DE69226361T2

DE69226361T2 - TCM-Schema mit nichtganzzahligen Datenraten, Rahmensignalen und Konstellationsumformung

Info

Publication number: DE69226361T2
Application number: DE69226361T
Authority: DE
Inventors: John David 25 Naverne Meadows Suffolk Ip12 1Hu Brownlie; Richard Guy Carrington Suffolk Ip3 8Bz Williams
Original assignee: British Telecommunications PLC
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 1991-03-28
Filing date: 1992-03-27
Publication date: 1998-12-24
Anticipated expiration: 2012-03-28
Also published as: CA2106844A1; CA2106844C; US5493586A; WO1992017971A1; DK0577672T3; EP0836305A3; DE69226361D1; JP3253958B2; HK1013548A1; EP0836305A2; DE69233373T2; EP0577672B1; EP0577672A1; EP0836305B1; DE69233373D1; JPH06506328A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Datenübertragung, bei der eine Sequenz von Symbolen, nämlich Signale von wählbarer Phase und Amplitude, aus einem Bereich diskreter Phasen-Amplituden-Kombinationen ausgewählt werden.
Forney & Wei, "Multidimensional Constellations - part 1: Introduction, Figures of Merit and Generalised Cross- Constellations", IEEE Journal on Selected Areas in Communication, Bd. SAC-7, Nr. 6, August 1989, New York, USA, 5. 877-892, beschreibt das Konzept mehrdimensionaler Konstellationen; d. h. mehrere zweidimensionale Konstellationen von Punkten werden gemeinsam codiert, so daß eine Sequenz von Symbolen, die jeweils aus 2 - d Konstellationen gezogen wird, als ein Punkt in einem N-dimensionalen Raum betrachtet wird. Diese sind nützlich zum Übertragen eines Bruchteils von Bits pro zwei Dimensionen, und bieten ferner die Möglichkeit zum Erreichen
eines Formgebungsgewinns, der den Geräuschabstand durch Beschränken der Punkte im N-Raum, die zulässig sind, zu verbessert. Forney entwickelte dies in "Multidimensional Constellations - part II: Voroni Constellations", IEEE Journal on Selected Areas in Communication, Bd. SAC-7, Nr. 6, August 1989, New York, USA, 5. 941-958, weiter und schlug ein Codierungsverfahren vor, das Datenwörter auf Punkte in der N-dimensionalen Konstellation abbildet und anschließend einen Minimalabstands-Decodierer verwendet, um einen Punkt im N-Raum für die aktuelle Übertragung zu identifizieren.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren geschaffen zum Senden von Daten unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation, enthaltend den Aufbau von Gruppen aus q Bits, Codieren eines oder mehrerer der Bits jeder Gruppe mittels eines Faltungs- oder Blockcodes, um eine vergrößerte Gruppe mit wenigstens q + 1 Bits zu erzeugen, und für jede Gruppe Wählen eines zu sendenden Symbols aus einer Signalpunktkonstellation mit mehr als Punkten unter Verwendung eines veränderlichen Kennfeldes (oder einer veränderlichen Abbildung), wobei die Kennfelder durch Erzeugen von Leistungssignalen für jede vergrößerte Gruppe, die die jedem der mehreren alternativen Kennfelder der Gruppe entsprechende Signalleistung repräsentieren, und durch Decodieren der Leistungssignale mittels eines Viterbi-Decodierers zum Bestimmen eines Kennfeldes für diese Gruppe in der Weise, daß die über die Zeit gemittelte Leistung der gesendeten Symbole im wesentlichen minimiert wird, gesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl von Bits q pro Gruppe entsprechend einem Konstellations-Schaltsignal (ts) wiederholbar veränderlich ist, daß die Signalkonstellation und das ihr zugeordnete Kennfeld in Übereinstimmung mit dem Wert von q mittels des Konstellations-Schaltsignals (ts) gewählt werden und daß die Leistungssignale als Antwort auf das Konstellations-Schaltsignal und auf gespeicherte Informationen, die die Kennfelder definieren, erzeugt werden, um Leistungssignale zu erzeugen, die den der gewählten Konstellation zugeordneten Kennfeldern entsprechen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung geschaffen zum Senden von Daten unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation, mit
(a) einer Einrichtung zum Aufbauen aufeinanderfolgender Gruppen aus q zu sendenden Bits, um eine Wiederholungsfolge aus Gruppen zu erzeugen, die erste Gruppen mit einem ersten Wert von q und zweite Gruppen mit einem zweiten, kleineren Wert von q enthält, und zum Erzeugen eines Konstellations-Schaltsignals (ts), das den Typ jeder Gruppe angibt;
(b) einer Einrichtung zum Codieren eines oder mehrerer der Bits jeder Gruppe, um mittels eines Faltungs- oder Blockcodes wenigstens ein zusätzliches Bit pro Gruppe zu erzeugen, um dadurch erste vergrößerte Gruppen und zweite vergrößerte Gruppen zu erzeugen;
(c) einem Modulator;
(d) einer Kennfeldeinrichtung, die für jede vergrößerte Gruppe ein zu sendendes Symbol aus einer Signalpunktkonstellation, die in jedem Fall mehr als 2' Punkte besitzt, wählt, wobei die Kennfeldeinrichtung auf das Konstellations-Schaltsignal anspricht, um den Modulator in der Weise zu steuern, daß er:
(1) für jede erste vergrößerte Gruppe ein zu sendendes Symbol aus einer ersten Signalpunktkonstellation entsprechend einem Kennfeld wählt, das Bitgruppen und Punkte der ersten Konstellation in Beziehung setzt;
(2) für jede zweite vergrößerte Gruppe ein zu sendendes Symbol aus einer zweiten Signalpunktkonstellation entsprechend einem Kennfeld wählt, das Bitgruppen und Punkte der zweiten Konstellation in Beziehung setzt; wobei die Kennfeldeinrichtung auf ein Steuersignal anspricht, um für jede vergrößerte Gruppe eines von mehreren alternativen derartigen Kennfeldern zu wählen;
(e) einer Einrichtung, die für jede vergrößerte Gruppe Leistungssignale erzeugt, die die Signalleistung repräsentieren, die jedem alternativen Kennfeld hiervon entsprechen, wobei die Einrichtung auf das Konstellations-Schaltsignal (ts) anspricht, um für die ersten vergrößerten Gruppen Leistungssignale auf der Grundlage von Kennfelder für die erste Konstellation definierenden gespeicherten Informationen zu erzeugen und für die zweiten vergrößerten Gruppen Leistungssignale auf der Grundlage von Kennfelder für die zweite Konstellation definierenden gespeicherten Informationen zu erzeugen; (f) einer Einrichtung zum Empfangen der Leistungssignale, die in Abhängigkeit von den Leistungssignalen für mehrere Gruppen eine Folge der Steuersignale erzeugt, die die über die Zeit gemittelte Leistung der gesendeten Symbole im wesentlichen minimiert.
Andere bevorzugte Merkmale sind in den Unteransprüchen ausgeführt.
Einige Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden beispielhaft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in welchen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Codierungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2 ein Zeitablaufdiagramm für die Vorrichtung der Fig. 1 ist;
Fig. 3 und 4 Phasendiagramme sind, die jeweils eine 16- Punkt- und 32-Punkt-Signalkonstellation zeigen;
Fig. 5 ein Phasendiagramm ist, das eine Aufteilung einer 64-Punkt-Konstellation in Regionen zeigt;
Fig. 6 ein Blockschaltbild ist, das die Prinzipien der Formgebung zeigt;
Fig. 7 und 8 Trellis-Diagramme sind, die die Prinzipien der Formgebung zeigen;
Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Formgebungseinheit zur Verwendung mit der Vorrichtung der Fig. 1 ist;
Fig. 10 ein Phasendiagramm ist, das die Aufteilung einer 128-Punkt-Konstellation in Regionen zeigt;
Fig. 11 ein Phasendiagramm ist, das die Aufteilung einer Konstellation in vier Teilmengen zeigt;
Fig. 12 Modifikationen der Fig. 9 durch Vorsehen der Synchronisation zeigt; und
Fig. 13 und 14 Phasendiagramme sind, die verschachtelte Konstellationen und deren Etikettierung zeigen.
Fig. 1 zeigt einen Modulator für Digitalsignale, der die Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) verwendet. Er kann zwischen mehreren unterschiedlichen Datenraten umgeschaltet werden, die jeweils ein mehrfaches einer bestimmten Basisrate sind; es wird eine Basisrate von 2400 Bitis angenommen, obwohl die wirkliche Wahl nicht durch die verwendeten Prinzipien beeinflußt wird. Somit werden zu jedem Zeitpunkt die Daten an einem Eingang 1 mit einer Rate von i 2400 Bitls empfangen. Die Werte von i, mit denen der Modulator arbeiten kann, liegen typischerweise im Bereich 1 ( i < 10, obwohl i im Prinzip nicht beschränkt ist. Der Modulator erzeugt ein Ausgangssignal, das aus QAM-Symbolen mit einer Symbolrate eines bestimmten rationalen Vielfachen der Basisrate von z. B. 2400 alb (= l/T) umfaßt, wobei a und b ganze Zahlen sind. Die mittlere Anzahl von Datenbits pro Symbol beträgt ib/a. Im Gegensatz hierzu beträgt die Symbolrate das a/bi-fache der Datenrate.
Ein allgemeines Verfahren zum Verbessern der Fehlerleistung solcher Digitalsignale besteht darin, eine größere Auswahl von QAM-Symbolen zur Verfügung zu stellen, als zum Führen der Daten erforderlich ist. Wenn z. B. eine 2'+¹-Punkt-QAM-Konstellation für die Übertragung von m Datenbits pro Symbol verfügbar ist, kann das letztere unter Verwendung eines Fehlerkorrekturcodes (z. B. mittels eines Faltungscodierers) codiert werden, wobei ein Decodierer die Tatsache nutzen kann, daß nicht alle Symbolsequenzen erlaubt sind, indem er alle unzulässigen Sequenzen erkennt, die Übertragungsfehler anzeigen, und somit wenigstens einige der Fehler korrigiert, indem er die nächstliegende zulässige Sequenz findet. Ein Codierungsübergang (d. h. eine Redundanz) ist für die Modulationscodierung erforderlich. Es ist allgemein üblich, ein Codierungs-(Redundanz)-Bit pro QAM-Symbol zu verwenden, so daß eine 2m+1'Punkt-Konstellation erforderlich ist, um m Datenbits pro Symbol zu übertragen. Um eine kleinere Erweiterung als diese zu erreichen (d. h. mit einem Codierungsüberhang von weniger als einem Bit pro Symbol), können die Symbole zu Gruppen von c Symbolen zusammengefaßt werden, die gemeinsam ein Codierungsbit (oder allgemeiner j Codierungsbits) führen, so daß die Anzahl möglicher Symbolsequenzen in einer Periode cT gleich 2cm+i ist. Diese Gruppen werden im allgemeinen als mehrdimensionale Symbole bezeichnet, jedoch wird der Klarheit halber in dieser Beschreibung der Ausdruck Ilsymbolil verwendet, um sich auf ein einzelnes QAM-Symbol zu beziehen. Wenn somit die gleiche Konstellation für alle Symbole verwendet wird, ist die Anzahl der Punkte pro Konstellation x gleich x = &sub2;m+j/c Obwohl jedes QAM-Symbol zwei Signaldimensionen führt, ist es möglich, eine Modulationscodierung zu verwenden, die ein Codierungsbit für eine ungerade Anzahl von Signaldimensionen erfordert; wenn z. B. ein Codierungsbit für drei Signaldimensionen benötigt wird, wird c = 3 und j = 2 gesetzt. Ferner können PAM-(Basisband)-Systeme enthalten sein, wenn jedes IYQ 5ymb fl als ein Paar von PAM-Symbolen neu interpre

