DE69233373T2

DE69233373T2 - TCM-Schema mit nichtganzzahligen Datenraten, Rahmensignalen und Konstellationsumformung

Info

Publication number: DE69233373T2
Application number: DE69233373T
Authority: DE
Inventors: John David Woodbridge Brownlie; Richard Guy Carrington San Diego California Williams
Original assignee: British Telecommunications PLC
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 1991-03-28
Filing date: 1992-03-27
Publication date: 2005-06-30
Anticipated expiration: 2012-03-28
Also published as: CA2106844A1; EP0836305A3; US5493586A; WO1992017971A1; EP0577672B1; HK1013548A1; DE69226361D1; CA2106844C; EP0836305A2; DE69233373D1; EP0577672A1; EP0836305B1; DK0577672T3; JP3253958B2; DE69226361T2; JPH06506328A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Datenübertragung, bei der eine Sequenz von Symbolen, nämlich Signale von wählbarer Phase und Amplitude, aus einem Bereich diskreter Phasen-Amplituden-Kombinationen ausgewählt werden.
Ein Schema dieser Art ist in EP-0406 507A beschrieben, wo ein Blockcodierschema zum Senden einer nicht ganzen Zahl (m + v/w) von Bits pro Symbol dargestellt ist. Wenn v = 1 ist, werden die ankommenden Informationsbits zu Blöcken von (m·2 + 1) Bits gruppiert und als w Symbole in w = 2^k aufeinander folgenden Signalisierungsintervallen als w Symbole ausgesendet. m' Bits pro Intervall dienen nach der Faltungscodierung zur Auswahl einer zweidimensionalen Symbolteilmenge für dieses Intervall. Diese umfasst somit m'·2^k Bits pro Block. Jede Teilmenge besitzt äußere Symbole und innere Symbole. Die verbleibenden (m – m')2^k Bits werden wie folgt genutzt. Die Übertragung eines äußeren Symbols findet höchstens einmal pro Block statt. Ein Bit bestimmt, ob ein äußeres Symbol überhaupt zu senden ist, wobei ferner k Bits bestimmen, welche Position in dem Block es sein soll, wenn das der Fall ist. Die verbleibenden Bits schließen die Auswahl ab.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Senden von Daten unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation geschaffen, wobei die Anzahl gesendeter Bits pro Symbol eine nicht ganze rationale Zahl größer als eins ist, wobei
dann, wenn die Anzahl gesendeter Bits pro Symbol durch ein Verhältnis B/A zweier ganzer Zahlen ohne gemeinsamen Faktor gegeben ist, der Nenner (A) keine Zweierpotenz ist, und
jede Gruppe aus B Bits durch A – d Symbole, mit d ganze Zahl kleiner als A und größer oder gleich 1, die jeweils aus einer ersten Signalpunktkonstellation gewählt sind, und durch d Symbole, die jeweils aus einer zweiten, größeren Signalpunktkonstellation gewählt sind, gesendet wird.
Einige Ausführungsformen der Erfindung werden im Folgenden beispielhaft mit Bezug auf die beigefügte Zeichnung beschrieben, in der:
1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Codierungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
2 ein Zeitablaufdiagramm für die Vorrichtung der 1 ist;
3 und 4 Phasendiagramme sind, die jeweils eine 16-Punkt- und 32-Punkt-Signalkonstellation zeigen;
5 ein Phasendiagramm ist, das eine Aufteilung einer 64-Punkt-Konstellation in Regionen zeigt;
6 ein Blockschaltbild ist, das die Prinzipien der Formgebung zeigt;
7 und 8 Trellis-Diagramme sind, die die Prinzipien der Formgebung zeigen;
9 ein Blockschaltbild einer Formgebungseinheit zur Verwendung mit der Vorrichtung der 1 ist;
10 ein Phasendiagramm ist, das die Aufteilung einer 128-Punkt-Konstellation in Regionen zeigt;
11 ein Phasendiagramm ist, das die Aufteilung einer Konstellation in vier Teilmengen zeigt;
12 Modifikationen der 9 durch Vorsehen der Synchronisation zeigt; und
13 und 14 Phasendiagramme sind, die verschachtelte Konstellationen und deren Etikettierung zeigen.
I. Umschaltbare Konstellationen
1 zeigt einen Modulator für Digitalsignale, der die Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) verwendet. Er kann zwischen mehreren unterschiedlichen Datenraten umgeschaltet werden, die jeweils ein mehrfaches einer bestimmten Basisrate sind; es wird eine Basisrate von 2400 Bit/s angenommen, obwohl die wirkliche Wahl nicht durch die verwendeten Prinzipien beeinflusst wird. Somit werden zu jedem Zeitpunkt die Daten an einem Eingang 1 mit einer Rate von i·2400 Bit/s empfangen. Die Werte von i, mit denen der Modulator arbeiten kann, liegen typischerweise im Bereich 1 ≤ i ≤ 10, obwohl i im Prinzip nicht beschränkt ist. Der Modulator erzeugt ein Ausgangssignal, das aus QAM-Symbolen mit einer Symbolrate eines bestimmten rationalen Vielfachen der Basisrate von z. B. 2400 a/b (= 1/T) umfasst, wobei a und b ganze Zahlen sind. Die mittlere Anzahl von Datenbits pro Symbol beträgt ib/a. Im Gegensatz hierzu beträgt die Symbolrate das a/bi-fache der Datenrate.
Ein allgemeines Verfahren zum Verbessern der Fehlerleistung solcher Digitalsignale besteht darin, eine größere Auswahl von QAM-Symbolen zur Verfügung zu stellen, als zum Führen der Daten erforderlich ist. Wenn z. B. eine 2^m+1-Punkt-QAM-Konstellation für die Übertragung von m Datenbits pro Symbol verfügbar ist, kann das letztere unter Verwendung eines Fehlerkorrekturcodes (z. B. mittels eines Faltungscodierers) codiert werden, wobei ein Decodierer die Tatsache nutzen kann, dass nicht alle Symbolsequenzen erlaubt sind, indem er alle unzulässigen Sequenzen erkennt, die Übertragungsfehler anzeigen, und somit wenigstens einige der Fehler korrigiert, indem er die nächstliegende zulässige Sequenz findet. Ein Codierungsübergang (d. h. eine Redundanz) ist für die Modulationscodierung erforderlich. Es ist allgemein üblich, ein Codierungs-(Redundanz)-Bit pro QAM-Symbol zu verwenden, so dass eine 2^m+1-Punkt-Konstellation erforderlich ist, um m Datenbits pro Symbol zu übertragen. Um eine kleinere Erweiterung als diese zu erreichen (d. h. mit einem Codierungsüberhang von weniger als einem Bit pro Symbol), können die Symbole zu Gruppen von c Symbolen zusammengefasst werden, die gemeinsam ein Codierungsbit (oder allgemeiner j Codierungsbits) führen, so dass die Anzahl möglicher Symbolsequenzen in einer Periode cT gleich 2^cm+j ist. Diese Gruppen werden im Allgemeinen als mehrdimensionale Symbole bezeichnet, jedoch wird der Klarheit halber in dieser Beschreibung der Ausdruck "Symbol" verwendet, um sich auf ein einzelnes QAM-Symbol zu beziehen. Wenn somit die gleiche Konstellation für alle Symbole verwendet wird, ist die Anzahl der Punkte pro Konstellation x gleich x = 2^m+j/c. Obwohl jedes QAM-Symbol zwei Signaldimensionen führt, ist es möglich, eine Modulationscodierung zu verwenden, die ein Codierungsbit für eine ungerade Anzahl von Signaldimensionen erfordert; wenn z. B. ein Codierungsbit für drei Signaldimensionen benötigt wird, wird c = 3 und j = 2 gesetzt. Ferner können PAM-(Basisband)-Systeme enthalten sein, wenn jedes "QAM-Symbol" als ein Paar von PAM-Symbolen neu interpretiert wird, bei Amplituden gleich den zwei "QAM-Symbol"- Koordinaten.
Im Allgemeinen ist es jedoch nicht einfach, Sätze zufrieden stellender QAM-Konstellationen herzuleiten, die jeweils eine beliebige Anzahl von Punkten besitzen, weshalb bevorzugt wird, Konstellationen zu verwenden, die eine Anzahl von Punkten gleich einer Potenz von 2 besitzen. Die gewünschte Anzahl von Symbolsequenzkombinationen wird anschließend erhalten durch Umschalten zwischen zwei Konstellationen.
Bei einer Datenrate i·2400 und einer Symbolrate 1/T = (a/b)·2400 beträgt somit die Anzahl der Datenbits pro Symbolgruppe cib/a und somit die Gesamtzahl der Bits pro Symbolgruppe cib/a + J. Im Allgemeinen ist dies keine ganze Zahl, so dass Intervalle AT betrachtet werden, die A Symbole enthalten, wobei A das kleinste gemeinsame Vielfache von a und c ist. Die Gesamtzahl der Bits pro A Symbole beträgt dann b = ibA/a + jA/c, wobei der erste Ausdruck die Anzahl der Datenbits und der zweite die Anzahl der Codierungsbits ist. Die Codierungsrate (Verhältnis der Anzahl der Datenbits zu den Gesamtbits) beträgt ibA/a (ibA/a + jA/c).
Wenn k die größte ganze Zahl ist, für die kA < B gilt, und d der Rest ist (d. h. B = kA + d), dann kann die Gesamtzahl von B Bits auf A – d QAM-Symbole abgebildet werden, die aus einer 2^k-Punkt-Konstellation gewählt sind, sowie d QAM-Symbole, die aus einer 2^k+1-Punkt-Konstellation gewählt sind. Offensichtlich kann ein Wert für d in ähnlicher Weise für andere Konstellationspaare hergeleitet werden. Es ist zu beachten, dass der minimale Abstand zwischen Punkten für eine optimale Leistung für die beiden verwendeten Konstellationen gleich sein sollte.
