DE68918010T2

DE68918010T2 - Kodiertes Modulationsübertragungssystem.

Info

Publication number: DE68918010T2
Application number: DE68918010T
Authority: DE
Inventors: Satoru Aikawa; Yasuhisa Nakamura; Yoichi Saito; Hitoshi Takanashi
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1988-06-24
Filing date: 1989-06-23
Publication date: 1995-01-05
Anticipated expiration: 2009-06-24
Also published as: CA1297159C; EP0348305A3; EP0348305A2; US4993046A; EP0348305B1; DE68918010D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung bezieht sich auf ein Codemodulationssystem, insbesondere ein Trellis-Codemodulationssystem, das ein codiertes Signal unter Berücksichtigung des Fehlers im Funkraum und der Fehlerkorrekturfähigkeit kartiert oder abbildet.
Ein bekanntes Trellis-Codemodulationssystern ist von G. Ungerboeck in IEEE Com. Mag. Feb. 1987, Seiten 5-21 in dem Aufsatz "Trellis-coded modulation with redundant signal sets" beschrieben, bei dem eine Konvolutions-Codierschaltung zur Fehlerkorrektur eine Anzahl n redundanter Bits zu einer Anzahl von m Eingangsbits addiert und eine Anzahl von m + n Ausgangsbits in einem Mehrebenenmodulator mit 2m+n Ebenen moduliert werden.
Fig. 1 stellt ein Blockschaltbild einer bekannten Trellis- Codemodulationsschaltung dar, in der Fig. 1A die Sendeseite und Fig. 1B die Empfangssejte darstellt. Mit 2 ist ein Codierer, mit 3 eine Kartierungs- oder Abbildungsschaltung, mit 4 ein Modulator, mit 5 ein Demodulator, mit 6 ein Decodierer und mit 10 eine Taktwiedergewinnungsschaltung bezeichnet.
Bei einem Trellis-Codemodulationssystem wird ein Eingangssignal bei jedem Symbol so codiert, daß der Euklid-Abstand zwischen den Symbolen gleich dem maximalen Signalzwischenraum bei der Kombination eines Fehlerkorrekturverfahrens mit einem Modulations-Demodulations-Verfahren ist. Das Trellis-Codemodulationssystem ergibt einen höheren Codiergewinn als ein bekanntes Fehlerkorrektursystem, bei dem jedes Symbol so codiert wird, daß der Hamming-Abstand zwischen den Symbolen maximal ist.
In den Fig. 1A und 1B wird ein digitales Eingangssignal dem Codierer 2 zugeführt, bei dem es sich um einen konvolutionellen Codierer für eine Fehlerkorrektur handelt und der einige redundante Bits zu den digitalen Eingangssignalen hinzufugt. Das Ausgangssignal des Codierers 2 wird der Kartierungsschaltung 3 zugeführt, die jedes Symbol durch Satz-Trennung umordnet. Der Codierer 2 und die Kartierungsschaltung 3 arbeiten mit der gleichen Taktfrequenz. Das Ausgangssignal der Kartierungsschaltung wird über den Modulator 4 übertragen. Empfangsseitig wird das Empfangssignal durch den Demodulator 5 demoduliert, dessen Ausgangssignal dem Decodierer 6 zugeführt wird, der die Fehlerkorrektur für den Fehlerkorrekturcode bewirkt, der durch den Codierer 2 codiert worden ist. Das Ausgangssignal des Decodierers 6 ist ein digitales Signal. Der Decodierer 6 wird mit einem Taktsignal mit einer Frequenz von m Bits/T betrieben, das durch die Taktwiedergewinnungsschaltung 10 erzeugt wird, die das Taktsignal am Ausgang des Demodulators 5 rekonstruiert. Es sei darauf hingewiesen, daß die in den Fig. 1A und 1B dargestellten Schaltungen, einschließlich Codierer 2, Kartierungsschaltung 3, Demodulator 5 und Decodierer 6, mit dem gleichen Taktsignal mit der Taktfrequenz von m Bits/T betrieben werden, wobei in eine ganze Zahl und größer als 2 und T eine Periode jedes Symbols ist.
Das bekannte Trellis-Codemodulationssystern hat jedoch den Nachteil, daß die Verbesserung des Codierungsgewinns nicht ausreichend ist, wie noch beschrieben wird.