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tiert wird, bei Amplituden gleich den zwei "QAM-Symbol" Koordinaten.
Im allgemeinen ist es jedoch nicht einfach, Sätze zufriedenstellender QAM-Konstellationen herzuleiten, die jeweils eine beliebige Anzahl von Punkten besitzen, weshalb bevorzugt wird, Konstellationen zu verwenden, die eine Anzahl von Punkten gleich einer Potenz von 2 besitzen. Die gewünschte Anzahl von Symbolsequenzkombinationen wird anschließend erhalten durch Umschalten zwischen zwei Konstellationen.
Bei einer Datenrate i 2400 und einer Symbolrate LIT = (alb) 2400 beträgt somit die Anzahl der Datenbits pro Symbolgruppe cib/a und somit die Gesamtzahl der Bits pro Symbolgruppe cib/a + J. Im allgemeinen ist dies keine ganze Zahl, so daß Intervalle AT betrachtet werden, die A Symbole enthalten, wobei A das kleinste gemeinsame Vielfache von a und c ist. Die Gesamtzahl der Bits pro A Symbole beträgt dann b = iba/a + jA/c, wobei der erste Ausdruck die Anzahl der Datenbits und der zweite die Anzahl der Codierungsbits ist. Die Codierungsrate (Verhältnis der Anzahl der Datenbits zu den Gesamtbits) beträgt iba/a (4bala + jA/c).
Wenn k die größte ganze Zahl ist, für die kA ( B gilt, und d der Rest ist (d. h. B = kA + d), dann kann die Gesamtzahl von B Bits auf A - d QAM-Symbole abgebildet werden, die aus einer 2k Punkt Konstellation gewählt sind, sowie d QAM-Symbole, die aus einer 2k+l Punkt Konstellation gewählt sind. Offensichtlich kann ein Wert für d in ähnlicher Weise für andere Konstellationspaare hergeleitet werden. Es ist zu beachten, daß der minimale Abstand zwischen Punkten für eine optimale Leistung für die beiden verwendeten Konstellationen gleich sein sollte.
Die Verwendung von zwei Konstellationen in dieser Weise statt einer einzigen Konstellation führt zu einer kleinen Verringerung der Störungsunempfindlichkeit für eine gegebene übertragene Leistung (obwohl dies durch später zu beschreibende Maßnahmen ausgeglichen werden kann), bietet jedoch die Flexibilität, die mit einer einzelnen Konstellation nicht geboten wird, um die Operation über den Bereich der beschriebenen Datenraten zu ermöglichen. Sie bietet ferner die Flexibilität bei der Auswahl der Symbolrate, die so gewählt werden kann, daß die Nutzung der verfügbaren Bandbreite maximiert wird, während die Standarddatenraten möglich sind. Das Verfahren kann selbstverständlich ohne die Verwendung der Faltungscodierung oder einer anderen Codierung verwendet werden. In diesem Beispiel wird j = 0 und c = 1 gesetzt.
Es sei angenommen, daß gewünscht wird, mit Datenraten von i * 2400 unter Verwendung einer Symbolrate von 2800 Symbolenis zu senden, wobei c und j entsprechend zu 4 bzw. 1 gewählt werden. Dann ergibt sich a 7; b = 6; c 4; A = 28; B = 24i + 7.
gilt B = 31, 55, 79, 103, 127, 151, 175, 199, 223, 247
d = 3, 27, 23, 19, 15, 11, 7, 3, 27, 23
Für eine Datenrate von z. B. 8 * 2400 = 19200 Bitis müssen 25 QAM-Symbole aus einer 128-Punkt-Konstellation und 3 QAM-Symbole aus einer größeren 256-Punkt-Konstellation gewählt werden. Die Anzahl der Bits pro A (= 28) Symbole ist gleich iba/a = 24i Datenbits + jA/c = 7 Codierungsbits. Die Aufgabe des Codierers ist:
(a) die 7 Codierungsbits zu erzeugen;
(b) die 24i + 7 Bits zu verwenden, um einen QAM-Modulator zu steuern, um die benötigten Symbole zu erzeugen.
Zuerst ist zu beachten, daß es nicht erforderlich ist (tatsächlich ist es in faltungscodierten QAM-Systemen nicht üblich), daß alle 24i Datenbits an der Faltungscodierung teilnehmen. Im Codierer der Fig. 1 (für den die Anzahl der gezeigten Signalleitungen gleich i = 5 ist) sind 3 Datenbits pro Symbolgruppe (d. h. 21 über die Periode AT) mittels eines 3/4-Raten-Faltungscodierers 2 (mit herkömmlichem Aufbau) faltungscodiert. Die 4 Ausgangsbit dieses Codierers spezifizieren eine von 16 Teilmengen über c (= 4) Symbolen (d. h. eine von den 16 4T-Teilmengen). Jede cT-Teilmenge umfaßt einen Satz von Permutationen der Einzelsymbol-Teilmengen (d. h. der T- Teilmengen). Zum Beispiel können gute Abstandseigenschaften innerhalb und zwischen cT-Teilmengen erhalten werden, indem diese aus 4T-Teilmengen aufgebaut werden, die mit 0, 1, 2 und 3 bezeichnet werden können. Anschließend kann, z. B. mit c = 4, die nullte 4T-Teilmenge die folgenden 16 T-Teilmengenpermutationen umfassen:
Da alle Eingangsbits den gleichen Status besitzen, ist es unerheblich, welche 21 Bits ausgewählt werden - die Beschreibung der Art, in der die Eingangsbits verteilt sind, ist lediglich ein bequemes Beispiel. Diese 21 Bits müssen jedoch im QAM-Prozeß korrekt verwendet werden, um sicherzustellen, daß ein Codierungsgewinn erreicht wird. Die Beschreibung nimmt ferner an, daß während der Periode AT die (A - d) Symbole, die aus der kleineren Konstella tion gewählt worden sind, zuerst übertragen werden, gefolgt von den d Symbolen, die aus der größeren Konstellation gewählt sind, jedoch ist die Sequenz tatsächlich (in dieser Ausführungsform) unerheblich, mit der Ausnahme, daß sie die Spitzenleistungsdauer deutlich maximiert, wobei es dann, wenn diese die Grenze des Kanals überschreitet, der verwendet werden soll, erforderlich sein kann, die "größeren¹¹ Symbole über die Periode zu verteilen.
Es sei angenommen, daß die Datenrate 2400 = 12000 Bitls beträgt. Es gilt k = 4, so daß Konstellationen mit 2 = 16 und 2 = 32 Punkten verwendet werden. Die 120 Bits der Daten während der Periode AT werden verwendet, um 13 "kleine" Symbole und 15 größere wie folgt zu erzeugen: 3 Bits Faltungscodierung, 4 Bits 1., 2. & 3. Grup 4 Bits um uncodierte 4 Bits pen der 4 Symbole 8 Bits Signalsätze zu 8 Bits (klein) wählen 3 16 Bits 3 Bits Faltungscodierung, 4 Bits 4* Gruppe 4 Bits um uncodierte 4 Bits 1 kleines Symbol 11 Bits Signalsätze zu 11 Bits @ 4 Bits wählen 19 Bits 3 große Symbole @ 5 Bits
3 Bits Faltungscodierung, 4 Bits 5.-7 Gruppen 4 Bits um uncodierte 4 Bits 4 große Symbole @ 12 Bits Signalsätze zu 12 Bits 5 Bits wählen 3 20 Bits
In Fig. 1 sind die an einem Eingang 1 empfangenen Datenbits auf ausgewählte der 5 Seriell-Eingang/Parallel Ausgang-Register 4-8 verteilt, um die Datenbits für den Aufbau einer Einzelsymbolgruppe zu gruppieren. Jede besitzt eine Länge von 7 Bits. Zu diesem Zweck werden die Register mit i 2400 Rz Taktimpulsen 4)i... 4> 5 von einem Impulsgenerator 9 getaktet, dessen Operation von der derzeit ausgewählten Datenrate abhängt. Dieser Generator arbeitet in regelmäßigen Zyklen der Dauer AT, innerhalb derer er durch 7 Teilzyklen unterschiedlicher Längen läuft.
Für den Fall von 12000 Bit/s bestehen der erste bis dritte Unterzyklus jeweils (wie in Fig. 2 gezeigt) aus, in dieser Reihenfolge, 7 Impulsen 4) und jeweils zwei Impulsen 4> 2... 4> 3. Der vierte Unterzyklus besitzt 7 Impulse 4) , zwei Impulse 4> 2 und jeweils drei Impulse 4> 3-4> 5. Die fünften bis siebten Unterzyklen besitzen sieben Impulse + und Gruppen von drei Impulsen 4> 2-4> 3 in jedem Fall. Die Gesamtzahl der Impulse beträgt selbstverständlich 120. Es ist klar, daß jeder Unterzyklus einer Gruppe von vier QAM-Symbolen entspricht und drei 4)&sub1;-Impulse enthält, um drei Datenbits für den Faltungscodierer (der 4 Bits liefert) plus 4 4)&sub1;-Impulse auszuwählen, um insgesamt 8 Bits zu erhalten, die die Signalsätze auswählen. Die Impulse betragen in der Anzahl k - 2 oder k - 1, oder eine Mischung aus k - 2 und k - 1, in Abhängigkeit davon, ob die Symbole in dieser Gruppe aus &sub2;k oder 2k+l Konstellationen oder einer Kombination hieraus gewählt sind. Der Impulsgenerator 9 besitzt einen Eingang 10, der die Datenrate angibt, wodurch die benötigten Impulssequenzen ausgewählt werden. Die Gesamtzahl von Impulsen in einem vollständigen Zyklus ist 24 i. Die vom Register 4 ausgegebenen 7 Bits werden in einem Faltungscodierer 2 eingespeist, der einen Ausgang von 8 codierten Bits erzeugt. Diese Bits werden aus den 7 Eingangsbits und einem anderen abgeleitet. Dieses andere Bit wird bestimmt durch den Zustand des Faltungscodierers und 3 der Eingangsbits. Alle 8 Bits werden hier als ¹¹codierte Bits" bezeichnet, ungeachtet der Operation des Faltungscodierers 2, um diese von den uncodierten Bits in den Registern 5 bis 8 zu unterscheiden.
Die 8 codierten Bits vom Faltungscodierer werden paarweise zu Wörtern von k-2 Bits oder k-1 Bits zusammengehängt, die in einem entsprechenden Register 5 bis 8 gespeichert werden; das zusammengesetzte Wort wird zu den entsprechenden Ralteregistern 11 bis 14 mit den Impulsen 4) 2. 4) , die nach den Impulsen 4> 2 4> 3 und dergleichen auftreten, übertragen. Diese Impulse setzen ferner die Register 5 bis 8 zurück, um sicherzustellen, daß immer dann, wenn weniger als 7 Bits in ein Register geschoben werden, die übrigen (am weitesten rechts liegenden) Bits immer gleich 0 sind
Die Inhalte der Halteregister werden ihrerseits von einem Multiplexer 15 ausgewählt, der durch einen Symboltakt 16 gesteuert wird, der regelmäßige Impulse 4) erzeugt. Diese sind im allgemeinen nicht synchron mit dem Datentakt; ein Zyklus AT enthält 24i Taktimpulse und 28 Symbolimpulse.
Die 9-Bit-Wörter dienen zum Steuern des QAM-Modulators 17. Geeignete 16- und 32-Punkt-Konstellationen zur Verwendung bei 12000 Bitls sind in den Fig. 3 und 4 gezeigt. Die relative Abbildung der 4- und 5-Bit-Wörter vom Multiplexer 15 wird bestimmt durch ein Paar Nur-Lese-Speicher 18, 19, von denen jeder das Wort als Speicheradresse empfängt und einen Ausgang 1, Q, erzeugt, der dem Modulator 17 die Phasen- und Quadraturkomponenten des benötigten Punktes anzeigen. Zuerst sei der 4-Bit-Fall betrachtet; das Paar von codierten Bits muß eine der vier Teilmengen der 16-Punkt-Konstellation auswählen, die durch unterschiedliche Schattierung in Fig. 3 unterschieden werden. Die Zuweisung der vier Kombinationen der übrigen 2 Bits ist beliebig. Wenn wie hier die 16-Punkt-Konstel lation in der 32-Punkt-Konstellation enthalten ist, können dann, wenn das fünfte Bit verwendet wird, um zwischen den äußeren 16 oder den inneren 16 Punkten zu wählen, die gleichen Nur-Lese-Speicher für beide Konstellationen verwendet werden; d. h. der Modulator muß nicht wissen, ob, wenn das fünfte Bit gleich 0 ist, dies deshalb der Fall ist, weil ein Punkt aus der kleineren Konstellation zu senden ist, oder weil ein innerer Punkt der größeren Konstellation zu senden ist.
Wenn eine solche verschachtelte Abbildung nicht für alle interessierenden Datenraten verwendet wird, müssen die Speicher mit zusätzlichen 3 Bits versehen werden, um die Konstellation und die verwendete Abbildung anzuzeigen und das Umschalten zu einer anderen "Tabelle" innerhalb des Speichers zu ermöglichen. Daher ist der Impulsgenerator 9 so gezeigt, daß er vier solcher Wörter (gleichzeitig) während jedes Teilzyklus zuführt, die in die Register 11 und dergleichen längs der Register 11-14 geladen und über einen Multiplexer 15 geleitet werden.
Die mit Bezug auf Fig. 1 beschriebene Ausführungsform ist so beschaffen, daß sie einen Bereich von Symbolraten annimmt, indem sie zwischen einer größeren und einer kleineren Signalpunktkonstellation umschaltet, die jeweils eine Anzahl von Punkten gleicher einer Potenz von 2 aufweist. Als eine Alternative ist es jedoch möglich, Konstellationen zu verwenden, die andere Anzahlen von Punkten besitzen, mit einer resultierenden Leistungsverbesserung.
Wie vorher umfaßt jede Gruppe von A Symbolen A - d Symbole, die aus der kleineren Konstellation gewählt sind, und d, die aus der größeren gewählt sind. Es sei angenommen, daß die Konstellationen jeweils 2 Punkte und 2m+1/h Punkte besitzen, wobei h eine ganzzahlige Potenz von 2 ist und m entweder eine ganze Zahl oder eine durch h dividierte ganze Zahl ist. Dann sind für B Bits pro A Symbole m und d gegeben durch B = Am + d/h, wobei ( d ( A gilt.
In der Praxis ist es unter anderem erforderlich, eine etwas größere Konstellation zu verwenden, da 2 und &sub2;m+1/h beide keine ganze Zahlen sind. Im Fall h = 2 würde man für die ganze Zahl m 2 und 1,5 2 Punkte verwenden, und für eine nicht ganze Zahl m 0,75 2 +1/2 und 2 +1/2 Punkte verwenden.
Im ersteren Fall (ganze Zahl m, h = 2) wird wie folgt vorgegangen. Es werden A - d Symbole aus der kleineren Konstellation ausgewählt. Die restlichen d Symbole werden paarweise (oder im allgemeinen in Gruppen von h Symbolen) betrachtet. Es ist zu beachten, daß d gerade ist da m eine ganze Zahl ist. Jedes Symbol wird aus der größeren Konstellation ausgewählt, jedoch kann (meistens) eines der Paare aus den "äußeren" 2m-1 Punkten ausgewählt werden, die nicht beiden Konstellationen gemeinsam sind, wobei eines oder beide Symbole aus den "inneren' 2 Punkten ausgewählt werden. Ein Informationsbit bestimmt, ob ein äußeres Symbol verwendet werden soll; trifft dies nicht zu, wird jedes Symbol aus den inneren 2 Punkten ausgewählt und trägt somit m Informationsbits. Das Paar trägt insgesamt 2m + 1 Bits. Wenn ein äußeres Symbol verwendet werden soll, wählt ein zweites Informationsbit aus, welches Symbol des Paares dieses sein soll. Die zwei Symbole werden aus den äußeren 2m-1 und den inneren 2m Punkten ausgewählt und tragen m - 1 bzw. m Bits; die Gesamtrate pro Paar beträgt wiederum 2m + 1 Bits.
In dem Fall, in dem m keine ganze Zahl ist, ist m + 1/2 eine ganze Zahl. Die d Symbole aus der größeren Konstel lation tragen jeweils m + 1/2 Bits. Die A - d Symbole werden aus der kleineren Konstellation ausgewählt. Es ist zu beachten, daß, da B = Am + d/2, dann, wenn 5 ungerade ist, d ebenfalls ungerade ist und A - d gerade ist: die A - d Symbole werden wiederum paarweise betrachtet und aus der kleineren Konstellation mit 0,75 * + 1/2 Punkten in der gleichen Weise wie qben für die Auswahl der d Symbole aus der größeren Konstellation im Fall der ganzen Zahl m ausgewählt. In diesem Beispiel wird die kleinere Konstellation als 2 1/2 innere Punkte und 2m-1 1/2 äußere Punkte enthaltend betrachtet.
Wenn eine ungeformte Konstellationsumschaltung mit 2k+l/2 Punkt Konstellationen (ganze Zahl k) verwendet wird, können die Konstellationen aus Fig. 14 gewählt werden. Die durchgezogenen Linien bezeichnen die Grenzen der 2k Punkt Konstellationen, während die schattierten/unschattierten Grenzen die Grenzen der 2k+l/2 Punkt Konstellationen zeigen.

