 송수신기 안테나를 사용하는 시스템들에서도 역시 실현될 수 있다.
본 발명은 롬, 램, SRAM, 플래시 메모리, 및 기타 변형 메모리들과 같은, 컴퓨터 판독가능 매체 상에서 구현될 수 있다. 본 발명은 전기적으로 판독가능하거나, 광학적으로 판독가능하거나, 자기적으로 판독가능하거나, 이러한 것들의 조합에 의해 판독될 수 있다. 본 발명은 여기서 특정 타입의 매체나 컴퓨터 판독 프로세스에만 국한되지 않는다.
본 발명은 디지털 통신시 사용할 신호 성상도(constellation)에 관한 것이다. 디지털 통신을 변조하는 한 방법이 트렐리스 부호화 적용 변조로서, 본 발명 은 일실시예를 통해 복수의 비트들을 부호화하는 방법을 고려한다. 이 방법은 신호 성상도의 적어도 두 상호 배타적 서브 세트들 중 하나를 선택하고, 복수의 비트들에 기반하여 그 선택된 서브 세트 내 한 포인트를 선택하는 단계, 및 반송파를 이용해 상기 선택된 포인트를 변조하는 단계를 포함한다. 이러한 방식으로, 선택된 성상도 포인트에 따라 심볼이 전달된다. 선택된 서브 세트는 조건부 분포(conditional distribution)에 기반한 거리만큼 서로 떨어져 있는 적어도 두 성상도 포인트들을 포함한다. 여기 사용된 것처럼, 상호 배타적 서브 세트들은 어떤 공통적 성상도 포인트들도 가지지 않은 서브 세트들이다.
바람직한 실시예에서, 이 서브 세트 간 거리는 쿨백-라이블러(Kullback-Leibler) 거리이다. 또, 복수의 입력 비트들은 m=k1+k2 비트들로 이뤄짐이 바람직하며, 여기서 k1 개의 비트들은 2n 서브 세트들 중 하나를 선택하는데 사용되는 n 개의 비트들로 부호화되고, k2 개의 비트들은 선택된 서브 세트 안의 포인트를 선택하는데 사용된다. 변수 m, k1, 및 k2는 0이 아닌 정수들이다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 일련의 입력 비트들을 송신하는 전송기가 제공된다. 이 전송기는 인코더, 매퍼(mapper), 및 적어도 하나의 신호 성상도를 저장하는 컴퓨터 판독가능 매체를 포함한다. 인코더는 복수의 입력 비트들을 수신하기 위한 입력단을 포함한다. 매퍼는 인코더의 출력단과 연결된 입력단을 구비한다. 저장 매체는 매퍼와 연결되어, 신호 성상도의 서브세트를 선택하고 복수의 입 력 비트들에 기반하여 상기 선택된 서브세트 내 한 포인트를 선택한다. 선택된 서브세트는 조건부 분포에 기반한 거리 만큼 서로 떨어져 있는 적어도 두 개의 성상도 포인트들을 포함한다. 이 거리는 최대화된 최소 쿨백-라이블러 거리임이 바람직하다.
신호 성상도가 고속 페이딩 채널들에 있어서의 트렐리스 부호화 적용 변조를 위해 최적화되고, 이때 수신기는 채널 파라미터들에 대한 완벽한 정보를 가지지 않는다. 특히, 신호 성상도는 각각이 바람직하게는 두 개의 포인트들을 규정하는 개의 상호 배타적 서브세트들로 분할된다. 각각의 서브세트 내 포인트들은 조건부 분포들 간 거리, 바람직학는 쿨백-라이블러(KL) 거리만큼 서로와 떨어져 있다. 트렐리스 코더(30)로 입력되는 개 정보 비트들의 블록이 트렐리스 부호화되어 n 비트들로 되고, 성상도의 서브세트를 선택하는데 사용된다. 비트(들)은 서브세트 내 특정 포인트를 선택하는데 사용된다. 포인트들 사이의 서브세트 간 거리가, 유클리드 거리보다 실제적으로 큰 KL 거리이기 때문에, 수신기에서, 특히 보다 높은 SNR에서 에러가 실질적으로 감소한다. KL 거리를 이용하면 채널 페이딩의 통계자료가 신호 성상도 안에서 고유하게 된다.
본 발명은 2003년 5월 9일 미국 수리관청에 출원된 국제 특허 출원 PCT/IB03/02088, "수신기에서의 불완전 채널 상태 정보를 위해 성상도들을 설정하는 방법 및 장치"라는 제목으로 자세히 기술된 작업에 의거하여 만들어진다. 그 작업은 개별적인 성상도 포인트들이 쿨백-라이블러(KL) 거리와 같은 조건부 분포로부터 결정된 거리 만큼 떨어진 신호 성상도들을 기술하였다. 본 발명은 또한 2003년 6월 25일 출원된 미국 특허 출원 번호 [10/607,406], "다중 캐리어 시스템을 위한 신호 성상도"라는 제목으로 특히 다중 경로 통신 시스템에 적합한 부부적 코히어런트 신호 성상도들에 대해 자세히 기술한 내용에 의거해 만들어진다. 상술한 관련 출원들 모두 이 명세서에서 참조된다.
여기 사용된 것과 같이, 부분적 코히어런트 시스템(partially coherent system)은 수신기가 채널 상태 정보(CSI)에 대해 정확한 지식을 갖지 않은 통신 시스템이고, 부분적 코히어런트 성상도(partially coherent constellation)는 수신기에서 완전하다고는 말할 수 없는 CSI에 대한 지식을 전제하는 신호 성상도이다. 조건부 분포에 기반하는 거리는 포인트들이나 개체들 사이의 거리이며, 이때 적어도 한 포인트의 위치는 확률 밀도와 같이 그 포인트의 가능한 위치의 통계에 기반하여 결정된다. 한 포인트 혹은 두 포인트의 위치는 상기 통계적 척도에 의해 결정되고, 이들 사이의 거리는 조건부 분포에 기반하는 거리가 된다. 확률 밀도에 의해 신호 성상도 포인트들의 위치를 할당함으로써, 채널 페이딩의 통계가 신호 성상도에 직접적으로 편입된다. 반대로, 엄격한 유클리드 분리에 기반하여 포인트들을 할당하는 것은 수신기에서 완전한 CSI를 암묵적으로 전제하는 것 (코히어런트 시스템)이다.