Mit m=4 (was bedeutet, daß das Eingangssignal 4 Bits aufweist) und n=1 (was bedeutet, daß ein einziges redundantes Bit hinzugefügt wird), steigt die Anzahl der Ebenen von 16QAM auf 32QAM (QAM = Quadraturamplitudenmodulation) an, wie es in Fig. 2 dargestellt ist, in der jeder Punkt ein Symbol, der Abstand zwischen dem Mittelpunkt 0 und dem Punkt die Amplitude des Symbols und der Winkel zwischen der horizontalen Linie und der Linie zwischen dem Mittelpunkt 0 und dem Symbol die Phase des Symbols darstellt. Wie aus Fig. 2 zu ersehen ist, ist der Abstand zwischen den Symbolen bei einem 32QAM-Signal etwa gleich der Hälfte des Abstands bei einem 16QAM-Signal, wenn die mittlere Leistung des 16QAM- Signals gleich der des 32QAM-Signals ist.
Die Abnahme des Symbolabstands verschlechtert das erforderliche Verhältnis C/N (Träger/Rauschen-Verhältnis) zur Bildung der vorbestimmten Fehlerrate. Daher wird durch die Abnahme des Symbolabstands der Codiergewinn erheblich verschlechtert.
Ferner erfordert die Erhöhung der Anzahl der Ebenen in dem Trellis-Codemodulationssystem einen genaueren Betrieb eines Modulators und eines Demodulators, weil ein geringerer Amplituden- und Phasenfehler eines QAM-Signals zulässig ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist daher ein Ziel der Erfindung, die Nachteile und Einschränkungen eines bekannten Codemodulationssystems durch Schaffung eines neuen und verbesserten Codemodulationssystems zu vermeiden.
Es ist auch ein Ziel der Erfindung, ein Codemodulationssystem anzugeben, das einen höheren Codierungsgewinn mittels eines einfachen Modulators und/oder eines einfachen Demodulators ermöglicht.
Die obigen und andere Ziele werden erreicht durch ein Codemodulationssystem mit einem Sender zum Erzeugen eines codierten Modulationssignals und einem Empfänger zur Bildung eines Wiedergabesignals durch Demodulierung und Decodierung eines aus dem Sender empfangenen Signals, wobei der Sender aufweist: einen ersten Frequenzwandler, der ein digitales Eingangssignal in paralleler Form mit einer ersten Anzahl von Bits in jeder ersten Periode zum Umwandeln der Taktfrequenz des digitalen Signals mit einer ersten Taktfrequenz in eine zweite Taktfrequenz, die höher als die erste Taktfrequenz ist, empfängt und ein umgewandeltes Ausgangssignal in paralleler Form mit einer zweiten Anzahl von Bits in jeder zweiten Periode erzeugt, wobei die erste Anzahl größer als die zweite Anzahl und die erste Periode länger als die zweite Periode ist, einen konvolutionellen Codierer, der mit dem Ausgang des ersten Frequenzwandlers verbunden ist, um die zweite Anzahl der Bits durch Hinzufügen eines zusätzlichen Bits zu codieren, so daß die Gesamtzahl der parallelen Bits am Ausgang des konvolutionellen Codierers gleich der ersten Anzahl ist, eine Kartierungsschaltung, die mit dem Ausgang des konvolutionellen Codierers verbunden ist, um die Amplitude und Phase jedes Signals bei einem Signalabstand zu bestimmen, und einen Modulator, der mit dem Ausgang der Kartierungsschaltung verbunden ist, um ein moduliertes Signal zur Übertragung zu bilden, und wobei der Empfänger aufweist: einen Demodulator zum Empfangen eines Signals des Senders und zum Demodulieren des Empfangssignals, einen mit dem Ausgang des Demodulators verbundenen Decodierer zum Decodieren des durch den konvolutionellen Codierer codierten Signals und zur Bildung eines decodierten digitalen Signals in paralleler Form mit der zweiten Anzahl von Bits in jeder zweiten Periode und einen zweiten Frequenzwandler, der mit dem Ausgang des Decodierers verbunden ist, um die Taktfrequenz des decodierten digitalen Signals von der zweiten Taktfrequenz in die erste Taktfrequenz umzuwandeln und ein digitales Ausgangssignal in paralleler Form mit der ersten Anzahl von Bits in jeder ersten Periode zu bilden.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorstehenden und andere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung der beiliegenden Zeichnungen besser verständlich, in denen
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Codemodulationssystems darstellt,
Fig. 2 den Signalabstand eines bekannten 16QAM-Signals und eines bekannten 32QAM-Signals mit der gleichen mittleren Leistung wie die des 16QAM-Signals zeigt,
Fig. 3 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Codemodulationssystems darstellt,
Fig. 4 die Wirkungsweise des Frequenzwandlers 1 in Fig. 3 darstellt,
Fig. 5A ein Blockschaltbild eines Beispiels des Codierers 2 nach Fig. 3 darstellt,
Fig. 5B die Wirkungsweise des Codierers nach Fig. 5A darstellt und
Fig. 6 die Abhängigkeit der Bitfehlerrate vom Träger/Rauschen-Verhältnis C/N bei der Erfindung, einem bekannten Codemodulationssystem und einem uncodierten System darstellt.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Fig. 3A stellt einen erfindungsgemäßen Sender und Fig. 3B einen erfindungsgemäßen Empfänger dar. In diesen Figuren ist mit 1 ein erster Frequenzwandler bezeichnet, der ein digitales Eingangssignal in paralleler Form empfängt und die Bit-Frequenz so ändert, daß die Ausgangsfrequenz höher als die Eingangsfrequenz ist. Der Frequenzwandler 1 empfängt m+n Bits eines Eingangssignals in paralleler Form in jeder Periode T und erzeugt in Bits eines Ausgangssignals in paralleler Form in jeder Periode T', wobei T' kleiner als T ist. Wenn beispielsweise m = 7 und n = 1 ist, empfängt der Frequenzwandler 1 acht Bits in paralleler Form in jeder Periode T und erzeugt sieben Bits in paralleler Form in jeder Periode T'. In diesem Falle gilt die Beziehung T' = (m/(m+n)) T = (7/8)T.
Fig. 4 stellt die Wirkungsweise eines Beispiels des Frequenzwandlers 1 dar, bei dem der Frequenzwandler 1 acht Kanäle aus parallelen Signalen a&sub1; bis a&sub8; in jeder Periode T empfängt und sieben Kanäle aus parallelen Ausgangssignalen b&sub1; bis b&sub7; in jeder Periode T' erzeugt. Das Ausgangssignal S&sub1;&sub1; bis S&sub1;&sub7; in der ersten Ausgangsperiode T' ist das gleiche wie das Eingangssignal S&sub1;&sub1; bis S&sub1;&sub7; in der ersten Eingangsperiode. Das Signal im ersten Kanal in der zweiten Ausgangsperiode ist S&sub1;&sub8;, das gleich dem Signal im achten Kanal in der ersten Eingangsperiode ist, während die Signale der anderen Kanäle in der zweiten Ausgangsperiode die Signale der ersten sechs Kanäle im Eingangskanal sind. In ähnlicher Weise werden sieben Signale in jeder Periode T' ausgegeben.
Der Frequenzwandler wird durch 16 Flipflops realisiert, die in zwei Gruppen mit je acht Bits unterteilt sind. Das Eingangssignal in paralleler Form mit acht Bits wird in jeder Flipflop-Gruppe abwechselnd in jeder Periode T zwischengespeichert. Die sieben Bits der Flipflops werden in jeder Periode T' ausgelesen und bei jedem Lesevorgang um sieben Bits verschoben.
Das Ausgangssignal des ersten Frequenzwandlers 1 mit sieben parallelen Bits wird dem konvolutionellen Codierer 2 zugeführt, der den Eingangsbits ein redundantes Bit (n = 1) zur Fehlerkorrektur hinzufügt und in jeder Periode T' acht (=m+n) parallele Bits erzeugt.
Das Ausgangssignal des konvolutionellen Codierers 2 wird der Kartierungsschaltung 3 zugeführt, die jedes 8-Bit-Signal in ein 256QAM-Signal umsetzt, und zwar unter Berücksichtigung des Euklid-Abstands zwischen den Codes, unter Anwendung des Satz-Trennungs-Verfahrens. Die Satz-Trennung ist in dem Aufsatz "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals" von G. Ungerboeck in IEEE IT, Jan. 1982, Seiten 55-67 beschrieben.
Um das Verständnis zu erleichtern, ist ein Beispiel des konvolutionellen Codierers für m=3 und n=1 und ein Beispiel der Kartierungsschaltung für ein 16QAM-Signal in den Fig. 5A und 5B dargestellt.
In Fig. 5A werden drei parallele Eingangssignale Y&sub0;, Y&sub1; und Y&sub2; dem konvolutionellen Codierer 2 zugeführt, der zwei Verzögerungselemente 2a und 2c und eine Exklusiv-ODER-Schaltung 2b enthält. Ausgangsseitig erzeugt der konvolutionelle Codierer 2 vier parallele Signale Y&sub0;, Y&sub1;, Y&sub2; und Y&sub3; (m=3, n=1). Die Ausgangssignale Y&sub0;, Y&sub1; und Y&sub2; sind die gleichen wie die jeweiligen Eingangssignale. Das Ausgangssignal Y&sub3; wird zum Verzögerungselement 2a zurückgeführt, dessen Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung 2b zugeführt wird. Die Exklusiv-ODER-Schaltung 2b bewirkt die logische Verknüpfung des Ausgangssignals des Verzögerungselements 2a mit dem Signal Y&sub2;, und nur wenn eines der beiden 1 ist, erzeugt sie ein positives Ausgangssignal. Das Ausgangssignal der Exklusiv-ODER-Schaltung 2b wird dem Ausgang Y&sub3; über ein weiteres Verzögerungselement 2c zugeführt. Die vier parallelen Ausgänge bzw. Ausgangssignale Y&sub0;, Y&sub1;, Y&sub2; und Y&sub3; werden der Kartierungsschaltung 3 zugeführt.
Die Verzögerungszeit der Verzögerungselemente 2a und 2c ist gleich kT/2, wobei k die Dimension (k=2, 4, 8...) und T die Taktperiode ist. Die Erfindung ist jedoch nicht auf k=2 beschränkt, sondern ein höherer Wert von k ist ebenfalls möglich.
Das parallele 4-Bit-Signal hat 16 Zustände. Die Amplitude und Phasenlage jedes Signals im 16QAM-Signal wird durch eine Kartierungsschaltung bestimmt. Ein Beispiel der Kartierung des 16QAM-Signals ist in Fig. 5B dargestellt. Wie Fig. 5B zeigt, ist ein Signal mit gleichen Symbolen Y&sub2; und Y&sub3; (beispielsweise Y&sub2;=0 und Y&sub3;=0) weit entfernt von einem anderen Signal mit denselben Symbolen Y&sub2; und Y&sub3;.
Mit 8 ist ein Taktfrequenzwandler bezeichnet, der die Taktfrequenz eines Eingangssignals mit der Periode T in eine Taktfrequenz mit der Periode T' umwandelt. Das umgewandelte Taktsignal wird dem ersten Frequenzwandler 1, dem Codierer 2 und der Kartierungsschaltung 3 zugeführt.
Das Ausgangssignal der Kartierungsschaltung wird dem Modulator 4 zugeführt, der ein Funkfrequenzsignal als Sendesignal erzeugt.
Man sieht daher, daß die Bit-Frequenz (=m+n) eines Eingangssignals der Kartierungsschaltung 3 die gleiche wie die des digitalen Eingangssignals des Senders ist. Selbst wenn daher der konvolutionelle Codierer 2 die Anzahl der Bits um n erhöht, ist der Symbolabstand in der Konstellationsebene der gleiche wie der des Eingangssignals.
Empfangsseitig wird das Empfangssignal, dem auf der Funkübertragungsstrecke ein Rauschen oder ein Störsignal überlagert wurde, dem Demodulator 5 zugeführt, der eine Demodulation entsprechend der Modulation durch den Modulator 4 bewirkt. Die Überlagerung des Rauschens auf der Funkübertragungsstrecke ist symbolisch durch eine ODER-Schaltung 15 dargestellt.
Das Ausgangssignal des Demodulators 5 wird dem Decodierer 6 zugeführt, bei dem es sich beispielsweise um einen Viterbi-Decodierer handelt, der eine Fehlerkorrektur-Decodierung entsprechend dem konvolutionellen Codierung durch den Codierer 2 bewirkt. Das Ausgangssignal des Decodierers 6 wird dem zweiten Frequenzwandler 7 zugeführt, der die Periode T' in T umwandelt. Am Ausgang des zweiten Frequenzwandlers 7 tritt daher ein digitales Ausgangssignal mit der Bitfolgefrequenz von m+n Bits/T auf.
Mit 10 ist eine Taktwiedergewinnungsschaltung bezeichnet, die das Taktsignal mit der Periode T' wiederherstellt.
Der Viterbi-Decodierer 6 arbeitet mit der Taktperiode T' und erzeugt ein Signal mit in parallelen Bits in jeder Periode T'. Der zweite Frequenzwandler erhält das Ausgangssignal des Decodierers 6 (in parallele Bits in der Periode T') und erzeugt m+n parallele Bits in jeder Periode T. Mit 9 ist ein Taktfrequenzwandler zum Umwandeln der wiedergewonnenen Taktfrequenz T' in die ursprüngliche Taktfrequenz T bezeichnet.
Der gestrichelte Teil mit dem Frequenzwandler, dem Konvolutionscodierer, der Kartierungsschaltung und dem Taktfrequenzwandler nach Fig. 3A und der gestrichelte Teil mit dem Viterbi-Decodierer, der Taktwiedergewinnungsschaltung, dem Frequenzwandler und dem Taktfrequenzwandler nach Fig. 3B können jeweils in Form einer groß integrierten Schaltung ausgebildet sein.
Nachstehend wird der Effekt der Erfindung anhand von Fig. 6 beschrieben.
In Fig. 6 ist auf der horizontalen Linie das Verhältnis von Träger zu Rauschen (C/N) in dB und die Bitfehlerrate auf der vertikalen Achse dargestellt.
Die Kurve (a) zeigt den Fall eines uncodierten 256QAM-Signals, in dem keine Kartierungsschaltung verwendet wird.
Die Kurve (b) zeigt den Fall eines Trellis-codierten 512QAM-Signals, bei dem die bekannte Schaltung nach Fig. 1 mit der Kartierungsschaltung verwendet wird. Das uncodierte 256QAM-Signal wird in diesein Falle durch das zusätzliche Fehlerkorrekturbit in ein 512QAM-Signal umgesetzt. Die Kurve (b) ist besser als die Kurve (a), wenn das Verhältnis C/N besser als 27 dB ist.
Die Kurve (c) stellt die Kennlinie der vorliegenden Erfindung dar, bei der die Frequenzwandler und die Kartierungsschaltung verwendet werden.
Wie man sieht, ist bei einer Bitfehlerrate von 10&supmin;&sup4; der Codierungsgewinn bei der Kurve (b) 2,2 dB im Vergleich zu dem uncodierten Signal. Der Codierungsgewinn bei vorliegender Erfindung gemäß Kurve (c) ist um 2,4 dB besser als bei der Kurve (b). Der Gesamtcodierungsgewinn nach der Erfindung im Vergleich zu dem uncodierten 256QAM-Signal beträgt daher 4,6 dB.
Aufgrund der Verwendung der Frequenzwandler erhöht sich die Dimension (256QAM) bei vorliegender Erfindung trotz der Verwendung eines konvolutionellen Codierers, der ein Fehlerkorrekturbit hinzufügt, nicht.
Der Codierungsgewinn wird wie folgt ermittelt.
Der durch die Verbindung einer Codierungsschaltung erzielte Codierungsgewinn sei sowohl bei der bekannten Schaltung nach Fig. 1 als auch bei der vorliegenden Erfindung nach Fig. 3 mit 5,2 dB angenommen.
Bei dem Stand der Technik nach Fig. 1 nimmt der Codierungsgewinn um 3,0 dB wegen der Zunahme der Dimension von dem 256QAM-Signal zum 512QAM-Signal ab. Der Gesamtcodierungsgewinn im Stand der Technik nach Fig. 1 beträgt daher 2,2 (= 5,2 - 3,0) dB.
Dagegen nimmt die Übertragungsbandbreite bei vorliegender Erfindung zu, da die Bitfrequenz nach vorliegender Erfindung zunimmt. Die Zunahme der Bandbreite beträgt 8/7, wenn man das 256QAM-Signal (8-Bit-Code) betrachtet. Die Zunahme der Bandbreite um 8/7 verringert das Rauschverhältnis um 0,6 dB. Der Gesamtcodierungsgewinn nach vorliegender Erfindung beträgt 4,6 (= 5,2 - 0,6) dB).
Aus Vorstehendem ergibt sich, daß ein neueres und besseres Codemodulationssystem gefunden wurde. Es versteht sich jedoch, daß die dargestellten Ausführungsbeispiele lediglich illustrativ sind und den Schutzuinfang der Erfindung nicht einschränken sollen. Der Schutzumfang der Erfindung wird vielmehr durch die anliegenden Ansprüche und nicht durch die Beschreibung bestimmt.

Claims

1. Codemodulations-Kommunikationssystem mit einem Sender zum Erzeugen eines codierten Modulationssignals und einem Empfänger zur Bildung eines Wiedergabesignals durch Demodulierung und Decodierung eines aus dem Sender empfangenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß

der Sender aufweist:

einen ersten Frequenzwandler, der ein digitales Eingangssignal in paralleler Form mit einer ersten Anzahl von Bits in jeder ersten Periode zum Umwandeln der Taktfrequenz des digitalen Signals mit einer ersten Taktfrequenz in eine zweite Taktfrequenz, die höher als die erste Taktfrequenz ist, empfängt und ein umgewandeltes Ausgangssignal in paralleler Form mit einer zweiten Anzahl von Bits in jeder zweiten Periode erzeugt, wobei die erste Anzahl größer als die zweite Anzahl und die erste Periode länger als die zweite Periode ist,

einen konvolutionellen Codierer, der mit dem Ausgang des ersten Frequenzwandlers verbunden ist, um die zweite Anzahl der Bits durch Hinzufügen eines zusätzlichen Bits zu codieren, so daß die Gesaintzahl der parallelen Bits am Ausgang des konvolutionellen Codierers gleich der ersten Anzahl ist,

eine Kartierungsschaltung, die mit dem Ausgang des konvolutionellen Codierers verbunden ist, um die Amplitude und Phase jedes Signals bei einem modulierten Signalabstand zu bestimmen, und

einen Modulator, der mit dem Ausgang der Kartierungsschaltung verbunden ist, um ein moduliertes Signal zur Übertragung zu bilden, und daß

der Empfänger aufweist:

einen Demodulator zum Empfangen eines Signals des Senders und zum Demodulieren des Empfangssignals,

einen mit dem Ausgang des Demodulators verbundenen Decodierer zum Decodieren des durch den konvolutionellen Codierer codierten Signals und zur Bildung eines decodierten digitalen Signals in paralleler Form mit der zweiten Anzahl von Bits in jeder zweiten Periode und

einen zweiten Frequenzwandler, der mit dem Ausgang des Decodierers verbunden ist, um die Taktfrequenz des decodierten digitalen Signals von der zweiten Taktfrequenz in die erste Taktfrequenz umzuwandeln und ein digitales Ausgangssignal in paralleler Form mit der ersten Anzahl von Bits in jeder ersten Periode zu bilden.

2. Codemodulations-Kommunikationssystem nach Anspruch 1, bei dem der konvolutionelle Codierer mehrere in Reihe geschaltete Verzögerungselemente und eine zwischen den Verzögerungselementen angeordnete Exklusiv-ODER-Schaltung aufweist, die eines der parallelen Bits empfängt, wobei ein an dem einen äußersten Ende angeordnetes Verzögerungselement das zusätzliche Bit erzeugt und ein an dem anderen äußersten Ende angeordnetes Verzögerungselement mit dem Ausgang des ersten Verzögerungselements verbunden ist.

3. Codemodulations-Kommunikationssystem nach Anspruch 2, bei dem die Verzögerungszeit der Verzögerungselemente weitgehend gleich der ersten Periode ist.

4. Codemodulations-Kommunikationssystem nach Anspruch 2, bei dem die Verzögerungszeit der Verzögerungselemente weitgehend gleich einem ganzzahligen Vielfachen der ersten Periode ist.

5. Codemodulations-Kommunikationssystem nach Anspruch 1, bei dem die erste Anzahl paralleler Bits gleich 8 und die zweite Anzahl paralleler Bits gleich 7 ist.

6. Codemodulations-Kommunikationssystein nach Anspruch 1, bei dem das Verhältnis der ersten Anzahl zur zweiten Anzahl gleich dem Verhältnis der ersten Periode zur zweiten Periode ist.

7. Codemodulations-Kommunikationssystem nach Anspruch 1, bei dem die Kartierungsschaltung die Amplitude und Phase jedes Symbols bei einem Signalabstand bestimmt, so daß der Euklid-Abstand zwischen den Signalen maximal ist.

8. Sender für ein Codemodulations-Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch

einen Frequenzwandler, der ein digitales Eingangssignal in paralleler Form mit einer ersten Anzahl von Bits in jeder ersten Periode zum Umwandeln der Taktfrequenz des digitalen Signals mit einer ersten Taktfrequenz in eine zweite Taktfrequenz, die höher als die erste Takt frequenz ist, empfängt und ein umgewandeltes Ausgangssignal in paralleler Form mit einer zweiten Anzahl von Bits in jeder zweiten Periode erzeugt, wobei die erste Anzahl größer als die zweite Anzahl und die erste Periode länger als die zweite Periode ist,

einen konvolutionellen Codierer, der mit dem Ausgang des Frequenzwandlers verbunden ist, um die erste Anzahl von Bits durch Hinzufügen eines zusätzlichen Bits zu codieren, so daß die Gesamtzahl der parallelen Bits am Ausgang des konvolutionellen Codierers gleich der ersten Anzahl ist,

einen Modulator, der mit dem Ausgang der Kartierungsschaltung verbunden ist, um das inodulierte Sendesignal zu bilden.

9. Empfänger für ein Codemodulations-Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch

einen Demodulator zum Empfangen eines Signals eines Senders und zum Demodulieren des Empfangssignals,

einen mit dem Ausgang des Demodulators verbundenen Decodierer zum Decodieren des im Sender codierten Signals und zur Bildung eines decodierten digitalen Signals in paralleler Form mit einer zweiten Anzahl von Bits in jeder zweiten Periode,

einen Frequenzwandler, der mit dem Ausgang des Decodierers verbunden ist, um die Taktfrequenz des decodierten digitalen Signals von einer zweiten Taktfrequenz in eine erste Taktfrequenz umzuwandeln und ein digitales Ausgangssignal in paralleler Form mit einer ersten Anzahl von Bits in jeder ersten Periode zu bilden, wobei die erste Periode länger als die zweite Periode, die erste Anzahl größer als die zweite Anzahl und die erste Takt frequenz höher als die zweite Taktfrequenz ist.