JP3119290B2 - 連接符号化を使って多重レベル変調データを通信するための方法及び装置 - Google Patents
連接符号化を使って多重レベル変調データを通信するための方法及び装置Info
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- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本願発明は格子符合直角振幅変調
(QAM)に関し，特に低コストのデジタルテレビ装置を実
現するための16及び64QAM送信を符号化するための実用
的方法に関する。
(QAM)に関し，特に低コストのデジタルテレビ装置を実
現するための16及び64QAM送信を符号化するための実用
的方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の方法によりデジタル化され放送用
に使用されるデジタルビデオ信号または高品位テレビ(H
DTV)信号などのデジタルデータは，末端ユーザへ通信す
るための衛星，地上局またはケーブルVHFもしくはUHFア
ナログチャネルにより送信される。アナログチャネルは
さまざまなタイプの不純かつ変換された入力波形を送信
する。しばしば統計的な波形のみだれは，背景熱ノイ
ズ，衝撃ノイズ及びフェードにより，加算的及び/また
は積算的である。チャネルにより実行される変換は，周
波数変換，非線形または高調波ひずみ及び時間分散であ
る。
に使用されるデジタルビデオ信号または高品位テレビ(H
DTV)信号などのデジタルデータは，末端ユーザへ通信す
るための衛星，地上局またはケーブルVHFもしくはUHFア
ナログチャネルにより送信される。アナログチャネルは
さまざまなタイプの不純かつ変換された入力波形を送信
する。しばしば統計的な波形のみだれは，背景熱ノイ
ズ，衝撃ノイズ及びフェードにより，加算的及び/また
は積算的である。チャネルにより実行される変換は，周
波数変換，非線形または高調波ひずみ及び時間分散であ
る。
【０００３】アナログチャネルを通じてデジタルデータ
を通信するために，例えばデータはパルス振幅変調(PA
M)の一形態を使用して変調される。典型的に，直角振幅
変調(QAM)は実効チャネル帯域幅内で送信されるデータ
量を増加させるために使用される。QAMは，16，32また
は64個の点を含む星座(constellation)と呼ばれる模様
で複数の情報ビットが一緒に送信されるところのPAMの
一形態である。QAM及び特に格子符号化QAMを使用してデ
ジタルデータを通信する装置の例は，参考文献として組
み込むPaikらによる米国特許第5,233,629号に与えられ
ている。
を通信するために，例えばデータはパルス振幅変調(PA
M)の一形態を使用して変調される。典型的に，直角振幅
変調(QAM)は実効チャネル帯域幅内で送信されるデータ
量を増加させるために使用される。QAMは，16，32また
は64個の点を含む星座(constellation)と呼ばれる模様
で複数の情報ビットが一緒に送信されるところのPAMの
一形態である。QAM及び特に格子符号化QAMを使用してデ
ジタルデータを通信する装置の例は，参考文献として組
み込むPaikらによる米国特許第5,233,629号に与えられ
ている。
【０００４】パルス振幅変調において，各信号は振幅レ
ベルが送信記号により決定されたパルスである。16ビッ
トQAMにおいて，各直角チャネル(I及びQ)内で記号振幅
の-3，-1，1及び3が典型的に使用される。デジタル通信
システムにおける帯域幅効率は帯域幅単位あたりの毎秒
送信ビット数，すなわち帯域幅に対するデータ転送速度
の比として定義される。高帯域幅効率を有する変調装置
は，高速データ転送及び少ない帯域幅占有の要求を有す
る応用に採用される。そのような応用のひとつは，標準
的6MHzまたは同程度の帯域幅内でのテレビ信号の送信で
ある。QAMはそうような応用に有用な帯域幅の効率的変
調を与える。
ベルが送信記号により決定されたパルスである。16ビッ
トQAMにおいて，各直角チャネル(I及びQ)内で記号振幅
の-3，-1，1及び3が典型的に使用される。デジタル通信
システムにおける帯域幅効率は帯域幅単位あたりの毎秒
送信ビット数，すなわち帯域幅に対するデータ転送速度
の比として定義される。高帯域幅効率を有する変調装置
は，高速データ転送及び少ない帯域幅占有の要求を有す
る応用に採用される。そのような応用のひとつは，標準
的6MHzまたは同程度の帯域幅内でのテレビ信号の送信で
ある。QAMはそうような応用に有用な帯域幅の効率的変
調を与える。
【０００５】格子符合変調(TCM)は，チャネル制限帯域
でのデジタル送信のための符号化及び変調の結合技術と
して発展した。それは，QAMのような従来の非符号化多
重レベル変調に対し，帯域幅効率を妥協することなく大
きな符号化利得を達成することを可能とする。TCM法
は，符合信号のシーケンスを生成するべく変調信号の選
択を調節する有限状態エンコーダと組み合わせて冗長(r
edundant)非バイナリ変調を利用する。レシーバにおい
て，ノイズ信号は軟決定最大可能(soft-decision maxim
um likelihood)シーケンスデコーダにより復号化され
る。そのような方法は，従来の非符号化変調に比べ付加
的ノイズに対するデジタル送信の粗さを3〜6dBまたはそ
れ以上改善する。これらの利得は帯域幅を著しく拡張し
または他の周知エラー補正法の要求する効果的情報速度
を減少させることなく得られる。格子(trellis)の語
は，これらの方法がバイナリ畳み込み符合の格子線図に
似た状態遷移（格子）線図により説明されることから使
用される。違いは，TCMが畳み込み符号化の原理を任意
のサイズの信号セットを有する非バイナリ変調に拡張す
ることである。
でのデジタル送信のための符号化及び変調の結合技術と
して発展した。それは，QAMのような従来の非符号化多
重レベル変調に対し，帯域幅効率を妥協することなく大
きな符号化利得を達成することを可能とする。TCM法
は，符合信号のシーケンスを生成するべく変調信号の選
択を調節する有限状態エンコーダと組み合わせて冗長(r
edundant)非バイナリ変調を利用する。レシーバにおい
て，ノイズ信号は軟決定最大可能(soft-decision maxim
um likelihood)シーケンスデコーダにより復号化され
る。そのような方法は，従来の非符号化変調に比べ付加
的ノイズに対するデジタル送信の粗さを3〜6dBまたはそ
れ以上改善する。これらの利得は帯域幅を著しく拡張し
または他の周知エラー補正法の要求する効果的情報速度
を減少させることなく得られる。格子(trellis)の語
は，これらの方法がバイナリ畳み込み符合の格子線図に
似た状態遷移（格子）線図により説明されることから使
用される。違いは，TCMが畳み込み符号化の原理を任意
のサイズの信号セットを有する非バイナリ変調に拡張す
ることである。
【０００６】帯域が制限されかつ低コストの部品（特に
低コストデータデコーダ）の要求される応用に対し，従
来のQAM装置は，複雑さのため実行不可能であり，かつ
要求されるエンコーダ及びデコーダ回路は比較的コスト
が高かった。実際に，高価なカスタム集積回路チップ内
でQAM格子エンコーダ及びデコーダを実行することは典
型的である。
低コストデータデコーダ）の要求される応用に対し，従
来のQAM装置は，複雑さのため実行不可能であり，かつ
要求されるエンコーダ及びデコーダ回路は比較的コスト
が高かった。実際に，高価なカスタム集積回路チップ内
でQAM格子エンコーダ及びデコーダを実行することは典
型的である。
【０００７】低コストがデジタルデータ通信に必要なと
ころの制限帯域の一つの応用は，ケーブルテレビ信号の
デジタル通信であって，それは圧縮された従来のまたは
高品位テレビ信号を含む。それらの信号を送信するため
の装置は，１秒間に15〜30メガビット(Mbps)のオーダー
のデータ速度の要求，6MHz（従来のナショナル・テレビ
ジョン・システム・コミッティ(NTSC)テレビ信号）のオ
ーダーの帯域幅占有の要求，及び非常に高いデータ信頼
性（非常に小さなビットエラー比）の要求を有する。デ
ータ速度の要求は高品質圧縮テレビ画像を与える必要性
から生じたものである。帯域幅の制約は，それらの信号
が現在の6MHzのテレビチャネルを占めかつ現放送用NTSC
信号と共存しなければならないという米国フェデラル・
コミュニケーションズ・コミッションの要求の結果であ
る。同様の制約が，米国以外で使用されるPAL(Phase Al
ternating Line)及びSECAM(Sequential Color and Memo
ry)テレビジョンシステムにより委託されている。
ころの制限帯域の一つの応用は，ケーブルテレビ信号の
デジタル通信であって，それは圧縮された従来のまたは
高品位テレビ信号を含む。それらの信号を送信するため
の装置は，１秒間に15〜30メガビット(Mbps)のオーダー
のデータ速度の要求，6MHz（従来のナショナル・テレビ
ジョン・システム・コミッティ(NTSC)テレビ信号）のオ
ーダーの帯域幅占有の要求，及び非常に高いデータ信頼
性（非常に小さなビットエラー比）の要求を有する。デ
ータ速度の要求は高品質圧縮テレビ画像を与える必要性
から生じたものである。帯域幅の制約は，それらの信号
が現在の6MHzのテレビチャネルを占めかつ現放送用NTSC
信号と共存しなければならないという米国フェデラル・
コミュニケーションズ・コミッションの要求の結果であ
る。同様の制約が，米国以外で使用されるPAL(Phase Al
ternating Line)及びSECAM(Sequential Color and Memo
ry)テレビジョンシステムにより委託されている。
【０００８】データ速度及び標準テレビ送信システムに
委託された帯域幅占有の要求の組み合わせは，高い帯域
幅効果を有する変調装置を指令する。データ速度の帯域
幅に対する比は3から6のオーダーである。これはQAMの
ような帯域幅効果的変調が要求されることを意味する。
しかし，上記のようにQAM装置はとても高価であるため
大量消費者の応用に対し実行不能である。
委託された帯域幅占有の要求の組み合わせは，高い帯域
幅効果を有する変調装置を指令する。データ速度の帯域
幅に対する比は3から6のオーダーである。これはQAMの
ような帯域幅効果的変調が要求されることを意味する。
しかし，上記のようにQAM装置はとても高価であるため
大量消費者の応用に対し実行不能である。
【０００９】デジタルビデオ応用における非常に高いデ
ータ信頼性への要求は，高度に圧縮されたソースマテリ
アル（圧縮ビデオ）はチャネルエラーに対し不寛容であ
るという事実から生じる。信号の本来の冗長さは，デー
タの固有値の簡潔な記述を得るために除去されてきた。
たとえば，24時間の間に１ビットエラー以下で15Mbpsで
送信する装置は，システムのビットエラー比(BER)が101
2送信ビット内で1エラー以下であることを要求する。
ータ信頼性への要求は，高度に圧縮されたソースマテリ
アル（圧縮ビデオ）はチャネルエラーに対し不寛容であ
るという事実から生じる。信号の本来の冗長さは，デー
タの固有値の簡潔な記述を得るために除去されてきた。
たとえば，24時間の間に１ビットエラー以下で15Mbpsで
送信する装置は，システムのビットエラー比(BER)が101
2送信ビット内で1エラー以下であることを要求する。
【００１０】しばしばデータ信頼性の要求は，問題解決
のための砕いてかつ克服するアプローチである連接符号
化技術の使用を通じて実際に満たされる。そのような符
号化枠組内で２つの符合が採用される。内部変調符合は
チャネルをきれいにし，かつ小さな記号エラー比を外部
デコーダに分配する。しばしば，内部符合は軟決定（き
れいに量子化されたチャネルデータ）を使用して効果的
に復号化される符号化変調である。周知のアプローチ
は，格子デコーダとしてのある形式のビタビ(Viterbi)
アルゴリズムとともに，内部符合として畳み込みまたは
格子符合を使用するものである。しばしば外部符合は時
間エラー補正のリード-ソロモン(Reed-Solomon)符合で
ある。デジタルテレビデータ通信用のデータ速度範囲で
動作するそのようなリード-ソロモン符号化装置は，広
く有効であり，いくつかの業者の集積回路内で実行され
てきた。外部符合は最終出力エラー比が極端に小さいと
いう方法により内部デコーダをすり抜けた大部分の記号
エラーを除去する。
のための砕いてかつ克服するアプローチである連接符号
化技術の使用を通じて実際に満たされる。そのような符
号化枠組内で２つの符合が採用される。内部変調符合は
チャネルをきれいにし，かつ小さな記号エラー比を外部
デコーダに分配する。しばしば，内部符合は軟決定（き
れいに量子化されたチャネルデータ）を使用して効果的
に復号化される符号化変調である。周知のアプローチ
は，格子デコーダとしてのある形式のビタビ(Viterbi)
アルゴリズムとともに，内部符合として畳み込みまたは
格子符合を使用するものである。しばしば外部符合は時
間エラー補正のリード-ソロモン(Reed-Solomon)符合で
ある。デジタルテレビデータ通信用のデータ速度範囲で
動作するそのようなリード-ソロモン符号化装置は，広
く有効であり，いくつかの業者の集積回路内で実行され
てきた。外部符合は最終出力エラー比が極端に小さいと
いう方法により内部デコーダをすり抜けた大部分の記号
エラーを除去する。
【００１１】連接符号化方法のより詳細な説明は，G.
C. Clark, Jr.及びJ. B. Cainによる“Error-Correctio
n Coding for Digital Communications”Plenum Press,
New York, 1981，及びS. Lin及びD. J. Costello, Jr.
による“Error Control Coding: Fundamentals and App
lications”Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Je
rsey, 1983に見られる。格子符号化は広く，G. Ungerbo
eckの“Channel Coding with Multilevel/Phase Signal
s”, IEEE Transactions on Information Theory, Vol.
IT-28, No.1, pp. 55-67, January 1982，G. Ungerboe
ck,による“Trellis-Coded Modulation with Redundant
Signal Sets --Part ・: introduction, --Part ・: S
tate of the Art”, IEEE Communications Magazine, V
ol. 25, No. 2, pp. 5-21, February 1987，及びA. R.