II. Formgebung

Die Ausführungsform der Fig. 1 leidet, obwohl sie vollständig nutzbar ist, an dem Nachteil, das die mittlere übertragene Leistung (und somit der Signal-Geräusch- Leistungsindex) im Vergleich zum (weniger bequemen) Ansatz des Findens einer geeigneten Einzelsignalkonstellation erhöht ist.
Wenn die mittlere Leistung einer 2k Punkt Konstellation gleich P ist, dann ist diejenige der 2k+l Punkt Konstel lation ungefähr 2P, weshalb die mittlere Leistung des vom Codierer der Fig. 1 erzeugten Signais gleich [(A - d) P + 2d P]/A = (1 + d/A) P ist. Würde eine Einzelkonstellation verwendet, hätte diese 2 Punkte, wobei m eine nicht ganze Zahl zwischen k und k + 1 ist. Theoretisch gilt m = k + d/A (d. h. die Anzahl der Bits pro Symbol), ist jedoch größer (m = k + d/A + ), um eine bequeme ganze Zahl von Punkten sicherzustellen. Die Leistung beträgt ungefähr 2 P - &sub2;(d/A+ö) p &sub2;k Die Leistungserhöhung liegt somit im Verhältnis (1 + d/A)/2(d/A+d). Da in der Praxis klein ist, ist diese üblicherweise größer als 1 und besitzt ein Maximum (d. h. den Worst-Case-Fall für = 0 und d/A = 0,565) von 1,057 (d. h. 0,24 dB). Um diese Situation zu lindern, verwendet eine zweite Ausführungsform der Erfindung die Trellis-Formgebung.
Die Grundlage der Formgebung ist folgende. Zum Zweck der Erläuterung sei eine Situation betrachtet, in der jede Gruppe von 4 Bits der zu übertragenden Daten mittels eines Signalpunktes gesendet wird, der aus einer 16- Punkt-Konstellation, wie z. B&sub0; derjenigen, die in Fig. 3 gezeigt ist, ausgewählt wird. Für die Zwecke dieser Beschreibung ist es unerheblich, ob die Bits pro Daten sind, oder ob sie mittels eines Codierungsprozesses des - vorher beschriebenen Typs erzeugt worden sind. Unter der Annahme, daß alle Kombinationen von Datenbits gleich wahrscheinlich sind, ist die mittlere Sendeleistung gleich 10 Nun sei angenommen, daß die Größe der Konstellation auf die in Fig. 4 gezeigte 32-Punkt-Konstellation erhöht wird. Solange einzelne Symbole betrachtet werden, gibt es keinen Grund, irgendwelche zusätzlichen Punkte bevorzugt vor den ursprünglichen zu nehmen; dies erhöht lediglich die gesendete Leistung. Wenn jedoch ein Block von 4 Symbolen (zum Tragen von 16 Bits) betrachtet wird, wird deutlich, daß die Sequenz [(3,3) (3,3), (3,3), (3,3)] eine mittlere Leistung von 18 aufweist. Wenn jedes mal dann, wenn diese Sequenz auftritt, die Sequenz [(5,1), (1,1), (1,1), (1,1)) - deren mittlere Leistung 8 beträgt - statt dessen gesendet wird, wird die mittlere Gesamtleistung etwas reduziert. Durch Durchführen mehrerer solcher Ersetzungen ist es möglich, 16 Bits mit 4 Signalen aus der Fig. 4 mit einer mittleren Leistung von 9,18 zu senden. Die resultierende Steigerung der Geräuschunempfindlichkeit (der Formgebungsgewinn) beträgt 0,37 dB.
Was eben beschrieben worden ist, ist ein Formgebungsverfahren, das auf einer blockweisen Grundlage operiert. Im vorliegenden Zusammenhang ist die Verwendung eines Faltungscodes zum Formen über eine effektiv unendliche Sequenz von Symbolen interessanter.
Für das nächste Beispiel wird angenommen, daß 5 Bits pro Symbol gesendet werden sollen. Um dies ohne Formgebung zu bewerkstelligen, ist eine 32-Punkt-Konstellation erforderlich: um eine Formgebung zu ermöglichen, wird wie in Fig. 5 gezeigt eine 64-Punkt-Konstellation gewählt. Es ist klar, daß die Konstellation in vier Untergruppen oder "Regionen" unterteilt ist (jeder Punkt in Fig. 5 wird durch eine Ziffer von 0 bis 3 dargestellt, die angibt, zu welcher Region der Punkt gehört) * Diese bestimmte Konstellation und Partitionierung wurden zur Darstellung gewählt, da es möglich ist, die Regionen als Punkte von (grob) progressiv höherer Leistung zu betrachten, wenn man sich von einer Region zur nächsten bewegt. Es ist zu beachten, daß trotzdem die Partitionierung der Regionen in dieser Weise für das Verfahren nicht notwendig ist.
Wenn die 5 Bits ohne Formgebung übertragen werden, werden nur die Punkte in den inneren Regionen 0 und 1 verwendet. Mit Formgebung - wie beim Blockcodierungsbeispiel -werden einige Symbole aus den äußeren Regionen 2 und 3 gewählt. Der Vorteil dieses Verfahrens entsteht jedoch durch das Senden mehrerer Punkte aus der Region 0 als aus der Region 1. Hieraus folgt, daß es nicht mehr möglich ist, eine 1-zu-1-Entsprechung zwischen den 32 möglichen 5-Bit-Kombinationen und den 32 Punkten in den Regionen und 1 zu haben. Ein Weg, auf dem dieses Problem beseitigt werden kann, besteht darin, vier Datenbits zu nehmen und eine feste Zuweisung (oder "Abbildung') zwischen den 16 möglichen Kombinationen dieser Bits und den 16 Punkten in der Region 0 durchzuführen: das gleiche wird für jede der anderen drei Regionen durchgeführt. Folglich dienen diese 4 Bits zum Identifizieren eines Punktes in jeder Region, der ein Kandidat für die Übertragung ist. Das Codierungsproblem reduziert sich anschließend auf die Entscheidung, welcher der vier zu senden ist. Die Kriterien für die Durchführung dieser Auswahl sind, daß (a) das fünfte Bit von einem Empfänger wiedergewonnen werden können muß und (b) die Auswahl die mittlere gesendete Leistung minimieren sollte.
An diesem Punkt wird das sechste Bit eingeführt. Der Wert dieses sechsten Bits ist noch unbestimmt; die Sequenz dieser Bits soll so gewählt werden, daß die mittlere gesendete Leistung minimiert wird. Es sei angenommen (Fig. 6), das diese Bits dem Eingang eines Faltungscodierers 100 zugeführt werden. Der Codierer für dieses Beispiel empfängt ein Eingangsbit und erzeugt 2 Ausgangsbits CP&sub1;, CP&sub0; Sein Generator ist, in Verzögerungsoperatorform, G = [1 + D + D², 1 + D²]. Diese Schaltung ist so wie in der Figur gezeigt.
Es gibt eine weitere Schaltung, die sich auf G bezieht, die als Syndrom H bezeichnet wird. In diesem Fall gilt HT = [1 + D², 1 + D + D²J; sie besitzt zwei Eingänge E&sub1;, E&sub0; und einen Ausgang DRS und ist in der Figur als Decodiererschaltung 101 gezeigt. Das wichtige Merkmal von G und H besteht darin, daß dann, wenn der Ausgang von G in den Eingang von H eingespeist wird, der Ausgang von H gleich 0 ist.
Eine dritte verwandte Schaltung, die ein weiterer Faltungscodierer ist, ist die linke Inverse von H, deren Generator H-¹ = [D², 1 + D + D²] ist und die als Schaltung 102 gezeigt ist. Sie besitzt einen Eingang D5 für das fünfte Datenbit und die Ausgänge CD&sub1;, CD&sub0;&sub5; Da H-1 die linke Inverse von H ist, ist dann, wenn der Ausgang von H-1 in H eingespeist wird, immer das, was in H-1 eingege ben wurde.
Die oberen Bezeichnungen 8P6, CP&sub1; und dergleichen beziehen sich auf die Verbindungen; die wirklichen Binärsignale an diesen Verbindungen werden durch tiefgestellte Zeichen bezeichnet&sub0; Bitpaare werden durch weglassen der Indizes bezeichnet, z. B. ergibt sich aus cp&sub1; = 0 und cp&sub0; = 1 somit cp = 01. Der Zustand des Codierers 100 (d. h. die Inhalte seiner Verzögerungsstufen zu einem beliebigen Zeitpunkt) wird bezeichnet als 5 = s bezieht sich auf die Inhalte der am weitesten links liegenden Stufe in der Figur.
Die Ausgänge der zwei Faltungscodierer werden komponentenweise durch exklusiv-ODER-Schaltungen 103, 104 kombiniert und den Eingängen der Decodiererschaltung 101 zugeführt. Somit ergibt sich e&sub1; = cp&sub1; cd&sub1; und e&sub0; = cp&sub0; cd&sub0;. Aufgrund der Linearität dieser Schaltungen ist der Ausgang DRS der Decoderschaltung 101 immer gleich dem Eingang d5 des Codierers 102, unabhängig vom Wert von bp. Diese Eigenschaft ergibt sich, wenn das Signal e verwendet wird, um eine der vier Regionen an einem Sender auszuwählen, und die Decodiererschaltung 101 an einem Empfänger angeordnet ist, bei dem sie aus den Signalen e, die aus den empfangenen Symbolen wiedergewonnen werden, das fünfte (empfangene) Datenbit drs extrahiert, das (bei Fehlen von Übertragungsfehlern) das gleiche ist wie das fünfte (gesendete) Datenbit d5, das dem Faltungscodierer 102 zugeführt worden ist.
Wird für eine ungestörte Übertragung der weiteren Datenbits gesorgt, ist die verbleibende Aufgabe, die Sequenz der Bits b6 zu ermitteln, die dem Faltungscodierer 100 zugeführt werden sollen.
Ein starkes Zwangsverfahren um dies zu erreichen ist, für die gesamte Dauer einer zu sendenden Nachricht die mittlere Leistung für jede mögliche Sequenz von Bits bp zu berechnen und die Sequenz bp zu wählen, die das niedrigste Ergebnis liefert. Selbstverständlich ist dies hinsichtlich der benötigten Verzögerung nicht durchführbar -da die Sendung nicht warten kann, bis die Bits bp ermittelt worden sind - und der Menge der durchgeführten Berechnungen. Statt dessen wird die Wahl unter Durchführung einer Viterbi-Decodierungsoperation mit einem endlichen Fenster bewerkstelligt.
Die Fig. 7 zeigt das Basis-Trellis-Diagramm für die Codiererschaltung 100. Dies zeigt die Wege, auf denen die Schaltung ausgehend von einem Zustand 5 (t) zum Zeitpunkt t, links gezeigt, zu einem Zustand s(t+T), auf der rechten Seite gezeigt, vorrücken kann. Der obere Weg von irgendeinem Anfangszustand entspricht bp = 0, während der untere bp = 1 entspricht. Der Ausgang cp ist in jedem Fall gezeigt. Die Auswahl der Sequenz von bp führt zu einer Auswahl eines bestimmten Weges aufeinanderfolgender Stufen des Trellis-Diagramms, nämlich demjenigen, das zur geringsten Leistung führt: ein längeres Trellis-Diagramm ist in Fig. 8 gezeigt. Um dies zu erreichen, wird jedem möglichen Übergang die Leistung desjenigen Symbols zugeordnet, das aus der Auswahl dieses Übergangs resultiert; für jeden Zustand kann zu jedem Zeitpunkt eine kumulative Leistung geschrieben werden. Wenn somit p&sub0;&sub0;(t) die Gesamtleistung der gesendeten Symbole ist, seit einem bestimmten Referenzzeitpunkt, einem bestimmten Trellis- Weg bis zum Zustand 5 = 00 zum Zeitpunkt t folgend, dann ist die Leistung p&sub1;&sub0;(t + T), die dem Zustand 5 = 10 zum Zeitpunkt (t + T) zugeordnet ist, gleich p&sub0;&sub0;(t) plus der Leistung des neu gesendeten Symbols, das der Auswahl des Übergangs von 00 nach 10 entspricht.
Dies wird Ap = Ap&sub1;&sub1; genannt, da cp = 11 für diesen Pfad gilt; obwohl selbstverständlich Ap ebenfalls von cd abhängt (das zusammen mit cp den Wert e und somit die ausgewählte Region bestimmt) und von den anderen 4 Datenbits (da die Punkte in irgendeiner gegebenen Region der Konstellation nicht alle die gleiche Leistung aufweisen).
Da jeder Zustand immer zwei Wege besitzt, die an diesem enden, wird anschließend gemäß dem Viterbi-Algorithmus der Weg mit der höheren kummulativen Leistung verworfen, so daß nur der andere ¹ überlebende" Weg übrig bleibt. Dies ist in Fig. 8 gezeigt, in der der zweite Kandidat für p&sub1;&sub0;(t + T), nämlich p&sub0;&sub1;(t) + Apoo unter der Annahme ausgestrichen wird, daß er größer ist als p&sub0;&sub0;(t) + Apii.