여기서의 목적을 위한 조건부 분포들 사이의 바람직한 거리는 쿨백-라이블러(Kullback-Leibler, KL) 거리로 알려져 있으며, 때때로 상대적 엔트로피(relative entropy)로도 불린다. 일반적으로, 두 밀도 f 및 g 사이의 KL 거리 는 다음과 같이 정의된다:
f의 지원 세트가 g의 지원 세트 안에 포함되어 있기만 하면 거리 는 유한하다. 연속성을 위해, 는 0과 같다고 정한다. 몇 개의 이름을 들자면, KL 거리, 체르노프(Chernoff) 거리, J-다이버전스(divergence), 배터차리야(Battacharyya) 거리, 및 콜모고로프(colmogorov) 거리와 같이, 여러 다양한 타입의 조건부 분포들간 거리 함수들이 신호 성상도들을 설계하는데 있어 적합할 것이다.
상기 참조된 출원들의 개요로서, 부분적 코히어런트 시스템들에 대한 신호 성상도는 유클리드 거리가 아닌 조건부 분포간 거리에 따라 성상도 포인트들을 분리함으로써 최적화될 수 있다. 채널 페이딩의 통계가, 부가 정보를 성상도 포인트들의 크기 변동인 시공간 매트릭스 신호 성상도로 부호화하는데 사용된다. 그러한 조건부 분포간 거리에 대해 특히 바람직한 척도가 쿨백-라이블러 거리이다. 상기 작업들이 수신기에서의 완벽한 채널 상태 정보에 의존하지 않기 때문에, 종래의 전 제에 따라 야기되는 에러들이 통신 시스템 전체로 전파되지 않으므로, 보다 정확한 신호 성상도들이 종래 성상도들과 비교할 때 보다 감소된 에러 레이트를 가능하게 한다. 이러한 이점은 다중 전송 안테나들을 이용하는 시스템들과 같이, 좀 더 복잡한 채널들과 다중 채널들에서 더 두드러진다. 실제 시스템들에서, 상기 출원문서들에서 개시된 부분적 코히어런트 성상도는 적절한 외부 부호와 함께 사용될 때 가장 바람직하다. 이 경우 외부 부호의 설계 기준은 설계 기준에 기반하는 기존의 유클리드 또는 해밍(Hamming) 거리와는 상이할 것이다.
이하에서 수학적으로 자세히 설명하겠지만, 본 발명은 KL 거리가 몇 가지 면에서 코히어런트 시스템들 및 종래의 성상도들에서의 유클리드 거리와 유사한 부가적 특징을 가진다는 것을 알아냈다. 여러 개의 코히어런스(coherence) 인터벌들 에 걸쳐 뻗쳐 있는 두 개의 코드 워드들에 해당하는 수신된 분포들 사이의 KL 거리는 상기 코히어런스 인터벌들에서의 KL 거리들의 합이다. 이러한 부가적 특징은 세트 분할에 의한 매핑과 함께, 완만한 페이딩 환경의 부분적 코히어런트 시스템들에 대한 트렐리스 부호화 적용 변조 방식을 설계하는데 사용된다. 세트 분할에 의한 매핑이 이하에서 기술될 것이며, 더 자세히 말하면, 1982년 1월 IEEE 정보 이론 분과 회보 55-67 페이지에 공개된 G.Ungerbleck의 "다중 레벨/위상 신호들을 갖는 채널 코딩"에서 이 명세서에 참조된 트렐리스 부호화 적용 변조와 결부된다. 세트 분할이 유클리드 거리에 기초해 행해지는 통상적인 TCM과는 달리, 본 발명의 부분적 코히어런트 부호화 적용 변조는 KL거리에 기반하는 세트 분할을 이용한다. 아래에서, 겨우 수 퍼센트의 채널 추정 에러만을 가지면서도 본 발명의 부호화 적용 된 변조 기법의 실시예들이 종래의 성상도들 및 트렐리스 부호화 적용 변조 방식들에 비해 상당한 이득을 달성한다는 것을 보일 것이다.
시스템 모델:
각각의 길이가 T 심볼 인터벌들인 B 개의 데이터 블록들을 가정한다 (T는 채널의 코히어런스 인터벌이다). 사이즈 T x M인 B 개의 신호 매트릭스들이 모여 전송 매트릭스 S를 형성한다 (M은 전송 안테나들의 수이다). 마찬가지로, 수신된 신호들이 T x BN 매트릭스, X에 모이고, 이때 N은 수신 안테나들의 수이다. 이러한 전제하에, 수신된 매트릭스는 전송된 매트릭스, 채널 매트릭스, 및 부가적 잡음의 항을 통해 표현될 수 있고, 이는 다음과 같다:
위에서, b=1,.., B이다. W의 엔트리들은 분포 와 독립된 순환 복소수 가우스 랜덤 변수들이라고 전제된다. 또한, T 라는 코히어런스 인터벌을 가진 채널의 블록 페이딩을 전제할 때, H의 0 아닌 엔트리들 역시 분포 와 독립된 순환 복소수 가우스 랜덤 변수들이다. 이러한 독립성의 전제는 다음과 같은 식을 형성한다:
와 의 0 아닌 엔트리들은 독자적인 제로 평균(zero-mean) 순환 복소수 가우스 랜덤 변수들이라고 전제된다. 채널계수 당 추정 편차 역시, 의 0 아닌 엔트리들에 대해 분포를, 의 엔트리들에 대해 분포를 가져오는 것이라 전제된다. 를 0이나 1과 동일하게 설정함으로써, 이 모델은 각각 코히어런트 및 비(non)-코히어런트 시스템 모델들로 변형된다.
