NO311158B1 - Anordning, mottaker og fremgangsmåte for kommunikasjon av digitale data - Google Patents

Abstract

Punkterte, binære konvolusjonelle koder anvendes i en trelliskodet modulasjonsmetode for å oppnå spektralvirkningsgrader som er så høye som de for fler-dimensjonale koder, ved bruk av enkel maskinvare. En bas istakt 1/2 binær, konvolusjonell kode punkteres til takt n/k. Utmatningen fra den punkterte koderen 18 kartlegges til en fire-veis partisjon (60, 62, 64, 66; 120, 122, 12, 126) i en 2N punkts, to-dimensjonal QAM-konstellasjon. Fire-veis partisjonen består av en to-veis partisjon i både I-og Q-dimensjonene. To-veis partisjonene i hver dimensjon anvendes for å sende to-nivås utmatningen fra takt n/k, binære, konvolusjonelle koder. (N-2) "ukodede" biter (24) sendes ved å velge det entydige konstellasjonspunkt i en partisjonsgruppe. Koden har en gjennomsnittlig utmatning lik (N-2)+2n/k biter pr. symbol. Oppfinnelsen kan også anvendes på trelliskodede, amplitudemodulasjonsmetoder basert på 2N mulige amplitudenlvåer som er tilvelebragt langs en en-dimensjonal konstellasjon.

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører kommunikasjonen av digitale data ved bruk av trelliskodet amplitudemodulasjon (AM) og trelliskodet kvadratur-amplitudemodulasjon (QAM) med punkterte konvolusjonelle koder. En av de forskjellige anvendelser for hvilke den foreliggende er særlig velegnet er transmisjonen av digitale televisjonssignaler.

Nærmere bestemt vedrører oppfinnelsen en anordning som angitt i ingressen av vedlagte krav 1 og 10, en mottaker som angitt i ingressen av vedlagte krav 5 og 11, samt en fremgangsmåte som angitt i ingressen av vedlagte krav 12.

Digitale data, eksempelvis digitaliserte, komprimerte televisjons (NTSC) eller høy-definisjons televisjon (HDTV) signaler, kan sendes over jordisk meget høy frekvens (VHF), ultrahøy frekvens (UHF) eller kabeltelevisjonsanaloge kanaler til sluttbrukere. Analoge kanaler leverer forvanskede og omformede versjoner av deres inngangsbølgeformer. For-vanskninger av bølgeformen innbefatter lineær, frekvens-selektiv amplitude og faseforvrengning, ulineær eller harmonisk forvrengning og multiplikativ fading. Additiv forvanskning av bølgeformen, på grunn av statistisk termisk og impulsstøy, kan motvirkes ved å anvende fremoverfeilkorrigeringskoder.

For å formidle digitale data via en analog kanal, moduleres dataene eksempelvis ved bruk av en form av pulsamplitudemodulasjon (PAM). Typisk blir kvadratur-amplitudemodulasjon eller enkelt-sidebånd (SSB) modulasjon valgt for effektivt å anvende den tilgjengelige kanalbåndbredden. QAM er en kvadratur eller ortogonal kombinasjon av to PAM-signaler. Når de betraktes som koordinater i et plan, danner de kombinerte PAM-signaler en "konstellasjon" av mulige transmisjonsnivåer. Hvert overført konstellasjonspunkt benevnes som et symbol. Eksempelvis danner to uavhengige, kvadratur fire-nivås AM-signaler en 16-QAM konstellasjon som koder fire bits. En 32-punkts konstellasjon kan dannes med avhengige seks-nivås AM-kvadraturslgnaler som koder fem bits pr. symbol.

I pulsamplitudemodulasjon er hvert signal en puls hvis amplitudenivå velges fra et fast sett av nivå. I 16-QAM velger hver av kvadratur PAM-signalene fra jevnt adskilte, bipolare amplituder som er skalerte fra amplitudenivåer -3, -1, 1, 3. Spektral virkningsgrad i digitale kommunikasjons-systemer defineres som antallet av sendte informasjonsbits pr. sekund pr. enhet av båndbredde, dvs. forholdet mellom datatakt og båndbredde. Modulasjonssystemer med meget høy båndbreddevirkningsgrad anvendes i applikasjoner som krever høy datagjennommatning med liten tilgjengelig båndbredde. QAM og SSB tilveiebringer båndbreddeeffektiv modulasjon, hvilket kan gi meget lave bitfeiltakter når de anvendes med fremoverfeilkorrigeringskoder som har høy virkningsgrad, slik som trelliskodet modulasjon (TCM).

Trelliskodet modulasjon har utviklet seg som en kombinert kodings- og modulasjonsteknikk for digital transmisjon over båndbegrensede kanaler. I motsetning til tradisjonell anvendelse av konvolusjonelle koder på to-nivås PAM som øker båndbredden som anvendes ved transmisjon, øker TCM-konstella-sjonsstørrelsen i stedet. I TCM-metoder blir sekvensen av "kodede" bits konvolusjonelt kodet til en sekvens av grupper som oppdeler symbolkonstellasjonen. For hver kodede gruppe sendes et antall av "ukodede" bits ved å velge et entydig konstellasjonselement i gruppen. På en mottager blir sekvensen av sendte grupper dekodet med en mykt-besluttende, maksimum sannsynlighet (ML), konvolusjonell kodedekoder. Slike TCM-metoder kan forbedre robustheten i den digitale transmisjon mot additiv støy med tre til seks dB eller mer, sammenlignet med ukodet modulasjon på samme informasjonstakt.

De fleste TCM-metoder kartlegger et trinn av den konvolusjonelle kodetrellis til et transmisjonssymbol som består av to QAM-komponenter (I, Q). Slike to-dimensjonale (2-D) koder oppnår en gjennommatning av et helt tall av inf ormas jonsbi ts pr. 2-D symbol. Det er ønskelig å øke TCM-gjennommatningen ved å øke det hele tallet av kodede bits pr. symbol med en eller annen brøkdel. Metoder er blitt utviklet som kombi-nerer 2-D symboler til å danne 4-D symboler, fire 2-D symboler til å danne 8-D symboler osv., for å oppnå frak-sjonsmessig høyere gjennommatninger. Disse "fler-dimensjonale" koder oppnår høyere spektralvirkningsgrader på kostnad av langt øket dekoderkompleksitet. Slik kompleksitet skyldes behovet for å beregne myk-beslutningene i hver multidimen-sjonale gruppe innenfor konstellasjonen og behovet for å bygge en brukstilpasset konvolusjonell dekoder med en takt n/k kode, der n/k representerer den fraksjonsmessige gjennommatning som skal tilveiebringes.

I mange datakommunikasjonsapplikasjoner som krever en meget lav sannsynlighet for bitfeil, blir det ofte anvendt en sammenlenking av to fremoverfeilkorrigeringskoder. En "indre" myk-beslutningskode anvendes på den støybelagte kanalen til å levere moderat symbolfeiltakt til en "ytre" dekoder. En kjent løsning er å anvende en konvolusjonell eller trelliskode som den indre koden med en viss form for "Viterbi-algoritmen" som en trellisdekoder. Den ytre koden er oftest en t-symbolkorrigerende "Reed-Solomon" eller annen algebraisk blokkode. Slike koder er velkjente innenfor teknikken. Den ytre dekoderen fjerner den største majoritet av symbolfeil som har unnsluppet den indre dekoderen på en slik måte at den endelige utgangsfeiltakten er uhyre liten.

Med sammenlenket koding trenger den indre koden typisk å tilveiebringe kun tre til fire dB av kodingsforsterkning, før sending av de partielt korrigerte data til den ytre koden. Fler-dimensjonelle koder, hvilke oppnår høyere gjennommat-ningstakter enn 2-D trelliskodene, er utformet til å nærme seg seks dB kodingsforsterkning ved høye signal-til-støyfor-hold (SNR).

Det ville være fordelaktig å være i stand til å oppnå spektralvirkningsgrader for fler-dimensjonale koder uten å måtte beregne myk-beslutningene for et flertall av fler-dimensjonale grupper, og uten å måtte bygge en konvolusjonell dekoder med en takt n/k i stedet for en takt l/m. Det er kjent at høy-takts n/k konvolusjonelle koder kan realiseres for tradisjonell to-nivås modulasjon (for eksempel BPSK) med båndbreddeekspansjon under anvendelse av punktert takt l/m koder. Imidlertid har anvendelesn av punkterte konvolusjonelle koder på ikke-båndbredde ekspanderende TCM kun nylig blitt vurdert. En slik metode er omhandlet i US-patentsøknad 07/912542 inngitt 13. juli 1992 for "Apparatus and Method for Communicating Digital Data Using Trellis Coded QAM with Puctured Convolutional Codes".

Til ytterligere belysning av kjent teknikk kan nevnes publikasjonen European Transactions on Telecommunications and Related Technologies, vol. 4, no. 3, 1. mai 1993, sidene 277-283, Cremonesi P. et al.: "An Adjustable-Rate Multilevel Coded Modulation System: Analysis and Implementation".

Denne publikasjonen beskriver kommunisering av digitale data ved å anvende multinivå kodet modulasjon med to-dimensjonal trellis konstellasjon for å danne en symbolkonstruksjon, ved en anordning (fig. 4) som har midler for å splitte en opprinnelig informasjonsstrøm med en datatakt i en første "ukodet" informasjonsstrøm med en første datatakt og en andre "kodet" informasjonsstrøm med en annen datatakt, midler for å kode nevnte andre informasjonsstrøm ved bruk av en koder med punktert takt for en binær, konvolusjonell kode, samt midler som reagerer på første ukodete informasjonsstrøm og andre kodede informasjonsstrøm for å danne symbolkonstruksjonen.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en kommunika-sjonsmetode som innehar de tidligere nevnte fordeler. I særdeleshet drar den foreliggende oppfinnelse fordel av reduserte kodingsforsterkningskrav for TCM ved sammenlenking med en ytre kode. Oppfinnelsen anvender også punkterte konvolusjonelle koder for TCM ved å punktere en standard takts 1/2 konvolusjonell dekoder for å oppnå fraksjonstakt n/k gjennmmatninger, der n/k kan være en hvilken som helst ønsket verdi som er mindre enn en.

I henhold til den foreliggende oppfinnelse kjennetegnes anordningen ved det som fremgår av vedlagte patentkrav 1 og 10, samt krav 2 underordnet krav 1.

I henhold til oppfinnelsen kjennetegnes mottakeren ved det som fremgår av vedlagte krav 3 med tilhørende underkrav 4-9, samt i vedlagte krav 11.

Videre er fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen kjenne-tegnet ved det som fremgår av vedlagte krav 12 og tilhørende underkrav 13 og 14.

Oppfinnelsen skal nå nærmere beskrives med henvisning til utførelseseksempler vist på de vedlagte tegningsfigurer.

Fig. 1 er et blokkskjema over en trelliskodet QAM-koder i

henhold til den foreliggende oppfinnelse.

Fig. 2 er et blokkskjema over en dekoder for QAM-symbolene

sendt fra koderen i fig. 1.

Fig. 3a er en illustrasjon over en 32-QAM to-dimensjonal konstellasjon som viser de fire symbolgruppene som anvendes i henhold til den foreliggende oppfinnelse. Fig. 3b er et tegnforklaring som viser symbolgruppene som identifiseres av I-gruppe- og Q-gruppe-identifiserere. Fig. 4a og 4b illustrerer en overføringsfunksjon som anvendes for å generere komponent-metriske i henhold til en 32-QAM utførelsesform ifølge foreliggende oppfinnelse . Fig. 5 er ét 64-QAM to-dimensjonalt konstellasjonsmønster

som viser de fire symbolgruppene som anvendes i henhold til den foreliggende oppfinnelse.

Fig. 6a og 6b viser en overføringsfunksjon som anvendes for å

generere komponent-metriske i 64-QAM utførelsen.

Fig. 7 er et diagram som plotter bitfeiltakt mot signal-til-støyforhold (Es/NO) for forskjellige taktkoder.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en fremgangsmåte for å kommunisere digitale data ved bruk av trelliskodet QAM. Symboler kodes for transmisjon ved bruk av en takt 1/2 konvolusjonell koder punktert til takter n/k > 1/2. Der trelliskodet QAM er basert på en 2N punkt, to-dimensjonal QAM-konstellasjon, blir et gjennomsnitt av (N-2) ukodede og n/k kodede bits overført ved hjelp av hvert QAM-symbol. Således blir eksempelvis, for en 32-QAM utførelsesform, et gjennomsnitt av tre ukodede og 2 n/k kodede bits overført ved hjelp av hvert symbol. For en 64-QAM utførelsesform blir et gjennomsnitt av fire ukodede og 2 n/k kodede bits overført ved hjelp av hvert symbol. De 2 n/k bits'ene er konvolusjonelt kodede og modulert som to-nivå symbolgrupper på I- og Q-komponentene. De ukodede bits velger det entydige kon-stellasjonspunktet for symbolgruppene. De kodede symboler sendes, og mottas på en mottaker. På mottakeren blir det mottatte symbolet kvantisert i myk-beslutninger fra hvilke avgrenings-metrIske genereres for to-nivå I- og Q-beslutningene.

QAM-konstellasjonen oppdeles i to grupper i I-dimensjonen og to grupper i Q-dimensjonen, slik at minimum intersymbolav-stand i den oppdelte dimensjon er 2A0. Utmatningen fra den punkterte, konvolusjonelle koderen bitserialiseres, grupperes så i to par, hvilke anvendes til å velge I- og Q-gruppen av sendesymbolet. De ukodede bits sendes i hvert QAM-symbol ved å velge det besteme I- eller Q-nivået for hver gruppe.

Der finnes fire symbolgrupper pr. QAM-konstellasjon. Disse defineres av kombinasjonen av to en-bit I- og Q-symbolgrupper, hvilket tilveiebringer et to-bit binært tall for å velge en av fire symbolgrupper innenfor QAM-konstellasjonen. Kodingen av 2 n/k kodede informasjonsbits til en I- og Q-symbolgruppe er en gjennomsnittsprosess over flere symboler. En konvensjonell først-inn, først-ut (FIFO) bufferbehand-lingsmetode anvendes ved den fysiske realisering av koderen for å oppnå gjennomsnittstagningen.

Koderen er vist i fig. 1. En opprinnelig, serialisert informasjonsbitstrøm fra en datakilde 10 innmates til en demultiplekser 12 med en datatakt lik ((N-2 )+2n/k )FS bits pr. sekund. Fs er symboltakten for QAM-symbolene. Demultiplekseren splitter dataene i en første, "ukodet" informa-sjonsbitstrøm med takt (N-2)FS bits pr. sekund og en andre "kodet" bitstrøm med takt (2n/k)Fs bits pr. sekund. Den første informasjonsbitstrømmen føres på en første koderbane som er generelt betegnet med 15. Den andre inf ormas jonsbit-strømmen føres på en andre koderbane som er generelt betegnet med 17.

Den første informasjonsbitstrømmen bufferbehandles i en FIFO 14 for innmatning til en seriell-til-parallell-omformer som utmater (N-2) bits pr. symbol via ledning 24. Den andre informasjonsbitstrømmen blir differentielt kodet i en dif f erentiell koder 16, og så kodet ved bruk av en punktert, konvolusjonell koder 18. Koderen 18 er med fordel en konvensjonell takt 1/2 konvolusjonell koder, dvs. punktert til en takt n/k. Den kodede, andre informasjonsstrømutmat-ningen fra koderen 18 buf ferbehandles i en FIFO 20 for innmatning til seriell-til-parallell-omformer 22. Omformeren 22 tilveiebringer to kodede bits pr. symbol (dvs. en I-Q-symbolgruppe) på ledning 26. De (N-2) ukodede bits og to kodede bits utmatet fra seriell-til-parallell-omformeren 22 anvendes til å adressere et 2N symbolkart 28 som kan omfatte eksempelvis en ROM. Symbolkart 28 utmater suksessive QAM-symboler A(n) basert på suksessive N-bitadresser.

Den trelliskodede modulasjonsmetode som realiseres ved hjelp av koderen i fig. 1 sender et gjennomsnitt av 2n/k kodede bits pr. QAM-symbol over en periode av flere symboler. Den gjennomsnittstagende funksjon oppnås ved hjelp av buffere 14, 20 og tilsvarende bufferbehandlingsstrukturer i dekodermas-kinvaren. Kodefunksjonen kan beskrives i vektoruttrykk. Nærmere bestemt kan den "kodede" bistrøminnmatning til differentialkoderen 16 fra demultiplekseren 12 merkes som vektor b = bg. b^, b2 ..., hvilken representerer sekvensen som starter ved tidspunkt null. Differentialkoderen koder differentielt datastrømmen med en overføringsfunksjon 1QD inn i en vektor d = dø, d^, d2 Dif f erentialkodingen av den kodede bitstrøm anvendes med en gjennomsiktig, konvolusjonell kode og en 180° rotasjonsmessig, invariant, ukodet bitkartlegging av konstellasjonspartisjonen. Dette gjør TCM-metoden upåvirket av 180° rotasjoner mellom sende- og mottakssymbolsekvensene. En slik trelliskode refereres til som å være 180° rotasjonsmessig invariant.

Den differentielt kodede sekvens d innmates til takt n/k, punktert, konvolusjonell koderen, hvilket resulterer i en utgangsvektor c = cq» c^, 03, .... Bitsekvensen c innmates inn i nevnte FIFO med en gjennomsnittstakt lik to bits/baud-intervall, og utleses i par (Cgn, C2n+l) vec* hvert baud-intervall. Ved denne betegnelse vil utpekingen (n) indeksere baud-intervallet, t=nT^, derT^ er baud-perloden. Det første elementet i paret, C2n, velger I-gruppen som en null eller en. Det andre elementet i paret, C2n+i, velger Q-gruppen som en null eller én. I-, Q-gruppevalgene er vist i den følgende tabell: ;Kombinasjonene av I- og Q-gruppevalgene er vist i fig. 3a, 3b for en 32-QAM utførelsesform. Konstellasjonen for en 64-QAM utførelsesform er tilveiebragt i fig. 5, med samme I-, Q-symbolgruppekartlegginger som vist i fig. 3b. Slik det vil fremgå ved sammenligning av fig. 3a og 3b, fungerer I-, Q-gruppevalgene som symbolgruppeidentifiserere for å identifisere en av fire forskjellige symbolgrupper. Symbolgruppene er vist som en C 70, en X 72, ena 74 og en0 76. Kombinasjonene velger en av fire-veis partisjonsgruppene i konstel-lasjonsmønsteret. I 32-QAM utførelsesformen ifølge fig. 3a oppdeles konstellasjonen i fire kvadranter 60, 52, 64 og 66. Hver kolonne i konstellasjonen tilsvarer enten en 1=1 gruppe eller 1=0 gruppe. Som vist i fig. 3a, identifiserer 1=1 gruppen enten en sirkel eller et kvadrat. 1=0 gruppen identifiserer et kryss eller en rombe. På tilsvarende måte tilsvarer radene i konstellasjonsmønsteret enten en Q=0 eller en Q=l gruppe. Q=0 gruppen betegner enten en rombe eller et kvadrat. Q=l gruppen identifiserer enten et kryss eller en sirkel. Dette er samsvarende med utpekingene som er angitt i fig. 3b. ;64-QAM konstellasjonen i fig. 5 er tilsvarende den i fig. 3. Konstellasjonen er oppdelt i fire kvadranter 120, 122, 124, 126. Kolonnene i konstellasjonen tilsvarer 1=0 eller 1=1 grupper og kolonnene tilsvarer 0=1 eller Q=0 grupper. I både 32-QAM konstellasjonen ifølge fig. 3a og 64-QAM konstella- ;sjonen i fig. 5, er de ukodede bits utpekt under hvert symbol. Slik det fremgår klart av figurene, bærer hvert symbol i 32-QAM utførelsesformen tre ukodede bits og hvert symbol i 64-QAM utførelsesformen bærer fire ukodede bits. ;Transmisjonen av 1=0 eller 1=1 grupper på i-fase-komponenten av QAM-konstellasjonen og 0=0 eller Q=l grupper på kvadratur-komponenten av QAM-konstellasjonen, tillater transmisjonen av et par av to-nivås signaler uavhengig i hvert QAM-baud-intervall. Den euklidske distanse mellom "1" og "0" nivåene på den ene eller andre akse er Ag. To-nivå transmisjonskana-len anvendes til å sende den konvolusjonelt kodede sekvens c. ;De (N-2) ukodede bits <<>u (N_2)n u (N_2)n+1 .. u (N_2)n+(N_3} ;leses fra nevnte FIFO ved symbol n, og anvendes til å velge det entydige konstellasjonspunkt i den valgte I-Q-partisjons-gruppen. De (N-2) ukodede bits som utleses på symbol n kan <merkes> Un <=><<u>(N_2)n , <u>(N_2)n+1<>>... <u>(N2)+(N<_>3) <>>;Kartleggingen av det n'te sendte symbol er en funksjon av de kodede og ukodede bits som utleses fra FIFO'ene 14, 20 ved tidspunkt n, A(n )=kart[C2n, <c>2n+l• un^ • Kartleggingen presenteres grafisk i fig. 3a og 3b for 32-QAM og fig. 5 for 64-QAM. De ukodede bits er adskilt med en avstand som er minst 2 Ag, der Ag er minimums konstellasjonsavstanden. Dette gir en seks dB forsterkning i forhold til den ukodede konstellasjon, og en tre dB forsterkning i forhold til en ukodet konstellasjon med størrelse 2^_<1>. Eksempelvis vil således to kvadrater 74 aldri være ved siden av hverandre, idet de alltid vil være adskilt med minst et andre symbol. Det samme gjelder for hver av de andre symbolene 70, 72, 76, slik det er vist. ;Fig. 2 viser en TCM-dekoder i henhold til den foreliggende oppfinnelse. En mottatt symbolsekvens B(n) representerer den sendte sekvensen A(n) med additiv, hvit gaussisk støy, slik at B(n)=A(n)+N(n). Symbolene som mottas på terminal 29 innmates til en analog-til-digital (A/D) omformer 30 som kvantiserer symbolene med en jevn m-bit oppløsning i hver komponent (I, Q) for å gi sekvensen av par (In, Qn)* Dataene sendes ned en første mottagerbane som er generelt betegnet med 31 og en andre mottagerbane som er generelt betegnet med 33. Banen 31 tilsvarer den "ukodede" databanen på koderen, og bane 33 tilsvarer den "kodede" banen på koderen. Den kodede bitsekvensen, sendt ved bruk av den n/k konvolusjonelle koden, må dekodes før de ukodede bits'ene som bæres i den første mottagerbanen 31 kan kuttes. Uttrykket "kuttet" som anvendt her refererer til gjenvinningen av de ukodede bits etter det er kjent fra hvilken I-Q-gruppe det sendte konstellasjonspunkt ble valgt.

Den andre mottagerbanen 33 innbefatter en parallell-til-seriell omformer 36 som re-serialiserer to-nivås dataene som sendes som I- og Q-grupper. I henhold til kodingssekvensen, blir (In, Qn) parene parallell-til-seriell-omformet til den vekslende sekvens In, Qn, In+i, Qn+1 Denne sekvens er den støyforvanskede, kvantiserte versjon av den modulerte sekvens av C2n, <C>2n+i, <C>2n+2, <C>2n+3 .... In-, Qn-kvanti-seringene blir først omformet til komponent-metrikker ved å anvende en oppslagstabell i komponent-metrikk ROM 38. De komponent-metrikke representerer den logaritmiske sannsynlighet for de sendte gruppeverdier C2n><C>2n+i- Denne omformning fra n-bit kvantisering til p-bit komponent-metrikk oppnås ved hjelp av en ROM med maksimum størrelse px2<m> bits som representerer overføringskarakteristikken i fig. 4a og 4b for 32-QAM utførelsesformen, og overføringskarakteristikken i fig. 6a og 6b for 64-QAM utførelsesformen.

Slik det er vist i fig. 4a og 4b, har overføringsfunksjonene som er generelt betegnet med 80 (avgrenings-metrikk 1) og 100 (avgrenings-metrikk 0) karakteristika med periodiske topper og daler langs I- og Q-amplitudeaksene for QAM-konstellasjonen. I fig. 4a befinner toppene 84, 86, 92 og midten av dalene 82, 88, 90 seg på symbolgruppeamplitudenivåer langs aksen 81. På tilsvarende måte, med henvisning til fig. 4b, befinner toppene 102, 108, 110 og midten av dalene 104, 106, 112 seg på symbolgruppeamplitudenivåer langs akse 101. Bemerk at aksene 81 og 101 angir amplituden! våer som er identiske med I- og 0-aksene 61, 63 i fig. 3a. For 64-QAM-utførelsesformen har overføringsfunksjoner 130, 140 som er vist i fig. 6a og 6b, de samme generelle egenskaper som overføringsfunksjonene 80 og 100 for 32-QAM utførelsesformen. Imidlertid har overføringsfunksjonene for 64-QAM utførelses-formen hver en ytterligere topp og dal, for å oppta de ytterligere amplitudenivåer (7, -7) på hver av I- og Q-aksene 121, 123 som er vist i fig. 5.

Som angitt ovenfor, er de komponent-metrikke en indikasjon av sannsynligheten for at en mottatt symbol omfatter en 1=1 gruppe eller en 1=1 gruppe, og sannsynligheten for at symbolet representerer en Q=l gruppe eller en Q=0 gruppe. Som et eksempel kan det vises til det mottatte symbolpunkt 65 i fig. 3a. Dette symbol ble mottatt på en I-amplitude lik 2,5 og en Q-amplitude lik 1,5. Det er dekoderens oppgave å bestemme hvilket sendt symbol som det mottatte symbolet tilsvarer. Ser man nå på fig. 4a og 4b, vil det sees at for en I-amplitude lik 2,5, vil avgrening-metrikk 1 (bm^) ha en verdi lik en halvpart av toppen (samtlige avgrenings-metrikke verdier er normalisert til en topp lik en). På tilsvarende måte er avgrenings-metrikk 0 (bmg) null når I-komponenten for et mottatt symbol har en amplitude lik 2,5. Når avgrenings-metrikk 0 er null, er det sannsynlig at det mottatte symbolet representerer en 1=0 symbolgruppe-identifiserer. Dersom bm^ var null, ville det da være sannsynlig at det mottatte symbolet representerer en 1=1 symbolgruppe-identifiserer. I det foreliggende eksempel er bmg=0, slik at det mottatte symbol sannsynlig beror i 1=0 gruppen.

Med anvendelse av samme prosess for Q-komponenten, har Q i foreliggende eksempel en amplitude lik 1,5. Idet der således refereres til fig. 4a, er bm^=l. Idet der refereres til fig.

4b, er bmo=0,5. Ettersom bmi=0, er det sannsynlig at det mottatte symbolet representerer en Q-gruppe lik en. Således er det sannsynlig at det mottatte symbol 65 representerer en I-gruppe lik null og en Q-gruppe lik en. Idet der vises til fig. 3b for en I, Q lik 0,1, er symbolet et kryss, som betegnet ved 72. Således er det sannsynlig at det mottatte symbol 65 er fra kryssymbolgruppen, og dessuten vil det mest sannsynlige kryssymbol være oppkuttet som symbol 67 i fig. 3a (ukodede bits 101).

Avgrenings-metrikke komponenter bmø og bm^ rekonstrueres med innførte utslettinger og dekodes med en punktert takt n/k Viterbi-dekoder 40. Slike dekodere er velkjente innenfor teknikken, slik som vist ved artikkelen "High-Rate Punctured Convolutional Codes for Soft-Decision Viterbi Decoding," IEEE Transactions on Communications, mars 1984, s. 315-319.

Nevnte avgrenings-metrikke komponentkarakteristikker er basert på de skalerte, negative logaritmer av de betingelses-messige sannsynligheter at en "0" eller "1" symbolgruppe ble sendt, gitt den mottatte symbolkvantisering x. I tillegg til skalering av de logaritmiske sannsynligheter, er overførings-karakteristikken som er beskrevet ovenfor i forbindelse med fig. 4a, 4b og 6a, 6b utformet til å representere kun forskjellen mellom nevnte bmø(x) og bm^(x). For samtlige verdier av kvantisering x, blir nærmere bestemt en konstant subtrahert fra paret av logaritmiske sannsynligheter, slik at den mindre av de to metriske settes til null. Disse differensielle metrikke forbedrer ytelsen hos Viterbi-dekoderen 40 som anvender fast bit-bredde aritmetikk for beregningen av dens overlevende baner. Nevnte bmg(x) og bm^(x) overføringskarakteristika kan forenkles på en stykkevis, lineær måte, slik det er vist i fig. 4a, 4b og 6a, 6b med overgangspunkter ved de hele tall, og topper satt til den maksimale, avgrenings-metrikke verdi som behandles av Viterbi-dekoderens maskinvare.

Utslettinger for de punkterte koder innføres i de seriali-serte komponent-metrikke ved hjelp av komponent-metrikk ROM 38, og grupperes parvis til å danne avgrenings-metriske med en basistakt lik 1/2 trellis. De metrikke behandles av Viterbi-dekoderen, hvilken utmater et maksimum sannsynlig-hetsestimat for den differentielt kodede bitstrøm d. Det forsinkede estimatet representeres som: hvor D er forsinkelsen, i kodede informasjonsbits, i Viterbi-dekoderen. Strømmen d blir så differentielt dekodet ved overføringsfunksjonen 1/(1© D) for å gi estimatet:

for den kodede informasjonsstrømmen. Feilen for de estimerte vektorer er betegnet med e^ og e2 • z er den vanlige z-transformasjon forsinkelseoperator.

r

For å kutte de ukodede bits fra et mottatt symbol, er det gunstig å vite fra hvilken I-Q-gruppe det sendte konstella-sjonspunktet ble valgt. Dersom gruppen er kjent, er så signal-til-støyforholdet for kutting av det entydige symbol i gruppen, for derved å identifisere de ukodede bits, seks dB bedre enn den ukodede konstellasjonsavstand. Den ukodede kuttingsforsterkning skyldes inter-symbolavstanden 2Aq i fire-veis partisjonen, sammenlignet med den ukodede konstel-lasj onsavstand lik Aq . Bemerk eksempelvis i fig. 3a at de ukodede bits "100" alle er hosliggende til hverandre, og representerer en avstand lik Aq , mens ingen av symbolene innenfor gruppene o. , o, X er hosliggende.

Et godt estimat for et symbols I-O-gruppe oppnås ved å kode maksimum sannsynlighetestimatet d' av d. Slik omkoding tilveiebringes ved hjelp av en punktert takt n/k omkoder 44, vist i fig. 2. Estimatet av I-Q-gruppene i den mottatte symbolsekvens er så godt som estimatet d, hvilket bestemmes av konvolusjonell kodeutformning på Es/NO-området som er av interesse. I den viste utførelsesform blir d' omkodet til c' ved hjelp av omkoder 44, og så bufferbehandlet av FIFO 46 som i koderen til å frembringe I-O-gruppeestimater

Her representerer indeksforskyvningen Dk/2n forsinkelsen, i baud-intervaller i Viterbi-dekoderen. For å sikre at dette er et helt tall av symboler, kan forsinkelsen i dekoderen økes med et intervall av kodede bits. De mottatte symboler blir parallellmessig (pipeline) forsinket i den første mottagerbanen 31 med Dk/2n symboler i en forsinkelsebuffer,

slik at de kan kuttes med I-Q-gruppeestimater (Cgn, C2n+1^

når de blir tilgjengelige.

I stedet for å forsinke de fullstendige 2m bits pr. symbol av (In, Qn) kvant i ser ingen i den ukodede banen 31, er det fordelaktig å redusere informasjonen ned i en kvantiserer 32 for å redusere forsinkelseslinjens hukommelskrav. Et enklere sett av tall å forsinke og behandle er iOn, iln» Q0n, qln nivåene som representerer henholdsvis det nærmeste 1=0 gruppeamplitudenivået til kvantiseringen In, den nærmeste 1=1 gruppeamplituden til In, den nærmeste Q=0 gruppeamplituden til Qn, og den nærmeste Q=l gruppeamplituden til Qn. Disse tall er alle den informasjon som behøves for å kutte de ukodede bits fra det mottatte symbolet så snart den sendte symbolgruppen er blitt estimert på utgangen av seriell-til-parallellomformeren 48 for innmatning til den ukodede bitkutteren 50. Når kvantisereren 32 er tilveiebragt i den første mottagerbanen 31, kan antallet av bits som utmates fra forsinkelsebuf feren 34 begrenses til 4r(N-2)/2~l bits ved å tilveiebringe tilstrekkelig kvantisering. Dette vil begrense mengden av hukommelse som kreves av ukodet bitkutter 50 for hver i0n, iln, q0n, qln til 4[~(N-2)/2"j bits/symbol. Fra iOn, iln, QOn»l^n er ^et likefrem å kutte de ukodede bits når I-Q sendegruppeutmatningen fra seriell-til-parallellomformeren 48 ved bruk av en oppslagstabell er gitt. Et eksempel på en slik oppslagstabell for 32-QAM konstellasjonen som er vist i fig. 3a fremgår av den etterfølgende tabell.

Den ovenstående oppslagstabell lagres i ukodet bitkutter 50, hvilket kan være et enkelt ROM.

For å rekonstruere den opprinnelige informasjonsdatastrøm innmatet av datakilde 10 ved dekoderen (fig. 1), blir de kuttede (N-2) ukodede bitdeler fra ukodet bitkutter 50 multiplekset i en multiplekser 52 med de dekodede bits utmatet fra Viterbi-dekoderen 40 etter å være blitt differentielt dekodet i en differentiell dekoder 42.

Generelt vil to-dimensjonal, trelliskodingsmetoder doble symbolkonstellasjonsstørrelsen for å introdusere redundans som anvendes ved feilkorrigering på dekoderen. Slik konstellasjonsdobling medfører et 3 dB tap i signal-til-støyforholdet, men resulterer i en total kodingsforsterkning opp til 6 dB. Ofte, slik som i sammenlenkede kodingssystemer med en myk-beslutnings indre kode og en ytre blokkode, er den asymptotiske kodingsforsterkningen for den indre koden ikke viktig. Imidlertid er dens kodingsforsterkning på den ytre kodes terskel viktig. Spektralvirkningsgraden eller gjennommatningstakten for koden er også viktig.

Fig. 7 viser ytelseskarakteristikkene for forskjellige 64 QAM trelliskodede realiseringer med takt n/k punkterte koder. Kurvene i fig. 7 viser bitfeiltakt (BER) i forhold til symbol signal-til-støyforhold (Es/NO) for metodeutførelsesformen ifølge foreliggende oppfinnelse som har 64-QAM punktert trelliskoding. Ved å anvende en takt n/k = 1/2 kode, sender TCM-metoden 5,0 bits pr. baud og oppnår hurtig en 3 dB kodingsforsterkning i forhold til ukodet 32-QAM. Når en n/k = 2/3 punktert kode anvendes, øker spektralvirkningsgrad til 5,33 bits pr. symbol og asymptotisk konvergens til den ukodede bitopptreden er også hurtig, særlig for 64-tilstands-koden. Den spektrale virkningsgrad (SE) beregnes i henhold til formelen SE ) 2n/k+(N-2) bits pr. symbol.

Når høyere takt n/k koder anvendes, øker spektralvirkningsgrad på bekostning av redusert kodingsforsterkning forut for asymtotisk konvergens. Fordelen med den foreliggende oppfinnelse kan sees i sammenligningen med den ukodede QAM-kostnad lik 3 dB pr. bit. Ved eksempelvis å anvende en 16-tilstand n/k = 1/2 kode, oppnås en 2,7 dB kodingsforsterkning over 32 QAM på et BER lik IO"<6>. På samme ES/NO, tilveiebringer imidlertid bruken av en 64-tilstandstakt 2/3 kode samme BER, som vist i fig. 7, men med en høyere gjennommatning av 5,33 bits pr. baud for 64-QAM. Samtlige n/k koder med Hamming-distanser større enn eller lik fire har en asymptotisk kodingsforsterkning lik 3 dB.

Den foreliggende oppfinnelse representerer en forbedring i forhold til kjente fler-dimensjonale TCM-teknikker som krever ikke-binære kartlegginger av direkte takt n/k koder over flere QAM baud-intervaller. Direkte (ikke-punkterte) realiseringer av takt n/k koder blir upraktiske der n>2 i fullstendig parallell, høyhastighetsapplikasjoner. Grunnen til dette er at de nødvendige forbindelser og beregninger for de overlevende baner i ACS-oppstillingen i Viterbi-dekoderen ender opp med å være uhyre kompliserte.

Den foreliggende oppfinnelse kan også anvendes på trelliskodet amplitudemodulasjon basert på 2^ mulige ampiitudenivåer (2n AM) tilveiebragt langs en en-dimensjonal konstellasjon. I en slik metode er koderen i fig. 1 og dekoderen i fig. 2 i alt vesentlig uendret. De eneste forskjeller i koderen er at symbolkartet 28 adresseres av (N-l) ukodede bits via ledning 24 og ved hjelp av en kodet bit via ledning 26. De sendte symboler A(n) omfatter kun I-komponenter, i stedet for I- og Q-komponenter som beskrevet for QAM-utførelsesformene.

Dekoderen for 2N AM-metoden behandler de suksessive I-komponentene i den andre mottagerbanen 33 til å gl en n/k dekodede informasjonsbits pr. symbol i stedet for 2 n/k dekodede informasjonsbits pr. symbol, slik som i QAM-tilfellet. Kun I-symbolgruppen (en bit) utmates til den ukodede bitkutteren 50 fra seriell-til-parallellomformeren 48. Forsinkelsesbufferen 34 forsinker de kvantiserte I-komponentene i den første mottagerbanen 31 med Dk/n symboler i stedet for Dk/2n symboler, slik som i QAM-tilfellet. (N-l) ukodede bits kuttes for hvert symbol ved hjelp av ukodet bitkutter 50.

Datatakten for den opprinnelige informasjonsdatastrøm i 2N AM-utførelsesformen er ((N-l )+n/k)FS bits pr. sekund. Den ukodede bane behandler informasjonsstrømmen med en datatakt lik (N-1)FS og den kodede bane behandler informasjonsstrømmen med en datatakt lik (n/k)Fs bits pr. sekund. Den kodede bit i 2^ AM-metoden betegner en av to symbolgrupper som er tilveiebragt i konstellasjonen for partiell identifisering av de mottatte symboler, sammenlignet med utpekingen av en av fire symbolgrupper ("0, X, O, o) ved hjelp av de to kodede bits i QAM-utførelsesformen. I begge metoder blir symbolene fullstendig identifisert av nevnte symbolgruppe og ukodede bits.

Det vil nå forstås at den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer en fremgangsmåte og anordning for anvendelse av teknikken med punktering av takt l/m koder til takt n/k koder for ganske enkelt å dekode maskinvare ved en fler-dimensjonal, trelliskodet modulasjonsmetode. Mens vanlige fler-dimensjonale koder anvender flere dimensjoner (4-D, 8-D, 16-D etc), for å sende på høyere spektralvirkningsgrader, tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse en høyere takt ved å anvende en to-dimensjonal konstellasjon med punkterte koder. Som et resultat av dette blir dekoderkompleksitet drastisk redusert. Faktisk kan Viterbi-dekoderen som anvendes på mottageren være en vanlig, kommersielt tilgjengelig dekoder med direkte avgrenings-metrikke innmatninger for å muliggjøre punktering for bruk med et utvalg av takt n/k koder. Teknikken ifølge foreliggende oppfinnelse virker ved oppdeling av en to-dimensjonal konstellasjon i fire grupper, og anvendelse av gruppene til å modulere to uavhengige BPSK-lignende signaler pr. to-dimensjon sendesymbol. De BPSK-lignende signaler sender den konvolusjonelle koden innenfor QAM-rammeverket, og taktbuffere tillater hvilken som helst konvolusjonell kodetakt n/k å bli anvendt. For en 2N punkt, to-dimensjonal QAM-konstellasjon, er en gjennomsnittlig gjennommatningstakt lik (N-2)+2n/k bits pr. symbol tilveiebragt .

Claims (14)

1. Anordning for å kommunisere digitale data ved å anvende trelliskodet QAM basert på en 2N punkt, to-dimensjonal QAM-konstellasjon, med en symboltakt lik Fs QAM-symboler pr. sekund, karakterisert ved: midler (12) for å splitte en opprinnelig informa-sjonsdatastrøm som er tilveiebragt med en datatakt lik ((N-2 )+2n/k )FS bits pr. sekund i en første "iikodet" informa-sjonssstrøm (15) som har en datatakt lik (N-2)FS bits pr. sekund og en andre "kodet" informasjonsstrøm (17) som har en datatakt lik (2n/k)Fs bits pr. sekund, der n/k<l er en punktert takt for en binær, konvolusjonell kode, midler (18) for å kode nevnte andre Informasjonsstrøm ved bruk av nevnte punkterte takt n/k, binære, konvolusjonelle kode, midler (20) for å bufferbehandle den kodede, andre infor-masjonsstrømmen til å gi to kodede bits pr. QAM-symbol, midler (14)for å bufferbehandle den første informasjons-strømmen til å gi (N-2) ukodede bits pr. QAM-symbol, midler (28) som reagerer på nevnte bufferbehandlede første og andre informasjonsstrømmer for tilveiebringelse av suksessive QAM-symboler, idet hvert QAM-symbol består av ortogonale I-og Q-komponenter utledet fra to av de buf f erbehandlede, kodede bits og (N-2) av de bufferbehandlede, ukodede bits, idet nevnte to bufferbehandlede, kodede bits utpeker en av fire symbolgrupper som er tilveiebragt i nevnte QAM-konstellasjon for delvis identifikasjon av nevnte QAM-symboler, og midler (27) for å sende de suksessive QAM-symboler via en kommunikasjonskanal.

2. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte midler (28) for å tilveiebringe suksessive QAM-symboler omfatter et symbolkart som adresseres av suksessive N bitadresser som omfatter (N-2) ukodede bits fra nevnte buf f erbehandlede, første informasjonsstrøm og to kodede bits fra nevnte bufferbehandlede, andre informa-sjonsstrøm, idet nevnte symbolkart utmater nevnte symboler som reaksjon på de suksessive adresser.

3. Mottaker for digitale data som er kommunisert ved bruk av trelliskodet QAM basert på en 2N punkt to-dimensjonal QAM-konstellasjon, karakterisert ved: midler (30) for å digitalisere mottatte QAM-symboler for å gi digitale data som er representative for ortogonale I- og Q-komponenter av nevnte symboler, en første mottagerbane (31) for å bære nevnte digitale data, innbefattende midler (34) for å forsinke de digitale data, en andre mottagerbane for å bære nevnte digitale data, innbef attende: midler (38) for å generere avgrenings-metrikke fra uavhengige I- og Q-komponenter som representeres av nevnte digitale data, midler (40) for konvolusjonelt å dekode nevnte avgrenings-metrikke med en punktert takt n/k<l for å gjenvinne en informasjonsstrøm, midler (44) for konvolusjonelt å kode på ny nevnte gjenvunnede informasjonsstrøm på nevnte punkterte takt n/k til å gi en strøm av suksessive to bit symbolgruppe-identifiserere, der hver identifiserer representerer et beste estimat av en symbolgruppe i nevnte QAM-konstellasjon som delvis identifiserer et mottatt QAM-symbol, midler (46) for å bufferbehandle strømmen av suksessive to-bit symbolgruppe-identifiserere for synkronisering med de forsinkede, digitale data i den første mottagerbanen, midler (50) som reagerer på strømmen av suksessive to-bit symbolgruppe-identifiserere for å kutte suksessive (N-2) ukodede bitdeler av data fra den første mottagerbanen, og midler (52) for å multiplekse de kuttede (N-2), ukodede bitdelene med informasjonsstrømmen gjenvunnet i nevnte andre mottagerbane for å rekonstruere en ønsket datastrøm.

4 . Mottaker som angitt i krav 3, karakterisert ved at nevnte avgrenings-metrikke omfatter komponenter som representerer sannsynligheten for at I-komponenten i et mottatt QAM-symbol betegner en sendt 1=0 eller 1=1 gruppe av symboler fra nevnte QAM-konstellasjon og sannsynligheten at Q-komponenten i nevnte mottatte QAM-symbol betegner en sendt Q=0 eller Q=l gruppe av symboler fra nevnte QAM-konstellasjon, idet konstellasjonen av I- og Q-grupper av symboler betegner en av nevnte fire symbolgrupper som er tilveiebragt i nevnte QAM-konstellasjon.

5 . Mottaker som angitt i krav 3 eller 4, karakterisert ved at nevnte midler (38) for å omdanne nevnte digitaliserte I- og Q-komponenter til avgrenings-metrikke omfatter: midler for å generere komponent-metrikke fra nevnte digitaliserte I- og Q-komponenter, midler for å innføre utslettinger i nevnte komponent-metriske, og midler for å gruppere de komponent-metrikke med utslettinger i grupper av to til å danne avgrenings-metrikke med en takt lik 1/2 trellis, idet nevnte midler (40) for konvolusjonelt å dekode nevnte avgrenings-metrikke omfatter en takt 1/2 dekoder punktert til takt n/k.

6 . Mottaker som angitt i krav 5, karakterisert ved at nevnte midler for å generere komponent-metrikke innbefatter en overføringsfunksjon som har en karakteristikk med periodiske topper og daler langs I- og Q-amplitudeakser for nevnte QAM-konstellasjon, idet nevnte topper og midten av nevnte daler befinner seg på symbolgruppe-amplitudenivåer langs nevnte akser.

7. Mottaker som angitt i et av kravene 3-6, karakterisert ved at de mottatte QAM symboler omfatter et symbolkart som er adressert på en koder ved hjelp av suksessive N-bit adresser som omfatter de (N-2) ukodede bitdeler og de to bit symbol-gruppe identifiserere, idet nevnte informasjonsstrøm er differentielt kodet og nevnte symbolkart omfatter en fire-veis, to-dimensjonal QAM-partisjon som er 180° rotasjonsmessig invariant med hensyn til de ukodede bits som befinner seg i nevnte adresse, og at midler (42) er tilveiebragt i nevnte andre mottagerbane for differentielt å dekode nevnte gjenvunnede informasjonsstrøm for innmatning til nevnte multipleksende midler.

8. Mottaker som angitt i et av kravene 3-7, karakterisert ved at nevnte første mottagerbanes forsinkelse-middel (34) forsinker nevnte digitale data med D/(2n/k) symboler, der D er i alt vesentlig den forsinkelse som er naturlig i nevnte andre mottagerbane.

9. Mottaker som angitt i et av kravene 3-8, karakterisert ved at nevnte midler (30) for å digitalisere de mottatte symboler gir kvantiserte digitale data, og at nevnte første mottagerbane innbefatter midler (32) for ytterligere å kvantisere nevnte digitale data.

10. Anordning for å kommunisere digitale data ved anvendelse av trelliskodet amplitudemodulasjon basert på 2^ mulige ampiitudenivåer (2N AM) tilveiebragt langs en en-dimensjonal konstellasjon, der nevnte ampiitudenivåer representeres av symboler som sendes med en takt lik Fs symboler pr. sekund, karakterisert ved midler (12) for å splitte en opprinnelig informasjons-datastrøm tilveiebragt med en datatakt lik ((N-l)+n/k )FS bits pr. sekund til en første "ukodet" informasjonssstrøm som har en datatakt lik (N-1)FS bits pr. sekund og en andre "kodet" informasjonsstrøm (17) som har en datatakt lik (n/k)Fs bits pr. sekund, der n/k<l er en punktert takt i en binær, konvolusjonell kode, midler (18) for å kode nevnte andre informasjonsstrøm ved å anvende nevnte punkterte takt n/k, binære, konvolusjonelle kode, midler (14, 20) for å bufferbehandle nevnte første og andre informasjonsstrømmer til å gi (N-l) ukodede bits og en kodet bit pr. symbol, midler (28) som reagerer på nevnte bufferbehandlede første og andre informasjonsstrømmer for å tilveiebringe suksessive symboler utledet fra én kodet bit og (N-l) ukodede bits, Idet nevnte ene ukodede bit betegner en av to symbolgrupper tilveiebragt i nevnte konstellasjon for delvis identifisering av nevnte symboler, og midler (27) for å sende de suksessive symboler via en kommunikasjonskanal .

11. Mottager for digitale data som kommuniseres ved bruk av trelliskodet amplitudemodulasjon, basert på en 2N punkt, en-dimensjonal konstellasjon, karakterisert ved: midler (30) for å digitalisere mottatte symboler til å gi digitale data, en første mottagerbane (31) for å bære nevnte digitale data, innbefattende midler (34) for å forsinke de digitale data, en andre mottagerbane (33) for å bære nevnte digitale data, innbef attende: midler (38) for å generere komponent-metrikke fra nevnte digitale data, midler (38) for å gruppere de komponent-metrikke med utslettinger for å konstruere avgrenings-metrikke med en takt lik 1/2 trellis, og en takt 1/2 konvolusjonell dekoder (40) for å dekode nevnte konstruerte avgrenings-metrikke til å gjenvinne en informa-sjonsstrøm , midler (44) for konvolusjonelt å kode på ny nevnte gjenvunnede informasjonsstrøm ved en punktert takt n/k<l for å gi en strøm av suksessive én bit symbolgruppe-identifiserere, der hver identifiserer representerer et beste estimat for en symbolgruppe i nevnte konstellasjon som delvis identifiserer et mottatt symbol, midler (46) for å bufferbehandle strømmen av suksessive én bit symbolgruppe-identifiserere for synkronisering med de forsinkede digitale data i den første mottagerbanen, midler (50) som reagerer på den synkroniserte strøm av suksessive én bit symbolgruppe-identifiserere for å kutte suksessive (N-l) ukodede bitdeler av data fra den første mottagerbanen, og midler (52) for å multiplekse de kuttede (N-l) ukodede bitdelene med informasjonsstrømmen som er gjenvunnet i nevnte andre mottagerbane for å rekonstruere en ønsket datastrøm.

12. Fremgangsmåte for å kommunisere digitale data ved anvendelse av trelliskodet QAM basert på en 2N punkt, to-dimensjonal QAM-konstellasjon, med en symboltakt lik Fs QAM-symboler pr. sekund, karakterisert ved trinnene: å splitte en opprinnelig informasjonsdatastrøm som mottas med en datatakt lik ((N-2)+2n/k)FS bits pr. sekund til en første "ukodet" informasjonsstrøm som har en datatakt lik (N-2)FS bits pr. sekund og en andre "kodet" informasjonsstrøm som har en datatakt lik (2n/k)Fs bits pr. sekund, der n/k<l er en punktert takt for en binær, konvolusjonell kode, å kode nevnte andre informasjonsstrøm ved bruk av nevnte punkterte takt n/k, binære, konvolusjonelle kode, å bufferbehandle den kodede, andre informasjonsstrømmen for å gi to kodede bits pr. QAM-symbol, å bufferbehandle den første informajonsstrømmen for å gi (N-2) ukodede bits pr. QAM-symbol, å tilveiebringe suksessive QAM-symboler fra de bufferbehandlede, første og andre informasjonsstrømmene, idet hvert QAM-symbol består av ortogonale I- og Q-komponenter som er utledet fra to av de buf ferbehandlede, kodede bits og (N-2) av de bufferbehandlede, ukodede bits, idet nevnte to bufferbehandlede, kodede bits betegner en av fire symbolgrupper som er tilveiebragt i nevnte QAM-konstellasjon for delvis identifisering av nevnte QAM-symboler, og å utmate de suksessive QAM-symboler for kommunikasjon via en kommunikasjonskanal.

13. Fremgangsmåte som angitt i krav 12, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å motta nevnte suksessive QAM-symboler fra nevnte kommunikasjonskanal forvansket med støy innført ved hjelp av kanalen, å digitalisere de mottatte symboler for å gi digitale data som er representative for nevnte I- og Q-komponenter for behandling i første og andre mottagerbaner, å forsinke nevnte digitale data i nevnte første mottagerbane, å omforme de digitaliserte I- og Q-komponenter i nevnte andre mottagerbane til avgrening-metrikke for konvolusjonell dekoding, konvolusjonelt å dekode nevnte avgrenings-metrikke på nevnte punkterte takt n/k for å gjenvinne nevnte andre informasjons-strøm , konvolusjonsmessig å kode på ny nevnte gjenvunnede, andre informasjonsstrøm på nevnte punkterte takt n/k for å gi en strøm av suksessive to bit symbolgruppe-identif iserere som representerer beste estimater av symbolgruppene som anvendes for delvis å identifisere de sendte QAM-symboler, å bufferbehandle strømmen av suksessive to bit symbolgruppe-identif ierere for synkronisering med de forsinkede, digitale data i den første mottagerbanen, å kutte suksessive (N-2) ukodede bitdeler fra nevnte første mottagerbanes data som reaksjon på strømmen av suksessive to bit symbolgruppe-identifiserere, og å multiplekse de kuttede (N-2), ukodede bitdeler med den gjenvunnede, andre informasjonsstrømmen for å rekonstruere nevnte opprinnelige informasjonsdatastrøm.

14. Fremgangsmåte som angitt i krav 13, karakterisert ved at nevnte trinn for omdannelse av nevnte digitaliserte I- og Q-komponenter i avgrenings-metrikke omfatter trinnene: å generere komponent-metrikke fra nevnte digitale I- og Q-komponenter, å innføre utslettinger i de komponent-metrikke, og å gruppere de komponent-metrikke med utslettinger i grupper av to for å konstruere avgrenings-metrikke med en takt lik 1/2 trellis, idet nevnte trinn for konvolusjonelt å dekode nevnte konstruerte avgrenings-metrikke gjør bruk av en takt 1/2 dekoder punktert til takt n/k.