Caulderbank及びN. J. A. Sloaneによる“New Trellis
Codes Based on Lattices and Cosets”, IEEE Transac
tions on Information Theory, Vol. IT-33, No.2, pp.
177-195, March 1987において議論されている。ビタビ
・アルゴリズムは，G. D. Forney, Jr.による“The Vit
erbi Algorithm”, Proceedings of the IEEE, Vol. 6
1, No. 3, March 1973に説明されている。リード・ソロ
モン符号化装置は，Clark, Jr.ら及びLinらの上記参考
文献で議論されている。
C. Clark, Jr.及びJ. B. Cainによる“Error-Correctio
n Coding for Digital Communications”Plenum Press,
New York, 1981，及びS. Lin及びD. J. Costello, Jr.
による“Error Control Coding: Fundamentals and App
lications”Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Je
rsey, 1983に見られる。格子符号化は広く，G. Ungerbo
eckの“Channel Coding with Multilevel/Phase Signal
s”, IEEE Transactions on Information Theory, Vol.
IT-28, No.1, pp. 55-67, January 1982，G. Ungerboe
ck,による“Trellis-Coded Modulation with Redundant
Signal Sets --Part ・: introduction, --Part ・: S
tate of the Art”, IEEE Communications Magazine, V
ol. 25, No. 2, pp. 5-21, February 1987，及びA. R.
Caulderbank及びN. J. A. Sloaneによる“New Trellis
Codes Based on Lattices and Cosets”, IEEE Transac
tions on Information Theory, Vol. IT-33, No.2, pp.
177-195, March 1987において議論されている。ビタビ
・アルゴリズムは，G. D. Forney, Jr.による“The Vit
erbi Algorithm”, Proceedings of the IEEE, Vol. 6
1, No. 3, March 1973に説明されている。リード・ソロ
モン符号化装置は，Clark, Jr.ら及びLinらの上記参考
文献で議論されている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】連接符合装置における
内部変調符合の出力でのエラー比性能は，大きく信号対
ノイズ比(SNR)に依存している。ある符合は低いエラー
比を与えて低いSNRでよりよく働き，他の符合は高いSNR
でよりよく働く。これは，連接符号化装置のための変調
符合の最適化は特定のSNR範囲に依存する異なる解を導
くことを意味する。今日まで，最適解は装置設計者によ
り見つかっていない。
内部変調符合の出力でのエラー比性能は，大きく信号対
ノイズ比(SNR)に依存している。ある符合は低いエラー
比を与えて低いSNRでよりよく働き，他の符合は高いSNR
でよりよく働く。これは，連接符号化装置のための変調
符合の最適化は特定のSNR範囲に依存する異なる解を導
くことを意味する。今日まで，最適解は装置設計者によ
り見つかっていない。
【００１３】高い帯域幅効率及び低電力要求を有する最
適データ変調装置を与えることが有利である。そのよう
な装置は最小帯域幅占有を伴う高データ速度及び非常に
高いデータ信頼性を与える。そのような装置とともに使
用するためのレシーバの複雑さは，大量生産で低コスト
を与えるべく最小化される。
適データ変調装置を与えることが有利である。そのよう
な装置は最小帯域幅占有を伴う高データ速度及び非常に
高いデータ信頼性を与える。そのような装置とともに使
用するためのレシーバの複雑さは，大量生産で低コスト
を与えるべく最小化される。
【００１４】本発明は上記長所を有する変調装置を与え
る。特に，本発明による方法及び装置は，内部格子符号
化速度及び外部リード-ソロモンエラー補正速度が，所
望の記号速度及び帯域幅で優れた符号化利得を達成し
て，装置（低コスト及び単純なクロックデザインを可能
にする）の要求するさまざまなクロック間で整数関係を
与えるべく最適化されるところの連接符号化実行を与え
る。発明は非常に高い（たとえば，7dB）符号化利得を
達成し，非常に小さな送信オーバーヘッドを要求し，か
つリード・ソロモン記号同期，ブロック同期，インター
リーブブロック同期，格子記号同期及びフレーム同期を
含むリード-ソロモン同期のための単純な方法を与え
る。これらの長所は，低コスト及び初期化が簡単かつ同
期が単純に回復する非常に耐久力のある装置を与えるべ
く全部結合される。
る。特に，本発明による方法及び装置は，内部格子符号
化速度及び外部リード-ソロモンエラー補正速度が，所
望の記号速度及び帯域幅で優れた符号化利得を達成し
て，装置（低コスト及び単純なクロックデザインを可能
にする）の要求するさまざまなクロック間で整数関係を
与えるべく最適化されるところの連接符号化実行を与え
る。発明は非常に高い（たとえば，7dB）符号化利得を
達成し，非常に小さな送信オーバーヘッドを要求し，か
つリード・ソロモン記号同期，ブロック同期，インター
リーブブロック同期，格子記号同期及びフレーム同期を
含むリード-ソロモン同期のための単純な方法を与え
る。これらの長所は，低コスト及び初期化が簡単かつ同
期が単純に回復する非常に耐久力のある装置を与えるべ
く全部結合される。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明に従って，標準
（ほぼ6MHz）の帯域幅テレビチャネル内でデジタルデー
タを通信する際に使用する多次元格子符合とともに，外
部記号エラー補正符合（たとえば，リード-ソロモンア
ルゴリズム）を連接するための方法が与えられる。入力
信号は連続ブロックを生成するべく外部記号エラー補正
符合を使って符号化される。各ブロックはＮ個の7ビッ
ト符合記号から成り，そのうちＭ個の符合記号は通信情
報を表し，残りのＮ-Ｍ個の符合記号はエラー補正オー
バーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは121/127と122/128のうち
の一つである。各ブロック内の記号は送信後の入力信号
を回復した時のバーストエラー効果を最小化するべく，
インターリーブされた順序で送信するようインターリー
ブされる。7ビット制御信号がＦ個のブロックの各フレ
ームに対し与えられ，ここでM/Nが122/128の時Ｆ=10で
ありM/Nが121/127の時Ｆ=20である。制御記号の付加
は，実情報に対するＭ/Ｎ比を送信データ比の120/126=2
0/21へ効果的に下げる。
（ほぼ6MHz）の帯域幅テレビチャネル内でデジタルデー
タを通信する際に使用する多次元格子符合とともに，外
部記号エラー補正符合（たとえば，リード-ソロモンア
ルゴリズム）を連接するための方法が与えられる。入力
信号は連続ブロックを生成するべく外部記号エラー補正
符合を使って符号化される。各ブロックはＮ個の7ビッ
ト符合記号から成り，そのうちＭ個の符合記号は通信情
報を表し，残りのＮ-Ｍ個の符合記号はエラー補正オー
バーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは121/127と122/128のうち
の一つである。各ブロック内の記号は送信後の入力信号
を回復した時のバーストエラー効果を最小化するべく，
インターリーブされた順序で送信するようインターリー
ブされる。7ビット制御信号がＦ個のブロックの各フレ
ームに対し与えられ，ここでM/Nが122/128の時Ｆ=10で
ありM/Nが121/127の時Ｆ=20である。制御記号の付加
は，実情報に対するＭ/Ｎ比を送信データ比の120/126=2
0/21へ効果的に下げる。
【００１６】制御信号はレシーバでの情報の回復を同期
させるのに必要な同期情報を含む。ブロックは比4/5ま
たは3/4を有する内部畳み込み符号化アルゴリズムを使
って畳み込んで符号化される。この方法において，16QA
M実行のために4つの2ビット出力記号が各I及びQのQAM成
分に対する各7入力ビットに対し与えられ，64QAM実行の
ために5つの3ビット出力記号が各一対の7ビット（2×7=
14ビット）符合記号に対し与えられる。16QAMに対する3
/4比及び64QAMに対する4/5比は単一または二重7ビット
記号を考慮している。2ビット（16QAM）または3ビット
（64QAM）出力記号は通信経路を通じた送信のために多
重レベルに変調される。
させるのに必要な同期情報を含む。ブロックは比4/5ま
たは3/4を有する内部畳み込み符号化アルゴリズムを使
って畳み込んで符号化される。この方法において，16QA
M実行のために4つの2ビット出力記号が各I及びQのQAM成
分に対する各7入力ビットに対し与えられ，64QAM実行の
ために5つの3ビット出力記号が各一対の7ビット（2×7=
14ビット）符合記号に対し与えられる。16QAMに対する3
/4比及び64QAMに対する4/5比は単一または二重7ビット
記号を考慮している。2ビット（16QAM）または3ビット
（64QAM）出力記号は通信経路を通じた送信のために多
重レベルに変調される。
【００１７】多重レベル変調2または3ビット出力記号
は，通信パスからの受信後に，7ビット符合記号及び前
記制御信号のブロックを回復するべく比3/4または4/5の
復号アルゴリズムを使って，復号化のためにそれを復調
することにより復号化される。一つの7ビット符合及び/
または制御記号は，16QAM実施例における受信2ビット出
力記号の4つの各グループに対し与えられる。2つの7ビ
ット符合及び/または制御は，64QAM実施例における受信
3ビット出力記号の5つの各グループに対し与えられる。
回復ブロックはそこから制御ビットをはぎ取った後にデ
インターリーブされる。デインターリーブブロック内の
7ビット符合記号は，入力信号を回復するための外部記
号エラー補正符合に対応する代数記号エラー補正アルゴ
リズムを使って復号化される。図示された実施例におい
て，外部記号エラー補正符合はリード・ソロモンアルゴ
リズムから成り，多重レベル変調段階は出力記号を変調
するべく16QAMまたは64QAMのいずれかを使用する。比3/
4または4/5復号アルゴリズムはビタビ復号アルゴリズム
であり，代数記号エラー補正アルゴリズムはリード・ソ
ロモン復号アルゴリズムである。
は，通信パスからの受信後に，7ビット符合記号及び前
記制御信号のブロックを回復するべく比3/4または4/5の
復号アルゴリズムを使って，復号化のためにそれを復調
することにより復号化される。一つの7ビット符合及び/
または制御記号は，16QAM実施例における受信2ビット出
力記号の4つの各グループに対し与えられる。2つの7ビ
ット符合及び/または制御は，64QAM実施例における受信
3ビット出力記号の5つの各グループに対し与えられる。
回復ブロックはそこから制御ビットをはぎ取った後にデ
インターリーブされる。デインターリーブブロック内の
7ビット符合記号は，入力信号を回復するための外部記
号エラー補正符合に対応する代数記号エラー補正アルゴ
リズムを使って復号化される。図示された実施例におい
て，外部記号エラー補正符合はリード・ソロモンアルゴ
リズムから成り，多重レベル変調段階は出力記号を変調
するべく16QAMまたは64QAMのいずれかを使用する。比3/
4または4/5復号アルゴリズムはビタビ復号アルゴリズム
であり，代数記号エラー補正アルゴリズムはリード・ソ
ロモン復号アルゴリズムである。
【００１８】本発明に従って，多重レベル変調を使って
標準帯域幅テレビチャネル内でデジタルデータを効果的
に通信するべく，外部記号エラー補正符合を多次元格子
符合により連接させるためのエンコーダが与えられる。
外部記号エラーエンコーダは，連続データブロックを生
成するべく入力信号を符号化するために与えられる。各
ブロックはＮ個の7ビット符合記号から成り，そのうち
Ｍ個の符合記号は通信情報を表す。残りのＮ-Ｍ個の符
合記号はエラー補正オーバーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは1
21/127及び122/128のひとつである。送信後に入力信号
を回復する際のバーストエラー効果を最小化するべく，
インターリーブされた順序で送信するよう各ブロック内
の記号をインターリーブするための手段が与えられる。
7ビット制御信号はＦブロックの各フレームに対し与え
られ，ここでＭ/Ｎが122/128のときＦ=10でありＭ/Ｎが
121/127のときＦ=20である。制御信号の付加は実情報に
対するＭ/Ｎ比率を送信データ比率120/126=20/21へ効果
的に下げる。制御信号はレシーバでの情報の回復を同期
化するのに必要な同期情報を含む。比4/5の畳み込みエ
ンコーダは，64QAM実施例の各I及びQに対する2つの7ビ
ット符合記号に対し5つの3ビット出力記号を与えるべ