최대 가능도(ML) 디코더는 수신된 소정 매트릭스 및 채널 추정에 대한 상기 식을 최대화하는 신호 매트릭스를 찾을 것이다. 수학식 9에 로그 함수를 취하여 공통되는 항들을 무시할 때, 로그-가능도(log-likelihood) 함수는 다음과 같다:
상기 합산식의 각 항이 한 코히어런스 인터벌에서만, 전송된 매트릭스에 의존하기 때문에, 디코더는 비터비(Viterbi) 알고리즘을 이용할 수 있다.
코드 설계 기준:
슈타인(Stein)의 보조정리에 따르면, 가설 검증을 이용한 최적의 달성 가능 에러 지수는 그 가설에 대응하는 분포들 사이의 쿨백-라이블러(KS) 거리에 의해 주어진다. 이 최적의 달성 가능 에러 지수가, ML 검출기가 아닌 가설들 가운데 하나 에 크게 편향되어 있는 어떤 검출기에 의해 달성되기는 하나, ML 검출기의 성능 역시 분포들간 KL 거리와 관련된다. 따라서, 상기 참조된 특허 출원문서들과 유사하게, 쿨백-라이블러(KL) 거리는 성능 기준으로서 사용된다. 상기 수학식 9 및, 두 곱 분포(product distributions) 사이의 KL 거리가 개별 분포들 사이의 KL거리의 합이라는 사실을 이용하여, 두 조건부 분포 와 사이의 KL 거리는 다음과 같이 주어질 것이다:
(표현을 간단히 하기 위해, 신호 매트릭스들인 Si 및 Sj는 함수 Db의 독립 변수들에 포함되지 않는다.)
상술한 것으로부터 증명되듯이, 이러한 KL 거리들은 에 좌우되나, 설계 거리로 바로 사용될 수는 없다. 설계 기준을 도출할 수 있도록 KL 기대 거리를 찾는 것이 바람직하다. 슈타인의 보조 정리에 따르면, N에 있어 점근적으로, Sj를 Si 로 잘못 취할 짝별(pairwise) 에러 가능성은, 이러한 에러 가능성의 지수함수적 붕괴율(decay rate)을 최대화하도록 설계된 최선의 가설들 가운데에서 거의 다음과 같이 주어질 것이다:
따라서,
상기 수학식 20으로부터, KL 기대 거리는 다음과 같이 주어진다:
위에서, 유클리드 기하학과 같이, KL 거리가 블록 페이딩에 더해짐을 보인다. 따라서, 코드 설계 기준은, 총 KL 거리들 (코드 워드들의 서로 다른 신호 매트릭스들에 해당하는 개개의 KL 거리들의 합)의 최소값을 최대화하고자 하는 것이다. 이것은 어떤 면에서는, 설계 기준이 총 유클리드 거리의 최소값을 최대화하고자 하는 것인 AWGN 채널들의 코드 설계 기준과 유사하다. AWGN 채널에 대한 부호화 적용 변조 방식들을 설계하는데 사용되는 것들과 유사한 기술들이 비-코히어런트 및 부부적 코히어런트 시스템들에 대한 양호한 외부 코드들을 설계하는데 사용될 수 있다.
부분적
코히어런트
부호화 적용 변조:
위에서 보인 KL 기대 거리의 부가적 특징은, AWGN 채널에 대한 효율적 대역폭을 갖는 트렐리스 코드들을 설계하기 위한 트렐리스 부호화 적용 변조(TCM) 방식들에 의해 사용되는 유클리드 거리의 부가적 특성과 유사하다. 부호화 적용 변조는 이러한 변조를 한 쌍의 코드워드들 사이의 효율적 최소 유클리드 거리의 증가를 달성시키는 인코딩의 핵심 부분으로 간주한다. 이러한 공동(joint) 코딩 및 변조 방식의 중요한 양태는, 일반적으로 세트 분할에 의한 매핑이라 불리는 효율적 매핑 방법을 이용한다.
세트 분할에 따른 매핑 방법을 통해, 신호 세트가 상대적으로 큰 최소 서브 세트간 제곱 유클리드 거리의 여러 서브 세트들로 분할되는 한편, 그 최소 서브 센트간 거리는 최초의 신호 세트의 최소 거리와 동일하다. 예를 들어, 신호 포인트들의 성상도가 2n 개의 서브 세트들로 분할되고, 각각의 서브 세트는 포인트들을 포함한다. 정보 비트들로 된 각각의 블록 역시 및 비트들로 된 두 그룹으로 분할된다. 첫 번째 그룹은 n 비트들로 부호화되고, 두 번째 그룹은 부호화되지 않고 그대로 남는다. 그런 다음, 인코더로부터 n 비트들은 개의 가능한 서브 세트들 중 하나를 선택하는데 사용되고, 개의 부호화되지 않은 비트들은 선택된 서브 세트에서 개의 포인트들 중 하나를 선택하는데 사용된다. 원칙적으로, 블록 코드들 또는 컨볼루션 코드들이 부호화 적용 변조 방식들의 구조에 사용될 수 있다. 그러나, (비터비 알고리즘의 사용 가능성으로 인해) 컨볼루션 코드들과 보다 일반적인 트렐리스 코드들의 연판정(soft-decision) 디코딩의 좀 더 간단한 구현방식 때문에, 대부분의 부호화 적용 변조 방식들은 트렐리스 코드를 서브 세트 인코더로서 사용한다. 이 경우, (부호화된 비트들 및 부호화되지 않은 비트들을 포함하는) 전반적 코드가 병렬 천이의 트렐리스에 의해 나타내어질 수 있다. 이러한 병렬 천이는 동일한 부호화 입력 비트들에 해당하지만 다른 부호화되지 않은 비트들에는 해당하지 않으므로, 결과적으로 출력은 동일한 서브 세트로부터 나온다.
트렐리스 부호화 적용 변조 방식에 있어서, 코드 워드들 사이의 최소 유클리드 거리는 다음과 같은 두 값들의 최소값과 같다:
a) (병렬 천이로 인한) 서브 세트 내 최소 유클리드 거리, 및
b) 코드의 자유 유클리드 거리라 보통 불리는, 구성 코드(constituent code)의 격자 배열상의 최소 거리.