Wie bereits erwähnt worden ist, findet diese Codierung über ein endliches Fenster statt. Es sei angenommen, daß sich das Fenster von einem Zeitpunkt zum Zeitpunkt t bis zum Zeitpunkt t + 3T erstreckt (obwohl in der Praxis das Fenster größer ist als dieses) und daß der Zustand des Codierers zum Zeitpunkt t bereits ermittelt worden ist. Durch Berechnen der kummulativen Leistungen von links nach rechts für alle Wege, die an diesem Zustand beginnen, kann der Zustand zum Zeitpunkt t + 3T mit dem kleinsten Pcd(t + 3T) identifiziert werden; der Weg zum Zeitpunkt t, der diesem Weg entspricht, ist anschließend bekannt, und somit auch das entsprechende cp. Dies be stimmt zusammen mit cd die benötigte Region, wobei ein Symbol gesendet werden kann. Der Zustand zum Zeitpunkt t + T ist nun ebenfalls fest und das Fenster kann nun um eine Stelle (d. h. T) nach rechts verschoben werden und der Prozeß kann wiederholt werden. Diese Prozedur, wie sie beschrieben worden ist, ist hinsichtlich der Berechnungskomplexität (wie im folgenden gezeigt wird) nicht optimal, dient jedoch zum Erläutern des Prinzips.
Einige andere Punkte können an diesem Punkt beachtet werden.
(1) Es ist nicht erforderlich, daß die Anzahl der Regionen gleich vier sind. Es müssen mindestens drei vorhanden sein, jedoch gibt es keine Obergrenze.
(ii) Es ist nicht notwendig, daß die mittlere Leistung der Punkt in einer Region sich von derjenigen in einer weiteren Region unterscheidet: die Konstellation der Fig. 5 kann im Prinzip in vier Quadranten unterteilt werden. Es ist jedoch notwendig, daß dann, wenn die Daten verwendet worden sind, um einen Punkt in jeder Region auszuwählen, die vier Punkte, die für die Auswahl übrig bleiben, eine Wahl der Leistung bieten - wenigstens einige male und vorzugsweise immer.
(iii) Das obige Beispiel nimmt an, daß ein Bereich ausreichende Punkte enthält, um alles außer einem der Datenbits, das auf ein Symbol codiert werden soll, zu senden; es gibt jedoch keinen Grund, warum kleinere Bereiche nicht verwendet werden könnten, wobei mehr als ein Datenbit am Formgebungsprozeß teilnimmt. (iv) Die Fig. 6 ist lediglich erläuternd: z. B. muß ein wirklicher Codierer nicht die Faltungscodiererschaltung 100 enthalten; da statt bp die codierten Bits cp ermittelt werden, können sie direkt verwendet werden und der Codierer 100 ist physikalisch nicht vorhanden&sub0; Seine Bedeutung liegt in der Definition der Beziehung zwischen cp&sub0; und cp&sub1; und derjenigen zwischen cp und H sowie H-1.
(v) Die Formgebung wird bei Konstellationen verwendet, die vier Punkte oder weniger enthalten. Wenn z. b. 2 und 3 Bits (insgesamt) pro Symbol gesendet werden, werden drei Bits auf einer 16-Punkt- Konstellation gesendet, während jedoch die 2 Bits auf einer 4-Punkt-Konstellation gesendet werden, wobei die Formgebung nicht verwendet wird.
Die Fig. 9 zeigt eine praktische Ausführungsform, die diese Trellis-Formgebung verwendet, die die von der Auswahivorrichtung 15 der Fig. 1 ausgegebenen Signale empfängt. Zum Zweck dieses Beispiels wird angenommen, daß die Fig. 1 auf eine Datenrate von 14400 eingestellt ist, so daß k = 5 gilt; d. h. ohne die Trellis-Formgebung findet die Übertragung unter Verwendung von Symbolen statt, die aus Konstellationen mit 2 = 32 und 26 = 64 Punkten ausgewählt werden. Gruppen von 6 Bits d&sub5;... d werden in jeder Symbolperiode t einmal von der Auswahlvorrichtung 15 empfangen, wobei d&sub0; ein codiertes Bit vom Faltungscodierer 11 ist und der Rest uncodierte Bits sind&sub0; Ein Bit ts von der Auswahlvorrichtung 15 (ein Konstellationsumschaltbit) zeigt an, wenn es eins ist, daß 6 Datenbits vorhanden sind, und, wenn es 0 ist, daß 5 Datenbits vorhanden sind (in diesem Fall wird d&sub5; ignoriert)
Wie in der obigen Erläuterung wird angenommen, daß vier Regionen verwendet werden sollen. Für die Übertragung von 5 Datenbits ist somit eine 64-Punkt-Konstellation erforderlich, während für 6 Bits eine 128-Bit-Konstellation erforderlich ist. Die erstere ist in Regionen unterteilt, wie bereits in Fig. 5 gezeigt ist, während die letztere in Fig. 10 gezeigt ist. Jede der 16 möglichen Kombinationen der 4 Bits d&sub3;... d&sub0; ist einem entsprechenden Punkt auf jeder der vier Regionen der Fig. 5 zugewiesen; in ähnlicher Weise ist jede der 32 möglichen Kombinationen der 5 Bits d&sub4;... d&sub0; einem entsprechenden Punkt aus jeder der in Fig. 10 gezeigten vier Regionen zugewiesen. Einzelheiten dieser Zuweisung (häufig als Punktetikettierung bezeichnet) werden im folgenden beschrieben. Die Zuweisungsinformationen sind in Form gespeicherter Nachschlagtabellen ausgeführt, die kurz beschrieben werden sollen. Das höchstwertige gültige Datenbit d&sub5; oder d&sub4; wird von einer Auswahlvorrichtung 205, die vom Bit ts gesteuert wird, ausgewählt und einem Haltecodierer 202 zugeführt, der mit dem Codierer 102 der Fig. 6 identisch ist, um 2 codierte Bits cd&sub0;, cd&sub1; zu erzeugen, die in Exklusiv-ODER- Schaltungen 203, 204 mit den Versuchsbits cpt&sub0;, cpt&sub1; von einem Viterbi-Decodierer 206 kombiniert werden, um eine Versuchsregionenzahl et&sub0; und dergleichen zu erzeugen.
Ein Speicher 207 enthält eine Nachschlagtabelle mit 64 Einträgen, die jeweils die Leistung eines der Punkte der Konstellation der Fig. 5 darstellen. Auf diese kann mittels einer 6-Bit-Adresse, nämlich et&sub1;, et&sub0; von den Exklusiv-ODER-Gattern 204, 203 zugegriffen werden, die die Region und die Datenbits d&sub1;.5. d&sub0; darstellen, die den Punkt identifizieren, dem sie innerhalb dieser Region zugewiesen sind. In ähnlicher Weise besitzt ein Speicher 208 128 Einträge, die die Leistungen der Punkte der Fig. 10 darstellen. Die sieben Adreßeingänge sind et&sub1;, et&sub0; und die Datenbits d&sub4;... d&sub0;&sub5; Der Ausgang des einen oder des anderen Speichers wird mit einer Auswahlvorrichtung 209 ausgewählt, die durch ts gesteuert wird. Die Verwendung einer Nachschlagtabelle wird hinsichtlich der Geschwindigkeit und der Implementierung bevorzugt. Wenn jedoch die Etikettierung und die Punkte symmetrisch sind, können die Leistungen berechnet werden, wobei in diesem Fall der Speicher 207 (und 208) durch eine Berechnungseinheit ersetzt wird, in der eine Folge von Programmbefehlen gespeichert ist, die die Punktabbildung definieren.
In jeder Symbolperiode führt der Viterbi-Decodierer 206 den Exklusiv-ODER-Gattern vier aufeinanderfolgende Werte cp zu, und empfängt somit von der Auswahlvorrichtung 209 vier Leistungswerte, die die Leistungen der vier Punkte anzeigen (einer in jeder Region der relevanten Konstellation), die diesen Werten von cp entsprechen, wobei die Werte von d&sub0;... d&sub5;, - cd&sub1;, cd&sub0; und ts berücksichtigt werden. Die Operation des Viterbi-Decodierers ist die gleiche wie für einen Viterbi-Decodierer, der Daten decodiert, die unter Verwendung eines Faltungscodes codiert worden sind, mit der Ausnahme, daß er die Wegmaße (d. h. die Leistungen) enthält, statt diese durch Bilden der Abstände zwischen den Eingangsdaten und den diesen Wegen zugeordneten Daten berechnen zu müssen. Das Trellis-Diagramm der Fig. 7 ist in der Operation des Viterbi- Decodierers enthalten, der nun ausreichende Informationen besitzt, um über die Regionen zu entscheiden. Die vorher für Darstellungszwecke beschriebene Betriebsart (in der die Maße über das Trellis-Diagramm für jede Fensterposition erneut hinzugefügt wurden) ist nicht üblich: obwohl sie funktioniert lohnt es sich hinsichtlich des Berechnungsaufwandes, einfach das Ergebnis der vorangehenden Fensterposition zu aktualisieren. Das Problem hierbei ist, daß es dadurch möglich ist, einen Weg innerhalb des aktuellen Fensters zu wählen, der zu früheren Entschei dungen (nun außerhalb des Fensters) über den Weg inkonsistent ist. Dies kann schwerwiegende Konsequenzen haben, weshalb es notwendig ist, sicherzustellen, daß der überlebende Weg, der am Ende des Fensters gewählt wird, tatsächlich ein Weg ist, der an dem (nun festen) Zustand zu Beginn des Fensters anfängt. Dies kann bewerkstelligt werden durch Beseitigen irgendwelcher Wege, die nicht mit dem gewählten überlebenden Weg innerhalb des Decodierungsfensters konvergieren, bevor die nächste Aktualisierung durchgeführt wird.
Eine typische Fensterlänge liegt im Bereich von 16 bis 30. Bei Annahme einer Fensterlänge von 20 bedeutet dies, daß sich eine Verzögerung von 21T zwischen dem Empfang der Daten und der Erzeugung der Ausgangsbits cp&sub0;, cp&sub1; für dieses Symbol durch den Viterbi-Decodierer ergibt. Die Bits d&sub0; - d&sub4; und cd&sub1;, cd&sub0; werden in einer Verzögerungseinheit 210 somit um 21T verzögert. Die verzögerten faltungscodierten Bits cd&sub1;, cd&sub0; werden mit den Bits cp&sub1;, cp&sub0; vom Viterbi-Decodierer in den Exklusiv-ODER-Gattern 203 , 204 kombiniert, um die Regionenbits e&sub1;, e&sub0; zu erzeugen. Diese identifizieren zusammen mit den verzögerten Datenbits d&sub0;... d&sub4; und dem Umschaltbit ts eindeutig den zu sendenden Signalpunkt und werden in die Nachschlagtabellen 218, 219 und in einen QAM-Modulator 217 eingegeben, analog zu den Einheiten 18, 19 und 17 der Fig. 15
Obwohl der Klarheit halber die in Fig. 9 gezeigten Formgebungsanordnungen nur für eine einzelne Datenrate gezeigt sind, ist für die Verwendung mit der Fig. 1 für den Bereich der Datenraten die Anzahl der Datenbits selbstverständlich umschaltbar und die Nachschlagtabellen 207, 208, 218, 219 werden in ähnlicher Weise wie die Tabellen 18, 19 der Fig. 1 umgeschaltet.
Die Verwendung der Trellis-Formgebung in der beschriebenen Art ergibt (für eine gegebene Leistung) eine Erhöhung der Störungsunempfindlichkeit. Jedoch ergibt sich zusätzlich zur inhärenten Verbesserung im Gebrauch der Trellis- Formgebung, daß der Verlust aufgrund der Verwendung von zwei Konstellationen statt einer zusätzlich kompensiert wird.
Es wurde bereits erwähnt, daß die minimale Anzahl von Regionen drei ist, statt vier, wie in Fig. 9 gezeigt. Wenn gewünscht ist, die Anordnung der Fig. 9 mit nur drei Regionen zu betreiben - z. B. indem die Übertragung der Punkte in der Region 3 der Fig. 5 und 10 vermieden wird -kann dies leicht erreicht werden, indem die in den Tabellen 207, 208 gespeicherten Leistungspegel für die Punkte der Region 3 auf einen sehr großen Wert gesetzt werden, wodurch sichergestellt wird, daß der Viterbi-Decodierer 206 niemals einen Trellis-Weg wählt, der zum Senden eines Signals führt, das einem Punkt in der vierten Region zugeordnet ist. Sollte es erwünscht sein, die Formgebung in vorher beschriebenen Fall zu verwenden, bei dem eine Konstellation Anzahl von benutzten Punkten besitzt, die keine Potenz von 2 ist, dann kann dies in ähnlicher Weise bewerkstelligt werden&sub0; Wenn z. B. angenommen wird, daß ein Symbol 5 1/2 Bits führen soll, wird ohne Formgebung eine 48-Bit-Konstellation benötigt. Mit Formgebung wird eine Konstellation mit drei (oder mehr) Regionen von 24 Bits definiert, wobei jede Region 16 "innere" Punkte und 8 "äußere" Punkte besitzt. Die Codierung von 4 1/2 Bits in einen Bereich kann (ohne in dieser Stufe zu wählen, welche Region verwendet werden soll) wie vorher durchgeführt werden, indem ein Symbolpaar genommen wird und gemeinsam in der vorher beschriebenen Weise verarbeitet wird. Dies kann unabhängig davon bewerkstelligt werden, ob die zwei Symbole die gleiche Anzahl von Bits führen, solange sie beide ein zusätzliches Halbbit führen. Sobald dies erledigt ist, wurde ein Punkt in jeder Region identifiziert, wobei das restliche 1 Bit je Symbol im Formgebungsprozeß verwendet wird, um die Regionen auszuwählen, genau wie mit Bezug auf Fig. 9 beschrieben worden ist.