く，ブロック及び制御記号を畳み込んで符号化するよう
外部記号エラーエンコーダと連接する。16QAM実施例に
おいて，比3/4のエンコーダは，連続7ビット符合記号の
ストリーム内の各7ビットに対し，4つの2ビット出力記
号を与える。通信パスを通じた送信用に2または3ビット
出力記号を多重レベル変調するための手段もまた与えら
れる。
標準帯域幅テレビチャネル内でデジタルデータを効果的
に通信するべく，外部記号エラー補正符合を多次元格子
符合により連接させるためのエンコーダが与えられる。
外部記号エラーエンコーダは，連続データブロックを生
成するべく入力信号を符号化するために与えられる。各
ブロックはＮ個の7ビット符合記号から成り，そのうち
Ｍ個の符合記号は通信情報を表す。残りのＮ-Ｍ個の符
合記号はエラー補正オーバーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは1
21/127及び122/128のひとつである。送信後に入力信号
を回復する際のバーストエラー効果を最小化するべく，
インターリーブされた順序で送信するよう各ブロック内
の記号をインターリーブするための手段が与えられる。
7ビット制御信号はＦブロックの各フレームに対し与え
られ，ここでＭ/Ｎが122/128のときＦ=10でありＭ/Ｎが
121/127のときＦ=20である。制御信号の付加は実情報に
対するＭ/Ｎ比率を送信データ比率120/126=20/21へ効果
的に下げる。制御信号はレシーバでの情報の回復を同期
化するのに必要な同期情報を含む。比4/5の畳み込みエ
ンコーダは，64QAM実施例の各I及びQに対する2つの7ビ
ット符合記号に対し5つの3ビット出力記号を与えるべ
く，ブロック及び制御記号を畳み込んで符号化するよう
外部記号エラーエンコーダと連接する。16QAM実施例に
おいて，比3/4のエンコーダは，連続7ビット符合記号の
ストリーム内の各7ビットに対し，4つの2ビット出力記
号を与える。通信パスを通じた送信用に2または3ビット
出力記号を多重レベル変調するための手段もまた与えら
れる。
【００１９】好適実施例において，外部記号エラーエン
コーダはリード-ソロモン・エンコーダから成る。変調
手段は16QAM及び64QAM変調器の一つから成る。畳み込み
エンコーダは格子エンコーダである。
コーダはリード-ソロモン・エンコーダから成る。変調
手段は16QAM及び64QAM変調器の一つから成る。畳み込み
エンコーダは格子エンコーダである。
【００２０】エンコーダにより与えられる畳み込み符号
化ブロックを復号化するための手段が与えられる。該デ
コーダは通信パスからの出力データを受信しかつ復調す
るための手段を含む。内部デコーダは7ビット符合記号
のブロック及び制御記号を受信するべく比3/4または4/5
を使って復調出力記号を復号化するために与えられる。
2つの7ビット符合記号及び/または制御信号は，64QAM実
施例内の通信パスから受信した5つの3ビット出力記号の
各グループに対し与えられる。一つの7ビット符合記号
または制御記号は，16QAM実施例内に受信された4つの2
ビット出力記号の各グループに対し与えられる。制御記
号がそこから除去された後，回復ブロックをデインター
リーブするための手段が与えられる。外部記号エラーデ
コーダは，入力信号を回復するべく内部デコーダからの
ブロックを復号化するよう内部デコーダと連接する。好
適実施例において，内部デコーダはビタビデコーダであ
り，外部記号エラーデコーダはリード−ソロモンデコー
ダである。
化ブロックを復号化するための手段が与えられる。該デ
コーダは通信パスからの出力データを受信しかつ復調す
るための手段を含む。内部デコーダは7ビット符合記号
のブロック及び制御記号を受信するべく比3/4または4/5
を使って復調出力記号を復号化するために与えられる。
2つの7ビット符合記号及び/または制御信号は，64QAM実
施例内の通信パスから受信した5つの3ビット出力記号の
各グループに対し与えられる。一つの7ビット符合記号
または制御記号は，16QAM実施例内に受信された4つの2
ビット出力記号の各グループに対し与えられる。制御記
号がそこから除去された後，回復ブロックをデインター
リーブするための手段が与えられる。外部記号エラーデ
コーダは，入力信号を回復するべく内部デコーダからの
ブロックを復号化するよう内部デコーダと連接する。好
適実施例において，内部デコーダはビタビデコーダであ
り，外部記号エラーデコーダはリード−ソロモンデコー
ダである。
【００２１】デコーダは標準帯域幅のテレビチャネル内
で通信される多重レベル変調デジタルデータ用に与えら
れる。通信パスからの畳み込み符号化出力記号を受信し
かつ復調するための手段が与えられる。内部デコーダは
データのインターリーブブロックを回復するべく比3/4
または4/5を使用して復調出力記号を復号化するために
与えられる。各ブロックはＮ個の7ビット符合記号から
成り，そのうちＭ個の符合記号は回復すべき情報を表
す。残りのＮ-Ｍ個のパリティ記号はエラー補正の冗長
さから成る。Ｍ/Ｎは121/127及び122/128の一つであ
る。内部デコーダはまた，Ｆ個のブロックの各フレーム
に対し7ビット制御記号を回復し，ここでＭ/Ｎが122/12
8のときＦは10であり，Ｍ/Ｎが121/127のときＦは20で
ある。制御信号は実情報に対するＭ/Ｎの比率を送信デ
ータ比率の120/126=20/21に下げる。2つの7ビット符合
及び/または同期記号は64QAM実行内の通信パスから受信
される5つの3ビット出力記号の各グループに対し与えら
れる。16QAMに対し，受信された4つの2ビット出力記号
の各グループは，連続7ビット符合及び/または同期記号
へ組み立てるため7ビットを与える。
で通信される多重レベル変調デジタルデータ用に与えら
れる。通信パスからの畳み込み符号化出力記号を受信し
かつ復調するための手段が与えられる。内部デコーダは
データのインターリーブブロックを回復するべく比3/4
または4/5を使用して復調出力記号を復号化するために
与えられる。各ブロックはＮ個の7ビット符合記号から
成り，そのうちＭ個の符合記号は回復すべき情報を表
す。残りのＮ-Ｍ個のパリティ記号はエラー補正の冗長
さから成る。Ｍ/Ｎは121/127及び122/128の一つであ
る。内部デコーダはまた，Ｆ個のブロックの各フレーム
に対し7ビット制御記号を回復し，ここでＭ/Ｎが122/12
8のときＦは10であり，Ｍ/Ｎが121/127のときＦは20で
ある。制御信号は実情報に対するＭ/Ｎの比率を送信デ
ータ比率の120/126=20/21に下げる。2つの7ビット符合
及び/または同期記号は64QAM実行内の通信パスから受信
される5つの3ビット出力記号の各グループに対し与えら
れる。16QAMに対し，受信された4つの2ビット出力記号
の各グループは，連続7ビット符合及び/または同期記号
へ組み立てるため7ビットを与える。
【００２２】制御記号がそこから除去された後，回復ブ
ロックをデインターリーブするための手段が与えられ
る。外部記号エラーデコーダは送信情報信号を回復する
べく，制御記号に応答して内部デコーダからのブロック
を復号化するために内部デコーダと連接する。内部デコ
ーダはビタビデコーダであり，外部記号エラーデコーダ
はリード-ソロモンデコーダである。
ロックをデインターリーブするための手段が与えられ
る。外部記号エラーデコーダは送信情報信号を回復する
べく，制御記号に応答して内部デコーダからのブロック
を復号化するために内部デコーダと連接する。内部デコ
ーダはビタビデコーダであり，外部記号エラーデコーダ
はリード-ソロモンデコーダである。
【００２３】同期を得るために分割制御記号が必要ない
ところの装置で本発明を実行することは可能である。た
とえば，同期情報は送信情報データの一部として与えら
れる。そのような方法を適応させるため，ほぼ6MHzの帯
域幅テレビチャネル内でデジタルデータを通信する際に
使用するために，外部記号エラー補正符合（たとえば，
リード-ソロモンアルゴリズム）をパンクチュアされた
多次元格子符合と連接させるための方法が与えられる。
入力信号は連続ブロックを生成するべく外部記号エラー
補正符合を使って符号化される。各ブロックはＮ個の7
ビット符合記号からなり，そのうちＭ個の符合記号は通
信情報を表し，残りのＮ-Ｍ個の符合記号はエラー補正
オーバーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは120/126，121/127，
及び122/128のうちの一つである。各ブロック内の記号
は送信後の入力信号を回復する際バーストエラー効果を
最小化するべく，インターリーブされた順序で送信する
ためにインターリーブされる。ブロックは比3/4または4
/5を有する内部畳み込み符号化アルゴリズムを使って畳
み込んで符号化される。この方法において，5つの3ビッ
ト出力記号が，64QAM実施例内の各一対の7ビット符合記
号に対して与えられる。16QAM実施例において，4つの2
ビット出力記号が符合入力記号の各7つの連続ビットに
対し与えられる。2または3ビット出力記号は通信パスを
通じた通信用に多重レベル変調される。
ところの装置で本発明を実行することは可能である。た
とえば，同期情報は送信情報データの一部として与えら
れる。そのような方法を適応させるため，ほぼ6MHzの帯
域幅テレビチャネル内でデジタルデータを通信する際に
使用するために，外部記号エラー補正符合（たとえば，
リード-ソロモンアルゴリズム）をパンクチュアされた
多次元格子符合と連接させるための方法が与えられる。
入力信号は連続ブロックを生成するべく外部記号エラー
補正符合を使って符号化される。各ブロックはＮ個の7
ビット符合記号からなり，そのうちＭ個の符合記号は通
信情報を表し，残りのＮ-Ｍ個の符合記号はエラー補正
オーバーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは120/126，121/127，
及び122/128のうちの一つである。各ブロック内の記号
は送信後の入力信号を回復する際バーストエラー効果を
最小化するべく，インターリーブされた順序で送信する
ためにインターリーブされる。ブロックは比3/4または4
/5を有する内部畳み込み符号化アルゴリズムを使って畳
み込んで符号化される。この方法において，5つの3ビッ
ト出力記号が，64QAM実施例内の各一対の7ビット符合記
号に対して与えられる。16QAM実施例において，4つの2
ビット出力記号が符合入力記号の各7つの連続ビットに
対し与えられる。2または3ビット出力記号は通信パスを
通じた通信用に多重レベル変調される。
【００２４】多重レベル変調された出力記号は通信パス
からの受信後に比3/4または4/5の復号化アルゴリズムを
使って復号化される。2つの7ビット符合記号は64QAMモ
ード内の受信3ビット出力記号の5つの各グループに対し
与えられ，9個の連続ビットは16QAMモード内の受信2ビ
ット出力記号の5つの各グループに対し与えられる。回
復ブロックはデインターリーブされる。デインターリー
ブされたブロック内の符合記号は入力信号を回復するべ
く外部記号エラー補正符合に対応する代数記号エラー補
正アルゴリズムを使って復号化される。図示された実施
例において，外部記号エラー補正符合はリード-ソロモ
ンアルゴリズムから成る。比3/4または4/5の復号化アル
ゴリズムはビタビ復号化アルゴリズムであり，代数記号
エラー補正アルゴリズムはリード-ソロモン復号化アル
ゴリズムである。
からの受信後に比3/4または4/5の復号化アルゴリズムを
使って復号化される。2つの7ビット符合記号は64QAMモ
ード内の受信3ビット出力記号の5つの各グループに対し
与えられ，9個の連続ビットは16QAMモード内の受信2ビ
ット出力記号の5つの各グループに対し与えられる。回
復ブロックはデインターリーブされる。デインターリー
ブされたブロック内の符合記号は入力信号を回復するべ
く外部記号エラー補正符合に対応する代数記号エラー補
正アルゴリズムを使って復号化される。図示された実施
例において，外部記号エラー補正符合はリード-ソロモ
ンアルゴリズムから成る。比3/4または4/5の復号化アル
ゴリズムはビタビ復号化アルゴリズムであり，代数記号
エラー補正アルゴリズムはリード-ソロモン復号化アル
ゴリズムである。
【００２５】本発明に従って，多重レベル変調を使用し
て標準帯域幅テレビチャネル内で効率的にデジタルデー
タを通信するべく，外部記号エラー補正符合を多次元格
子符合と連接するためのエンコーダが与えられる。外部
記号エラーエンコーダは連続データブロックを生成する
べく入力信号を符号化するために与えられる。各ブロッ
クはＮ個の7ビット符合記号から成り，そのうちＭ個の
符合記号は通信すべき情報を表す。残りのＮ-Ｍ個の符
合記号はエラー補正オーバーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは1
20/126，121/127，及び122/128のうちの一つである。送
信後入力信号を回復する際バーストエラー効果を最小化
するべく，インターリーブされた順序での送信用に各ブ
ロック内の記号をインターリーブするための手段が与え
られる。該インターリーバは2n/N個のインターリーバか
ら成り，ここでＮは1から6までの整数であり，2nは分散
した最大バースト長を表す。そのようなインターリーバ
は7ビット符合記号の全ブロック(N)にわたってバースト
エラーを広げる。比3/4または4/5の畳み込みエンコーダ
は，2つの7ビット符合記号（64QAM）に対して5つの3ビ
ット出力記号を与え，または各7ビットの符合記号（16Q
AM）に対して4つの2ビット出力記号を与えるべく，ブロ