세트 분할은 첫 번째 값을 최대화하려는 목적으로 수행되지만, 구성 코드의 트렐리스는 두 번째 값을 최대화시키기 위해 설계된다. 적절한 세트 분할 및 트렐리스 설계를 통해, 전반적인 코드의 최소 거리가 충분히 커져서, (코드의 중복으로 인한) 성상도 확장으로부터의 손실을 극복할 수 있고, 상당한 부호화 이득을 부여할 것이다.
수신기가 완전한 채널 상태 정보를 가진다고 추정될 때, 고속 페이딩 시나리오들에 있어서 부호화 적용 변조에 대해 비슷한 기술들이 개발되어 왔다. 예를 들어, Divasalar와 M.K.Simon이 발표한 1988년 9월 IEEE 통신 분과 회보 36권 9호, 1004-1012 페이지의 "페이딩 채널을 위한 트렐리스 부호화 적용 MPSK의 설계: 성능 기준"; 1988년 9월 IEEE 통신 분과 회보 36권 9호, 1013-1021 페이지의 "페이딩 채널을 위한 트렐리스 부호화 적용 MPSK의 설계: 최적 코드 설계를 위한 세트 분할"을 참조할 수 있다. 이러한 방식들에서 설계 기준은 코드워드 쌍들 사이의 심볼 해밍(Hamming) 거리 및 최소 유클리드 거리 곱(minimum product Euclidean distance)을 최대화하는 것이다. 따라서, 세트 분할 및 트렐리스 설계는 최단 에러 이벤트 경로의 길이 및 이 경로에 걸친 유클리드 거리들의 곱을 최대화하도록 행해진다.
본 발명은 부분적 코히어런트 성상도들에 대한 양호한 외부 코드들을 설계하도록 AWGN 채널의 통상적 트렐리스 부호화 적용 변조를 확장한다. 본 발명과 종래의 TCM 방식의 주요한 한 가지 차이가, 이 경우의 설계 기준은 TCM에서의 유클리드 거리와 반대로, 코드 워드 쌍들에 해당하는 조건부 가능성들 사이의 최소 거리(바람직하게는 KL 거리)를 최대화한다는 것이다. 따라서, 세트 분할 및 트렐리스 설계 또한 성상도 포인트들 사이의 유클리드 거리 대신 KL 거리에 기반한다. 도 2는 도 1a-1d를 참조하여 기술한 종래의 성상도 분할에 대조되는 예이다. 도 2는 0.01의 채널 추정 편차 및 비트 당 20dB의 신호대잡음비(SNR)로 설계된 4-레벨 16-포인트 성상도이다. 도 2의 성상도는 네 개의 레벨들(18, 20, 22, 24)를 규정하며, 각각의 레벨은 하나의 동심원에 네 개의 포인트들을 규정한다(레벨(24)의 원은 부분적으로만 도시되고 있다). 보다 큰 최소 KL 거리를 얻기 위해 원형 레벨들(18, 20, 22, 24)의 이동(rotation)이 허용된다. 성상도는 8 개의 서브 세트들로 분할되고, 각각의 서브 세트들은 상보적(complementary) 참조 부호 및 동일한 그래픽 마커로서 구별되는 두 개의 포인트들(A 및 A', B 및 B', C 및 C', 등등)을 포함한다. 분할은 같은 서브 세트 내 각 쌍의 포인트들 사이의 최소 KL 거리인 서브 세트 내 KL 거리를 최대화할 목적으로서 수행된다. 이 거리도 도 2에서 A 및 A' 사이의 로서 그래픽하게 보여진다. 최적으로 설계된 성상도에 있어서, 거리 은 모든 서브 세트 내 포인트들 사이에서 일정하다. 거리 이 도 2에 서 유클리드 거리로서 보이지만, 이것은 단지 유클리드 공간에서 성상도 포인트들을 표현하는 데 따른 한계일 뿐이다. 비트 당 20dB의 SNR에서, 전체 성상도 내 인접 포인트들 간 원래의 최소 KL 거리는 약 3.8971인 반면, 분할된 성상도에서 서브 세트 내 최소 거리는 5.5361이다. 이러한 분할로부터 서브 세트 내 최소 KL 거리의 증가가 종래의 TCM 방식들의 서브 세트 내 유클리드 거리의 증가(상기 도 1a-1d의 설명 참조)만큼 상당하지는 않더라도, 시뮬레이션 결과는 서브 세트 내 최소 KL 거리의 최대화에 따른 분할이 실질적 코딩 이득을 제공한다는 것을 보여준다.
세 개의 정보 비트들로 된 각각의 블록으로부터, (1 4 2; 4 3 0)의 8진 변환함수와 함께 16-상태 레이트 2/3 컨볼루션 코드 비트를 이용하여 두 개의 비트가 부호화됨으로써, 3 개의 부호화 비트들을 생성한다. 그러면 이 세 개의 부호화된 비트들은 성상도의 8 서브 세트들 중 하나를 선택하는데 사용되고, 부호화되지 않은 나머지 비트는 선택된 서브 세트로부터 한 포인트를 선택하는데 사용된다.