Die Verwendung von zwei Konstellationen in dieser Weise statt einer einzigen Konstellation führt zu einer kleinen Verringerung der Störungsunempfindlichkeit für eine gegebene übertragene Leistung (obwohl dies durch später zu beschreibende Maßnahmen ausgeglichen werden kann), bietet jedoch die Flexibilität, die mit einer einzelnen Konstellation nicht geboten wird, um die Operation über den Bereich der beschriebenen Datenraten zu ermöglichen. Sie bietet ferner die Flexibilität bei der Auswahl der Symbolrate, die so gewählt werden kann, dass die Nutzung der verfügbaren Bandbreite maximiert wird, während die Standarddatenraten möglich sind. Das Verfahren kann selbstverständlich ohne die Verwendung der Faltungscodierung oder einer anderen Codierung verwendet werden. In diesem Beispiel wird j = 0 und c = 1 gesetzt.
Es sei angenommen, dass gewünscht wird, mit Datenraten von i – 2400 unter Verwendung einer Symbolrate von 2800 Symbolen/s zu senden, wobei c und j entsprechend zu 4 bzw. 1 gewählt werden. Dann ergibt sich a = 7; b = 6; c = 4; A = 28; B = 24i + 7.
Für i = 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10
gilt B = 31, 55, 79, 103, 127, 151, 175, 199, 223, 247
k = 1, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 7, 8
d = 3, 27, 23, 19, 15, 11, 7, 3, 27, 23
Für eine Datenrate von z. B. 8·2400 = 19200 Bit/s müssen 25 QAM-Symbole aus einer 128-Punkt-Konstellation und 3 QAM-Symbole aus einer größeren 256-Punkt-Konstellation gewählt werden. Die Anzahl der Bits pro A (= 28) Symbole ist gleich ibA/a = 24i Datenbits + jA/c = 7 Codierungsbits. Die Aufgabe des Codierers ist:

(a) die 7 Codierungsbits zu erzeugen;
(b) die 24i + 7 Bits zu verwenden, um einen QAM-Modulator zu steuern, um die benötigten Symbole zu erzeugen.

Zuerst ist zu beachten, dass es nicht erforderlich ist (tatsächlich ist es in faltungscodierten QAM-Systemen nicht üblich), dass alle 24i Datenbits an der Faltungscodierung teilnehmen. Im Codierer der 1 (für den die Anzahl der gezeigten Signalleitungen gleich i = 5 ist) sind 3 Datenbits pro Symbolgruppe (d. h. 21 über die Periode AT) mittels eines 3/4-Raten-Faltungscodierers 2 (mit herkömmlichem Aufbau) faltungscodiert. Die 4 Ausgangsbit dieses Codierers spezifizieren eine von 16 Teilmengen über c (= 4) Symbolen (d. h. eine von den 16 4 T-Teilmengen). Jede cT-Teilmenge umfasst einen Satz von Permutationen der Einzelsymbol-Teilmengen (d. h. der T-Teilmengen). Zum Beispiel können gute Abstandseigenschaften innerhalb und zwischen cT-Teilmengen erhalten werden, indem diese aus 4 T-Teilmengen aufgebaut werden, die mit 0, 1, 2 und 3 bezeichnet werden können. Anschließend kann, z. B. mit c = 4, die nullte 4 T-Teilmenge die folgenden 16 T-Teilmengenpermutationen umfassen:
Da alle Eingangsbits den gleichen Status besitzen, ist es unerheblich, welche 21 Bits ausgewählt werden – die Beschreibung der Art, in der die Eingangsbits verteilt sind, ist lediglich ein bequemes Beispiel.
Diese 21 Bits müssen jedoch im QAM-Prozess korrekt verwendet werden, um sicherzustellen, dass ein Codierungsgewinn erreicht wird. Die Beschreibung nimmt ferner an, dass während der Periode AT die (A – d) Symbole, die aus der kleineren Konstellation gewählt worden sind, zuerst übertragen werden, gefolgt von den d Symbolen, die aus der größeren Konstellation gewählt sind, jedoch ist die Sequenz tatsächlich (in dieser Ausführungsform) unerheblich, mit der Ausnahme, dass sie die Spitzenleistungsdauer deutlich maximiert, wobei es dann, wenn diese die Grenze des Kanals überschreitet, der verwendet werden soll, erforderlich sein kann, die "größeren" Symbole über die Periode zu verteilen.
Es sei angenommen, dass die Datenrate 5·2400 = 12000 Bit/s beträgt. Es gilt k = 4, so dass Konstellationen mit 2⁴ = 16 und 2⁵ = 32 Punkten verwendet werden. Die 120 Bits der Daten während der Periode AT werden verwendet, um 13 "kleine" Symbole und 15 größere wie folgt zu erzeugen:
In 1 sind die an einem Eingang 1 empfangenen Datenbits auf ausgewählte der 5 Seriell-Eingang/Parallel-Ausgang-Register 4–8 verteilt, um die Datenbits für den Aufbau einer Einzelsymbolgruppe zu gruppieren. Jede besitzt eine Länge von 7 Bits. Zu diesem Zweck werden die Register mit i·2400 Hz Taktimpulsen ϕ₁ ... ϕ₅ von einem Impulsgenerator 9 getaktet, dessen Operation von der derzeit ausgewählten Datenrate abhängt. Dieser Generator arbeitet in regelmäßigen Zyklen der Dauer AT, innerhalb derer er durch 7 Teilzyklen unterschiedlicher Längen läuft.
Für den Fall von 12000 Bit/s bestehen der erste bis dritte Unterzyklus jeweils (wie in 2 gezeigt) aus, in dieser Reihenfolge, 7 Impulsen ϕ₁ und jeweils zwei Impulsen ϕ₂ ... ϕ₃. Der vierte Unterzyklus besitzt 7 Impulse ϕ₁, zwei Impulse ϕ₂ und jeweils drei Impulse ϕ₃–ϕ₅. Die fünften bis siebten Unterzyklen besitzen sieben Impulse ϕ₁ und Gruppen von drei Impulsen ϕ₂–ϕ₃ in jedem Fall. Die Gesamtzahl der Impulse beträgt selbstverständlich 120. Es ist klar, dass jeder Unterzyklus einer Gruppe von vier QAM-Symbolen entspricht und drei ϕ₁-Impulse enthält, um drei Datenbits für den Faltungscodierer (der 4 Bits liefert) plus 4ϕ₁-Impulse auszuwählen, um insgesamt 8 Bits zu erhalten, die die Signalsätze auswählen. Die Impulse ϕ₃–ϕ₅ betragen in der Anzahl k – 2 oder k – 1, oder eine Mischung aus k – 2 und k – 1, in Abhängigkeit davon, ob die Symbole in dieser Gruppe aus 2^k oder 2^k+1-Konstellationen oder einer Kombination hieraus gewählt sind. Der Impulsgenerator 9 besitzt einen Eingang 10, der die Datenrate angibt, wodurch die benötigten Impulssequenzen ausgewählt werden. Die Gesamtzahl von Impulsen in einem vollständigen Zyklus ist 24·i. Die vom Register 4 ausgegebenen 7 Bits werden in einem Faltungscodierer 2 eingespeist, der einen Ausgang von 8 codierten Bits erzeugt. Diese Bits werden aus den 7 Eingangsbits und einem anderen abgeleitet. Dieses andere Bit wird bestimmt durch den Zustand des Faltungscodierers und 3 der Eingangsbits. Alle 8 Bits werden hier als "codierte Bits" bezeichnet, ungeachtet der Operation des Faltungscodierers 2, um diese von den uncodierten Bits in den Registern 5 bis 8 zu unterscheiden.
Die 8 codierten Bits vom Faltungscodierer werden paarweise zu Wörtern von k – 2 Bits oder k – 1 Bits zusammengehängt, die in einem entsprechenden Register 5 bis 8 gespeichert werden; das zusammengesetzte Wort wird zu den entsprechenden Halteregistern 11 bis 14 mit den Impulsen ϕ'₂ ... ϕ'₅, die nach den Impulsen ϕ₂, ϕ₃ und dergleichen auftreten, übertragen. Diese Impulse setzen ferner die Register 5 bis 8 zurück, um sicherzustellen, dass immer dann, wenn weniger als 7 Bits in ein Register geschoben werden, die übrigen (am weitesten rechts liegenden) Bits immer gleich 0 sind.
Die Inhalte der Halteregister werden ihrerseits von einem Multiplexer 15 ausgewählt, der durch einen Symboltakt 16 gesteuert wird, der regelmäßige Impulse ϕ_S erzeugt. Diese sind im Allgemeinen nicht synchron mit dem Datentakt; ein Zyklus AT enthält 24i Taktimpulse und 28 Symbolimpulse.