III Synchronisation

Eine weitere zu beschreibende Betrachtung ist die der Rahmensynchronisierung. Für die Decodierung der in Fig. 1 oder Fig. 9 erzeugten Signale ist es notwendig, daß ein Decodierer mit der Rahmenstruktur synchronisiert ist, die in der Übertragung von d Bits eines Rahmens von A Bits unter Verwendung von Symbolen verschiedener Konstellationen inhärent ist. Dies wird für eine korrekte Decodierung des Modulationscodes (falls c 0 ist) und die korrekte Interpretation "kleiner' und "großer" Symbole benötigt. Es ermöglicht ferner (optional) das Multiplexen der gesendeten Daten in separate Unterkanäle (z. B. von jeweils 2400 Bitsls). Es ist möglich, eine solche Synchronisierung ohne explizite Übertragung von Rahmeninformationen zu erhalten, da der Empfang eines Symbols in der Region 2 oder 3 der Fig. 10 notwendigerweise anzeigt, daß die größere Konstellation in Gebrauch ist: selbst wenn jedoch die größere Konstellation verwendet wird, können Symbole aus den Regionen 0 bis 1 gesendet werden - tatsächlich hat die Trellis-Formgebung den Effekt, daß die Regionen mit niedrigerer Leistung bevorzugt vor den Regionen 2 oder 3 ausgewählt werden.
Um die Geschwindigkeit und die Zuverlässigkeit der Synchronisierung zu erhöhen, kann ein Symbol (das aus einer großen Konstellation ausgewählt wurde) pro Block, wobei ein Block eine ganze Zahl von Rahmen ist, als Synchronisierungssymbol ausgelegt sein. Wenn die Trellis-Formgebung auf die Regionen 0, 1 und 2 beschränkt ist, kann die oh 0000 50 0 0* aS o 0 *0*500400

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Synchronisierung leicht erreicht werden, indem erlaubt wird, daß das Synchronisierungssymbol die Region 3 verwendet, die Region mit der größten mittleren Leistung. Ein mögliches Verfahren ist folgendes. Die Trellis-Formgebung arbeitet ohne Modifikation. Wenn ein Punkt der Regionen 1 oder 2 für das Synchronisierungssymbol gewählt wird, wird dieses wie vorher gesendet. Wenn jedoch ein Punkt der Region 0 gewählt wird, wird statt dessen ein Symbol der Region 3 gesendet (im Prinzip können die Regionen 1 oder 2 für diese Ersetzung gewählt werden, jedoch wird die Region 0 bevorzugt, das es statistisch wahrscheinlich ist, daß sie häufiger gewählt wird). Immer wenn der Decodierer ein Symbol der Region 3 entdeckt, betrachtet er dieses (zum Zweck der Decodierung der Daten) als äquivalent zu einem Symbol der Region 0, erkennt es jedoch als ein Synchronisierungssymbol zum Aufrechterhalten der Rahmensynchronisierung. Obwohl dies nicht die Sendung von Synchronisierungsinformationen für jeden Block garantiert, sorgt es für eine einfache Synchronisierung; allerdings auf Kosten einer leichten Leistungserhöhung, da die Ersetzung beim Formgebungsprozeß nicht berücksichtigt wird. Die Verwendung eines Synchronisierungssymbols kann mit dem Senden eines langsamen Seitenkanals kombiniert werden, wobei die Umsetzung von der Region 0 zur Region 3 dann in Abhängigkeit von einem Seitenkanal-Bit durchgeführt werden kann. Dies kann einen kürzeren Block (ein kleineres Vielfaches von AT) erfordern, um ausreichende Synchronisierungbedingungen (Region 3) und eine erforderliche Seitenkanaldatenrate sicherzustellen. Die verfügbare Seitenkanaldatenrate hängt ein wenig von der Datenrate im Hauptkanal ab. Alternativ kann ein weiteres Symbol (d. h. ein anderes als das für die Synchronisierung verwendete) im Block für diesen Zweck vorgesehen sein. Wenn ein Symbol aus der Region 0 gewählt worden ist, kann dann eine Ersetzung durch ein Region-3-Symbol stattfinden, oder nicht, in Abhängigkeit vom Wert eines zu sendenden Bits. Wenn die Region 0 nicht gewählt worden ist, wird das Senden des Seitenkanalbits bis zum nächsten Symbol im Block (oder dem nächsten zugewiesenen Symbol) verzögert, für das die Region 0 gewählt worden ist. Die Verwechslung von Synchronisierungssymbolen und "Seitenkanal"-Symbolen kann vermieden werden, indem entweder für den Seitenkanal ein Symbol zugewiesen wird, das aus der kleineren Konstellation gewählt wurde, oder indem sichergestellt wird, daß ein Decodierer zwischen den beiden auf der Grundlage unterscheidet, daß ein Synchronisierungssymbol niemals die Region 0 belegt, während ein "Seitenkanal"-Symbol dies manchmal tut.
Eine etwas andere Version der Synchronisierungsanordnung arbeitet wie folgt. In der vorangehenden Version wurde das Senden von Punkten der Region 3 der größeren Konstellation verhindert, indem die gespeicherten Leistungspegel in den Tabellen 207, 208 auf einen grooen Wert gesetzt wurden. Diese modifizierte Version verwendet ebenfalls die "Fälschung" der Leistungsfiguren, um ein gewünschtes Ergebnis zu erzielen, jedoch ist die Eigenschaft der Fälschung diesmal zeitlich veränderlich, so daß sie sich für die für die Synchronisierung vorgesehenen Symbole von derjenigen für andere Symbole unterscheidet. Im letzteren Fall wird das Leistungssignal auf einen großen Wert für die Region 3 gesetzt und verhindert das Senden von Punkten in dieser Region; für das Synchronisierungssymbol jedoch werden die korrekten Figuren für die Region 3 zugeführt, wodurch das Senden eines Symbols von der äußeren Region für dieses Symbol erlaubt wird. Obwohl dies funktionieren würde, würde tatsächlich nur eine Minderheit der Synchronisierungssymbole aus der Region 3 gewählt, weshalb bevorzugt wird, die Wahrscheinlichkeit des Sendens eines solchen Symbols zu erhöhen, um auch die Leistungsfiguren für die Regionen 0, 1 und 2 zu verfälschen, indem (a) die Figuren für die Regionen 0 und 1 auf höhere Werte gesetzt werden, und (b) im Fall eines Punktes der Region 2 die wahre Leistungsfigur um einen Faktor vergrößert wird, so daß die mittlere Leistung der Punkte der Region 2 als mit derjenigen der Punkte der Region 3 gleich erscheint. Der Effekt hiervon ist, daß die Verwendung von Symbolen der Regionen 0 und 1 verhindert wird und die Wahrscheinlichkeit des Sendens eines Region-3- Symbols im Gegensatz zu einem Region-2-Symbol erhöht wird.
Dies kann erreicht werden durch Verwendung der in Fig. 12 gezeigten Logikschaltung, in der Teile der Fig. 9 umgezeichnet sind, um ihre Beziehungen zur zusätzlichen Schaltung zu zeigen. Ein hochpegelaktives Signal "sync" liegt auf Niedrigpegel, mit Ausnahme während eines Synchronisierungssymbols. Ein Zwei-zu-vier-Leitungsdecodierer 300 decodiert die Regionennummer et, wobei sein Ausgang "3" für Nichtsynchronisierungssymbole über ein UND-Gatter 301 und ein ODER-Gatter 302 zu einem Umschalter 303 weitergeleitet wird, der den Ausgang des Schalters 209 aufnimmt und ihn auf einen bestimmten Maximalwert zwingt. Wenn das Synchronisierungssignal vorhanden ist, wird das UND-Gatter 301 über einen Inverter 304 gesperrt. Falls et = 2 decodiert worden ist, wird ein UND-Gatter 305 freigegeben, das einen Umschalter 306 veranlaßt, einen Multiplizierer 306a in eine Schaltung einzubringen, um das Leistungssignal mit einem Faktor gleich dem Verhältnis der mittleren Region-3-Leistung zur mittleren Region-2-Leistung zu multiplizieren.
Wenn andererseits "0" oder "1" decodiert wird (und in einem ODER-Gatter 307 kombiniert wird), wird ein UND- Gatter 308 freigegeben und (über das ODER-Gatter 302) der Schalter 303 freigegeben, um die Leistungsfigur für den Viterbi-Decodierer auf ein Maximum zu setzen.
Wenn ein Sekundärkanal ebenfalls von diesem Symbol geführt werden soll, kann dies bewerkstelligt werden, indem das Sekundärkanalbit verwendet wird, um (unter Verwendung eines Exklusiv-ODER-Gatters 309) den Ausgang des UND- Gatters 307 zu invertieren, so daß die Symbolwahl auf die Regionen 0 und 1 statt auf die Regionen 2 und 3 festgelegt wird. Ein Inverter 310 invertiert die Sekundärdaten (unter der Annahme, daß der Leerlaufzustand des letzteren gleich logisch 1 ist), so daß die Synchronisierung unbeeinflußt bleibt, wenn der zweite Kanal im Leerlaufist. Ein Vorteil dieses Vorschlags gegenüber vorangehenden ist, daß dann, wenn ein Region-3-Symbol gesendet wird, die wahre Leistungsfigur für dieses Symbol an den Viterbi-Decodierer geliefert wird, der dazu neigt, Auswahlen mit niedrigerer Leistung vorzunehmen als die vorher der Fall war. Wenn (wie üblich) ein Bandbegrenzungsfilter am Modulatorausgang verwendet wird, neigt die Streuungswirkung des Filters und die Reduktion der Leistungen der benachbarten Symbole dazu, den Effekt des größeren Synchronisierungssymbols auf das Verhältnis von Spitzenleistung zu mittlerer Leistung des Signals zu schwächen, was häufig ein wichtiger Gesichtspunkt in Modulationssystemen ist.
Bei Bedarf kann dieser Effekt verstärkt werden, indem die zugeführten Leistungssignale (für alle 3 Regionen) bezüglich der benachbarten Punkte künstlich erhöht wird. Diese Erhöhung kann typischerweise z. B&sub5; 1,5-fach für ein unmittelbar benachbartes Symbol und 1,25-fach für das nächst nähere Symbol betragen, obwohl in der Praxis die Faktoren so gewählt werden, daß sie zu den Anzapfungsgewichtungen des wirklich verwendeten Filters passen. Dies kann erreicht werden durch Verwendung von Anordnungen, die dem Schalter 306 und dem Multiplizierer 306a ähnlich sind.
IV Verschachtelte Konstellationen für trellis-geformte Systeme
Bei den verwendeten Konstellationen verwendet die in Fig. 9 beschriebene Ausführungsform die zwei in den Fig. 5 und 10 gezeigten Konstellationen. Diese sind in dem Sinne "verschachtelt", daß die Signalpunkte in Fig. 5 alle in der Konstellation der Fig. 10 vorhanden sind. Es ist nicht notwendig, daß die zwei Konstellationen auf diese Weise in Beziehung stehen, jedoch ist es bequem; es ist ein kleiner Speicher in den Nachschlagtabellen der Fig&sub5; 1 und 9 möglich, wenn die Adressierung so beschaffen ist, daß eine einzelne Stelle verwendet wird, um die Koordinaten (oder die Leistung) eines Punktes zu speichern, der beiden Konstellationen gemeinsam ist, wobei jedoch der größere Vorteil darin liegt, daß die Eingangsseite eines Empfängers zum Empfangen der gesendeten Signale statt mit zweien effektiv mit nur einer Konstellation umgehen muß&sub5;
Wenn die Umschaltung zwischen mehreren Datenraten vorgesehen ist, kann dieser Lösungsansatz erweitert werden, indem vorgesehen wird, daß alle verwendeten Konstellationen (von 16 Punkten an aufwärts) Teilmengen einer einzigen großen Konstellation sind - wie in Fig. 13 gezeigt, in der die gestrichelten Kästen schrittweise größere Konstellationen einschließen. Ferner ist es bequem, vorzusehen, daß die Unterteilung in Regionen in der gleichen Weise abbildet - statt daß zwei der Formgebungsregionen einer großen Konstellation gebildet werden, indem entsprechende Paare von Regionen der Konstellation mit halber Größe hinzugefügt werden, die sie enthält.
Es folgen Einzelheiten der Abbildung zwischen den zu sendenden Bits und den Signalpunkten. Diese Bits fallen in drei Kategorien:
(i) Zwei vom Formgebungsprozeß erzeugte Bits: die Abbildung derselben auf eine Konstellation wurde bereits beschrieben: sie bestimmen die Auswahl einer der vier Regionen, in die die zu verwendende Konstellation unterteilt ist.
(11) Eine variable Anzahl uncodierter Bits.
(iii) Zwei vom Faltungscodierer der Fig. 1 erzeugte Bits. Damit der mit der Faltungscodierung erreichbare Codierungsgewinn erreicht wird, ist es notwendig, daß diese Bits dazu dienen, (auf herkömmliche Weise) unter vier Teilmengen der Signalpunkte innerhalb einer Region zu wählen. Unter der Annahme, daß wie vorher der minimale Abstand zwischen den Punkten der Konstellation gleich 2 ist, werden die Teilmengen so gewählt, daß der minimale Abstand gleich 4 ist. (Wenn im allgemeinen die Anzahl der Bits nc ist, ist die Anzahl der Teilmengen 2 C und der minimale Abstand gleich 2 * &sub2;n /2) Die Fig&sub5; 11 zeigt eine 16-Punkt-Region, die in die Teilmengen a, b, c, d unterteilt ist&sub5;
Das verbleibende Problem ist somit die Abbildung der uncodierten Bits auf die Teilmengen der Region. Da diese Bits nicht mit den "Formgebungs"-Bits (1) und den codierten Bits (iii) korreliert sind, ist die Abbildung dieser Bits auf Signalpunkte innerhalb einer gegebenen Region willkürlich: die Beziehung zwischen der Abbildung ein einer Region zu derjenigen in einer weiteren Region ist jedoch von großer Bedeutung für die Effektivität des Formgebungsprozesses&sub5; Für gegebene Werte der Eingangsbits für ein bestimmtes Symbol hat der Viterbi-Decodierer eine Auswahl von vier Werten von cpt und somit eine Wahl unter vier Signalpunkten, einem in jeder der vier Regionen. Es ist klar, daß dann, wenn die Abbildung so beschaffen ist, daß für alle Werte des Eingangs diese vier Kandidatenpunkte alle die gleiche Leistung haben, durch Vornehmen irgendeiner bestimmten Wahl keine Verbesserung der mittleren Leistung erreicht wird. Die Aufgabe kann qualitativ so betrachtet werden, daß der Viterbi-Decodierer über die vier Kandidatenpunkte eine breite Auswahl unterschiedlicher Leistungen hat.
Für einen Moment sei angenommen, daß die 2 U Kombinationen der n uncodierten Bits den Punkten einer Teilmenge innerhalb der Region 0 der Konstellation in aufsteigender Reihenfolge der Leistung zugewiesen sind - d. h., wenn der Binärwert (gewöhnlich als das "Punktetikett" bezeichnet) der n Bits gleich V ist, ist dann, wenn V ) ist, die Leistung des punktetikettierten V größer oder gleich der Leistung des punktetikettierten V&sub1;
Bei Betrachtung des Trellis-Diagramms der Fig. 7 für den Formgebungscode, hat der Viterbi-Decodierer ausgehend von einem gegebenen Trelliszustand die Wahl zwischen zwei Wegen und somit eine Wahl zwischen cp = 00 oder 11, oder eine Wahl cp = Ol oder 10. Die Regionennummer wird erhalten von einer Exklusiv-ODER-Verknüpfung (203 , 204 ) mit cd, das von den Daten bestimmt wird, jedoch führt dies immer noch zu einer Wahl 00/11 oder einer Wahl 01/10, d. h. der Faltungscode G impliziert eine Paarung der Regionen (die aktuelle Paarung hängt vom gewählten Code ab). Diese Eigenschaft gilt möglicherweise für alle linearen Faltungscodes, jedoch nicht immer im Fall eines nicht linearen Codes.
Die Etikettierung in Region 3 (die "äußere Wahl" von Region 0) folgt vorzugsweise der umgekehrten Sequenz von Region 0 - nämlich in absteigender Reihenfolge der Leistung; somit wird eine Wahl erhalten zwischen einem Punkt in Region 0 mit (für diese Region) niedriger Leistung und einem Punkt in Region 3 mit (für diese Region) hoher Leistung, oder umgekehrt. Das Beispiel wird auch auf die Regionen 1 und 2 relativ zueinander angewendet&sub5;
Weniger offensichtlich, aber ebenfalls wahr, wenn im wesentlichen konzentrische Regionen behandelt werden, ist die Erwünschtheit einer ähnlichen Beziehung zwischen den Regionen 0 und 3 einerseits und den Regionen 1 und 2 andererseits: somit ergibt sich:
Region 0 aufsteigend Region 1 absteigend Region 2 aufsteigend Region 3 absteigend
Dies an sich ist nicht neu.
Unter Erinnerung daran, daß die Etikettierung in einer beliebigen gegebenen Region willkürlich ist, kann die Einschränkung fallengelassen werden, daß die Punkte in Region 0 in aufsteigender Reihenfolge der Leistung etikettiert sind, und die obige Aussage verallgemeinert werden, indem behauptet wird, daß dann, wenn die Leistungen der Punkte der Regionen 1, 2 und 3 in aufsteigender Reihenfolge der Leistung der etikettierten Punkte in Region 0 geordnet sind, diese jeweils absteigende, aufsteigende bzw. absteigende Serien bilden.
Die Aufgabe dieses Aspektes der Erfindung ist, eine einzelnes Etikettierungssystem auf einen Satz verschachtelter Konstellationen anzuwenden. Es sei beginnend mit der eben beschriebenen Konstellation angenommen, daß eine Konstellation der doppelten Größe benötigt wird. Die Region 0 der neuen Konstellation (RD ) wird erhalten durch Kombinieren der Regionen 0 und 1 der ersten; und die neue Region (R1 ) durch Kombinieren der alten Regionen 2 und 3. Bis zu diesem Punkt wurde angenommen, daß in den vier ursprünglichen Regionen die gleichen Etiketten verwendet werden: nun müssen zusätzliche (höchstwertige) Bits an die Etiketten angehängt werden, um ein zusätzliches uncodiertes Datenbit aufzunehmen. Bei der neuen Region RD besitzen die Punkte von RD somit eine führende 0, die zum Etikett hinzugefügt ist, und diejenigen von Rl eine führende 1. Bei R1 jedoch sind die führenden Bits für die Punkte von R2 und R3 1 bzw. 0, um die obenbeschriebene "aufsteigende/absteigende" Eigenschaft für die neuen Regionen sicherzustellen.
Ein weiterer Weg der Betrachtung dieser Situation ist folgender. Eine Konstellation hat 16M Punkte. Wenn jede Region durch M Punkte (in einer Teilmenge) dargestellt wird, sind die 4M Punkte wie folgt geordnet:
- die Punkte 0 bis M - 1 sind die Punkte von RD; - die Punkte M bis 2M - 1 sind die Punkte von Rl in umgekehrter Reihenfolge der Leistung bezüglich RD; - die Punkte 2M bis 3M - 1 sind die Punkte von R3 in umgekehrter Reihenfolge der Leistung bezüglich RD; und
- die Punkte 3M bis 4M - 1 sind die Punkte von R2 in der gleichen Reihenfolge der Leistung bezüglich RD;
Wenn zwei Punkte in einer Region die gleiche Leistung besitzen, können sie nach ihrer x-Koordinate geordnet sein. Andere Entscheidungsverfahren können ebenfalls verwendet werden.
Bei gegebener Punktordnung wie oben ist die Ordnung für den nächsten Satz von Regionen leicht abzuleiten. Es sei eine verdoppelte Konstellation angenommen, die geformt werden soll. RO und R1 werden kombiniert, um eine Region zu bilden, ebenso wie R2 und R3&sub5; Die Ordnung der Punkte in den ersten zwei Regionen kann genau die gleich sein wie oben&sub5; Das heißt die Punkte 0 bis 2M - 1 kommen von RO und R1 und die Punkte 2M bis 4M - 1 von R1 kommen von R2 und R3. Dies sind die zwei Regionen mit der niedrigsten Leistung in der neuen Konstellation. Es seien R2 und R3 die anderen zwei Regionen, wobei die Leistung von R2 kleiner ist als die Leistung von R3 .
Die Punkte in R3 sind mit 4M bis 6M - 1 etikettiert und befinden sich in einer Reihenfolge, die der umgekehrten Reihenfolge der Punkte 0 bis 2M - 1 folgt. Wenn die Leistung der Punkte 0 bis 2M - 1 aufsteigt, fällt die Leistung der Punkte 4M bis 6M - 1 ab. Die Punkte der Region R3 sind mit 6M bis 8M - 1 etikettiert, wobei deren Leistung aufsteigt, wenn die Leistung der Punkte bis 2M - 1 aufsteigt.
Dies wird durch folgendes Beispiel erläutert:
Beginnend mit einer 16-Punkt-Konstellation ist M = 1, so daß jede Region einen Punkt pro Teilmenge enthält. Diese haben die Koordinaten (-l,-1), (3,-l), (3,3) und (-1,3). Die Leistung dieser Punkte (Regionen) beträgt 2, 10, 18 bzw. 10. Unter Verwendung der x-Koordinatenregel ergibt sich RO = (-1,-1); Rl = (-1,3); R2 = (3,-1) und R3 = (3,3).
Die Punktetiketten sind somit: 0 (-1,-l) 1 (-1,3) 2 (3,-3) 3 (3,-l).
Die Konstellation wird nun auf 32 Punkte erweitert.
Hierdurch werden die Punkte (-1,5), (3,-5), (-5,-1) und (-5,3) hinzugefügt. Unter Verwendung des rekursiven Algorithmus ergibt dies eine Punktreihenfolge von (-1,-1) 2 (3,3) 4 (-5,3) 6 (-5,-1) 1 (-1,3) 3 (3,-1) 5 (3,-5) 7 (-1,-5)
Dieser Prozeß kann unendlich fortgesetzt werden. Die Punktordnung, die aus diesem Anfang folgt für eine 512- Punkt-Konstellation ist in Fig. 13 gezeigt. Die Etiketten sind (als Dezimalzahlen) nur für die Punkte der Teilmenge a gezeigt.
Wenn somit die Vorrichtung der Fig. 9 (mit oder ohne die Faltungscodierung der Fig. 1) verwendet wird, mit der Einrichtung der Umschaltung der Datenrate, kann die Konstellation (oder die zwei Konstellationen), die mit jeder Datenrate verwendet wird, aus Fig. 13 gewählt werden. Dies hat den Vorteil, daß eine einzige Punktetikettierung für alle gewünschten Datenraten verwendet werden kann&sub5; Die verwendete Punktetikettierung ermöglicht einen guten Formgebungsgewinn bei allen Raten. Dies ist eine direkte Verbesserung gegenüber der Entwicklung und Etikettierung einer neuen Konstellation für jede Datenrate
Als eine Alternative zu der in Fig. 13 gezeigten "Quadrat"-Konstellations-Verschachtelung kann die in Fig. 14 gezeigte Abbildung verwendet werden&sub5; Diese zeigt die Punktetikettierung (in hexadezimaler Form) für den unteren rechten Quadranten des Phasendiagramms, und liegt näher an der (idealen) Verschachtelung der konzentrischen Kreise, bei der die Punkte aller aufeinanderfolgenden Regionen alle höhere Leistungen aufweisen als die Punkte aller vorangehenden Regionen. Die gezeigte Etikettierung wird durch den folgenden Algorithmus (geschrieben in C ) erhalten (für Punkte gleicher Leistung war das verwendete Entscheidungsverfahren, die Punkte mit dem kleinsten absoluten Betrag der y-Koordinate zuerst zu nehmen):
Die Indizes von label [] sind die Nummern der Punkte, wenn sie in aufsteigender Reihenfolge der Leistung geordnet sind, so daß das Etikett für den Punkt mit niedrigster Leistung das label [0] ist und dasjenige für den Punkt mit der zweitniedrigsten Leistung das label [1] ist usw. Wenn die Trellisformgebung verwendet wird, ergibt die Etikettierung Formgebungsgewinne, die mit der Etikettierung der Fig. 13 vergleichbar sind.