도 3은 예시용으로 제공되는, 본 발명을 이용하는 트랜시버의 블록도이다. 본 발명은 도시된 것과는 실질적으로 다른 회로를 구비한 전송기, 수신기, 또는 트랜시버 안에서 실시될 수 있다. 도 3은 전송기 측(26)과 수신기 측(28)을 포함하고 있다. 복수의 비트들은, 레이트로서 개의 입력을 n 개의 부호화 비트들로 매핑하는 트렐리스 코더(30)로 입력된다. n이 3, 4, 및 5로 구성된 세트로부터 선택되는 경우, n=3일 때 개의 비트들은 2/3 컨볼루션 코드(convolutional code)를 이용해 부호화되고, n=4일 때 개의 비트들은 3/4 컨볼루션 코드를 이용해 부호화되며, n=5일 때 개의 비트들은 4/5 컨볼루션 코드를 이용해 부호화된다. 트렐리스 코더(30)는 보통, 트렐리스 코더(30)로 하여금 이전에 입력되었던 비트들에 대하여 메모리 기능을 가질 수 있게 하는 복수의 쉬프트 레지스터들 및, 트렐리스 다이어그램(도 5)에 일반적으로 묘사된 것과 같은 허용된 천이들만을 가능하게 하도록 배치되는 복수의 적절한 모듈로-2 가산기들 (XOR 게이트들)과 함께 구현된다. 트렐리스 코더(30)는 n 개의 부호화된 비트들과 개의 부호화되지 않은 비트들을 심볼 매퍼(34)로 출력하고, 심볼 매퍼(34)는 비트 그룹들을, 도 2의 성상도를 저장하는 전기적이거나 광학적 롬 등의 메모리(36)에 저장되는 시공간의 신호 성상도의 포인트들과 상관시킨다. 매핑된 심볼들은 한 심볼 인터볼 보다 길게 뻗어있는 버스트 에러들을 쪼개는 블록 인터리버(interleaver)(32)에서 인터리브되고, 그런 다음 펄스 정형 필터(38)에서 정형화(shaping)되어, 동상 I 및 직교 Q 성분들로 분리되고, 위상 이동기(rotator)(40)에서 매개 주파수로 업변환된다. 파일럿 톤(pilot tone)들이 가산기(42)에 추가되어 수신기 측(28)에서의 채널 식별을 돕고, 가산기(42)로부터 상기 합해진 신호는 무선 주파수로 업변환되어 모바일 무선 채널(48)을 통해 송신(44)된다. 본 발명은, 수신기(28)가 채널 파라미터들에 대해 알지는 못하지만 대신 추정은 해야 하는 고속 페이딩(fast-fading) 채널들에서 가장 바람직하므로, 잡음(46) 은 고속 페이딩이라고 추정되는 채널(48) 상에서 신호에 부가된다.
고속 페이딩 채널(48)로부터 신호가 수신(50)되어 파일럿 톤 추출기(52)와 위상 역이동기(de-rotator)(54)로 갈라진다. 개개의 심볼들이 연판정(soft-decision) 프로세스에 의해 양자화되고(56), 디인터리브되며(de-interleaved), 트렐리스 디코더(62)에서 비터비 알고리즘이 사용되어 디인터리브된 심볼들을 상술한 것과 유사한 메모리(36)에 저장된 신호 성상도의 여러 포인트들에 상관시킨다. 채널 상태 정보(CSI)가 사용 가능할 때에도, 채널(48)의 고속 페이딩 성질은, 수신기(28)가 채널 파라미터들에 대한 어떤 추정을 해야만 하도록 만든다. 이러한 의도에 따라, 고속 페이딩 채널이란, 수신기에서의 완전 채널 상태 정보 추정을 무효하게 만들기 충분한 정도, 즉 상기 추정이 허용할 수 없는 에러를 일으킬 정도로 빠르게 시간의 함수에 따라 채널 패러미터들이 변화하는 채널을 말한다.
도 3의 트렐리스 코더(30)에 대한 블록도가 도 4에서 상세히 도시된다. 트렐리스 코더들(30)이 인코딩 블록(66) 내 쉬프트 레지스터들(64)과 모듈로 가산기들 (미도시)의 다양한 구성을 이용하여 신호 성상도의 한 포인트에서 다른 포인트로 소정의 천이를 가능하게 하거나 금지하게 할 수 있음을 알 수 있다. 따라서 도 4는 다만 예로서 주어진 것에 불과하다. 비트로 된 블록이 트렐리스 코더(30)로 입력된다. 비트들은 이 예에서 두 비트들인 및 이며, 이들이 코딩 블록(66)으로 입력되어 개의 부호화된 비트들로서 출력된다. 이 실시예에서 비트는 변형되지 않고 트렐리스 코더(30)를 그냥 통과한다. n 개의 부호화된 비트들이 2n 개의 고유하고 상호 배타적인 신호 성상도의 서브 세트들 중 하나를 특별하게 선택한다. 예로서 도 2의 신호 성상도를 참조하면, 도 4의 도면은 n=0,0,0이 서브 세트 A를 선택하고, 비트가 서브 세트 A 안의 0 또는 1을 선택하며; n=1,0,1이 서브 세트 F를 선택하고 비트는 서브 세트 F 안의 0이나 1을 선택한다는 것을 보인다. n과 각각의 선택이 도 4에서 그래픽하게 보여지고 있다.
다른 실시예에서, 는 1 비트뿐일 필요는 없으며, 오히려 세 비트들로 된 입력 블록에 있어서 는 변형되지 않고 트렐리스 코더(30)를 그냥 통과하는 두 비트들을 나타낸다. 이 경우, 남은 비트는 인코딩 블록(66)을 통과하는 단일 비트로서 두 개의 부호화 비트로 부호화된다. 두 개의 부호화된 비트와 두 개의 부호화되지 않은 비트들인 네 비트들이 개의 포인트들로 된 성상도로부터 한 포인트를 고유하게 선택한다. 그러나, 이 경우 각 성상도 서브 세트는 둘이 아닌 네 개의 포인트들을 규정하는데, 그 이유는 비트들이 개의 상호 배타적인 서브 세트들로부터 해당 서브 세트를 선택하고, 비트들은 그 서브세트 내 포인트들을 선택하기 때문이다. 서브세트 당 단 두 포인트들을 가지고, 그에 따라 바람직하게는 가 하나의 비트인 상태에서, 성상도 포인트들간 유효 거리는 최대가 되고, 그에 따라 에러는 최소가 된다.
도 5는 도 2에서 예로 든 성상도와 도 4의 블록도에 있어서 허용되거나 허용되지 않는 상태 천이들에 대해 보다 이해 가능한 포맷으로 나타낸 트렐리스 다이어그램이다. 왼쪽으로 진행하는 숫자들은 여러가지 출력 심볼들이며, 각각이 세 개의 출력 비트들을 나타낸다. 왼쪽의 네 숫자들로 된 각각의 그룹은, 관련 상태로부터 허용된 네 가지 천이들에 대응한다.