Die 9-Bit-Wörter dienen zum Steuern des QAM-Modulators 17. Geeignete 16- und 32-Punkt-Konstellationen zur Verwendung bei 12000 Bit/s sind in den 3 und 4 gezeigt. Die relative Abbildung der 4- und 5-Bit-Wörter vom Multiplexer 15 wird bestimmt durch ein Paar Nur-Lese-Speicher 18, 19, von denen jeder das Wort als Speicheradresse empfängt und einen Ausgang I, Q, erzeugt, der dem Modulator 17 die Phasen- und Quadraturkomponenten des benötigten Punktes anzeigen. Zuerst sei der 4-Bit-Fall betrachtet; das Paar von codierten Bits muss eine der vier Teilmengen der 16-Punkt-Konstellation auswählen, die durch unterschiedliche Schattierung in 3 unterschieden werden. Die Zuweisung der vier Kombinationen der übrigen 2 Bits ist beliebig. Wenn wie hier die 16-Punkt-Konstellation in der 32-Punkt-Konstellation enthalten ist, können dann, wenn das fünfte Bit verwendet wird, um zwischen den äußeren 16 oder den inneren 16 Punkten zu wählen, die gleichen Nur-Lese-Speicher für beide Konstellationen verwendet werden; d. h. der Modulator muss nicht wissen, ob, wenn das fünfte Bit gleich 0 ist, dies deshalb der Fall ist, weil ein Punkt aus der kleineren Konstellation zu senden ist, oder weil ein innerer Punkt der größeren Konstellation zu senden ist.
Wenn eine solche verschachtelte Abbildung nicht für alle interessierenden Datenraten verwendet wird, müssen die Speicher mit zusätzlichen 3 Bits versehen werden, um die Konstellation und die verwendete Abbildung anzuzeigen und das Umschalten zu einer anderen "Tabelle" innerhalb des Speichers zu ermöglichen. Daher ist der Impulsgenerator 9 so gezeigt, dass er vier solcher Wörter (gleichzeitig) während jedes Teilzyklus zuführt, die in die Register 11' und dergleichen längs der Register 11–14 geladen und über einen Multiplexer 15' geleitet werden.
Die mit Bezug auf 1 beschriebene Ausführungsform ist so beschaffen, dass sie einen Bereich von Symbolraten annimmt, indem sie zwischen einer größeren und einer kleineren Signalpunktkonstel lation umschaltet, die jeweils eine Anzahl von Punkten gleicher einer Potenz von 2 aufweist. Als eine Alternative ist es jedoch möglich, Konstellationen zu verwenden, die andere Anzahlen von Punkten besitzen, mit einer resultierenden Leistungsverbesserung.
Wie vorher umfasst jede Gruppe von A Symbolen A – d Symbole, die aus der kleineren Konstellation gewählt sind, und d, die aus der größeren gewählt sind. Es sei angenommen, dass die Konstellationen jeweils 2^m Punkte und 2^m+1/h Punkte besitzen, wobei h eine ganzzahlige Potenz von 2 ist und m entweder eine ganze Zahl oder eine durch h dividierte ganze Zahl ist. Dann sind für B Bits pro A Symbole m und d gegeben durch B = Am + d/h, wobei 0 < d < A gilt.
In der Praxis ist es unter anderem erforderlich, eine etwas größere Konstellation zu verwenden, da 2^m und 2^m+1/h beide keine ganze Zahlen sind. Im Fall h = 2 würde man für die ganze Zahl m 2^m und 1,5·2^m Punkte verwenden, und für eine nicht ganze Zahl m 0,75·2^m+1/2 und 2^m+1/2 Punkte verwenden.
Im ersteren Fall (ganze Zahl m, h = 2) wird wie folgt vorgegangen. Es werden A – d Symbole aus der kleineren Konstellation ausgewählt. Die restlichen d Symbole werden paarweise (oder im Allgemeinen in Gruppen von h Symbolen) betrachtet. Es ist zu beachten, dass d gerade ist da m eine ganze Zahl ist. Jedes Symbol wird aus der größeren Konstellation ausgewählt, jedoch kann (meistens) eines der Paare aus den "äußeren" 2^m–1 Punkten ausgewählt werden, die nicht beiden Konstellationen gemeinsam sind, wobei eines oder beide Symbole aus den "inneren" 2^m Punkten ausgewählt werden. Ein Informationsbit bestimmt, ob ein äußeres Symbol verwendet werden soll; trifft dies nicht zu, wird jedes Symbol aus den inneren 2^m Punkten ausgewählt und trägt somit m Informationsbits. Das Paar trägt insgesamt 2^m + 1 Bits. Wenn ein äußeres Symbol verwendet werden soll, wählt ein zweites Informationsbit aus, welches Symbol des Paares dieses sein soll. Die zwei Symbole werden aus den äußeren 2^m–1 und den inneren 2^m Punkten ausgewählt und tragen m – 1 bzw. m Bits; die Gesamtrate pro Paar beträgt wiederum. 2m + 1 Bits.
In dem Fall, in dem m keine ganze Zahl ist, ist m + 1/2 eine ganze Zahl. Die d Symbole aus der größeren Konstellation tragen jeweils m + 1/2 Bits. Die A – d Symbole werden aus der kleineren Konstellation ausgewählt. Es ist zu beachten, dass, da B = Am + d/2, dann, wenn S ungerade ist, d ebenfalls ungerade ist und A – d gerade ist: die A – d Symbole werden wiederum paarweise betrachtet und aus der kleineren Konstellation mit 0,75·2^m+1/2 Punkten in der gleichen Weise wie oben für die Auswahl der d Symbole aus der größeren Konstellation im Fall der ganzen Zahl m ausgewählt. In diesem Beispiel wird die kleinere Konstellation als 2^m–1/2 innere Punkte und 2^m–1
1/2 äußere Punkte enthaltend betrachtet.
Wenn eine ungeformte Konstellationsumschaltung mit 2^k+1/2-Punkt-Konstellationen (ganze Zahl k) verwendet wird, können die Konstellationen aus 14 gewählt werden. Die durchgezogenen Linien bezeichnen die Grenzen der 2^k-Punkt-Konstellationen, während die schattierten/unschattierten Grenzen die Grenzen der 2^k+1/2-Punkt-Konstellationen zeigen.
II. Formgebung
Die Ausführungsform der 1 leidet, obwohl sie vollständig nutzbar ist, an dem Nachteil, das die mittlere übertragene Leistung (und somit der Signal-Geräusch-Leistungsindex) im Vergleich zum (weniger bequemen) Ansatz des Findens einer geeigneten Einzelsignalkonstellation erhöht ist.
Wenn die mittlere Leistung einer 2^k-Punkt-Konstellation gleich P ist, dann ist diejenige der 2^k+1-Punkt-Konstellation ungefähr 2 P, weshalb die mittlere Leistung des vom Codierer der 1 erzeugten Signals gleich [(A – d)P + 2d P]/A = (1 + d/A)P ist. Würde eine Einzelkonstellation verwendet, hätte diese 2^m Punkte, wobei m eine nicht ganze Zahl zwischen k und k + 1 ist. Theoretisch gilt m = k + d/A (d. h. die Anzahl der Bits pro Symbol), ist jedoch größer (m = k + d/A + δ), um eine bequeme ganze Zahl von Punkten sicherzustellen. Die Leistung beträgt ungefähr
Die Leistungserhöhung liegt somit im Verhältnis (1 + d/A)/2^(d/A+δ). Da in der Praxis δ klein ist, ist diese üblicherweise größer als 1 und besitzt ein Maximum (d. h. den Worst-Case-Fall für δ = 0 und d/A = 0,565) von 1,057 (d. h. 0,24 dB). Um diese Situation zu lindern, verwendet eine zweite Ausführungsform der Erfindung die Trellis-Formgebung.
Die Grundlage der Formgebung ist folgende. Zum Zweck der Erläuterung sei eine Situation betrachtet, in der jede Gruppe von 4 Bits der zu übertragenden Daten mittels eines Signalpunktes gesendet wird, der aus einer 16-Punkt-Konstellation, wie z. B. derjenigen, die in 3 gezeigt ist, ausgewählt wird. Für die Zwecke dieser Beschreibung ist es unerheblich, ob die Bits pro Daten sind, oder ob sie mittels eines Codierungsprozesses des vorher beschriebenen Typs erzeugt worden sind. Unter der Annahme, dass alle Kombinationen von Datenbits gleich wahrscheinlich sind, ist die mittlere Sendeleistung gleich 10. Nun sei angenommen, dass die Größe der Konstellation auf die in 4 gezeigte 32-Punkt-Konstellation erhöht wird. Solange einzelne Symbole betrachtet werden, gibt es keinen Grund, irgendwelche zusätzlichen Punkte bevorzugt vor den ursprünglichen zu nehmen; dies erhöht lediglich die gesendete Leistung. Wenn jedoch ein Block von 4 Symbolen (zum Tragen von 16 Bits) betrachtet wird, wird deutlich, dass die Sequenz [(3, 3), (3, 3), (3, 3), (3, 3)] eine mittlere Leistung von 18 aufweist. Wenn jedes mal dann, wenn diese Sequenz auftritt, die Sequenz [(5, 1), (1, 1), (1, 1), (1, 1)] – deren mittlere Leistung 8 beträgt – statt dessen gesendet wird, wird die mittlere Gesamtleistung etwas reduziert. Durch Durchführen mehrerer solcher Ersetzungen ist es möglich, 16 Bits mit 4 Signalen aus der 4 mit einer mittleren Leistung von 9,18 zu senden. Die resultierende Steigerung der Geräuschunempfindlichkeit (der Formgebungsgewinn) beträgt 0,37 dB.
Was eben beschrieben worden ist, ist ein Formgebungsverfahren, das auf einer blockweisen Grundlage operiert. Im vorliegenden Zusammenhang ist die Verwendung eines Faltungscodes zum Formen über eine effektiv unendliche Sequenz von Symbolen interessanter.