Claims

1. Verfahren zum Senden von Daten unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation, enthaltend den Aufbau von Gruppen aus q Bits (dO-d5), Codieren eines oder mehrerer der Bits jeder Gruppe mittels eines Faltungs- oder Blockcodes, um eine vergrößerte Gruppe (dOd4, cdl, cdo) mit wenigstens q + 1 Bits zu erzeugen, und für jede Gruppe Wählen eines zu sendenden Symbols aus einer Signalpunktkonstellation mit mehr als 2 Punkten unter Verwendung eines veränderlichen Kennfeldes, wobei die Kennfelder durch Erzeugen von Leistungssignalen für jede vergrößerte Gruppe, die die jedem der mehreren alternativen Kennfelder der Gruppe entsprechende Signalleistung repräsentieren, und durch Decodieren der Leistungssignale mittels eines Viterbi-Decodierers (206) zum Bestimmen eines Kennfeldes für diese Gruppe in der Weise, daß die über die Zeit gemittelte Leistung der gesendeten Symbole im wesentlichen minimiert wird, gesteuert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl von Bits q pro Gruppe entsprechend einem Konstellations-Schaltsignal (ts) wiederholbar veränderlich ist, daß die Signalkonstellation und das ihr zugeordnete Kennfeld in Übereinstimmung mit dem Wert von q mittels des Konstellations- Schaltsignals (ts) gewählt werden und daß die Leistungssignale als Antwort auf das Konstellations-Schaltsignal und auf gespeicherte Informationen, die die Kennfelder definieren, erzeugt werden, um Leistungssignale zu erzeugen, die den der gewählten Konstellation zugeordneten Kennfeldern entsprechen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem jede Konstellation mehrere Untergruppen von Punkten enthält, die jeder Konstellation zugeordneten Kennfelder (a) ein festes Kennfeld zwischen den Punkten einer Untergruppe und den Bits der Gruppe, die von dem genannten einen oder den genannten mehreren Bits verschieden sind, wobei diese Bits dazu dienen, einen Kandidatenpunkt in jeder Untergruppe zu wählen, und (b) ein veränderliches Kennfeld zwischen den Untergruppen und den anderen Bits der vergrößerten Gruppe, wobei diese Bits dazu dienen, eine Untergruppe und folglich einen der Kandidatenpunkte zu wählen, enthalten.

Verfahren nach Anspruch 1, bei dem ein Bit der Gruppe mittels des Faltungscodes codiert wird, um zwei zu erzeugen, wobei jede vergrößerte Gruppe q + 1 Bits besitzt; jede Konstellation drei oder vier Untergruppen von Punkten enthält, wobei jede Untergruppe q-1 Punkte besitzt; und die jeder Konstellation zugeordneten Kennfelder enthalten: a) ein festes Kennfeld zwischen den Punkten einer Untergruppe und den q-1 Bits der Gruppe, die von dem genannten einen Bit verschieden sind, wobei diese Bits dazu dienen, einen Kandidatenpunkt in jeder Untergruppe zu wählen; und b) ein veränderliches Kennfeld zwischen den Untergruppen und den anderen zwei Bits der vergrößerten Gruppe, wobei diese zwei Bits dazu dienen, eine Untergruppe und folglich einen der Kandidatenpunkte zu wählen.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem sich der Wert von q entsprechend einem vorgegeben Muster innerhalb einer Rahmenstruktur verändert, in der die größte Konstellation zusätzliche Signalpunkte besitzt, die eine in dem Kennfeld nicht enthaltene zusätzliche Untergruppe hiervon bilden, und bei dem an einer vorgegebenen Position innerhalb jedes Rahmens der Rahmenstruktur, wobei die Position die größte Konstellation verwen det, immer dann, wenn eine vorgegebene Untergruppe für diese Position gewählt wird, ein Signal aus der zusätzlichen Untergruppe an deren Stelle gesendet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem jede Konstellation mehrere Punkt-Untergruppen enthält, bei dem das Senden eine Rahmenstruktur besitzt und bei dem ein erstes veränderliches Kennfeld für ein Symbol an einer vorgegebenen Position in jedem Rahmen der Rahmenstruktur und ein zweites veränderliches Kennfeld für die verbleibenden Symbole verwendet werden, wobei das erste veränderliche Kennfeld die Wahl eines Symbols aus einer Untergruppe mit größerer mittlerer Leistung als die übrigen Untergruppen ermöglicht und das zweite Kennfeld die Wahl eines Symbols aus dieser Untergruppe nicht ermöglicht.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Konstellation vier Untergruppen, d. h. eine erste, eine zweite, eine dritte und eine vierte solche Untergruppe, mit zunehmend größeren mittleren Leistungen besitzt und bei dem das erste veränderliche Kennfeld die Wahl eines Symbols aus der ersten und aus der zweiten Untergruppe nicht zuläßt.

Verfahren nach Anspruch 6, bei dem das Schalten zwischen zwei veränderlichen Kennfeldern dadurch erzielt wird, daß in bezug auf die zur vierten Untergruppe gehörenden Kandidatenpunkte dem Viterbi-Decodierer (a) für das Symbol an der vorgegebenen Position Leistungssignale, die die Leistung dieser Punkte repräsentieren, und (b) für andere Symbole Leistungssignale mit einem hohen Wert zugeführt werden, um so die Wahl dieser Kandidatenpunkte zu unterdrücken.

8. Verfahren nach 7, bei dem dem Viterbi-Decodierer in bezug auf die zur ersten und zur zweiten Untergruppe gehörenden Kandidatenpunkte (a) für das Symbol an der vorgegebenen Position Leistungssignale mit einem hohen Wert zugeführt werden, um die- Wahl dieser Kandidatenpunkte zu unterdrücken, und (b) für die anderen Symbole Leistungssignale, die die Leistung dieser Punkte repräsentieren, zugeführt werden.

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem dem Viterbi- Decodierer in bezug auf einen zur dritten Untergruppe gehörenden Kandidatenpunkt (a) für das Symbol an der vorgegebenen Position Leistungssignale, die in jedem Fall eine Leistung repräsentieren, die größer als die Ist-Leistung ist, so daß die hierdurch repräsentierte mittlere Leistung für sämtliche Punkte in der Untergruppe im wesentlichen gleich der mittleren Leistung der Punkte in der vierten Untergruppe ist, zugeführt werden; und (b) für die anderen Symbole Leistungssignale, die die Leistung dieser Punkte repräsentieren, zugeführt werden *

10. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem die Anzahl der gesendeten Bits pro Symbol eine nicht ganze rationale Zahl größer als eins ist, bei der, wenn sie durch ein Verhältnis B/A zweier ganzer Zahlen ohne gemeinsamen Faktor ausgedrückt wird, der Nenner A keine Zweierpotenz ist, und wobei jede Gruppe aus B Bits mittels A - d Symbolen gesendet wird, wobei d eine ganze Zahl kleiner als A und größer oder gleich 1 ist, wobei jedes Symbol aus einer ersten Signalpunktkonstellation mit einem ersten Wert von q und mit d Symbolen gewählt ist, wovon jedes aus einer zweiten, größeren Signalpunktkonstellation mit einem zweiten Wert von q gewählt ist.

11. Vorrichtung zum Senden von Daten unter Verwendung einer Quadratur-Amplitudenmodulation, mit

(a) einer Einrichtung (4-15, 205) zum Aufbauen aufeinanderfolgender Gruppen aus q zu sendenden Bits, um eine Wiederholungsfolge aus Gruppen zu erzeugen, die erste Gruppen mit einem ersten Wert von q und zweite Gruppen mit einem zweiten, kleineren Wert von q enthält, und zum Erzeugen eines Konstellations-Schaltsignals (ts), das den Typ jeder Gruppe angibt;

(b) einer Einrichtung (202) - zum Codieren eines oder mehrerer der Bits jeder Gruppe, um mittels eines Faltungs- oder Blockcodes wenigstens ein zusätzliches Bit pro Gruppe zu erzeugen, um dadurch erste vergrößerte Gruppen und zweite vergrößerte Gruppen zu erzeugen;

(c) einem Modulator (217);

(d) einer Kennfeldeinrichtung (203 , 204 , 218, 219), die für jede vergrößerte Gruppe ein zu sendendes Symbol aus einer Signalpunktkonstellation, die in jedem Fall mehr als 2 Punkte besitzt, wählt, wobei die Kennfeldeinrichtung auf das Konstellations-Schaltsignal anspricht, um den Modulator in der Weise zu steuern, daß

(1) für jede erste vergrößerte Gruppe ein zu sendendes Symbol aus einer ersten Signalpunktkonstellation entsprechend einem Kennfeld wählt, das Bitgruppen und Punkte der ersten Konstellation in Beziehung setzt;

(2) für jede zweite vergrößerte Gruppe ein zu sendendes Symbol aus einer zweiten Signalpunktkonstellation entsprechend einem Kennfeld wählt, das Bitgruppen und Punkte der zweiten Konstellation in Beziehung setzt; wobei die Kennfeldeinrichtung auf ein Steuersignal (cpo, cpl) anspricht, um für jede vergrößerte Gruppe eines von mehreren alternativen derartigen Kennfeldern zu wählen;

(e) einer Einrichtung (203, 204, 207, 208, 209), die für jede vergrößerte Gruppe Leistungssignale erzeugt, die die Signalleistung repräsentieren, die jedem alternativen Kennfeld hiervon entsprechen, wobei die Einrichtung auf das Konstellations-Schaltsignal (ts) anspricht, um für die ersten vergrößerten Gruppen Leistungssignale auf der Grundlage von Kennfelder für die erste Konstellation definierenden gespeicherten Informationen zu erzeugen und für die zweiten vergrößerten Gruppen Leistungssignale auf der Grundlage von Kennfelder für die zweite Konstellation definierenden gespeicherten Informationen zu erzeugen; (f) einer Einrichtung (206) zum Empfangen der Leistungssignale, die in Abhängigkeit von den Leistungssignalen für mehrere Gruppen eine Folge der Steuersignale (cpo, cpl) erzeugt, die die über die Zeit gemittelte Leistung der gesendeten Symbole im wesentlichen minimiert

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, in der jede Konstellation mehrere Untergruppen von Punkten enthält, wobei die jeder Konstellation zugeordneten Kennfelder (a) ein festes Kennfeld zwischen den Punkten einer Untergruppe und den Bits der Gruppe, die von dem einen genannten Bit oder den mehreren genannten Bits verschieden sind, wobei diese Bits dazu dienen einen Kandidatenpunkt innerhalb jeder Untergruppe zu wählen, und (b) ein veränderliches Kennfeld zwischen den Untergruppen und den anderen Bits der vergrößerten Gruppe, wobei diese Bits dazu dienen, eine Untergruppe und daher einen der Kandidatenpunkte zu wählen, enthalten.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11, in der ein Bit der Gruppe mittels des Faltungscodes codiert wird, um zwei zu erzeugen, wobei jede vergrößerte Gruppe q + 1 Bits besitzt; jede Konstellation drei oder vier Untergruppen von Punkten enthält, wobei jede Untergruppe q-1 Bits besitzt; und die jeder Konstellation zugeordneten Kennfelder enthalten:

(a) ein festes Kennfeld zwischen den Punkten einer Untergruppe und den q-1 Bits der Gruppe, die von dem einen genannten Bit verschieden sind, wobei diese Bits dazu dienen, einen Kandidatenpunkt innerhalb jeder Untergruppe zu wählen; und (b) ein veränderliches Kennfeld zwischen den Untergruppen und den anderen zwei Bits der vergrößerten Gruppe, wobei diese zwei Bits dazu dienen, eine Untergruppe und daher einen der Kandidatenpunkte zu wählen.

14. Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, in der die größte Konstellation zusätzliche Signalpunkte besitzt, die eine zusätzliche Untergruppe hiervon bilden, die nicht im Kennfeld enthalten ist, und in der an einer vorgegebenen Position innerhalb jedes Rahmens der Rahmenstruktur, wobei die Position die größte Konstellation verwendet, immer dann, wenn eine vorgegebene Untergruppe für diese Position gewählt wird, ein Signal aus der zusätzlichen Untergruppe an ihrer Stelle gesendet wird.

15. Vorrichtung nach Anspruch 11, 12 oder 13, in der jede Konstellation mehrere Untergruppen von Punkten enthält und in der ein erstes veränderliches Kennfeld für ein Symbol an einer vorgegebenen Position innerhalb jedes Rahmens der Rahmenstruktur verwendet wird und ein zweites veränderliches Kennfeld für die verbleibenden Symbole verwendet wird, wobei das erste veränderliche Kennfeld die Wahl eines Symbols aus einer Untergruppe mit einer größeren mittleren Leistung als die übrigen Untergruppen ermöglicht und das zweite Kennfeld eine Wahl eines Symbols aus dieser Untergruppe nicht ermöglicht.

16. Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 11 bis 15, in der die Anzahl der gesendeten Bits pro Symbol eine nicht ganze rationale Zahl größer als eins ist, in der, wenn sie als Verhältnis B/A zweier ganzer Zahlen ohne gemeinsamen Faktor ausgedrückt wird, der Nenner A keine Zweierpotenz ist, und wobei jede Gruppe aus B Bits mittels A - d Symbolen gesendet wird, wobei d eine ganze Zahl kleiner als A und größer oder gleich 1 ist, wobei jedes Symbol aus der zweiten Signalpunktkonstellation und aus d Symbolen gewählt ist, wovon jedes aus der ersten, größeren Signalpunktkonstellation gewählt ist&sub5;

17. Vorrichtung nach Anspruch 12, in der:

(i) die Vorrichtung schaltbar ist, damit sie mit irgendeiner von mehreren Datenraten arbeitet;

(ii) die Vorrichtung Signale erzeugt, die aus einer Signalpunktkonstellation eines verschachtelten Satzes aus Signalkonstellationen gewählt werden, wovon jede größere Konstellation doppel so viele Punkte wie die nächstkleinere Konstellation und alle Punkte dieser nächstkleineren Konstellation enthält;

(iii) jede Konstellation eine erste, eine zweite und eine dritte Untergruppe von Punkten enthält;

(iv) in irgendeiner Konstellation die durchschnittliche Leistung der ersten Untergruppen kleiner als diejenige der anderen Untergruppen ist, wobei die durchschnittliche Leistung der zweiten Untergruppe kleiner als diejenige der dritten ist und diejenige der dritten kleiner als diejenige irgendeiner weiteren Untergruppe ist;

(v) das feste Kennfeld in jeder Untergruppe so beschaffen ist, daß:

dann, wenn die Punkte in der zweiten Untergruppe in aufsteigender Reihenfolge der Leistungen der Punkte, die in der ersten Untergruppe das gleiche Kennfeld besitzen, geordnet sind, die Leistungen dieser Punkte in abnehmender Reihenfolge geordnet sind;

dann, wenn die Punkte in der dritten Untergruppe in aufsteigender Reihenfolge der Leistungen der Punkte, die in der ersten Untergruppe das gleiche Kennfeld besitzen, geordnet sind, die Leistungen dieser Punkte in aufsteigender Reihenfolge geordnet sind;

und dann, wenn die Punkte in einer vierten Untergruppe (falls verwendet) in aufsteigender Reihenfolge der Leistungen der Punkte, die in der ersten Untergruppe das gleiche Kennfeld besitzen, geordnet sind, ihre Leistungen in abnehmender Reihenfolge geordnet sind;

(vi) die erste Untergruppe von Punkten jeder größeren Konstellation sämtliche Punkte der ersten und der zweiten Untergruppe von Punkten der nächsten kleineren Konstellation enthält und die zweite Untergruppe sämtliche Punkte der Untergruppe der nächstkleineren Konstellation enthält;

(vii) das Kennfeld, das jeder einzelnen Untergruppe einer größeren Konstellation zugehört, die zwei Untergruppen einer kleineren Konstellation enthält, und das Kennfeld, das zu den letzteren zwei Untergruppen gehört, in der Weise miteinander in Beziehung stehen,

- das Kennfeld der fest abgebildeten Bits in den kleineren Untergruppen in der größeren Untergruppe unverändert ist;

- das Kennfeld des zusätzlichen Bits, das für die größere Konstellation erforderlich ist, so beschaffen ist, daß in der ersten Untergruppe ein erster und ein zweiter Wert dieses Bits die Wahl von Punkten, die zur ersten bzw. zur zweiten Untergruppe der kleineren Konstellation gehören, bewirken und in der zweiten Untergruppe der erste und der zweite Wert dieses Bits die Wahl von Punkten, die zur vierten bzw. zur dritten Untergruppe der kleineren Konstellation gehören, bewirken.