도 6(a)는 부호화되지 않은 8 포인트 및 16 포인트의 부분적 코히어런트 성상도들의 성능을 본 발명에 따른 3 b/s/Hz 트렐리스 부호화된 부분적 코히어런트 변조 방식의 성능과 비교한 것이다. 부호화되지 않은 8 포인트 (그래프 라인 102) 및 16 포인트 (그래프 라인 104) 성상도들 사이의 일정한 간극(gap)은 성상도 확장으로 인한 손실이다. 본 발명 (그래프 라인 106)의 부호화 적용 방식에 따른 성능 개선이 이러한 손실을 극복해 주며, 동일한 스펙트럼 효율성을 가지면서 부호화 적용되지 않은 방식에 비해 실질적인 이득 역시 제공한다.
도 6(b)는 일 때, 부호화 적용되지 않은 16QAM과 트렐리스 부호화 적용된 16QAM의 성능을, 대응되는 부분적 코히어런트 설계방식(그림에서 Optimal(최적)이라 명명됨)의 성능과 비교한 것이다. 16QAM 성상도 (그래프 라인 108, 110)에 대해 부호화 적용 변조 방식은, 위에서 종래 기술을 특징지을 때 설명된 것과 같이 수신기에서의 완전한 채널 상태 정보라는 전제하에 설계된다. 트렐리스 부호화 적용된 부분적 코히어런트 방식(그래프 라인 112, 114)은 KL 거리에 기반해 설계된다. 자명하다시피, 부분적 코히어런트 설계방식은 부호화 적용된 시스템(110과 비교할 때 114) 및 부호화 적용되지 않은 시스템(108과 비교할 때 112) 모두에 있어서 성능 향상을 가져온다.
도 7(a)-(b)는 채널 추정 편차 일 때의 경우에 대한 결과를 보인 것이다. 종래 방식들과의 코딩 이득 및 성능 비교 결과가 도 7(a) 및 7(b)에서 보여진다. 도 7(a)-(b) 경우의 예에서, 그 성능 향상은 도 6(a)-(b)에서 보다 부호화 적용되지 않은 16QAM과 트렐리스 부호화 적용된 16QAM에 비해 훨씬 더 월등하다. 일바적으로, 채널 추정 편차가 증가할 때, 부분적 코히어런트 설계를 이용해 보다 큰 성능 이득을 얻을 수 있다.
여기서 청구된 발명의 바람직한 실시예라고 간주된 것들이 설명 및 도시되었으나, 이 기술 분야의 당업자라면 그에 대해 여러 가지 변형과 변경이 가해질 수 있음을 알 수 있을 것이다. 본 발명의 개념과 범주에 속하는 그러한 여러 변형 및 변경사항들은 이하의 청구항들에서 모두 보호되도록 의도된다.
도 1a-1d는 여러 개의 레벨로 분할된 종래의 16 포인트 QAM 성상도로서, 도 1a는 전체 성상도이고, 도 1b-1d 각각은 더 작고 더 많은 여러 서브세트로 도 1a를 순차 분할한 것을 나타낸 것이다.
도 2는 각각이 본 발명에 따라 조건부 분포들 사이의 거리 만큼 떨어진 두 포인트들을 규정하는 8 개의 서브세트들(A-A', B-B', 등등)로 분할된 4 레벨 (4 개의 원) 신호 성상도이다.
도 3은 본 발명에 따른 신호 성상도를 이용할 수 있는 트랜시버의 블록도이다.
도 4는 3 비트 입력을 도 2의 신호 성상도의 특별한 포인트와 상관시키는 틀렐리스 인코더의 블록도이다.
도 5는 도 2의 신호 성상도에 대한 트렐리스 도이다.
도 6(a)는 채널 추정 편차 에 대해, 부호화되지 않은 8 포인트 및 16 포인트의 부분적 코히어런트 성상도들의 성능을 본 발명에 따라 3 b/s/Hz 트렐리스 부호화된 부분적 코히어런트 변조기법과 비교한 그래프이다.
도 6(b)는 도 6(a)와 유사하나, 부호화되지 않고 트렐리스 부호화된 16QAM의 성능과 본 발명에 따라 대응되는 부분적 코히어런트 성상도들의 성능을 비교한 그래프이다.
Claims (24)
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 삭제
- 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치에 있어서,복수의 입력 비트들을 수신하기 위한 입력단을 포함하는 인코더;상기 인코더의 출력단에 연결된 입력단를 포함하는 매퍼(mapper);상기 매퍼에 연결되어 적어도 한 신호 성상도를 저장하는 컴퓨터-판독가능 저장 매체;상기 매퍼로부터의 출력을 수신하는 펄스 정형 필터(pulse shaping filter);상기 펄스 정형 필터의 출력을 동상 I 및 직교 Q 성분들로 분리하고 업변환하는 위상 이동기(phase rotator);상기 위상 이동기의 출력에 파일럿 톤들(pilot tones)을 추가하는 가산기; 및상기 가산기로부터의 신호를 전송하는 전송기를 포함하고,상기 매퍼는 복수의 입력 비트들에 기반하여 상기 신호 성상도의 서브세트를 선택하고 그 선택된 서브세트 내 포인트를 선택하며, 상기 선택된 서브세트는 조건부 분포에 기반하는 거리 만큼 서로 떨어져 있는 적어도 두 개의 성상도 포인트들을 포함함을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
- 제11항에 있어서, 상기 조건부 분포에 기반하는 거리는, 쿨백-라이블러 거리 및 쿨백-라이블러 기대 거리 중 하나임을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
- 제11항에 있어서, 상기 신호 성상도는 각각 2k2개의 포인트들을 포함하는 2n개의 서브세트들에 분배된 L=2n+k2 개의 성상도 포인트들을 구비하고, 상기 L=2n+k2 개의 성상도 포인트들은 동심원들로 배열되어, 동일한 서브세트내의 어떤 2개의 포인트들도 동일한 원 위에 위치하지 아니하고, n은 부호화된 비트들의 수를 나타내고 k2는 부호화되지 않은 비트들의 수를 나타내는 것을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
- 제17항에 있어서, 한 원 위의 각 포인트는 그 원에 있는 다른 모든 포인트 및 인접한 원에 놓인 다른 모든 포인트와는 다른 서브세트로부터 나온 것임을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
- 제18항에 있어서, 상기 n=3이고, 각 서브세트는 두 개의 포인트들을 규정함을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
- 제12항에 있어서,수신기를 더 포함하고,상기 수신기는 비터비 알고리즘을 이용하여, 수신된 심볼을 성상도에 따른 서브세트 및 그 서브세트 내 포인트로 디코딩함을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
- 상기 선택된 서브세트 내 적어도 두 개의 포인트들이, 상기 적어도 두 포인트들 중 적어도 하나의 조건부 분포에 기반한 거리만큼 서로 떨어져 있을 때, 개의 입력 비트들에 기반하여 상기 선택된 서브세트 내에서 한 포인트를 선택하는 단계; 및반송파를 이용해 상기 선택된 포인트를 변조하는 단계를 포함하고,상기 거리는 J-다이버전스(divergence), 배터차리야(Battacharyya) 거리, 및 콜모고로프(colmogorov) 거리 중 하나인 것을 특징으로 하는 부호화 방법.