Für das nächste Beispiel wird angenommen, dass 5 Bits pro Symbol gesendet werden sollen. Um dies ohne Formgebung zu bewerkstelligen, ist eine 32-Punkt-Konstellation erforderlich: um eine Formgebung zu ermöglichen, wird wie in 5 gezeigt eine 64-Punkt-Konstellation gewählt. Es ist klar, dass die Konstellation. in vier Untergruppen oder "Regionen" unterteilt ist (jeder Punkt in 5 wird durch eine Ziffer von 0 bis 3 dargestellt, die angibt, zu welcher Region der Punkt gehört). Diese bestimmte Konstellation und Partitionierung wurden zur Darstellung gewählt, da es möglich ist, die Regionen als Punkte von (grob) progressiv höherer Leistung zu betrachten, wenn man sich von einer Region zur nächsten bewegt. Es ist zu beachten, dass trotzdem die Partitionierung der Regionen in dieser Weise für das Verfahren nicht notwendig ist.
Wenn die 5 Bits ohne Formgebung übertragen werden, werden nur die Punkte in den inneren Regionen 0 und 1 verwendet. Mit Formgebung – wie beim Blockcodierungsbeispiel – werden einige Symbole aus den äußeren Regionen 2 und 3 gewählt. Der Vorteil dieses Verfahrens entsteht jedoch durch das Senden mehrerer Punkte aus der Region 0 als aus der Region 1. Hieraus folgt, dass es nicht mehr möglich ist, eine 1-zu-1-Entsprechung zwischen den 32 möglichen 5-Bit-Kombinationen und den 32 Punkten in den Regionen 0 und 1 zu haben. Ein Weg, auf dem dieses Problem beseitigt werden kann, besteht darin, vier Datenbits zu nehmen und eine feste Zuweisung (oder "Abbildung") zwischen den 16 möglichen Kombinationen dieser Bits und den 16 Punkten in der Region 0 durchzuführen: das Gleiche wird für jede der anderen drei Regionen durchgeführt. Folglich dienen diese 4 Bits zum Identifizieren eines Punktes in jeder Region, der ein Kandidat für die Übertragung ist. Das Codierungsproblem reduziert sich anschließend auf die Entscheidung, welcher der vier zu senden ist. Die Kriterien für die Durchführung dieser Auswahl sind, dass (a) das fünfte Bit von einem Empfänger wiedergewonnen werden können muss und (b) die Auswahl die mittlere gesendete Leistung minimieren sollte.
An diesem Punkt wird das sechste Bit eingeführt. Der Wert dieses sechsten Bits ist noch unbestimmt; die Sequenz dieser Bits soll so gewählt werden, dass die mittlere gesendete Leistung minimiert wird.
Es sei angenommen (6), das diese Bits dem Eingang eines Faltungscodierers 100 zugeführt werden. Der Codierer für dieses Beispiel empfängt ein Eingangsbit und erzeugt 2 Ausgangsbits CP₁, CP₀. Sein Generator ist, in Verzögerungsoperatorform, G = [1 + D + D², 1 + D²]. Diese Schaltung ist so wie in der Figur gezeigt.
Es gibt eine weitere Schaltung, die sich auf G bezieht, die als Syndrom H bezeichnet wird. In diesem Fall gilt H^T = [1 + D², 1 + D + D²]; sie besitzt zwei Eingänge E₁, E₀ und einen Ausgang DR5 und ist in der Figur als Decodiererschaltung 101 gezeigt. Das wichtige Merkmal von G und H besteht darin, dass dann, wenn der Ausgang von G in den Eingang von H eingespeist wird, der Ausgang von H gleich 0 ist.
Eine dritte verwandte Schaltung, die ein weiterer Faltungscodierer ist, ist die linke Inverse von H, deren Generator H^–1 = [D², 1 + D + D²] ist und die als Schaltung 102 gezeigt ist. Sie besitzt einen Eingang D5 für das fünfte Datenbit und die Ausgänge CD₁, CD₀. Da H^–1 die linke Inverse von H ist, ist dann, wenn der Ausgang von H^–1 in H eingespeist wird, immer das, was in H^–1 eingegeben wurde.
Die oberen Bezeichnungen BP6, CP₁ usw... beziehen sich auf die Verbindungen; die wirklichen Binärsignale zu diesen Verbindungen werden durch tiefgestellte Zeichen bezeichnet. Bitpaare werden durch weglassen der Indizes bezeichnet, z. B. ergibt sich aus cp₁ = 0 und cp₀ = 1 somit cp = 01. Der Zustand des Codierers 100 (d. h. die Inhalte seiner Verzögerungsstufen zu einem beliebigen Zeitpunkt) wird bezeichnet als s = s₁s₀·s₁ bezieht sich auf die Inhalte der am weitesten links liegenden Stufe in der Figur.
Die Ausgänge der zwei Faltungscodierer werden komponentenweise durch exklusiv-ODER-Schaltungen 103, 104 kombiniert und den Eingängen der Decodiererschaltung 101 zugeführt. Somit ergibt sich e₁ = cp₁ ⊕ cd₁ und e₀ = cp₀ ⊕ cd₀. Aufgrund der Linearität dieser Schaltungen ist der Ausgang DR5 der Decoderschaltung 101 immer gleich dem Eingang d5 des Codierers 102, unabhängig vom Wert von bp. Diese Eigenschaft ergibt sich, wenn das Signal e verwendet wird, um eine der vier Regionen an einem Sender auszuwählen, und die Decodiererschaltung 101 an einem Empfänger angeordnet ist, bei dem sie aus den Signalen e, die aus den empfangenen Symbolen wiedergewonnen werden, das fünfte (empfangene) Datenbit dr5 extrahiert, das (bei Fehlen von Übertragungsfehlern) das Gleiche ist wie das fünfte (gesendete) Datenbit d5, das dem Faltungscodierer 102 zugeführt worden ist.
Wird für eine ungestörte Übertragung der weiteren Datenbits gesorgt, ist die verbleibende Aufgabe, die Sequenz der Bits b6 zu ermitteln, die dem Faltungscodierer 100 zugeführt werden sollen.
Ein starkes Zwangsverfahren um dies zu erreichen ist, für die gesamte Dauer einer zu sendenden Nachricht die mittlere Leistung für jede mögliche Sequenz von Bits bp zu berechnen und die Sequenz bp zu wählen, die das niedrigste Ergebnis liefert. Selbstverständlich ist dies hinsichtlich der benötigten Verzögerung nicht durchführbar – da die Sendung nicht warten kann, bis die Bits bp ermittelt worden sind – und der Menge der durchgeführten Berechnungen. Stattdessen wird die Wahl unter Durchführung einer Viterbi-Decodierungsoperation mit einem endlichen Fenster bewerkstelligt.
Die 7 zeigt das Basis-Trellis-Diagramm für die Codiererschaltung 100. Dies zeigt die Wege, auf denen die Schaltung ausgehend von einem Zustand s(t) zum Zeitpunkt t, links gezeigt, zu einem Zustand s(t + T), auf der rechten Seite gezeigt, vorrücken kann. Der obere Weg von irgendeinem Anfangszustand entspricht bp = 0, während der untere bp = 1 entspricht. Der Ausgang cp ist in jedem Fall gezeigt. Die Auswahl der Sequenz von bp führt zu einer Auswahl eines bestimmten Weges aufeinander folgender Stufen des Trellis-Diagramms, nämlich demjenigen, das zur geringsten Leistung führt: ein längeres Trellis-Diagramm ist in 8 gezeigt. Um dies zu erreichen, wird jedem möglichen Übergang die Leistung desjenigen Symbols zugeordnet, das aus der Auswahl dieses Übergangs resultiert; für jeden Zustand kann zu jedem Zeitpunkt eine kumulative Leistung geschrieben werden. Wenn somit p₀₀(t) die Gesamtleistung der gesendeten Symbole ist, seit einem bestimmten Referenzzeitpunkt, einem bestimmten Trellis-Weg bis zum Zustand s = 00 zum Zeitpunkt t folgend, dann ist die Leistung p₁₀(t + T), die dem Zustand s = 10 zum Zeitpunkt (t + T) zugeordnet ist, gleich p₀₀(t) plus der Leistung des neu gesendeten Symbols, das der Auswahl des Übergangs von 00 nach 10 entspricht.
Dies wird Δp_cp = Δp₁₁ genannt, da cp = 11 für diesen Pfad gilt; obwohl selbstverständlich Δp_cp ebenfalls von cd abhängt (das zusammen mit cp den Wert e und somit die ausgewählte Region bestimmt) und von den anderen 4 Datenbits (da die Punkte in irgendeiner gegebenen Region der Konstellation nicht alle die gleiche Leistung aufweisen).
Da jeder Zustand immer zwei Wege besitzt, die an diesem enden, wird anschließend gemäß dem Viterbi-Algorithmus der Weg mit der höheren kumulativen Leistung verworfen, so dass nur der andere "überlebende" Weg übrig bleibt. Dies ist in 8 gezeigt, in der der zweite Kandidat für p₁₀(t + T), nämlich p₀₁(t) + Δp₀₀ unter der An nahme ausgestrichen wird, dass er größer ist als p₀₀(t) + Δp₁₁ Wie bereits erwähnt worden ist, findet diese Codierung über ein endliches Fenster statt. Es sei angenommen, dass sich das Fenster von einem Zeitpunkt zum Zeitpunkt t bis zum Zeitpunkt t + 3 T erstreckt (obwohl in der Praxis das Fenster größer ist als dieses) und dass der Zustand des Codierers zum Zeitpunkt t bereits ermittelt worden ist. Durch Berechnen der kumulativen Leistungen von links nach rechts für alle Wege, die an diesem Zustand beginnen, kann der Zustand zum Zeitpunkt t + 3 T mit dem kleinsten p_cd(t + 3 T) identifiziert werden; der Weg zum Zeitpunkt t, der diesem Weg entspricht, ist anschließend bekannt, und somit auch das entsprechende cp. Dies bestimmt zusammen mit cd die benötigte Region, wobei ein Symbol gesendet werden kann. Der Zustand zum Zeitpunkt t + T ist nun ebenfalls fest und das Fenster kann nun um eine Stelle (d. h. T) nach rechts verschoben werden und der Prozess kann wiederholt werden. Diese Prozedur, wie sie beschrieben worden ist, ist hinsichtlich der Berechnungskomplexität (wie im Folgenden gezeigt wird) nicht optimal, dient jedoch zum Erläutern des Prinzips.
Einige andere Punkte können an diesem Punkt beachtet werden.

(i) Es ist nicht erforderlich, dass die Anzahl der Regionen gleich vier sind. Es müssen mindestens drei vorhanden sein, jedoch gibt es keine Obergrenze.
(ii) Es ist nicht notwendig, dass die mittlere Leistung der Punkt in einer Region sich von derjenigen in einer weiteren Region unterscheidet: die Konstellation der 5 kann im Prinzip in vier Quadranten unterteilt werden. Es ist jedoch notwendig, dass dann, wenn die Da ten verwendet worden sind, um einen Punkt in jeder Region auszuwählen, die vier Punkte, die für die Auswahl übrig bleiben, eine Wahl der Leistung bieten – wenigstens einige male und vorzugsweise immer.
(iii) Das obige Beispiel nimmt an, dass ein Bereich ausreichende Punkte enthält, um alles außer einem der Datenbits, das auf ein Symbol codiert werden soll, zu senden; es gibt jedoch keinen Grund, warum kleinere Bereiche nicht verwendet werden könnten, wobei mehr als ein Datenbit am Formgebungsprozess teilnimmt.
(iv) Die 6 ist lediglich erläuternd: z. B. muss ein wirklicher Codierer nicht die Faltungscodiererschaltung 100 enthalten; da statt bp die codierten Bits cp ermittelt werden, können sie direkt verwendet werden und der Codierer 100 ist physikalisch nicht vorhanden. Seine Bedeutung liegt in der Definition der Beziehung zwischen cp₀ und cp₁ und derjenigen zwischen cp und H sowie H^–1.
(v) Die Formgebung wird bei Konstellationen verwendet, die vier Punkte oder weniger enthalten. Wenn z. b. 2 und 3 Bits (insgesamt) pro Symbol gesendet werden, werden drei Bits auf einer 16-Punkt-Konstellation gesendet, während jedoch die 2 Bits auf einer 4-Punkt-Konstellation gesendet werden, wobei die Formgebung nicht verwendet wird.

Die 9 zeigt eine praktische Ausführungsform, die diese Trellis-Formgebung verwendet, die die von der Auswahlvorrichtung 15 der 1 ausgegebenen Signale empfängt. Zum Zweck dieses Beispiels wird angenommen, dass die 1 auf eine Datenrate von 14400 eingestellt ist, so dass k = 5 gilt; d. h. ohne die Trellis-Formgebung findet die Übertragung unter Verwendung von Symbolen statt, die aus Konstellationen mit 2⁵ = 32 und 2⁶ = 64 Punkten ausgewählt werden. Gruppen von 6 Bits d₅ ... d₀ werden in jeder Symbolperiode t einmal von der Auswahlvorrichtung 15 empfangen, wobei d₀ ein codiertes Bit vom Faltungscodierer 11 ist und der Rest uncodierte Bits sind. Ein Bit ts von der Auswahlvorrichtung 15' (ein Konstellationsumschaltbit) zeigt an, wenn es eins ist, dass 6 Datenbits vorhanden sind, und, wenn es 0 ist, dass 5 Datenbits vorhanden sind (in diesem Fall wird d₅ ignoriert).
Wie in der obigen Erläuterung wird angenommen, dass vier Regionen verwendet werden sollen. Für die Übertragung von 5 Datenbits ist somit eine 64-Punkt-Konstellation erforderlich, während für 6 Bits eine 128-Bit-Konstellation erforderlich ist. Die erstere ist in Regionen unterteilt, wie bereits in 5 gezeigt ist, während die letztere in 10 gezeigt ist. Jede der 6 möglichen Kombinationen der 4 Bits d₃ ... d₀ ist einem entsprechenden Punkt auf jeder der vier Regionen der 5 zugewiesen; in ähnlicher Weise ist jede der 32 möglichen Kombinationen der 5 Bits d₄ ... d₀ einem entsprechenden Punkt aus jeder der in 10 gezeigten vier Regionen zugewiesen. Einzelheiten dieser Zuweisung (häufig als Punktetikettierung bezeichnet) werden im Folgenden beschrieben. Die Zuweisungsinformationen sind in Form gespeicherter Nachschlagtabellen ausgeführt, die kurz beschrieben werden sollen. Das höchstwertige gültige Datenbit d₅ oder d₄ wird von einer Auswahlvorrichtung 205, die vom Bit ts gesteuert wird, ausgewählt und einem Haltecodierer 202 zugeführt, der mit dem Codierer 102 der 6 identisch ist, um 2 codierte Bits cd₀, cd₁ zu erzeugen, die in Exklusiv-ODER-Schaltungen 203, 204 mit den Versuchsbits cpt₀, cpt₁ von einem Viterbi-Decodierer 206 kombiniert werden, um eine Versuchsregionenzahl et₀ und dergleichen zu erzeu gen.
Ein Speicher 207 enthält eine Nachschlagtabelle mit 64 Einträgen, die jeweils die Leistung eines der Punkte der Konstellation der 5 darstellen. Auf diese kann mittels einer 6-Bit-Adresse, nämlich et₁, et₀ von den Exklusiv-ODER-Gattern 204, 203 zugegriffen werden, die die Region und die Datenbits d₁ ... d₀ darstellen, die den Punkt identifizieren, dem sie innerhalb dieser Region zugewiesen sind. In ähnlicher Weise besitzt ein Speicher 208 128 Einträge, die die Leistungen der Punkte der 10 darstellen. Die sieben Adresseingänge sind et₁, et₀ und die Datenbits d₄ ... d₀. Der Ausgang des einen oder des anderen Speichers wird mit einer Auswahlvorrichtung 209 ausgewählt, die durch ts gesteuert wird. Die Verwendung einer Nachschlagtabelle wird hinsichtlich der Geschwindigkeit und der Implementierung bevorzugt. Wenn jedoch die Etikettierung und die Punkte symmetrisch sind, können die Leistungen berechnet werden, wobei in diesem Fall der Speicher 207 (und 208) durch eine Berechnungseinheit ersetzt wird, in der eine Folge von Programmbefehlen gespeichert ist, die die Punktabbildung definieren.
In jeder Symbolperiode führt der Viterbi-Decodierer 206 den Exklusiv-ODER-Gattern vier aufeinander folgende Werte cp zu, und empfängt somit von der Auswahlvorrichtung 209 vier Leistungswerte, die die Leistungen der vier Punkte anzeigen (einer in jeder Region der relevanten Konstellation), die diesen Werten von cp entsprechen, wobei die Werte von d₀ ... d₅, cd₁, cd₀ und ts berücksichtigt werden. Die Operation des Viterbi-Decodierers ist die gleiche wie für einen Viterbi-Decodierer, der Daten decodiert, die unter Verwendung eines Faltungscodes codiert worden sind, mit der Ausnahme, dass er die Wegmaße (d. h. die Leistungen) enthält, statt diese durch Bilden der Abstände zwischen den Eingangsdaten und den diesen Wegen zugeordneten Daten berechnen zu müssen. Das Trellis-Diagramm der 7 ist in der Operation des Viterbi-Decodierers enthalten, der nun ausreichende Informationen besitzt, um über die Regionen zu entscheiden. Die vorher für Darstellungszwecke beschriebene Betriebsart (in der die Maße über das Trellis-Diagramm für jede Fensterposition erneut hinzugefügt wurden) ist nicht üblich: obwohl sie funktioniert lohnt es sich hinsichtlich des Berechnungsaufwandes, einfach das Ergebnis der vorangehenden Fensterposition zu aktualisieren. Das Problem hierbei ist, dass es dadurch möglich ist, einen Weg innerhalb des aktuellen Fensters zu wählen, der zu früheren Entscheidungen (nun außerhalb des Fensters) über den Weg inkonsistent ist. Dies kann schwerwiegende Konsequenzen haben, weshalb es notwendig ist, sicherzustellen, dass der überlebende Weg, der am Ende des Fensters gewählt wird, tatsächlich ein Weg ist, der an dem (nun festen) Zustand zu Beginn des Fensters anfängt. Dies kann bewerkstelligt werden durch Beseitigen irgendwelcher Wege, die nicht mit dem gewählten überlebenden Weg innerhalb des Decodierungsfensters konvergieren, bevor die nächste Aktualisierung durchgeführt wird.
Eine typische Fensterlänge liegt im Bereich von 16 bis 30. Bei Annahme einer Fensterlänge von 20 bedeutet dies, dass sich eine Verzögerung von 21 T zwischen dem Empfang der Daten und der Erzeugung der Ausgangsbits cp₀, cp₁ für dieses Symbol durch den Viterbi-Decodierer ergibt. Die Bits d₀–d₄ und cd₁, cd₀ werden in einer Verzögerungseinheit 210 somit um 21 T verzögert. Die verzögerten faltungscodierten Bits cd₁, cd₀ werden mit den Bits cp₁, cp₀ vom Viterbi-Decodierer in den Exklusiv-ODER-Gattern 203', 204' kombiniert, um die Regionenbits e₁, e₀ zu erzeugen. Diese identifizie ren zusammen mit den verzögerten Datenbits d₀ ... d₄ und dem Umschaltbit ts eindeutig den zu sendenden Signalpunkt und werden in die Nachschlagtabellen 218, 219 und in einen QAM-Modulator 217 eingegeben, analog zu den Einheiten 18, 19 und 17 der 1.
Obwohl der Klarheit halber die in 9 gezeigten Formgebungsanordnungen nur für eine einzelne Datenrate gezeigt sind, ist für die Verwendung mit der 1 für den Bereich der Datenraten die Anzahl der Datenbits selbstverständlich umschaltbar und die Nachschlagtabellen 207, 208, 218, 219 werden in ähnlicher Weise wie die Tabellen 18, 19 der 1 umgeschaltet.
Die Verwendung der Trellis-Formgebung in der beschriebenen Art ergibt (für eine gegebene Leistung) eine Erhöhung der Störungsunempfindlichkeit. Jedoch ergibt sich zusätzlich zur inhärenten Verbesserung im Gebrauch der Trellis-Formgebung, dass der Verlust aufgrund der Verwendung von zwei Konstellationen statt einer zusätzlich kompensiert wird.
Es wurde bereits erwähnt, dass die minimale Anzahl von Regionen drei ist, statt vier, wie in 9 gezeigt. Wenn gewünscht ist, die Anordnung der 9 mit nur drei Regionen zu betreiben – z. B. indem die Übertragung der Punkte in der Region 3 der 5 und 10 vermieden wird – kann dies leicht erreicht werden, indem die in den Tabellen 207, 208 gespeicherten Leistungspegel für die Punkte der Region 3 auf einen sehr großen Wert gesetzt werden, wodurch sichergestellt wird, dass der Viterbi-Decodierer 206 niemals einen Trellis-Weg wählt, der zum Senden eines Signals führt, das einem Punkt in der vierten Region zugeordnet ist. Sollte es erwünscht sein, die Formgebung in vorher beschriebenen Fall zu verwenden, bei dem eine Konstellation Anzahl von benutzten Punkten besitzt, die keine Potenz von 2 ist, dann kann dies in ähnlicher Weise bewerkstelligt werden. Wenn z. B. angenommen wird, dass ein Symbol 5 1/2 Bits führen soll, wird ohne Formgebung eine 48-Bit-Konstellation benötigt. Mit Formgebung wird eine Konstellation mit drei (oder mehr) Regionen von 24 Bits definiert, wobei jede Region 16 "innere" Punkte und 8 "äußere" Punkte besitzt. Die Codierung von 4 1/2 Bits in einen Bereich kann (ohne in dieser Stufe zu wählen, welche Region verwendet werden soll) wie vorher durchgeführt werden, indem ein Symbolpaar genommen wird und gemeinsam in der vorher beschriebenen Weise verarbeitet wird. Dies kann unabhängig davon bewerkstelligt werden, ob die zwei Symbole die gleiche Anzahl von Bits führen, solange sie beide ein zusätzliches Halbbit führen. Sobald dies erledigt ist, wurde ein Punkt in jeder Region identifiziert, wobei das restliche 1 Bit je Symbol im Formgebungsprozess verwendet wird, um die Regionen auszuwählen, genau wie mit Bezug auf 9 beschrieben worden ist.
III Synchronisation
Eine weitere zu beschreibende Betrachtung ist die der Rahmensynchronisierung. Für die Decodierung der in 1 oder 9 erzeugten Signale ist es notwendig, dass ein Decodierer mit der Rahmenstruktur synchronisiert ist, die in der Übertragung von d Bits eines Rahmens von A Bits unter Verwendung von Symbolen verschiedener Konstellationen inhärent ist. Dies wird für eine korrekte Decodierung des Modulationscodes (falls c ≠ 0 ist) und die korrekte Interpretation "kleiner" und "großer" Symbole benötigt. Es ermöglicht ferner (optional) das Multiplexen der gesendeten Daten in separate Unterkanäle (z. B. von jeweils 2400 Bits/s). Es ist möglich, eine solche Synchroni sierung ohne explizite Übertragung von Rahmeninformationen zu erhalten, da der Empfang eines Symbols in der Region 2 oder 3 der 10 notwendigerweise anzeigt, dass die größere Konstellation in Gebrauch ist: selbst wenn jedoch die größere Konstellation verwendet wird, können Symbole aus den Regionen 0 bis 1 gesendet werden – tatsächlich hat die Trellis-Formgebung den Effekt, dass die Regionen mit niedrigerer Leistung bevorzugt vor den Regionen 2 oder 3 ausgewählt werden.
Um die Geschwindigkeit und die Zuverlässigkeit der Synchronisierung zu erhöhen, kann ein Symbol (das aus einer großen Konstellation ausgewählt wurde) pro Block, wobei ein Block eine ganze Zahl von Rahmen ist, als Synchronisierungssymbol ausgelegt sein. Wenn die Trellis-Formgebung auf die Regionen 0, 1 und 2 beschränkt ist, kann die Synchronisierung leicht erreicht werden, indem erlaubt wird, dass das Synchronisierungssymbol die Region 3 verwendet, die Region mit der größten mittleren Leistung. Ein mögliches Verfahren ist folgendes. Die Trellis-Formgebung arbeitet ohne Modifikation. Wenn ein Punkt der Regionen 1 oder 2 für das Synchronisierungssymbol gewählt wird, wird dieses wie vorher gesendet. Wenn jedoch ein Punkt der Region 0 gewählt wird, wird statt dessen ein Symbol der Region 3 gesendet (im Prinzip können die Regionen 1 oder 2 für diese Ersetzung gewählt werden, jedoch wird die Region 0 bevorzugt, das es statistisch wahrscheinlich ist, dass sie häufiger gewählt wird). Immer wenn der Decodierer ein Symbol der Region 3 entdeckt, betrachtet er dieses (zum Zweck der Decodierung der Daten) als äquivalent zu einem Symbol der Region 0, erkennt es jedoch als ein Synchronisierungssymbol zum Aufrechterhalten der Rahmensynchronisierung. Obwohl dies nicht die Sendung von Synchronisierungsinformationen für jeden Block garantiert, sorgt es für eine einfache Synchronisierung; allerdings auf Kosten einer leichten Leistungserhöhung, da die Ersetzung beim Formgebungsprozess nicht berücksichtigt wird. Die Verwendung eines Synchronisierungssymbols kann mit dem Senden eines langsamen Seitenkanals kombiniert werden, wobei die Umsetzung von der Region 0 zur Region 3 dann in Abhängigkeit von einem Seitenkanal-Bit durchgeführt werden kann. Dies kann einen kürzeren Block (ein kleineres Vielfaches von AT) erfordern, um ausreichende Synchronisierungbedingungen (Region 3) und eine erforderliche Seitenkanaldatenrate sicherzustellen. Die verfügbare Seitenkanaldatenrate hängt ein wenig von der Datenrate im Hauptkanal ab. Alternativ kann ein weiteres Symbol (d. h. ein anderes als das für die Synchronisierung verwendete) im Block für diesen Zweck vorgesehen sein. Wenn ein Symbol aus der Region 0 gewählt worden ist, kann dann eine Ersetzung durch ein Region-3-Symbol stattfinden, oder nicht, in Abhängigkeit vom Wert eines zu sendenden Bits. Wenn die Region 0 nicht gewählt worden ist, wird das Senden des Seitenkanalbits bis zum nächsten Symbol im Block (oder dem nächsten zugewiesenen Symbol) verzögert, für das die Region 0 gewählt worden ist. Die Verwechslung von Synchronisierungssymbolen und "Seitenkanal"-Symbolen kann vermieden werden, indem entweder für den Seitenkanal ein Symbol zugewiesen wird, das aus der kleineren Konstellation gewählt wurde, oder indem sichergestellt wird, dass ein Decodierer zwischen den beiden auf der Grundlage unterscheidet, dass ein Synchronisierungssymbol niemals die Region 0 belegt, während ein "Seitenkanal"-Symbol dies manchmal tut.
Eine etwas andere Version der Synchronisierungsanordnung arbeitet wie folgt. In der vorangehenden Version wurde das Senden von Punkten der Region 3 der größeren Konstellation verhindert, indem die gespeicherten Leistungspegel in den Tabellen 207, 208 auf einen großen Wert gesetzt wurden. Diese modifizierte Version verwendet ebenfalls die "Fälschung" der Leistungsfiguren, um ein gewünschtes Ergebnis zu erzielen, jedoch ist die Eigenschaft der Fälschung diesmal zeitlich veränderlich, so dass sie sich für die für die Synchronisierung vorgesehenen Symbole von derjenigen für andere Symbole unterscheidet. Im letzteren Fall wird das Leistungssignal auf einen großen Wert für die Region 3 gesetzt und verhindert das Senden von Punkten in dieser Region; für das Synchronisierungssymbol jedoch werden die korrekten Figuren für die Region 3 zugeführt, wodurch das Senden eines Symbols von der äußeren Region für dieses Symbol erlaubt wird. Obwohl dies funktionieren würde, würde tatsächlich nur eine Minderheit der Synchronisierungssymbole aus der Region 3 gewählt, weshalb bevorzugt wird, die Wahrscheinlichkeit des Sendens eines solchen Symbols zu erhöhen, um auch die Leistungsfiguren für die Regionen 0, 1 und 2 zu verfälschen, indem (a) die Figuren für die Regionen 0 und 1 auf höhere Werte gesetzt werden, und (b) im Fall eines Punktes der Region 2 die wahre Leistungsfigur um einen Faktor vergrößert wird, so dass die mittlere Leistung der Punkte der Region 2 als mit derjenigen der Punkte der Region 3 gleich erscheint. Der Effekt hiervon ist, dass die Verwendung von Symbolen der Regionen 0 und 1 verhindert wird und die Wahrscheinlichkeit des Sendens eines Region-3-Symbols im Gegensatz zu einem Region-2-Symbol erhöht wird.
Dies kann erreicht werden durch Verwendung der in 12 gezeigten Logikschaltung, in der Teile der 9 umgezeichnet sind, um ihre Beziehungen zur zusätzlichen Schaltung zu zeigen. Ein hochpegelaktives Signal "sync" liegt auf Niedrigpegel, mit Ausnahme während eines Synchronisierungssymbols. Ein Zwei-zu-vier-Leitungsde codierer 300 decodiert die Regionennummer et, wobei sein Ausgang "3" für Nichtsynchronisierungssymbole über ein UND-Gatter 301 und ein ODER-Gatter 302 zu einem Umschalter 303 weitergeleitet wird, der den Ausgang des Schalters 209 aufnimmt und ihn auf einen bestimmten Maximalwert zwingt. Wenn das Synchronisierungssignal vorhanden ist, wird das UND-Gatter 301 über einen Inverter 304 gesperrt. Falls et = 2 decodiert worden ist, wird ein UND-Gatter 305 freigegeben, das einen Umschalter 306 veranlasst, einen Multiplizierer 306a in eine Schaltung einzubringen, um das Leistungssignal mit einem Faktor gleich dem Verhältnis der mittleren Region-3-Leistung zur mittleren Region-2-Leistung zu multiplizieren.
Wenn andererseits "0" oder "1" aecodiert wird (und in einem ODER-Gatter 307 kombiniert wird), wird ein UND-Gatter 308 freigegeben und (über das ODER-Gatter 302) der Schalter 303 freigegeben, um die Leistungsfigur für den Viterbi-Decodierer auf ein Maximum zu setzen.
Wenn ein Sekundärkanal ebenfalls von diesem Symbol geführt werden soll, kann dies bewerkstelligt werden, indem das Sekundärkanalbit verwendet wird, um (unter Verwendung eines Exklusiv-ODER-Gatters 309) den Ausgang des UND-Gatters 307 zu invertieren, so dass die Symbolwahl auf die Regionen 0 und 1 statt auf die Regionen 2 und 3 festgelegt wird. Ein Inverter 310 invertiert die Sekundärdaten (unter der Annahme, dass der Leerlaufzustand des letzteren gleich logisch 1 ist), so dass die Synchronisierung unbeeinflusst bleibt, wenn der zweite Kanal im Leerlauf ist. Ein Vorteil dieses Vorschlags gegenüber vorangehenden ist, dass dann, wenn ein Region-3-Symbol gesendet wird, die wahre Leistungsfigur für dieses Symbol an den Viterbi-Decodierer geliefert wird, der dazu neigt, Aus wahlen mit niedrigerer Leistung vorzunehmen als die vorher der Fall war. Wenn (wie üblich) ein Bandbegrenzungsfilter am Modulatorausgang verwendet wird, neigt die Streuungswirkung des Filters und die Reduktion der Leistungen der benachbarten Symbole dazu, den Effekt des größeren Synchronisierungssymbols auf das Verhältnis von Spitzenleistung zu mittlerer Leistung des Signals zu schwächen, was häufig ein wichtiger Gesichtspunkt in Modulationssystemen ist.
Bei Bedarf kann dieser Effekt verstärkt werden, indem die zugeführten Leistungssignale (für alle 3 Regionen) bezüglich der benachbarten Punkte künstlich erhöht wird. Diese Erhöhung kann typischerweise z. B. 1,5-fach für ein unmittelbar benachbartes Symbol und 1,25-fach für das nächst nähere Symbol betragen, obwohl in der Praxis die Faktoren so gewählt werden, dass sie zu den Anzapfungsgewichtungen des wirklich verwendeten Filters passen. Dies kann erreicht werden durch Verwendung von Anordnungen, die dem Schalter 306 und dem Multiplizierer 306a ähnlich sind.
IV Verschachtelte Konstellationen für trellis-geformte Systeme
Bei den verwendeten Konstellationen verwendet die in 9 beschriebene Ausführungsform die zwei in den 5 und 10 gezeigten Konstellationen. Diese sind in dem Sinne "verschachtelt", dass die Signalpunkte in 5 alle in der Konstellation der 10 vorhanden sind. Es ist nicht notwendig, dass die zwei Konstellationen auf diese Weise in Beziehung stehen, jedoch ist es bequem; es ist ein kleiner Speicher in den Nachschlagtabellen der 1 und 9 möglich, wenn die Adressierung so beschaffen ist, dass eine einzelne Stelle verwendet wird, um die Koordinaten (oder die Leistung) eines Punktes zu speichern, der beiden Konstellationen gemeinsam ist, wobei jedoch der größere Vorteil darin liegt, dass die Eingangsseite eines Empfängers zum Empfangen der gesendeten Signale statt mit zweien effektiv mit nur einer Konstellation umgehen muss.
Wenn die Umschaltung zwischen mehreren Datenraten vorgesehen ist, kann dieser Lösungsansatz erweitert werden, indem vorgesehen wird, dass alle verwendeten Konstellationen (von 16 Punkten an aufwärts) Teilmengen einer einzigen großen Konstellation sind – wie in 13 gezeigt, in der die gestrichelten Kästen schrittweise größere Konstellationen einschließen. Ferner ist es bequem, vorzusehen, dass die Unterteilung in Regionen in der gleichen Weise abbildet – statt dass zwei der Formgebungsregionen einer großen Konstellation gebildet werden, indem entsprechende Paare von Regionen der Konstellation mit halber Größe hinzugefügt werden, die sie enthält.
Es folgen Einzelheiten der Abbildung zwischen den zu sendenden Bits und den Signalpunkten. Diese Bits fallen in drei Kategorien:

(i) Zwei vom Formgebungsprozess erzeugte Bits: die Abbildung derselben auf eine Konstellation wurde bereits beschrieben: sie bestimmen die Auswahl einer der vier Regionen, in die die zu verwendende Konstellation unterteilt ist.
(ii) Eine variable Anzahl uncodierter Bits.
(iii) Zwei vom Faltungscodierer der 1 erzeugte Bits. Damit der mit der Faltungscodierung erreichbare Codierungsgewinn erreicht wird, ist es notwendig, dass diese Bits dazu dienen, (auf herkömmliche Weise) unter vier Teilmengen der Signalpunkte innerhalb einer Region zu wählen. Unter der Annahme, dass wie vorher der minimale Abstand zwischen den Punkten der Konstellation gleich 2 ist, werden die Teilmengen so gewählt, dass der minimale Abstand gleich 4 ist. (Wenn im Allgemeinen die Anzahl der Bits n_c ist, ist die Anzahl der Teilmengen
und der minimale Abstand gleich
). Die 11 zeigt eine 16-Punkt-Region, die in die Teilmengen a, b, c, d unterteilt ist.

Das verbleibende Problem ist somit die Abbildung der uncodierten Bits auf die Teilmengen der Region. Da diese Bits nicht mit den "Formgebungs"-Bits (i) und den codierten Bits (iii) korreliert sind, ist die Abbildung dieser Bits auf Signalpunkte innerhalb einer gegebenen Region willkürlich: die Beziehung zwischen der Abbildung ein einer Region zu derjenigen in einer weiteren Region ist jedoch von großer Bedeutung für die Effektivität des Formgebungsprozesses. Für gegebene Werte der Eingangsbits für ein bestimmtes Symbol hat der Viterbi-Decodierer eine Auswahl von vier Werten von cpt und somit eine Wahl unter vier Signalpunkten, einem in jeder der vier Regionen. Es ist klar, dass dann, wenn die Abbildung so beschaffen ist, dass für alle Werte des Eingangs diese vier Kandidatenpunkte alle die gleiche Leistung haben, durch Vornehmen irgendeiner bestimmten Wahl keine Verbesserung der mittleren Leistung erreicht wird. Die Aufgabe kann qualitativ so betrachtet werden, dass der Viterbi-Decodierer über die vier Kandidatenpunkte eine breite Auswahl unterschiedlicher Leistungen hat.
Für einen Moment sei angenommen, dass die
Kombinationen der n_u uncodierten Bits den Punkten einer Teilmenge innerhalb der Region 0 der Konstellation in aufsteigender Reihenfolge der Leistung zugewiesen sind – d. h., wenn der Binärwert (gewöhnlich als das "Punktetikett" bezeichnet) der n_u Bits gleich V ist, ist dann, wenn V_i > V_j ist, die Leistung des mit V_i etikettieren Punkts größer oder gleich der Leistung des mit V_j etikettieren Punkts.
Bei Betrachtung des Trellis-Diagramms der 7 für den Formgebungscode, hat der Viterbi-Decodierer ausgehend von einem gegebenen Trellis-Zustand die Wahl zwischen zwei Wegen und somit eine Wahl zwischen cp = 00 oder 11, oder eine Wahl cp = 01 oder 10. Die Regionennummer wird erhalten von einer Exklusiv-ODER-Verknüpfung (203', 204') mit cd, das von den Daten bestimmt wird, jedoch führt dies immer noch zu einer Wahl 00/11 oder einer Wahl 01/10, d. h. der Faltungscode G impliziert eine Paarung der Regionen (die aktuelle Paarung hängt vom gewählten Code ab). Diese Eigenschaft gilt möglicherweise für alle linearen Faltungscodes, jedoch nicht immer im Fall eines nichtlinearen Codes.
Die Etikettierung in Region 3 (die "äußere Wahl" von Region 0) folgt vorzugsweise der umgekehrten Sequenz von Region 0 – nämlich in absteigender Reihenfolge der Leistung; somit wird eine Wahl erhalten zwischen einem Punkt in Region 0 mit (für diese Region) niedriger Leistung und einem Punkt in Region 3 mit (für diese Region) hoher Leistung, oder umgekehrt. Das Beispiel wird auch auf die Regionen 1 und 2 relativ zueinander angewendet.
Weniger offensichtlich, aber ebenfalls wahr, wenn im Wesentlichen konzentrische Regionen behandelt werden, ist die Erwünschtheit einer ähnlichen Beziehung zwischen den Regionen 0 und 3 einerseits und den Regionen 1 und 2 andererseits: somit ergibt sich:
Region 0 aufsteigend
Region 1 absteigend
Region 2 aufsteigend
Region 3 absteigend
Dies an sich ist nicht neu.
Unter Erinnerung daran, dass die Etikettierung in einer beliebigen gegebenen Region willkürlich ist, kann die Einschränkung fallengelassen werden, dass die Punkte in Region 0 in aufsteigender Reihenfolge der Leistung etikettiert sind, und die obige Aussage verallgemeinert werden, indem behauptet wird, dass dann, wenn die Leistungen der Punkte der Regionen 1, 2 und 3 in aufsteigender Reihenfolge der Leistung der etikettierten Punkte in Region 0 geordnet sind, diese jeweils absteigende, aufsteigende bzw. absteigende Serien bilden.
Die Aufgabe dieses Aspektes der Erfindung ist, ein einzelnes Etikettierungssystem auf einen Satz verschachtelter Konstellationen anzuwenden. Es sei beginnend mit der eben beschriebenen Konstellation angenommen, dass eine Konstellation der doppelten Größe benötigt wird. Die Region 0 der neuen Konstellation (R0') wird erhalten durch Kombinieren der Regionen 0 und 1 der ersten; und die neue Region (R1') durch Kombinieren der alten Regionen 2 und 3. Bis zu diesem Punkt wurde angenommen, dass in den vier ursprünglichen Regionen die gleichen Etiketten verwendet werden: nun müssen zusätzliche (höchstwertige) Bits an die Etiketten angehängt werden, um ein zusätzliches uncodiertes Datenbit aufzunehmen. Bei der neuen Region R0' besitzen die Punkte von R0 somit eine führende 0, die zum Etikett hinzugefügt ist, und diejenigen von R1 eine führende 1. Bei R1' jedoch sind die führenden Bits für die Punkte von R2 und R3 1 bzw. 0, um die oben beschriebene "aufsteigende/absteigende" Eigenschaft für die neuen Regionen sicherzustellen.
Ein weiterer Weg der Betrachtung dieser Situation ist folgender. Eine Konstellation hat 16M Punkte. Wenn jede Region durch M Punkte (in einer Teilmenge) dargestellt wird, sind die 4M Punkte wie folgt geordnet:

– die Punkte 0 bis M – 1 sind die Punkte von R0;
– die Punkte M bis 2M – 1 sind die Punkte von R1 in umgekehrter Reihenfolge der Leistung bezüglich R0;
– die Punkte 2M bis 3M – 1 sind die Punkte von R3 in umgekehrter Reihenfolge der Leistung bezüglich R0; und
– die Punkte 3M bis 4M – 1 sind die Punkte von R2 in der gleichen Reihenfolge der Leistung bezüglich R0;

Wenn zwei Punkte in einer Region die gleiche Leistung besitzen, können sie nach ihrer x-Koordinate geordnet sein. Andere Entscheidungsverfahren können ebenfalls verwendet werden.
Bei gegebener Punktordnung wie oben ist die Ordnung für den nächsten Satz von Regionen leicht abzuleiten. Es sei eine verdoppelte Konstellation angenommen, die geformt werden soll. R0 und R1 werden kombiniert, um eine Region zu bilden, ebenso wie R2 und R3. Die Ordnung der Punkte in den ersten zwei Regionen kann genau die gleich sein wie oben. Das heißt die Punkte 0 bis 2M – 1 kommen von R0 und R1 und die Punkte 2M bis 4M – 1 von R1' kommen von R2 und R3. Dies sind die zwei Regionen mit der niedrigsten Leistung in der neuen Konstellation. Es seien R2' und R3' die anderen zwei Regionen, wobei die Leistung von R2' kleiner ist als die Leistung von R3'.
Die Punkte in R3' sind mit 4M bis 6M – 1 etikettiert und befinden sich in einer Reihenfolge, die der umgekehrten Reihenfolge der Punkte 0 bis 2M – 1 folgt. Wenn die Leistung der Punkte 0 bis 2M – 1 aufsteigt, fällt die Leistung der Punkte 4M bis 6M – 1 ab. Die Punkte der Region R3' sind mit 6M bis 8M – 1 etikettiert, wobei deren Leistung aufsteigt, wenn die Leistung der Punkte 0 bis 2M – 1 aufsteigt.
Dies wird durch folgendes Beispiel erläutert:
Beginnend mit einer 16-Punkt-Konstellation ist M = 1, so dass jede Region einen Punkt pro Teilmenge enthält. Diese haben die Koordinaten (–1, –1), (3, –1), (3, 3) und (–1, 3). Die Leistung dieser Punkte (Regionen) beträgt 2, 10, 18 bzw. 10. Unter Verwendung der x-Koordinatenregel ergibt sich
R0 = (–1, –1); R1 = (–1, 3); R2 = (3, –1) und R3 = (3, 3).
Die Punktetiketten sind somit:
0(–1, –1) 1(–1, 3) 2(3, –3) 3(3, –1).
Die Konstellation wird nun auf 32 Punkte erweitert. Hierdurch werden die Punkte (–1, 5), (3, –5), (–5, –1) und (–5, 3) hinzugefügt. Unter Verwendung des rekursiven Algorithmus ergibt dies eine Punktreihenfolge von
0(–1, –1) 2(3, 3) 4(–5, 3) 6(–5, –1)
1(–1, 3) 3(3, –1) 5(3, –5) 7(–1, –5).
Dieser Prozess kann unendlich fortgesetzt werden. Die Punktordnung, die aus diesem Anfang folgt für eine 512-Punkt-Konstellation ist in 13 gezeigt. Die Etiketten sind (als Dezimalzahlen) nur für die Punkte der Teilmenge a gezeigt.
Wenn somit die Vorrichtung der 9 (mit oder ohne die Faltungscodierung der 1) verwendet wird, mit der Einrichtung der Umschaltung der Datenrate, kann die Konstellation (oder die zwei Konstellationen), die mit jeder Datenrate verwendet wird, aus 13 gewählt werden. Dies hat somit den Vorteil, dass eine einzige Punktetikettierung für alle gewünschten Datenraten verwendet werden kann. Die verwendete Punktetikettierung ermöglicht einen guten Formgebungsgewinn bei allen Raten. Dies ist eine direkte Verbesserung gegenüber der Entwicklung und Etikettierung einer neuen Konstellation für jede Datenrate.
Als eine Alternative zu der in 13 gezeigten "Quadrat"-Konstellations-Verschachtelung kann die in 14 gezeigte Abbildung verwendet werden. Diese zeigt die Punktetikettierung (in hexadezimaler Form) für den unteren rechten Quadranten des Phasendiagramms, und liegt näher an der (idealen) Verschachtelung der konzentrischen Kreise, bei der die Punkte aller aufeinander folgenden Regionen alle höhere Leistungen aufweisen als die Punkte aller vorangehenden Regionen. Die gezeigte Etikettierung wird durch den folgenden Algorithmus (geschrieben in 'C') erhalten (für Punkte gleicher Leistung war das verwendete Entscheidungsverfahren, die Punkte mit dem kleinsten absoluten Betrag der y-Koordinate zuerst zu nehmen):
Die Indizes von label [] sind die Nummern der Punkte, wenn sie in aufsteigender Reihenfolge der Leistung geordnet sind, so dass das Etikett für den Punkt mit niedrigster Leistung das label [0] ist und dasjenige für den Punkt mit der zweitniedrigsten Leistung das label [1] ist usw. Wenn die Trellis-Formgebung verwendet wird, ergibt die Etikettierung Formgebungsgewinne, die mit der Etikettierung der 13 vergleichbar sind.

Claims

Verfahren zum Senden von Daten unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation, wobei die Anzahl gesendeter Bits pro Symbol eine nicht ganze rationale Zahl größer als eins ist, dadurch gekennzeichnet, dass dann, wenn die Anzahl gesendeter Bits pro Symbol durch ein Verhältnis B/A zweier ganzer Zahlen ohne gemeinsamen Faktor gegeben ist, der Nenner (A) keine Zweierpotenz ist, und dass jede Gruppe aus B Bits durch A – d Symbole, mit d ganze Zahl kleiner als A und größer oder gleich 1, die jeweils aus einer ersten Signalpunktkonstellation gewählt sind, und durch d Symbole, die jeweils aus einer zweiten, größeren Signalpunktkonstellation gewählt sind, gesendet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem eine Signalkonstellation eine Anzahl von Signalpunkten hat, die gleich einer Zweierpotenz ist, und die jeweils andere Signalkonstellation aus einer ersten Mehrzahl von Punkten, deren Anzahl eine Zweierpotenz ist, und aus einer zweiten Mehrzahl von Punkten, deren Anzahl halb so groß wie die erste Anzahl ist und die eine höhere durchschnittliche Potenz als die erste Mehrzahl besitzt, besteht, und bei dem die Signalpunkte, die aus der anderen Konstellation gewählt sind, paarweise codiert werden, so dass jedes Paar höchstens ein Symbol aus der zweiten Mehrzahl von Punkten enthält.