ックを畳み込んで符号化するために外部記号エラーエン
コーダと連接する。通信パスを通じた通信用に出力記号
を多重レベル変調するための手段も与えられる。
て標準帯域幅テレビチャネル内で効率的にデジタルデー
タを通信するべく，外部記号エラー補正符合を多次元格
子符合と連接するためのエンコーダが与えられる。外部
記号エラーエンコーダは連続データブロックを生成する
べく入力信号を符号化するために与えられる。各ブロッ
クはＮ個の7ビット符合記号から成り，そのうちＭ個の
符合記号は通信すべき情報を表す。残りのＮ-Ｍ個の符
合記号はエラー補正オーバーヘッドから成る。Ｍ/Ｎは1
20/126，121/127，及び122/128のうちの一つである。送
信後入力信号を回復する際バーストエラー効果を最小化
するべく，インターリーブされた順序での送信用に各ブ
ロック内の記号をインターリーブするための手段が与え
られる。該インターリーバは2n/N個のインターリーバか
ら成り，ここでＮは1から6までの整数であり，2nは分散
した最大バースト長を表す。そのようなインターリーバ
は7ビット符合記号の全ブロック(N)にわたってバースト
エラーを広げる。比3/4または4/5の畳み込みエンコーダ
は，2つの7ビット符合記号（64QAM）に対して5つの3ビ
ット出力記号を与え，または各7ビットの符合記号（16Q
AM）に対して4つの2ビット出力記号を与えるべく，ブロ
ックを畳み込んで符号化するために外部記号エラーエン
コーダと連接する。通信パスを通じた通信用に出力記号
を多重レベル変調するための手段も与えられる。
【００２６】好適実施例において，外部記号エラーエン
コーダはリード-ソロモンエンコーダから成る。変調手
段は16QAM及び64QAMの一つから成る。畳み込みエンコー
ダは格子エンコーダである。
コーダはリード-ソロモンエンコーダから成る。変調手
段は16QAM及び64QAMの一つから成る。畳み込みエンコー
ダは格子エンコーダである。
【００２７】デコーダはエンコーダにより与えられた畳
み込み符号化ブロックを復号化するために与えられる。
該デコーダは通信パスからの出力記号を受信しかつ復調
するための手段を含む。内部デコーダは7ビット符合記
号のブロックを回復すべく比3/4または4/5符合を使って
復調出力記号を復号化するために与えられる。回復ブロ
ックをデインターリーブするための手段が与えられる。
外部記号エラーデコーダは入力信号を回復するべく内部
デコーダからのブロックを復号化するための内部デコー
ダと連接する。好適実施例において，内部デコーダはビ
タビデコーダであり，外部記号エラーデコーダはリード
-ソロモンデコーダである。
み込み符号化ブロックを復号化するために与えられる。
該デコーダは通信パスからの出力記号を受信しかつ復調
するための手段を含む。内部デコーダは7ビット符合記
号のブロックを回復すべく比3/4または4/5符合を使って
復調出力記号を復号化するために与えられる。回復ブロ
ックをデインターリーブするための手段が与えられる。
外部記号エラーデコーダは入力信号を回復するべく内部
デコーダからのブロックを復号化するための内部デコー
ダと連接する。好適実施例において，内部デコーダはビ
タビデコーダであり，外部記号エラーデコーダはリード
-ソロモンデコーダである。
【００２８】デコーダは標準帯域幅テレビチャネル内で
通信されるデジタルデータを多重レベル変調するために
与えられる。通信パスからの畳み込み符号化出力記号を
受信しかつ復調するための手段が与えられる。内部デコ
ーダは，インターリーブされたブロックデータを回復す
るべく，比3/4または4/5を使って復調出力記号を復号化
するために与えられる。各ブロックはＮ個の7ビット符
合記号から成り，そのうちＭ個の符合記号は回復情報を
表す。残りのＮ-Ｍ個の符合記号はエラー補正オーバー
ヘッドから成る。Ｍ/Ｎは120/126，121/127及び122/128
の一つである。回復ブロックをデインターリーブするた
めの手段が与えられる。外部記号エラーデコーダは，送
信された情報信号を回復するべく，内部デコーダからの
ブロックを復号化するための内部デコーダと連接する。
好適実施例において，多重レベル変調デジタルデータは
16QAM及び64QAMデータのひとつである。内部デコーダは
ビタビデコーダであり，外部記号エラーデコーダはリー
ド-ソロモンデコーダである。
通信されるデジタルデータを多重レベル変調するために
与えられる。通信パスからの畳み込み符号化出力記号を
受信しかつ復調するための手段が与えられる。内部デコ
ーダは，インターリーブされたブロックデータを回復す
るべく，比3/4または4/5を使って復調出力記号を復号化
するために与えられる。各ブロックはＮ個の7ビット符
合記号から成り，そのうちＭ個の符合記号は回復情報を
表す。残りのＮ-Ｍ個の符合記号はエラー補正オーバー
ヘッドから成る。Ｍ/Ｎは120/126，121/127及び122/128
の一つである。回復ブロックをデインターリーブするた
めの手段が与えられる。外部記号エラーデコーダは，送
信された情報信号を回復するべく，内部デコーダからの
ブロックを復号化するための内部デコーダと連接する。
好適実施例において，多重レベル変調デジタルデータは
16QAM及び64QAMデータのひとつである。内部デコーダは
ビタビデコーダであり，外部記号エラーデコーダはリー
ド-ソロモンデコーダである。
【００２９】
【実施例】図１はQAMデータを通信するための連接符号
化装置を示す。送信されるデジタル情報は入力端子10を
通じてリード-ソロモンエンコーダのような記号エラー
補正コーダ12へ入力される。エンコーダ12は，ｎ=7であ
るところのＮ個の連続ｎビット符合記号16から成るブロ
ック14（ＲＳ符合語）へ情報を変換する。Ｎ個の符合記
号のうちＭ個は通信される実情報を表し，残りのＮ-Ｍ
個のパリティ記号はエラー補正の冗長さから成る。
化装置を示す。送信されるデジタル情報は入力端子10を
通じてリード-ソロモンエンコーダのような記号エラー
補正コーダ12へ入力される。エンコーダ12は，ｎ=7であ
るところのＮ個の連続ｎビット符合記号16から成るブロ
ック14（ＲＳ符合語）へ情報を変換する。Ｎ個の符合記
号のうちＭ個は通信される実情報を表し，残りのＮ-Ｍ
個のパリティ記号はエラー補正の冗長さから成る。
【００３０】外部畳み込み符合はエンコーダ12に対し使
用可能であるが，送信システム内のエラーのバースト性
質，ハードに量子化されたデータしか利用可能でないと
いう事実，及び高速符合への要求により，その記号がバ
イナリストリームのｎビットセグメントから形成される
ところのリード-ソロモン符合が外部符合として適して
いる。リード-ソロモン符合の性能はブロック内の記号
エラーの数にのみ依存するため，そのような符合はｎビ
ット記号内のバーストエラーにより乱されない。しか
し，連接装置の性能は記号エラーの長いバーストにより
著しく劣化される。したがって，インターリーバ18は，
符号化最中に記号（個別ビットに対照するものとして）
をインターリーブするべく，リード-ソロモンエンコー
ダ12の出力において与えられる。インターリーブするこ
との目的は記号エラーのバーストを終わらせることであ
る。
用可能であるが，送信システム内のエラーのバースト性
質，ハードに量子化されたデータしか利用可能でないと
いう事実，及び高速符合への要求により，その記号がバ
イナリストリームのｎビットセグメントから形成される
ところのリード-ソロモン符合が外部符合として適して
いる。リード-ソロモン符合の性能はブロック内の記号
エラーの数にのみ依存するため，そのような符合はｎビ
ット記号内のバーストエラーにより乱されない。しか
し，連接装置の性能は記号エラーの長いバーストにより
著しく劣化される。したがって，インターリーバ18は，
符号化最中に記号（個別ビットに対照するものとして）
をインターリーブするべく，リード-ソロモンエンコー
ダ12の出力において与えられる。インターリーブするこ
との目的は記号エラーのバーストを終わらせることであ
る。
【００３１】同期化情報を送信データストリームに挿入
することが所望される。これは，たとえば通信されてい
る情報データがまだ同期化情報を含んでいないところ
で，要求される。そのような場合には，リード-ソロモ
ン記号がインターリーブされた後，制御記号（同期化記
号を含む）はリード-ソロモンブロックの各フレームに
対し7ビット制御記号一つの比で端子19を通じて付加さ
れる。図示された実施例において，127または128個のリ
ード-ソロモン記号が処理されている時に制御記号のみ
が付加されるが，各リード-ソロモンブロックは126，12
7または128個のいずれかのリード-ソロモン記号から成
る。フレームはそのようなＦ個のブロックから成る。ブ
ロックが122個の情報記号及び6個のパリティ記号の128
個のリード-ソロモン記号を含むところで，Ｆ=10であ
る。各ブロックが121個の情報記号及び6個のパリティ記
号の127個のリード-ソロモン記号を含むところで，Ｆ=2
0である。
することが所望される。これは，たとえば通信されてい
る情報データがまだ同期化情報を含んでいないところ
で，要求される。そのような場合には，リード-ソロモ
ン記号がインターリーブされた後，制御記号（同期化記
号を含む）はリード-ソロモンブロックの各フレームに
対し7ビット制御記号一つの比で端子19を通じて付加さ
れる。図示された実施例において，127または128個のリ
ード-ソロモン記号が処理されている時に制御記号のみ
が付加されるが，各リード-ソロモンブロックは126，12
7または128個のいずれかのリード-ソロモン記号から成
る。フレームはそのようなＦ個のブロックから成る。ブ
ロックが122個の情報記号及び6個のパリティ記号の128
個のリード-ソロモン記号を含むところで，Ｆ=10であ
る。各ブロックが121個の情報記号及び6個のパリティ記
号の127個のリード-ソロモン記号を含むところで，Ｆ=2
0である。
【００３２】インターリーブされたリード-ソロモン記
号（必要により，制御記号を付加された）は，格子エン
コーダ20及びQAM変調器21へ入力される。変調器21の出
力はQAM星座模様の実数(I)及び虚数(Q)平面における座
標を表す記号から成る。そのような星座の１点22が図１
において記号化されている。記号は通信チャネル26を通
じて従来の送信器24により送信される。通信チャネル
は，信号がレシーバ28に受信される前にそれを汚すさま
ざまなひずみ及び遅延を導入する。結果的に，受信記号
内に含まれる座標値は厳密には送信座標値と相関せず，
それで受信ポイント30は星座模様上の実際の送信ポイン
ト22と異なる位置に至る。受信ポイントに対する正しい
位置を決定するために，及びそれによって実際の送信デ
ータと同じデータを得るために，受信データ（数１）は
QAM復調器31内で復調され，送信情報を回復するべく軟
決定(soft-decision)畳み込み復号化アルゴリズムを使
う格子デコーダ32に入力される。本発明に従うデコーダ
は以下に詳細に説明される。
号（必要により，制御記号を付加された）は，格子エン
コーダ20及びQAM変調器21へ入力される。変調器21の出
力はQAM星座模様の実数(I)及び虚数(Q)平面における座
標を表す記号から成る。そのような星座の１点22が図１
において記号化されている。記号は通信チャネル26を通
じて従来の送信器24により送信される。通信チャネル
は，信号がレシーバ28に受信される前にそれを汚すさま
ざまなひずみ及び遅延を導入する。結果的に，受信記号
内に含まれる座標値は厳密には送信座標値と相関せず，
それで受信ポイント30は星座模様上の実際の送信ポイン
ト22と異なる位置に至る。受信ポイントに対する正しい
位置を決定するために，及びそれによって実際の送信デ
ータと同じデータを得るために，受信データ（数１）は
QAM復調器31内で復調され，送信情報を回復するべく軟
決定(soft-decision)畳み込み復号化アルゴリズムを使
う格子デコーダ32に入力される。本発明に従うデコーダ
は以下に詳細に説明される。
【００３３】
【数１】 デコーダ32からの復号出力は，上記インターリーバ18と
逆効果のデインターリーバ及び制御記号を取り外す制御
記号ストリッパ34へ入力される。デインターリーブされ
たデータはオリジナル情報ビットを回復するためのリー
ド-ソロモンデコーダ36に入力される。
逆効果のデインターリーバ及び制御記号を取り外す制御
記号ストリッパ34へ入力される。デインターリーブされ
たデータはオリジナル情報ビットを回復するためのリー
ド-ソロモンデコーダ36に入力される。
【００３４】図２は本発明に従うエンコーダを示す。デ
ータビット（たとえば，図１のインターリーバ18から
の）は入力端子40を通じて従来のパーシング回路42へ入
力される。本発明の64QAM実行の特別の要求に従って，
送信されるべきインターリーブされたリード-ソロモン
データの14ビット（すなわち，IまたはQのいずれかに対
する2つの7ビットリード-ソロモン記号）の各グループ
は，ライン44上でQAMマッパー50に直接出力するための1
0個の非符号化ビットと，ライン46上で畳み込みエンコ
ーダ48へ出力するための4つの符号化ビットに分解され
る。畳み込みエンコーダ48は，ジェネレータが8進の25
及び37であるところのパンクチュア比4/5の16状態格子
符合を採用する。エンコーダ48への各入力4ビットの代
わりのそこからの出力5ビット及び非符号10ビット（パ
ーシング回路42へのIまたはQデータ入力の各14ビットの
代わりの全15ビット）は，送信用に5つの3ビット記号へ
写像するラベルとしてQAMマッパー50へ送られる。こう
して同等の2つの7ビットリード-ソロモン記号（全部で1
4ビット）は，送信された星座模様内のIまたはQに対応
する5つの3ビット64QAM記号として送信される。
ータビット（たとえば，図１のインターリーバ18から
の）は入力端子40を通じて従来のパーシング回路42へ入
力される。本発明の64QAM実行の特別の要求に従って，
送信されるべきインターリーブされたリード-ソロモン
データの14ビット（すなわち，IまたはQのいずれかに対
する2つの7ビットリード-ソロモン記号）の各グループ
は，ライン44上でQAMマッパー50に直接出力するための1
0個の非符号化ビットと，ライン46上で畳み込みエンコ
ーダ48へ出力するための4つの符号化ビットに分解され
る。畳み込みエンコーダ48は，ジェネレータが8進の25
及び37であるところのパンクチュア比4/5の16状態格子
符合を採用する。エンコーダ48への各入力4ビットの代
わりのそこからの出力5ビット及び非符号10ビット（パ
ーシング回路42へのIまたはQデータ入力の各14ビットの
代わりの全15ビット）は，送信用に5つの3ビット記号へ
写像するラベルとしてQAMマッパー50へ送られる。こう
して同等の2つの7ビットリード-ソロモン記号（全部で1
4ビット）は，送信された星座模様内のIまたはQに対応
する5つの3ビット64QAM記号として送信される。
【００３５】16QAM実行は，パーシング回路42が4つの非
符号ビット及び3つの符合ビットを1サイクルで与えるこ
とを除いて類似し，その結果QAMマッパー50は送信用の4
つの2ビット記号に写像するためのラベルとして各サイ
クル毎に全8ビットを受信する。したがって，リード-ソ
ロモン記号の7ビットが，送信される星座模様内のIまた
はQに対応する4つの2ビット16QAM記号として送信され
る。
符号ビット及び3つの符合ビットを1サイクルで与えるこ
とを除いて類似し，その結果QAMマッパー50は送信用の4
つの2ビット記号に写像するためのラベルとして各サイ
クル毎に全8ビットを受信する。したがって，リード-ソ
ロモン記号の7ビットが，送信される星座模様内のIまた
はQに対応する4つの2ビット16QAM記号として送信され
る。
【００３６】図３は本発明による64QAM格子デコーダの
実行を示したものである。受信された記号データは入力
端子60を通ってプルーナ62に入力される。プルーナ62は
送信された符号化ビットに対応するメトリックのセッ
ト，及び送信された非符号化ビットにより同定される信
号ポイントの複数の条件決定を表す複数のサブグループ
を与えるよう記録変調関数を処理する。比4/5の16状態
ビタビデコーダ68へライン66上で出力される各5つのビ
ットに対し，4つの複合化ビットがビタビデコーダの出
力で与えられる。非符号化ビットの条件決定はライン64
上で出力される。当該ビタビデコーダは以下の文献に説
明される周知技術を使って比4/5までパンクチュアされ
た比1/2デコーダである(Y. Yasudaらによる，“High-Ra
te Punctured Convolutional Codes for Soft Decision
Viterbi Decoding”IEEE Transactions on Communicat
ions, Vol. COM-32, No. 3, March, 1984, pp. 315-318
参照)。
実行を示したものである。受信された記号データは入力
端子60を通ってプルーナ62に入力される。プルーナ62は
送信された符号化ビットに対応するメトリックのセッ
ト，及び送信された非符号化ビットにより同定される信
号ポイントの複数の条件決定を表す複数のサブグループ
を与えるよう記録変調関数を処理する。比4/5の16状態
ビタビデコーダ68へライン66上で出力される各5つのビ
ットに対し，4つの複合化ビットがビタビデコーダの出
力で与えられる。非符号化ビットの条件決定はライン64
上で出力される。当該ビタビデコーダは以下の文献に説
明される周知技術を使って比4/5までパンクチュアされ
た比1/2デコーダである(Y. Yasudaらによる，“High-Ra
te Punctured Convolutional Codes for Soft Decision
Viterbi Decoding”IEEE Transactions on Communicat
ions, Vol. COM-32, No. 3, March, 1984, pp. 315-318
参照)。
【００３７】16QAM実行のためには，デコーダ68は比3/4
デコーダと交替される。デコーダへのライン66上の各4
ビット出力に対し，3つの復号化ビットが与えられる。
比3/4デコーダは周知の比3/4までパンクチュアされた比
1/2ビタビデコーダである。
デコーダと交替される。デコーダへのライン66上の各4
ビット出力に対し，3つの復号化ビットが与えられる。
比3/4デコーダは周知の比3/4までパンクチュアされた比
1/2ビタビデコーダである。
【００３８】プルーナ62は，予備計算されたメトリック
のセット及び入力値（数２）の異なるセットに対する条
件決定を含むルックアップ・テーブルを保存するプログ
ラム可能読みとり専用メモリ(PROM)のようなメモリデバ
イスから成る。（数３）値は対応する保存メトリック及
び決定を出力するべくPROMをアドレスするのに使用され
る。これは超高速プルーニング(pruning)動作を保証す
る。ビタビデコーダは，符号化ビットを復号化するべく
プルーナから受信されたメトリックの集積履歴を使用す
る。
のセット及び入力値（数２）の異なるセットに対する条
件決定を含むルックアップ・テーブルを保存するプログ
ラム可能読みとり専用メモリ(PROM)のようなメモリデバ
イスから成る。（数３）値は対応する保存メトリック及
び決定を出力するべくPROMをアドレスするのに使用され
る。これは超高速プルーニング(pruning)動作を保証す
る。ビタビデコーダは，符号化ビットを復号化するべく
プルーナから受信されたメトリックの集積履歴を使用す
る。
【００３９】
【数２】
【数３】 図３に図示された実施例において，プルーナ62から出力
されたメトリックは図２のエンコーダ内のライン46上で
出力される各単一ビットに対応する単一ビットを回復す
るべくデコーダ68により復号化される。これらのビット
は，ライン46上での4つの符号化ビットの各セットに対
応する5つの符号化ビットを再作成するべく比4/5の16状
態畳み込みエンコーダ70（図２のエンコーダ48と同一
の）により再符号化される。再符号化ビットは，サブグ
ループがデコーダ68により導入された遅延と同じ時間だ
け遅延バッファにより遅延された後，プルーナから出力
された硬(hard)決定を選択するべくセレクタ74により使
用される。選択された硬決定は，格子復号出力を与える
べくシリアライザ76内のデコーダ68からの回復ビットと
結合される。16QAM実施例に対し，エンコーダ70は，ラ
イン46上の3つの符号化ビットの各セットに対応する4つ
の符号化ビットを再作成するべく使用される比3/4の畳
み込みエンコーダである。
されたメトリックは図２のエンコーダ内のライン46上で
出力される各単一ビットに対応する単一ビットを回復す
るべくデコーダ68により復号化される。これらのビット
は，ライン46上での4つの符号化ビットの各セットに対
応する5つの符号化ビットを再作成するべく比4/5の16状
態畳み込みエンコーダ70（図２のエンコーダ48と同一
の）により再符号化される。再符号化ビットは，サブグ
ループがデコーダ68により導入された遅延と同じ時間だ
け遅延バッファにより遅延された後，プルーナから出力
された硬(hard)決定を選択するべくセレクタ74により使
用される。選択された硬決定は，格子復号出力を与える
べくシリアライザ76内のデコーダ68からの回復ビットと
結合される。16QAM実施例に対し，エンコーダ70は，ラ
イン46上の3つの符号化ビットの各セットに対応する4つ
の符号化ビットを再作成するべく使用される比3/4の畳
み込みエンコーダである。
【００４０】復号化出力は，外部デコーダによりさらに
改良される小さな記号エラー率を示す。したがって，デ
インタリーバ34及びリード-ソロモン外部デコーダ36に
よる更なる復号化出力の処理は，オリジナル情報ビット
の回復ように使用される。与えられた入力記号エラー率
で時間ｔエラー補正のリード-ソロモン符合に対する出
力ビットエラー率の見積もりは，上記米国特許第5,233,
629号に示されるような周知技術により簡単に計算され
る。
改良される小さな記号エラー率を示す。したがって，デ
インタリーバ34及びリード-ソロモン外部デコーダ36に
よる更なる復号化出力の処理は，オリジナル情報ビット
の回復ように使用される。与えられた入力記号エラー率
で時間ｔエラー補正のリード-ソロモン符合に対する出
力ビットエラー率の見積もりは，上記米国特許第5,233,
629号に示されるような周知技術により簡単に計算され
る。
【００４１】本発明はQAM装置に対する連接符号化の最
適な組み合わせを与える。装置のパラメータは，リード
-ソロモンブロックサイズＭ，リード-ソロモンブロック
内の記号数Ｎ，及び格子符号化比ｐ/ｑを含む。本発明
に従うＮ，Ｍ，ｐ及びｑの特定の組み合わせは，実質的
かつ驚くべき長所を生み，特に改良符号化利得，低コス
ト前方エラー補正(FEC)及びクロック回路，改良された
記号速度及び帯域幅，情報クロックとの簡略化インタフ
ェースを与える能力において，並びにこれらの長所を64
QAMと16QAM通信法の両方に対し与える能力において，有
利である。
適な組み合わせを与える。装置のパラメータは，リード
-ソロモンブロックサイズＭ，リード-ソロモンブロック
内の記号数Ｎ，及び格子符号化比ｐ/ｑを含む。本発明
に従うＮ，Ｍ，ｐ及びｑの特定の組み合わせは，実質的
かつ驚くべき長所を生み，特に改良符号化利得，低コス
ト前方エラー補正(FEC)及びクロック回路，改良された
記号速度及び帯域幅，情報クロックとの簡略化インタフ
ェースを与える能力において，並びにこれらの長所を64
QAMと16QAM通信法の両方に対し与える能力において，有
利である。
【００４２】本発明により与えられる特定のパラメータ
は，120/126（付加的同期化制御記号なしで），121/127
またはQAMレベルに依存する4/5または3/4の格子符号化
比(p/q)を有する122/128のいずれかのリード−ソロモン
比(M/N)である。この格子符号化比は標準比1/2の格子符
合をパンクチュアさせることにより与えられる。(B,N)
によりパラメータ化された畳み込みインタリーバの使用
はまた有利であり，たとえばＢ=32は最大バースト長で
あり，Ｎ=128はインタリーブされたリード−ソロモンブ
ロックの分割数である。本発明にしたがって，Ｎはまた
リード-ソロモンブロックサイズ（たとえば，1ブロック
当たり128または127個の7ビットのリード-ソロモン記
号）である。
は，120/126（付加的同期化制御記号なしで），121/127
またはQAMレベルに依存する4/5または3/4の格子符号化
比(p/q)を有する122/128のいずれかのリード−ソロモン
比(M/N)である。この格子符号化比は標準比1/2の格子符
合をパンクチュアさせることにより与えられる。(B,N)
によりパラメータ化された畳み込みインタリーバの使用
はまた有利であり，たとえばＢ=32は最大バースト長で
あり，Ｎ=128はインタリーブされたリード−ソロモンブ
ロックの分割数である。本発明にしたがって，Ｎはまた
リード-ソロモンブロックサイズ（たとえば，1ブロック
当たり128または127個の7ビットのリード-ソロモン記
号）である。
【００４３】本発明に従って使用される特定のパラメー
タは格子符号化QAMを使ってデジタルデータを通信する
ための装置のエンコーダ及びデコーダ部分内で使用され
るさまざまなクロック間の非常に有利な関係を与える。
一つの可能な実行において，記号格子符合ごとの5.6ビ
ットは，以下に示すクロックトリー内の小さな整数を与
えるべく，個々に拡張された（122，128）リード-ソロ
モン符合と結合される。
タは格子符号化QAMを使ってデジタルデータを通信する
ための装置のエンコーダ及びデコーダ部分内で使用され
るさまざまなクロック間の非常に有利な関係を与える。
一つの可能な実行において，記号格子符合ごとの5.6ビ
ットは，以下に示すクロックトリー内の小さな整数を与
えるべく，個々に拡張された（122，128）リード-ソロ
モン符合と結合される。
【００４４】
【表１】 表１から，64QAM実施例に対し，装置クロックｆ
clockは，正確にQAM記号クロックｆbaudの16倍であり，
正確に入力データクロックｆinfoの6倍であり，かつ正
確にリード−ソロモン記号クロックｆRSの40倍である。
さらにｆbaud/ｆinfo=3/8である。格子コーダへ入力さ
れる（全14ビット）7ビットリード-ソロモン記号入力の
各ペアに対し5つの3ビット出力記号（全15ビット）を与
えるための比4/5の格子符合の使用は，64QAMに対し記号
格子符合ごとに5.6ビットを有する整数関係を可能にす
る。特に，(ｆclock/ｆinfo)×(14/15)=5.6であり，こ
こで(ｆclock/ｆinfo)=6である。マスタークロック，入
力データ速度及びQAM記号時間間隔の間の小さい整数関
係（6，16）は，単一位相ロックループを使用する50％
の使用率を伴う必要クロックを与えることを容易にす
る。
clockは，正確にQAM記号クロックｆbaudの16倍であり，
正確に入力データクロックｆinfoの6倍であり，かつ正
確にリード−ソロモン記号クロックｆRSの40倍である。
さらにｆbaud/ｆinfo=3/8である。格子コーダへ入力さ
れる（全14ビット）7ビットリード-ソロモン記号入力の
各ペアに対し5つの3ビット出力記号（全15ビット）を与
えるための比4/5の格子符合の使用は，64QAMに対し記号
格子符合ごとに5.6ビットを有する整数関係を可能にす
る。特に，(ｆclock/ｆinfo)×(14/15)=5.6であり，こ
こで(ｆclock/ｆinfo)=6である。マスタークロック，入
力データ速度及びQAM記号時間間隔の間の小さい整数関
係（6，16）は，単一位相ロックループを使用する50％
の使用率を伴う必要クロックを与えることを容易にす
る。
【００４５】16QAM実施例に対し，ｆclockはｆbaudの6
から2/3倍であり，ｆinfoの4倍である。さらにｆbaud/
ｆinfo=3/5である。格子コーダへ入力される各7ビット
リード-ソロモン記号に対し4つの2ビット出力記号（全8
ビット）を与えるための比3/4の格子符合の使用は，記
号格子符合ごとに3.5ビットを有する整数関係を可能に
する。特に，(ｆclock/ｆinfo)×(7/8)=3.5であり，こ
こで(ｆclock/ｆinfo)=4である。
から2/3倍であり，ｆinfoの4倍である。さらにｆbaud/
ｆinfo=3/5である。格子コーダへ入力される各7ビット
リード-ソロモン記号に対し4つの2ビット出力記号（全8
ビット）を与えるための比3/4の格子符合の使用は，記
号格子符合ごとに3.5ビットを有する整数関係を可能に
する。特に，(ｆclock/ｆinfo)×(7/8)=3.5であり，こ
こで(ｆclock/ｆinfo)=4である。
【００４６】本発明にしたがって，各リード-ソロモン
ブロックはＮ個の7ビット符号化記号から成り，そのう
ちＭ個の符号化記号は通信されるべき情報を表す。残り
のＮ-Ｍ個の符号化記号は特にパリティ情報であるエラ
ー補正冗長から成る。したがって，128個の記号リード-
ソロモンブロックに対し，122個の記号が実通信情報を
移送し，残りの6個の記号がレシーバでの使用のための
パリティ情報を与える。
ブロックはＮ個の7ビット符号化記号から成り，そのう
ちＭ個の符号化記号は通信されるべき情報を表す。残り
のＮ-Ｍ個の符号化記号は特にパリティ情報であるエラ
ー補正冗長から成る。したがって，128個の記号リード-
ソロモンブロックに対し，122個の記号が実通信情報を
移送し，残りの6個の記号がレシーバでの使用のための
パリティ情報を与える。
【００４７】121/127または122/128のリード-ソロモン
比の使用は，デインターリーバを同期させる際のレシー
バによる使用のための同期化記号の付与を容易にする。
これらの実施例において，7ビット制御記号が，インタ
ーリーバと同期する際にＦ個のリード-ソロモンブロッ
クのそれぞれに対し挿入される。該制御記号は，格子デ
コーダから出力された後，連続リード-ソロモンブロッ
クの開始を決定しかつデインターリーバを同期化するべ
く，レシーバにより使用される同期化記号を含む。たと
えば，リード-ソロモン比として122/128が使用される
際，ひとつの制御記号が各1280個の符号化リード-ソロ
モン記号（Ｆ=10）に対し挿入される。リード-ソロモン
比として121/127が使用される際，ひとつの制御記号が
各2540個の符号化リード-ソロモン記号（Ｆ=20）に対し
付加される。Ｆはリード-ソロモン記号のフレームのサ
イズ（ブロック内の）を定義する。ＮＦはフレームごと
の記号数を定義する。したがって，122/128のリード-ソ
ロモン比に対して，フレームごとに128×10=1280個の記
号が存在する。121/127のリード-ソロモン比に対して，
フレームごとに127×20=2540個の記号が存在する。
比の使用は，デインターリーバを同期させる際のレシー
バによる使用のための同期化記号の付与を容易にする。
これらの実施例において，7ビット制御記号が，インタ
ーリーバと同期する際にＦ個のリード-ソロモンブロッ
クのそれぞれに対し挿入される。該制御記号は，格子デ
コーダから出力された後，連続リード-ソロモンブロッ
クの開始を決定しかつデインターリーバを同期化するべ
く，レシーバにより使用される同期化記号を含む。たと
えば，リード-ソロモン比として122/128が使用される
際，ひとつの制御記号が各1280個の符号化リード-ソロ
モン記号（Ｆ=10）に対し挿入される。リード-ソロモン
比として121/127が使用される際，ひとつの制御記号が
各2540個の符号化リード-ソロモン記号（Ｆ=20）に対し
付加される。Ｆはリード-ソロモン記号のフレームのサ
イズ（ブロック内の）を定義する。ＮＦはフレームごと
の記号数を定義する。したがって，122/128のリード-ソ
ロモン比に対して，フレームごとに128×10=1280個の記
号が存在する。121/127のリード-ソロモン比に対して，
フレームごとに127×20=2540個の記号が存在する。
【００４８】制御記号が格子デコーダの後に適正な順序
で現れるために，それらは連続フレーム内の同じ記号位
置に挿入される。フレーム内のブロック数(F)及び挿入
されたオーバーヘッド記号数(S)の合計（すなわち，Ｆ+
Ｓ）は，インターリーブする深さIにより割り切れる。
したがって，Ｎが記号のリード-ソロモンブロックサイ
ズであるなら，Ｓは同期化及びパイプライン（すなわ
ち，制御）記号の数である。64QAMに対して，
で現れるために，それらは連続フレーム内の同じ記号位
置に挿入される。フレーム内のブロック数(F)及び挿入
されたオーバーヘッド記号数(S)の合計（すなわち，Ｆ+
Ｓ）は，インターリーブする深さIにより割り切れる。
したがって，Ｎが記号のリード-ソロモンブロックサイ
ズであるなら，Ｓは同期化及びパイプライン（すなわ
ち，制御）記号の数である。64QAMに対して，
【数４】 16QAMに対して，
【数５】 Ｆ及びＳは，入力データ比と与えられたリード-ソロモ
ン比に対し所望されるQAM記号時間間隔との間の厳密な
関係を与えるのに必要なように調節可能である。デコー
ダにおいて，制御記号は格子デコーダからの記号がリー
ド-ソロモンデコーダに入力される前に除去される。
ン比に対し所望されるQAM記号時間間隔との間の厳密な
関係を与えるのに必要なように調節可能である。デコー
ダにおいて，制御記号は格子デコーダからの記号がリー
ド-ソロモンデコーダに入力される前に除去される。
【００４９】同期化記号が挿入された複数のリード-ソ
ロモンブロックの特定の実施例が図５に示されている。
この実行において，スーパーフレーム100は全60個のリ
ード-ソロモンブロックに対し，6つの10ブロックフレー
ムを含む。各リード-ソロモンブロック106，108...110
は，ブロックあたり全128個のリード-ソロモン記号に対
し，122個の情報記号から成る情報部分102及び6つのパ
リティ記号から成るパリティ部分104を含む。一つの制
御記号は10ブロックの各フレームに対し与えられる。し
たがって，6フレーム（60ブロック）のリード-ソロモン
記号に対し，全6つの制御記号112が与えられる。これ
は，スーパーフレームあたり全53,760個のリード-ソロ
モンビット(128×7×60)及び42個の制御ビット(6×7)，
またはスーパーフレームあたり7,686個の記号に言い換
えられる。
ロモンブロックの特定の実施例が図５に示されている。
この実行において，スーパーフレーム100は全60個のリ
ード-ソロモンブロックに対し，6つの10ブロックフレー
ムを含む。各リード-ソロモンブロック106，108...110
は，ブロックあたり全128個のリード-ソロモン記号に対
し，122個の情報記号から成る情報部分102及び6つのパ
リティ記号から成るパリティ部分104を含む。一つの制
御記号は10ブロックの各フレームに対し与えられる。し
たがって，6フレーム（60ブロック）のリード-ソロモン
記号に対し，全6つの制御記号112が与えられる。これ
は，スーパーフレームあたり全53,760個のリード-ソロ
モンビット(128×7×60)及び42個の制御ビット(6×7)，
またはスーパーフレームあたり7,686個の記号に言い換
えられる。
【００５０】好適実施例において，6つの制御記号のう
ち4つが同期化記号である。該4つの同期化記号はデコー
ダでの検出に対し28ビットの同期化パターンを与える。
2つの異なる28ビット同期化パターンが与えられる。一
つはIチャネル用に使用され，他はQチャネル用に使用さ
れる。デコーダは，スーパーフレームが付属するチャネ
ル（IまたはＱ）同様に各スーパーフレームのエンドを
決定する際に使用するこれらのパターンを探す。各スー
パーフレーム内の残り2つの制御記号は，装置が64QAMま
たは16QAMのいずれを使用しているかを識別するために
パリティ用に使用される。
ち4つが同期化記号である。該4つの同期化記号はデコー
ダでの検出に対し28ビットの同期化パターンを与える。
2つの異なる28ビット同期化パターンが与えられる。一
つはIチャネル用に使用され，他はQチャネル用に使用さ
れる。デコーダは，スーパーフレームが付属するチャネ
ル（IまたはＱ）同様に各スーパーフレームのエンドを
決定する際に使用するこれらのパターンを探す。各スー
パーフレーム内の残り2つの制御記号は，装置が64QAMま
たは16QAMのいずれを使用しているかを識別するために
パリティ用に使用される。
【００５１】もし必要なら，付加的制御記号がスーパー
フレームのサイズを増加させることにより付加される。
各付加的制御記号に対し，リード-ソロモン記号の他の1
0ブロックフレームはスーパーフレームに付加される。
フレームのサイズを増加させることにより付加される。
各付加的制御記号に対し，リード-ソロモン記号の他の1
0ブロックフレームはスーパーフレームに付加される。
【００５２】デコーダにおいて，すべてのパリティ記号
及び制御記号は情報データの更なる処理の前に，スーパ
ーフレームから取り除かれる。一度キャリア回復同期が
達成されると，格子デコーダはパンクチュア状態のあい
まいさを決定する。したがって，調査工程は28ビット同
期化符合を同定するように約束される。一度この工程が
完了すると，フレーム同期化は同期のために各スーパー
フレームに送信された4つの7ビット記号を検出すること
により達成される。同期化パターンは，周知技術によ
り，記号に基づいたそれ自身のシフト変化及び他の入射
波形の予想可能セクションとあまり相互関係がないよう
に設計される。
及び制御記号は情報データの更なる処理の前に，スーパ
ーフレームから取り除かれる。一度キャリア回復同期が
達成されると，格子デコーダはパンクチュア状態のあい
まいさを決定する。したがって，調査工程は28ビット同
期化符合を同定するように約束される。一度この工程が
完了すると，フレーム同期化は同期のために各スーパー
フレームに送信された4つの7ビット記号を検出すること
により達成される。同期化パターンは，周知技術によ
り，記号に基づいたそれ自身のシフト変化及び他の入射
波形の予想可能セクションとあまり相互関係がないよう
に設計される。
【００５３】本発明による特定の実施例はケーブルテレ
ビ環境での使用に対し特に適用される。この環境におい
て，ホワイトノイズ，非等化(unequalized)エコー，フ
ェーズノイズ，固定計算エラー，及びすべての実行ロス
の全干渉は，23〜24dBのホワイトノイズと等価である。
この条件の下，64QAM方法は記号エラーの確率として約1
×10-3を生成する。よりよい記号エラー性能を達成する
ために，15分に一度のエラー発生のような約7dBの符号
化利得が要求される。本発明の連接符号化法がそのよう
な利得を与える。
ビ環境での使用に対し特に適用される。この環境におい
て，ホワイトノイズ，非等化(unequalized)エコー，フ
ェーズノイズ，固定計算エラー，及びすべての実行ロス
の全干渉は，23〜24dBのホワイトノイズと等価である。
この条件の下，64QAM方法は記号エラーの確率として約1
×10-3を生成する。よりよい記号エラー性能を達成する
ために，15分に一度のエラー発生のような約7dBの符号
化利得が要求される。本発明の連接符号化法がそのよう
な利得を与える。
【００５４】レシーバにおいて，ビタビデコーダは軟決
定及び良好な符号化利得を与える。リード-ソロモンデ
コーダはさらに記号エラー確率を減少させる。4/5また
は3/4の格子符号化及び122/128（または120/126または1
21/127）リード-ソロモン連接符号化の付与は，16状態
ビタビデコーダに対し7.2dBの符号化利得を与える。21.
5dBのキャリア対ノイズ比（C/N）に対し，リード-ソロ
モンブロックエラーの確率は2×10-8である。連接符号
化は，t=5のリード-ソロモンのみの符号化より約2.5dB
大きな符号化利得を与える。上記のように，比4/5のビ
タビデコーダで，入力データの各5つの記号（15ビッ
ト）は64QAM実行におけるリード-ソロモンデータの2つ
の記号（14ビット）を生成する。これは，装置クロッ
ク，入力データ速度及びQAM記号時間間隔の間の上記整
数関係を与えることにより，クロック回路を単純化す
る。リード-ソロモンデコーダのクロックは，2.0MHzの
クロック速度に達するようメインクロックを40で割るこ
とによって引き出される。比3/4(16QAM)のビタビデコー
ダに対し，入力データの各4つの記号(8ビット)がリード
-ソロモンデータの一つの記号(7ビット)を生成する。
定及び良好な符号化利得を与える。リード-ソロモンデ
コーダはさらに記号エラー確率を減少させる。4/5また
は3/4の格子符号化及び122/128（または120/126または1
21/127）リード-ソロモン連接符号化の付与は，16状態
ビタビデコーダに対し7.2dBの符号化利得を与える。21.
5dBのキャリア対ノイズ比（C/N）に対し，リード-ソロ
モンブロックエラーの確率は2×10-8である。連接符号
化は，t=5のリード-ソロモンのみの符号化より約2.5dB
大きな符号化利得を与える。上記のように，比4/5のビ
タビデコーダで，入力データの各5つの記号（15ビッ
ト）は64QAM実行におけるリード-ソロモンデータの2つ
の記号（14ビット）を生成する。これは，装置クロッ
ク，入力データ速度及びQAM記号時間間隔の間の上記整
数関係を与えることにより，クロック回路を単純化す
る。リード-ソロモンデコーダのクロックは，2.0MHzの
クロック速度に達するようメインクロックを40で割るこ
とによって引き出される。比3/4(16QAM)のビタビデコー
ダに対し，入力データの各4つの記号(8ビット)がリード
-ソロモンデータの一つの記号(7ビット)を生成する。
【００５５】本発明の装置において，全送信比は，64QA
M実施例に対する情報比である9/8及び16QAM実施例に対
する情報比である6/5である。これらの比は上記単純な
整数関係を伴ってさらにクロック設計を単純化する。
M実施例に対する情報比である9/8及び16QAM実施例に対
する情報比である6/5である。これらの比は上記単純な
整数関係を伴ってさらにクロック設計を単純化する。
【００５６】本発明の特定の64QAM実施例内のさまざま
なクロック信号間の関係が図４に示されている。この図
は4/5比の格子及び121/127リード-ソロモン比を使用す
る，レシーバに与えられる記号デコーダの主な要素を示
す。マスタークロック80は80.0MHzの周波数で動作す
る。このクロックは13.333MHzの入力データ速度を生成
するべくデバイダ88内で6で割られ，当該クロックは前
方エラー補正ユニット94のリード-ソロモンデコーダ92
により使用される。マスタークロックの16分の1である
（すなわち，5.0MHz）QAM記号時間間隔クロックは，前
方エラー補正ユニット94の格子デコーダユニット90に印
加される。マスタークロック周波数と，フロントエンド
64QAM復調器82，バックエンド64QAM復調器及びレシーバ
の適応イコライザ86との間にまた単純な関係が与えられ
る。特に，クロック80を4で割れば20.0MHzクロックを与
え，8で割れば10.0MHzクロックを与え，及び40で割れば
2.0MHzクロックを与える。同様の関係がここに議論され
ている16QAM実施例にも生じる。
なクロック信号間の関係が図４に示されている。この図
は4/5比の格子及び121/127リード-ソロモン比を使用す
る，レシーバに与えられる記号デコーダの主な要素を示
す。マスタークロック80は80.0MHzの周波数で動作す
る。このクロックは13.333MHzの入力データ速度を生成
するべくデバイダ88内で6で割られ，当該クロックは前
方エラー補正ユニット94のリード-ソロモンデコーダ92
により使用される。マスタークロックの16分の1である
（すなわち，5.0MHz）QAM記号時間間隔クロックは，前
方エラー補正ユニット94の格子デコーダユニット90に印
加される。マスタークロック周波数と，フロントエンド
64QAM復調器82，バックエンド64QAM復調器及びレシーバ
の適応イコライザ86との間にまた単純な関係が与えられ
る。特に，クロック80を4で割れば20.0MHzクロックを与
え，8で割れば10.0MHzクロックを与え，及び40で割れば
2.0MHzクロックを与える。同様の関係がここに議論され
ている16QAM実施例にも生じる。
【００５７】ここに本発明は，ほぼ6MHzの帯域幅のテレ
ビチャネル内でデジタルデータを通信する際に使用する
べく，外部記号エラー補正符合をパンクチュア多次元格
子符合と連接するための最適な方法を与える。エンコー
ダ及びデコーダ装置が該方法をもたらすために与えられ
る。本発明の方法及び装置は，低コストのデコーダが要
求されるケーブルテレビ通信パスを通じてデジタルテレ
ビ信号を通信する際に特に有用である。連接符号化法に
対し本発明により与えられる特定のパラメータは，符号
化利得を改善し，さまざまな必要なクロック間に単純な
整数関係を与えることにより回路のコストを減少させ，
しかも64及び16QAM実行の両方に対し作用する。
ビチャネル内でデジタルデータを通信する際に使用する
べく，外部記号エラー補正符合をパンクチュア多次元格
子符合と連接するための最適な方法を与える。エンコー
ダ及びデコーダ装置が該方法をもたらすために与えられ
る。本発明の方法及び装置は，低コストのデコーダが要
求されるケーブルテレビ通信パスを通じてデジタルテレ
ビ信号を通信する際に特に有用である。連接符号化法に
対し本発明により与えられる特定のパラメータは，符号
化利得を改善し，さまざまな必要なクロック間に単純な
整数関係を与えることにより回路のコストを減少させ，
しかも64及び16QAM実行の両方に対し作用する。
【００５８】発明は特定の実施例について説明されてき
たが，特許請求の範囲に記載された思想及び態様から離
れることなく，さまざまな応用及び変形が可能であるこ
とは当業者の知るところである。
たが，特許請求の範囲に記載された思想及び態様から離
れることなく，さまざまな応用及び変形が可能であるこ
とは当業者の知るところである。
【図１】図１は連接符号化を採用するQAM送信装置のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】本発明に従った格子エンコーダのブロック図で
ある。
ある。
【図３】本発明に従った格子デコーダのブロック図であ
る。
る。
【図４】さまざまなレシーバクロック信号間の整数関係
を表す本発明の特定の実施例のレシーバ部分のブロック
図である。
を表す本発明の特定の実施例のレシーバ部分のブロック
図である。
【図５】本発明に従って，外部記号エラー補正符合によ
り制御記号が挿入された状態でのスーパーフレームのブ
ロックの略示図である。
り制御記号が挿入された状態でのスーパーフレームのブ
ロックの略示図である。
10 入力信号 12 外部記号エラー補正符合 18 インターリーバ 19 制御記号 20 内部格子符合 21 多重レベル変調器 26 通信パス 32 格子デコーダ 34 デインターリーバ 36 外部記号エラーデコーダ
フロントページの続き (72)発明者 クリス・ヘーガード アメリカ合衆国ニューヨーク州イットハ カ、アールディーナンバー２、ウッドラ ンド・ロード４ (56)参考文献 特開 平５−327787（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/34 H03M 13/00 H04L 27/00 H04N 7/015 H04N 7/24
Claims (21)
- 【請求項１】 標準帯域幅のテレビチャネル内でデジタ
ルデータを通信する際に使用するべく，外部記号エラー
補正符合を多次元格子符合と連接するための方法であっ
て， 連続ブロックを生成するべく前記外部記号エラー補正符
合を使って入力信号を符号化する段階であって，各ブロ
ックはＮ個の7ビット符号化記号から成り，その内Ｍ個
の符号化記号は通信されるべき情報を表し，残りのＮ-
Ｍ個の符号化記号はＭ/Ｎが120/126，121/127，及び122
/128のひとつであるところのエラー補正情報から成ると
ころの符号化段階と， 送信後に入力信号を回復する際，バーストエラーの効果
を最小化するべくインターリーブされた順序で送信する
ために前記ブロック内の記号をインターリーブする段階
と， 出力記号を与えるべく比4/5または3/4の内部格子符合を
使って前記ブロックを畳み込んで符号化する段階と， 通信パスを通じて送信するために出力記号を多重レベル
変調する段階と，から成り 、前記多重レベル変調段階は64QAM星座のI及びQ成分で前
記出力記号を変調し， 前記内部格子符合は，前記I及びQ成分で変調するために
2つの前記7ビット符号化記号から5つの3ビット出力記号
を与える， ところの方法。 - 【請求項２】 標準帯域幅のテレビチャネル内でデジタ
ルデータを通信する際に使用するべく，外部記号エラー
補正符合を多次元格子符合と連接するための方法であっ
て， 連続ブロックを生成するべく前記外部記号エラー補正符
合を使って入力信号を符号化する段階であって，各ブロ
ックはＮ個の7ビット符号化記号から成り，その内Ｍ個
の符号化記号は通信されるべき情報を表し，残りのＮ-
Ｍ個の符号化記号はＭ/Ｎが120/126，121/127，及び122
/128のひとつであるところのエラー補正情報から成ると
ころの符号化段階と， 送信後に入力信号を回復する際，バーストエラーの効果
を最小化するべくイン ターリーブされた順序で送信する
ために前記ブロック内の記号をインターリーブする段階
と， 出力記号を与えるべく比4/5または3/4の内部格子符合を
使って前記ブロックを畳み込んで符号化する段階と， 通信パスを通じて送信するために出力記号を多重レベル
変調する段階と， から成り、 前記多重レベル変調段階は16QAM星座のI及びQ成分で前
記出力記号を変調し， 前記内部格子符合は，前記I及びQ成分で変調するために
１つの前記7ビット符号化記号から４つの２ビット出力
記号を与える， ところの方法。 - 【請求項３】 請求項１または２に記載の方法であっ
て，前記外部記号エラー補正符号はリード-ソロモンア
ルゴリズムから成る，ところの方法。 - 【請求項４】 請求項１から３のひとつに従って与えら
れた多重レベル変調出力記号を復号化するための方法で
あって， 前記通信パスからの前記出力記号を受信しかつ復調する
段階と， 7ビット符号化記号の前記ブロックを回復するべく，比4
/5または3/4の復号化アルゴリズムを使って，復調され
た出力記号を復号化する段階と， 回復されたブロックをデインターリーブする段階と， 前記入力信号を回復するべく，前記外部記号エラー補正
符合に対応する代数記号エラー補正アルゴリズムを使っ
て，デインターリーブされたブロック内の7ビット符号
化記号を復号化する段階と， から成る方法。 - 【請求項５】 請求項４に記載の方法であって， 前記外部記号エラー補正符合はリード-ソロモンアルゴ
リズムから成り， 前記復号化アルゴリズムがビタビ復号化アルゴリズムで
あり， 前記代数記号エラー補正アルゴリズムはリード-ソロモ
ン復号化アルゴリズムである， ところの方法。 - 【請求項６】 前記デジタル情報が，前記標準帯域幅テ
レビチャネル内で同期化データを含む制御データと連結
されるところの請求項１から５のひとつに記載の方法で
あって，さらにＭ/Ｎが122/128のとき10個のブロックの
各フレームに対し7ビット制御記号を与える段階であっ
て，前記制御記号の付加が実情報に対するＭ/Ｎ比率を
送信データ比率の120/126まで効果的に下げるところの
段階と， から成り， 前記制御記号は前記畳み込み符号化段階の間に前記ブロ
ックとともに畳み込んで符号化される， ところの方法。 - 【請求項７】 前記デジタル情報が，前記標準帯域幅テ
レビチャネル内で同期化データを含む制御データと連結
されるところの請求項１から５のひとつに記載の方法で
あって，さらにＭ/Ｎが121/127のとき20個のブロックの
各フレームに対し7ビット制御記号を与える段階であっ
て，前記制御記号の付加が実情報に対するＭ/Ｎ比率を
送信データ比率の120/126まで効果的に下げるところの
段階と， から成る方法。 - 【請求項８】 請求項６または７のひとつに従って与え
られた多重レベル変調出力記号を復号化するための方法
であって， 前記通信パスからの前記出力記号を受信しかつ復調する
段階と， 7ビット符号化記号及び前記制御記号の前記ブロックを
回復するべく，比4/5または3/4の復号化アルゴリズムを
使って，復調された出力記号を復号化する段階と， 前記制御記号を前記回復されたブロックから取り除く段
階と， 前記制御記号がそこから除去された後，回復されたブロ
ックをデインターリーブする段階と， 前記入力信号を回復するべく，前記外部記号エラー補正
符合に対応する代数記号エラー補正アルゴリズムを使っ
て，デインターリーブされたブロック内の7ビット符号
化記号を前記制御記号に応答して復号化する段階と， から成る方法。 - 【請求項９】 多重レベル変調を使って，標準帯域幅テ
レビチャネル内でデジタルデータを効率的に通信するべ
く，外部記号エラー補正符合を多次元格子符合と連接す
るためのエンコーダであって， 連続データブロックを生成するべく入力信号を符号化す
るための外部記号エラーエンコーダであって，各ブロッ
クはＮ個の7ビット符号化記号から成り，その内Ｍ個の
符号化記号は通信されるべき情報を表し，残りのＮ-Ｍ
個の符号化記号はＭ/Ｎが120/126，121/127，及び122/1
28のひとつであるところのエラー補正オーバーヘッドか
ら成る外部記号エラーエンコーダと， 送信後に入力信号を回復する際，バーストエラーの効果
を最小化するべくインターリーブされた順序で送信する
ために前記ブロック内の記号をインターリーブするため
の手段と， 出力記号を与えるべく前記ブロックを畳み込んで符号化
するための前記外部記号エラーエンコーダと連接された
比4/5または3/4の格子エンコーダと， 通信パスを通じて送信するために出力記号を多重レベル
変調するための手段と，から成り、 前記変調手段は64QAM星座のI及びQ成分で前記出力記号
を変調し， 前記格子エンコーダは，前記I及びQ成分で変調するため
に2つの前記7ビット符号化記号から5つの3ビット出力記
号を与える， ところのエンコーダ。 - 【請求項１０】 多重レベル変調を使って，標準帯域幅
テレビチャネル内でデジタルデータを効率的に通信する
べく，外部記号エラー補正符合を多次元格子符合と連接
するためのエンコーダであって， 連続データブロックを生成するべく入力信号を符号化す
るための外部記号エラーエンコーダであって，各ブロッ
クはＮ個の7ビット符号化記号から成り，その内Ｍ個の
符号化記号は通信されるべき情報を表し，残りのＮ-Ｍ
個の符号化記号はＭ/Ｎが120/126，121/127，及び122/1
28のひとつであるところのエラー補正オーバーヘッドか
ら成る外部記号エラーエンコーダと， 送信後に入力信号を回復する際，バーストエラーの効果
を最小化するべくイン ターリーブされた順序で送信する
ために前記ブロック内の記号をインターリーブするため
の手段と， 出力記号を与えるべく前記ブロックを畳み込んで符号化
するための前記外部記号エラーエンコーダと連接された
比4/5または3/4の格子エンコーダと， 通信パスを通じて送信するために出力記号を多重レベル
変調するための手段と， から成り、 前記変調手段は16QAM星座のI及びQ成分で前記出力記号
を変調し， 前記格子エンコーダは，前記I及びQ成分で変調するため
に1つの前記7ビット符号化記号から4つの2ビット出力記
号を与える， ところのエンコーダ。 - 【請求項１１】 請求項９または１０に記載のエンコー
ダであって，前記外部記号エラーエンコーダはリード-
ソロモンエンコーダから成るところのエンコーダ。 - 【請求項１２】 前記デジタル情報が，前記標準帯域幅
テレビチャネル内で同期化データを含む制御データと連
結されるところの請求項９から１１のひとつに記載のエ
ンコーダであって，さらにＭ/Ｎが122/128のとき10個の
ブロックの各フレームに対し7ビット制御記号を与える
ための手段であって，前記制御記号の付加が実情報に対
するＭ/Ｎ比率を送信データ比率の120/126まで効果的に
下げるところの手段と， から成り， 前記制御記号は前記格子エンコーダ内の前記ブロックと
ともに畳み込んで符号化される， ところのエンコーダ。 - 【請求項１３】 前記デジタル情報が，前記標準帯域幅
テレビチャネル内で同期化データを含む制御データと連
結されるところの請求項９から１１のひとつに記載のエ
ンコーダであって，さらにＭ/Ｎが121/127のとき20個の
ブロックの各フレームに対し7ビット制御記号を与える
ための手段であって，前記制御記号の付加が実情報に対
するＭ/Ｎ比率を送信データ比率の120/126まで効果的に
下げるところの手段と， から成るエンコーダ。 - 【請求項１４】 請求項１２または１３に記載のエンコ
ーダにより与えられる畳み込み符号化ブロックを復号化
するためのデコーダであって， 前記通信パスから前記出力記号を受信しかつ復調するた
めの手段と， 7ビット符号化記号及び前記制御記号の前記ブロックを
回復するべく，比4/5または3/4の復号化アルゴリズムを
使って，復調された出力記号を復号化するための内部デ
コーダと， 前記制御記号を前記回復されたブロックから取り除くた
めの手段と， 前記制御記号がそこから除去された後，回復されたブロ
ックをデインターリーブするための手段と， 前記入力信号を回復するべく，前記制御記号に応答して
前記内部デコーダからのブロックを復号化するための，
前記内部デコーダと連接する外部記号エラーデコーダ
と， から成るデコーダ。 - 【請求項１５】 請求項９から１１のひとつに記載のエ
ンコーダにより与えられる畳み込み符号化ブロックを復
号化するためのデコーダであって， 前記通信パスからの出力記号を受信しかつ復調するため
の手段と， 7ビット符号化記号の前記ブロックを回復するべく，比4
/5または3/4の符合を使って，復調された出力記号を復
号化するための内部デコーダと， 回復されたブロックをデインターリーブするための手段
と， 前記入力信号を回復するべく，前記内部デコーダからの
ブロックを復号化するための，前記内部デコーダと連接
する外部記号エラーデコーダと， から成るデコーダ。 - 【請求項１６】 請求項１５に記載のデコーダであっ
て， 前記外部記号エラーエンコーダはリード-ソロモンエン
コーダから成り， 前記内部デコーダはビタビデコーダであり， 前記外部記号エラーデコーダはリード-ソロモンデコー
ダである， ところのデコーダ。 - 【請求項１７】 請求項９から１３のひとつに記載のエ
ンコーダであって，前記インターリーバ手段は2n/Ｎ個
のインターリーバから成り，ここでｎは1から6までの整
数であり，2nはひとつの前記ブロック内のＮ個の7ビッ
ト符号化記号にわたって分散される最大バースト長を表
す，ところのエンコーダ。 - 【請求項１８】 標準帯域幅テレビチャネル内で通信さ
れる多重レベル変調デジタルデータのためのデコーダで
あって， 通信パスから畳み込み符号化出力記号を受信しかつ復調
するための手段と，ここで該出力記号は、インターリーブされたブロックの
データを比4/5の内部格子符号を使って畳込んで符号化
することによって得られ、 インターリーブされたブロックのデータを回復するべく
比4/5の符合を使って，復調された出力記号を復号化す
るための内部デコーダであって，各ブロックはＮ個の7
ビット符号化記号から成り，その内Ｍ個の符号化記号は
回復されるべき情報を表し，残りのＮ-Ｍ個の符号化記
号はＭ/Ｎが120/126，121/127，及び122/128のひとつで
あるところのエラー補正オーバーヘッドから成るところ
の内部デコーダと， 回復されたブロックをデインターリーブするための手段
と， 送信された情報信号を回復するべく，前記内部デコーダ
からのブロックを復号化するための，前記内部デコーダ
と連接する外部記号エラーデコーダと，から成り、 前記出力記号は64QAM星座のI及びQ成分で変調され， 前記内部格子符号は，前記I及びQ成分で変調するために
2つの前記7ビット符号化記号から5つの3ビット出力記号
を与える， ところのデコーダ。 - 【請求項１９】 標準帯域幅テレビチャネル内で通信さ
れる多重レベル変調デジタルデータのためのデコーダで
あって， 通信パスから畳み込み符号化出力記号を受信しかつ復調
するための手段と， ここで該出力記号は、インターリーブされたブロックの
データを比4/5の内部格子符号を使って畳込んで符号化
することによって得られ、 インターリーブされたブロックのデータを回復するべく
比4/5の符合を使っ て，復調された出力記号を復号化す
るための内部デコーダであって，各ブロックはＮ個の7
ビット符号化記号から成り，その内Ｍ個の符号化記号は
回復されるべき情報を表し，残りのＮ-Ｍ個の符号化記
号はＭ/Ｎが120/126，121/127，及び122/128のひとつで
あるところのエラー補正オーバーヘッドから成るところ
の内部デコーダと， 回復されたブロックをデインターリーブするための手段
と， 送信された情報信号を回復するべく，前記内部デコーダ
からのブロックを復号化するための，前記内部デコーダ
と連接する外部記号エラーデコーダと， から成り、 前記出力記号は16QAM星座のI及びQ成分で変調され， 前記内部格子符号は，前記I及びQ成分で変調するために
１つの前記7ビット符号化記号から4つの２ビット出力記
号を与える， ところのデコーダ。 - 【請求項２０】 請求項１８または１９に記載のデコー
ダであって， 前記内部デコーダはビタビデコーダであり， 前記外部記号エラーデコーダはリード-ソロモンデコー
ダである， ところのデコーダ。 - 【請求項２１】 請求項１８から２０のひとつに記載の
デコーダであって， Ｍ/Ｎは122/128または121/127のいずれかであり， 前記内部デコーダはまたＦ個のブロックの各フレームに
対し7ビットの制御記号を回復し，ここでＭ/Ｎが122/12
8ならＦ=10で，121/127ならＦ=20であり，前記制御記号
は実情報に対するＭ/Ｎ比率を送信データ比率の120/126
まで効果的に下げ， 前記デインターリーブ手段は前記制御記号をそこから除
去したのち回復されたブロックをデインターリーブす
る， ところのデコーダ。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI96650C (fi) * | 1994-07-11 | 1996-07-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä ja laitteisto puheen välittämiseksi tietoliikennejärjestelmässä |
| JP2596392B2 (ja) * | 1994-11-16 | 1997-04-02 | 日本電気株式会社 | データレート検出器 |
| US5497401A (en) * | 1994-11-18 | 1996-03-05 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Branch metric computer for a Viterbi decoder of a punctured and pragmatic trellis code convolutional decoder suitable for use in a multi-channel receiver of satellite, terrestrial and cable transmitted FEC compressed-digital television data |
| CA2161467C (en) * | 1994-11-18 | 2001-01-30 | Kumar Ramaswamy | Apparatus for demodulating and decoding satellite, terrestrial and cable transmitted digital television data |
| FR2737365B1 (fr) * | 1995-07-26 | 1997-08-22 | Thomson Broadcast Systems | Procede et dispositif de transmission de service multimedia sur reseau prive large bande |
| US6307868B1 (en) * | 1995-08-25 | 2001-10-23 | Terayon Communication Systems, Inc. | Apparatus and method for SCDMA digital data transmission using orthogonal codes and a head end modem with no tracking loops |
| US5740203A (en) * | 1995-09-14 | 1998-04-14 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Trellis demapper of a convolutional decoder for decoding pragmatic trellis codes suitable for use in a multi-channel receiver of satellite, terrestrial and cable transmitted FEC compressed-digital television data |
| US5862190A (en) * | 1995-12-29 | 1999-01-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for decoding an encoded signal |
| US5841776A (en) * | 1995-12-29 | 1998-11-24 | Lucent Technologies Inc. | Apparatus and method for a high throughput fiber-optic access network using code division multiple access |
| FI100568B (fi) * | 1996-02-02 | 1997-12-31 | Nokia Telecommunications Oy | Tiedonsiirtomenetelmä ja lähetinvastaanotinlaitteisto |
| US6031873A (en) * | 1996-06-24 | 2000-02-29 | 3Com Corporation | Nested shell mapping |
| US5933431A (en) * | 1996-08-15 | 1999-08-03 | Paradyne Corporation | Frame-based modulus interleaver |
| US5943371A (en) * | 1997-03-24 | 1999-08-24 | Delco Electronics Corporation | Memory efficient time de-interleave, de-puncture and viterbi decoder circuitry |
| US5938787A (en) * | 1997-03-27 | 1999-08-17 | Ericsson Inc. | Communications systems and methods employing code rate partitioning with nonorthogonal modulation |
| JP3437411B2 (ja) * | 1997-05-20 | 2003-08-18 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置及び送信装置並びにこれらを用いた基地局装置及び移動局装置 |
| KR100248379B1 (ko) * | 1997-06-16 | 2000-03-15 | 정선종 | 단일 콘케티네이티드 부호기를 이용한 통신 장치 및 이를 이용한 통신 방법 |
| US6034996A (en) * | 1997-06-19 | 2000-03-07 | Globespan, Inc. | System and method for concatenating reed-solomon and trellis codes |
| US5966412A (en) * | 1997-06-30 | 1999-10-12 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Apparatus and method for processing a Quadrature Amplitude Modulated (QAM) signal |
| US6219386B1 (en) * | 1997-07-21 | 2001-04-17 | Globespan, Inc. | Frameless reed-solomon coding system and method |
| KR100265234B1 (ko) | 1997-07-29 | 2000-09-15 | 윤종용 | Hd-dvcr을 위한 3중 에러정정 방법 및 그장치 |
| US5983388A (en) * | 1997-08-25 | 1999-11-09 | Analog Devices | Forward error correction arrangement (FEC) for multipoint to single point communication systems |
| US6078625A (en) * | 1997-10-20 | 2000-06-20 | Sicom, Inc. | Pragmatic decoder and method therefor |
| US6005897A (en) * | 1997-12-16 | 1999-12-21 | Mccallister; Ronald D. | Data communication system and method therefor |
| KR100756904B1 (ko) * | 1998-04-29 | 2007-09-07 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 다중워드 정보를 인코딩 및 디코딩하는 방법, 장치 및 기록매체 |
| US6201563B1 (en) * | 1998-06-08 | 2001-03-13 | Lsi Logic Corporation | Trellis code modulation decoder structure for advanced digital television receiver |
| EP0998087A1 (en) * | 1998-10-30 | 2000-05-03 | Lucent Technologies Inc. | Multilevel transmission system and method with adaptive mapping |
| EP0998045A1 (en) * | 1998-10-30 | 2000-05-03 | Lucent Technologies Inc. | Digital transmission system and method |
| US7545890B1 (en) * | 1999-01-29 | 2009-06-09 | Texas Instruments Incorporated | Method for upstream CATV coded modulation |
| DE50004650D1 (de) * | 1999-04-07 | 2004-01-15 | Siemens Ag | Verfahren zur kanalcodierung |
| US6769089B1 (en) * | 1999-12-24 | 2004-07-27 | Ensemble Communicatioins, Inc. | Method and apparatus for concatenated channel coding in a data transmission system |
| WO2001048927A1 (en) * | 1999-12-24 | 2001-07-05 | Ensemble Communications, Inc. | Method and apparatus for concatenated channel coding |
| US7010029B1 (en) * | 2000-04-13 | 2006-03-07 | At&T Corp. | Equalization of transmit diversity space-time coded signals |
| US6996133B2 (en) * | 2000-04-18 | 2006-02-07 | Zenith Electronics Corporation | Digital communication system for transmitting and receiving robustly encoded data |
| GB2366159B (en) * | 2000-08-10 | 2003-10-08 | Mitel Corp | Combination reed-solomon and turbo coding |
| US6981202B2 (en) * | 2001-01-08 | 2005-12-27 | Nokia Corporation | Method and system for allocating convolutional encoded bits into symbols before modulation for wireless communication |
| US7187698B2 (en) * | 2001-03-13 | 2007-03-06 | Zenith Electronics Corporation | Robust digital communication system |
| CN1221113C (zh) * | 2001-08-24 | 2005-09-28 | 连宇通信有限公司 | 基于增信删余卷积码与qam调制格码相结合的信道译码方法和系统 |
| US7030789B1 (en) * | 2004-12-01 | 2006-04-18 | Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. | Techniques for applying modulation constraints to data using periodically changing symbol mappings |
| US8098773B1 (en) | 2005-09-19 | 2012-01-17 | Piesinger Gregory H | Communication method and apparatus |
| WO2007091779A1 (en) | 2006-02-10 | 2007-08-16 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting receiver and method of processing data |
| WO2007126196A1 (en) | 2006-04-29 | 2007-11-08 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method of processing data |
| WO2007136166A1 (en) * | 2006-05-23 | 2007-11-29 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method of processing data |
| WO2007145411A1 (en) * | 2006-06-16 | 2007-12-21 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method of processing data |
| US7873104B2 (en) | 2006-10-12 | 2011-01-18 | Lg Electronics Inc. | Digital television transmitting system and receiving system and method of processing broadcasting data |
| US7477169B2 (en) * | 2007-02-26 | 2009-01-13 | Ati Technologies Ulc | Robust control/delineation in serial streams |
| US8589770B2 (en) * | 2007-02-26 | 2013-11-19 | Ati Technologies Ulc | Robust control/delineation in serial streams |
| KR101253185B1 (ko) | 2007-03-26 | 2013-04-10 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| KR101285887B1 (ko) | 2007-03-26 | 2013-07-11 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| KR101285888B1 (ko) | 2007-03-30 | 2013-07-11 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| KR101405966B1 (ko) * | 2007-06-26 | 2014-06-20 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| WO2009005326A2 (en) | 2007-07-04 | 2009-01-08 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method of processing data |
| US8433973B2 (en) * | 2007-07-04 | 2013-04-30 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method of processing data |
| KR20090012180A (ko) * | 2007-07-28 | 2009-02-02 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| EP2191644A4 (en) | 2007-08-24 | 2015-01-07 | Lg Electronics Inc | DIGITAL BROADCASTING SYSTEM AND METHOD OF PROCESSING DATA IN A DIGITAL BROADCASTING SYSTEM |
| EP2096884A1 (en) | 2008-02-29 | 2009-09-02 | Koninklijke KPN N.V. | Telecommunications network and method for time-based network access |
| US8352842B2 (en) * | 2008-06-18 | 2013-01-08 | Acterna Llc | Determining contribution of burst noise to data errors |
| WO2010061435A1 (ja) * | 2008-11-25 | 2010-06-03 | 富士通株式会社 | 代替処理判定方法、代替処理判定装置、プログラム、及び携帯電話端末 |
| US9166689B2 (en) * | 2012-06-28 | 2015-10-20 | Infinera Corporation | Equalization mechanism for processing traffic based on three-quadrature amplitude modulation (3QAM) |
| GB2512601B (en) * | 2013-04-02 | 2016-02-10 | Sony Corp | Transmitters and methods for transmitting signals |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3988677A (en) * | 1975-06-23 | 1976-10-26 | Nasa | Space communication system for compressed data with a concatenated Reed-Solomon-Viterbi coding channel |
| US4312070A (en) * | 1979-12-07 | 1982-01-19 | Motorola, Inc. | Digital encoder-decoder |
| US5023889A (en) * | 1988-05-31 | 1991-06-11 | California Institute Of Technology | Trellis coded multilevel DPSK system with doppler correction for mobile satellite channels |
| US5233629A (en) * | 1991-07-26 | 1993-08-03 | General Instrument Corporation | Method and apparatus for communicating digital data using trellis coded qam |
| US5363408A (en) * | 1992-03-24 | 1994-11-08 | General Instrument Corporation | Mode selective quadrature amplitude modulation communication system |
-
1994
- 1994-01-18 US US08/184,499 patent/US5511096A/en not_active Expired - Lifetime
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