- 제11항에 있어서, 상기 거리는 J-다이버전스(divergence), 배터차리야(Battacharyya) 거리, 및 콜모고로프(colmogorov) 거리 중 하나인 것을 특징으로 하는 부분적 코히어런트 시스템에서의 전송을 위한 장치.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US10/678,546 US7088784B2 (en) | 2003-10-02 | 2003-10-02 | Coded modulation for partially coherent systems |
US10/678,546 | 2003-10-02 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020067006401A Division KR20060056414A (ko) | 2003-10-02 | 2004-09-29 | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20080092458A KR20080092458A (ko) | 2008-10-15 |
KR100924526B1 true KR100924526B1 (ko) | 2009-11-02 |
Family
ID=34393958
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020067006401A KR20060056414A (ko) | 2003-10-02 | 2004-09-29 | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 |
KR1020087021052A KR100924526B1 (ko) | 2003-10-02 | 2004-09-29 | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 |
Family Applications Before (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020067006401A KR20060056414A (ko) | 2003-10-02 | 2004-09-29 | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7088784B2 (ko) |
KR (2) | KR20060056414A (ko) |
CN (1) | CN100495928C (ko) |
WO (1) | WO2005036755A1 (ko) |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7123663B2 (en) * | 2002-06-04 | 2006-10-17 | Agence Spatiale Europeenne | Coded digital modulation method for communication system |
US7889804B2 (en) * | 2003-05-30 | 2011-02-15 | Mohammad Jaber Borran | Partially coherent constellations for multiple-antenna systems |
GB0401475D0 (en) * | 2004-01-09 | 2004-02-25 | Koninkl Philips Electronics Nv | Method of signalling |
US7720168B2 (en) * | 2004-05-26 | 2010-05-18 | University Of Maryland | Systems and methods for coding in broadband wireless communication systems to achieve maximum diversity in space, time and frequency |
US7191386B2 (en) * | 2004-06-29 | 2007-03-13 | Seagate Technology Llc | Method and apparatus for additive trellis encoding |
US7974359B2 (en) * | 2004-12-22 | 2011-07-05 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for mitigating multi-antenna correlation effect in communication systems |
KR100781640B1 (ko) | 2005-12-29 | 2007-12-05 | 고려대학교 산학협력단 | 다이버시티 이득을 얻는 다중 계층 변조 방법 및 그 장치 |
ATE434296T1 (de) * | 2006-04-05 | 2009-07-15 | Sequans Comm | Verfahren zum dekodieren eines räumlich gemultiplexten signals und entsprechender empfänger |
US20080101482A1 (en) * | 2006-10-26 | 2008-05-01 | General Instrument Corporation | Method and apparatus for refining MIMO channel estimation using the signal field of the data frame |
KR100785925B1 (ko) * | 2006-12-06 | 2007-12-17 | 삼성전자주식회사 | Tcm을 이용한 멀티 레벨 셀 메모리 장치 |
JP4677528B2 (ja) * | 2007-07-20 | 2011-04-27 | 株式会社カオテック研究所 | 星座グラフ履歴表示装置 |
WO2011068119A1 (ja) * | 2009-12-01 | 2011-06-09 | 日本電気株式会社 | データ伝送方法、データ受信方法、データ変調装置及びデータ復調装置 |
PE20131090A1 (es) | 2010-12-10 | 2013-10-16 | Panasonic Ip Corp America | Metodo y dispositivo de generacion de senales |
WO2013097088A1 (en) * | 2011-12-27 | 2013-07-04 | France Telecom Research & Development Beijing Company Limited | Method and system for mapping bit sequences |
US9031168B1 (en) | 2014-04-21 | 2015-05-12 | Northrop Grumman Systems Corporation | Constellation design and optimization in non-linear satellite channels |
JP2019521551A (ja) | 2016-05-11 | 2019-07-25 | アイディーエーシー ホールディングス インコーポレイテッド | 無線システムにおける統合されたチャネル符号化および変調 |
CN110858321B (zh) * | 2018-08-26 | 2023-10-13 | 吴成彬 | 一种基于最优距离判决的电子无源标签编码构造方法 |
FR3093877B1 (fr) * | 2019-03-15 | 2022-04-01 | Commissariat Energie Atomique | Méthode de modulation numérique d’ordre élevé robuste au bruit de phase |
GB2597791B (en) | 2020-08-06 | 2022-11-23 | Cisco Tech Inc | Quadrature amplitude modulation with constellation shaping |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5267021A (en) * | 1992-04-03 | 1993-11-30 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Multiresolution digital television broadcast system |
US5537430A (en) * | 1992-12-31 | 1996-07-16 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Trellis-coded modulation system |
US6097764A (en) * | 1997-12-16 | 2000-08-01 | Sicom, Inc. | Pragmatic trellis-coded modulation system and method therefor |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CH609510A5 (ko) * | 1976-06-18 | 1979-02-28 | Ibm | |
US4945549A (en) * | 1986-11-13 | 1990-07-31 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Trellis coded modulation for transmission over fading mobile satellite channel |
US4891823A (en) * | 1988-10-26 | 1990-01-02 | General Datacomm Inc. | Channel encoder for generating rotationally invariant trellis codes |
EP0587620B1 (en) * | 1991-06-03 | 1998-01-07 | BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company | Radio system |
US5363407A (en) * | 1992-09-02 | 1994-11-08 | General Electric Company | Transmitter optimization for spectrally congested radio communication systems |
US6081555A (en) * | 1996-12-04 | 2000-06-27 | Conexant Systems, Inc. | Methods and apparatus for implementing shell mapping techniques in the context of a PCM-based modem communications system |
US5822371A (en) * | 1997-02-14 | 1998-10-13 | General Datacomm Inc. | Mapper for high data rate signalling |
US6891903B2 (en) * | 1999-04-22 | 2005-05-10 | At&T Corp. | Multiple transmit antenna differential detection from generalized orthogonal designs |
US7076000B2 (en) * | 2001-01-18 | 2006-07-11 | Motorola, Inc. | Soft-decision metric generation for higher order modulation |
US7006578B2 (en) * | 2001-10-23 | 2006-02-28 | Northrop Grumman Corporation | Constellation mapping for modulated communications |
US6925258B2 (en) * | 2001-12-20 | 2005-08-02 | Victor Yeeman Lo | System and method for increasing bandwidth efficiency and throughput of a data transmission network |
US6915477B2 (en) * | 2001-12-28 | 2005-07-05 | Lucent Technologies Inc. | Delay sensitive adaptive quality control loop for rate adaptation |
FR2839588B1 (fr) * | 2002-05-07 | 2004-10-22 | Cit Alcatel | Procede de compression d'images numeriques |
US7173973B2 (en) * | 2003-10-31 | 2007-02-06 | Nokia Corporation | Multiple-antenna partially coherent constellations for multi-carrier systems |
-
2003
- 2003-10-02 US US10/678,546 patent/US7088784B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-09-29 WO PCT/US2004/032259 patent/WO2005036755A1/en active Application Filing
- 2004-09-29 KR KR1020067006401A patent/KR20060056414A/ko not_active Application Discontinuation
- 2004-09-29 KR KR1020087021052A patent/KR100924526B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2004-09-29 CN CNB2004800287400A patent/CN100495928C/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5267021A (en) * | 1992-04-03 | 1993-11-30 | The Trustees Of Columbia University In The City Of New York | Multiresolution digital television broadcast system |
US5537430A (en) * | 1992-12-31 | 1996-07-16 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Trellis-coded modulation system |
US6097764A (en) * | 1997-12-16 | 2000-08-01 | Sicom, Inc. | Pragmatic trellis-coded modulation system and method therefor |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Non-coherent and Partially Coherent Space-Time Constellations(Mohammad Jaber Borran, 2003.06) * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2005036755A1 (en) | 2005-04-21 |
US7088784B2 (en) | 2006-08-08 |
KR20080092458A (ko) | 2008-10-15 |
KR20060056414A (ko) | 2006-05-24 |
CN1890883A (zh) | 2007-01-03 |
US20050074068A1 (en) | 2005-04-07 |
CN100495928C (zh) | 2009-06-03 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100924526B1 (ko) | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 | |
US5301209A (en) | Multidimensional trellis-coded modulation for fading channels | |
JP4575982B2 (ja) | 16qam方式の信号空間拡張 | |
CN100454766C (zh) | 解码用ldpc码编码的数据的解码装置和方法 | |
JP3612563B2 (ja) | マルチモードブロック符号化変調復調方法 | |
KR100719840B1 (ko) | 시공간 주파수 블록 부호화 장치 및 방법 | |
US8875000B2 (en) | Methods and systems systems for encoding and decoding in trellis coded modulation systems | |
US20130064320A1 (en) | Lattice coded mimo transmission method and apparatus | |
KR102082034B1 (ko) | 최적화된 코드 변조를 생성하기 위한 방법 및 장치 | |
US20010033621A1 (en) | Method of differential coding and modulation | |
US6700926B1 (en) | Method and apparatus providing bit-to-symbol mapping for space-time codes | |
CN103516465A (zh) | 编码调制和解调译码方法、装置及系统 | |
US6654928B1 (en) | Hybrid dimensional, spherical space-time coding and decoding apparatus, and associated method, for a communication system | |
US7356088B2 (en) | M-dimension M-PAM trellis code system and associated trellis encoder and decoder | |
US20090268854A1 (en) | Method and apparatus for multiple antenna communications, and related systems and computer program | |
Seshadri et al. | Multi‐Level Block Coded Modulations with Unequal Error Protection for the Rayleigh Fading Channel | |
Bellorado et al. | Approaching the capacity of the MIMO Rayleigh flat-fading channel with QAM constellations, independent across antennas and dimensions | |
Wu et al. | On the coding scheme for joint channel estimation and error correction over block fading channels | |
Vandana et al. | A Review of Constellation Shaping and BICM-ID of Ldpc Codes for DVB-S2 Systems | |
EP1443725A1 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding trellis modulated data with hyper-cubic constellations | |
KR20060063003A (ko) | 반복에 의한 부호어 생성 방법 | |
Li | Comparative Analysis of Channel Coding in Communication Technology | |
WO2001043289A1 (en) | Method and apparatus providing bit-to-symbol mapping for space-time codes | |
KR20230141188A (ko) | 두 개의 편이된 직교 진폭 변조 성상을 이용한 통신 방법 및 장치 | |
Li et al. | A new BC-BICM scheme for block-fading channels |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A107 | Divisional application of patent | ||
A201 | Request for examination | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |