DE60001878T2

DE60001878T2 - System zur Trelliscodierten Modulation

Info

Publication number: DE60001878T2
Application number: DE60001878T
Authority: DE
Inventors: Murtaza Ali; Alan Gatherer
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1999-06-30
Filing date: 2000-06-16
Publication date: 2003-12-18
Anticipated expiration: 2020-06-17
Also published as: IL135510A0; US6549584B1; DE60001878D1; EP1065790A1; ATE236476T1; JP2001045086A; TW519795B; EP1065790B1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf die Datenkommunikation, wobei sie spezifischer aber nicht speziell auf Codierungstechniken für Übertragungen mit hoher Datenrate über Kabelmodems gerichtet ist.
Im Gebiet der Datenkommunikation, insbesondere bei der Bereitstellung von Internet-Zugriff für Häuser, ist die Verwendung des Kabelfernsehennetzes (CATV-Netzes) als Kommunikationsmedium attraktiv geworden. Die attraktiven Merkmale des CATV-Netzes enthalten die relativ große installierte Grundlage von Häusern, die den Kabelfernsehdienst besitzen, und außerdem die inhärent hohen Datenraten, die durch das Koaxialkabel übertragen werden können, mit dem die Kabelfernsehprogramme geliefert werden, insbesondere im Vergleich zu der gewöhnlich im Telephondienst verwendeten Kupferverdrahtung mit verdrillten Aderpaaren. Als solche sind signifikante Anstrengungen unternommen worden, um die geeignete Technologie für die Zweiwege-Breitbandkommunikation über das CATV-Netz zu entwickeln. In dieser Hinsicht wird die Aufmerksamkeit auf Perkins und Gatherer, "Two-way broadband CATV-HFC networks: state-of- the-art and future trends", Computer Networks, Bd. 31, (Elsevier Science B. V., 1999), S. 313-326, für einen Überblick des gegenwärtigen Standes der Technologie auf diesem Gebiet gerichtet.
Ein wichtiges Maß jedes Zugangs zur Kommunikation mit hoher Datenrate wird als "spektrale Dichte" oder synonym als "spektraler Wirkungsgrad" bezeichnet. Die spektrale Dichte bezieht sich auf die Anzahl der Bits, die für eine gegebene Frequenz pro Sekunde übertragen werden können. Selbstverständlich können, je höher die spektrale Dichte ist, desto mehr Informationen bei der Übertragungsfrequenz übertragen werden. In den letzten Jahren sind relativ komplexe Modulationstechniken entwickelt worden, um die spektrale Dichte der Datenkommunikation zu verbessern. Es ist nun banal, daß die Kommunikation unter Verwendung der Phasen- und Amplitudenmodulation in Kombination ausgeführt wird, um die digitalen Daten in das gesendete Signal zu modulieren. Wie es in einer derartigen Modulation grundlegend ist, wird eine "Konstellation" durch eine Anzahl diskreter Punkte im komplexen euklidischen Raum definiert, wobei jeder Punkt einen Wert eines Datensymbols darstellt. Ein Beispiel einer komplexen modernen Konstellation, die in der Technik als 256 QAM bezeichnet wird, besitzt 256 Punkte, die in eine sechzehn-mal-sechzehn Matrix im komplexen Raum abgebildet werden; diese Konstellation erlaubt folglich die Übertragung von Acht- Bit-Symbolen, wobei sie eine hervorragende spektrale Dichte bereitstellt.
Es ist außerdem, in der Technik wohlbekannt, daß die spektrale Dichte eines Übertragungsschemas durch das Rauschen im Übertragungskanal eingeschränkt ist. Falls das Rauschen übermäßig ist, können die Konstellationspunkte miteinander verwechselt werden, dies führt zu einem Fehler in der Übertragung. Wenn die spektrale Dichte zunimmt (d. h. mit mehr Punkten in der Konstellation des komplexen Raumes), nimmt der Abstand zwischen benachbarten Konstellationspunkten ab; für ein gegebenes Rauschniveau steht ein kleinerer Abstand zwischen benachbarten Punkten direkt mit der Wahrscheinlichkeit eines Übertragungsfehlers in Beziehung.
In Kombination mit der Phasen- und Amplitudenmodulation sind redundante Codierungstechniken verwendet worden, um den Kompromiß zwischen spektraler Dichte und Fehlerraten zu erleichtern. Eine Codierungstechnik wird als "Trellis"- Codierung bezeichnet, die eine Art der Faltungscodierung ist. Ein Überblick über die Trellis-Codierung ist in Ungerboeck, "Trellis-Coded Modulation with Redundant Signal Sets Part I: Introduction", IEEE Communications Magazine, Bd. 25, Nr. 2 (1987), S. 5-11, beschrieben. Entsprechend den Trellis-Codierungstechniken wird die Konstellation in Untermengen unterteilt, die Signalübergänge werden aber über einen endlichen Automaten eingeschränkt. In dieser Weise sind, abhängig von der speziellen Implementierung, Übergänge zu benachbarten Punkten in der Konstellation in jedem Zustand nicht erlaubt, während Übergänge von Zustand zu Zustand erlaubt sind, so daß alle Punkte in der verfügbaren Konstellation mit gleicher Häufigkeit verwendet werden. Die Verwendung des endlichen Automaten enthält folglich den Wert früherer Symbole in der Bestimmung des Ausgangssignals, dies schafft eine gesteuerte Redundanz im Codierungsschema. Bei der Trellis-Codierung wird nur ein Teil der Bits des Symbols codiert, während die verbleibenden Symbolbits in einer uncodierten Weise übertragen werden. Die codierten Bits wählen die Konstellations-Untermenge aus, auf die sich das Symbol bezieht, während die uncodierten Bits den speziellen Punkt innerhalb der ausgewählten Konstellations-Untermenge anzeigen, der dem Symbol entspricht. Infolge der Unterteilung der Konstellation wird jedoch der euklidische Abstand zwischen den uncodierten Bits vergrößert. Mit anderen Worten, für eine gegebene Bitfehlerrate kann der unter Verwendung der Trellis-Codierung erforderliche Rauschabstand einige dB kleiner als für den uncodierten Fall sein.
Als weiterer Hintergrund beschreibt das US-Patent Nr. 5.511.082 Verfahren und Vorrichtung für das Codieren digitaler Daten unter Verwendung eines Faltungscodes, um einen Teil der übertragenen Symbole zu codieren. Der Faltungscode in diesem Beispiel besitzt eine Codierungsrate von 4/5, die anzeigt, daß ein redundantes Bit für jeweils vier zu codierende Symbolbits eingefügt wird. Eine Erweiterung dieses Zugangs wird in der Trellis-Codierung verwendet, die für Kabelmodems entsprechend der ITU-T-Empfehlung J.83, Anhang B, und in anderen Kabelmodem-Spezifikationen spezifiziert ist. In diesem Zugang werden vier Konstellations-Untermengen verwendet, wobei die zwei niedrigstwertigen Bits entsprechend einem Faltungscode codiert werden, wobei das codierte Ergebnis verwendet wird, um zwischen den Konstellations-Untermengen auszuwählen. Fig. 1 veranschaulicht ein Beispiel dieser Methodologie, wie sie in einem einfachen 16-QAM-Kontext verwendet wird. Wie aus Fig. 1 offensichtlich ist, alterniert das niedrigstwertige Bit des Codeworts längs der imaginären Achse der Konstellation, während das zweitniedrigstwertige Bit längs der reellen Achse alterniert. Werden die zwei LSBs betrachtet, um die Auswahl der Unterkonstellation anzuzeigen (z. B. alle Punkte xx01 entsprechen einer Unterkonstellation oder Untermenge), ist es aus Fig. 1 offensichtlich, daß zwei benachbarte Punkte in einer Unterkonstellation signifikant voneinander getrennt sind als es benachbarte Punkte in der Gesamt-16-QAM-Konstellation sind. In diesem Beispiel verdoppelt dieser Zugang den euklidischen Abstand zwischen benachbarten uncodierten Konstellationsbits (vorausgesetzt eine 6-dB-Verbesserung in der Fehlerleistung).
Fig. 2 veranschaulicht in Form eines Blockschaltplans das trellis-codierte Modulationsschema, das im internationalen Standard für die Übertragung von Kabelfernsehen, der ITU-T-Empfehlung J.83, Anhang B, S. 20-22, Oktober 1995, spezifiziert ist. Der Parser 3 empfängt einen Bitstrom B und parst den ankommenden Bitstrom B in m-Bit-Symbole, wobei er die Codierung berücksichtigt. In diesem Beispiel, in dem die 4/S-Faltungscodierer 5I und 5Q verwendet werden, sind fünf m-Bit-Symbole auf einmal zu erzeugen; als solcher leitet der Parser 3 5(m - 2) Bits in uncodierter Weise zu einer QAM-Abbildfunktion 7. Der Parser 3 leitet außerdem vier Bits zu einem 4/5-Faltungscodierer 5I und vier Bits zu einem 4/5- Faltungscodierer 5Q weiter.
Fig. 3 veranschaulicht die funktionale Konstruktion entsprechend ITU-T J.83 eines der 4/5-Faltungscodierer 5I und 5Q, die selbstverständlich ähnlich konstruiert sind. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, werden vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; (das Bit x&sub3; ist das zeitliche früheste, während das Bit x&sub0; das späteste ist) dem Faltungscodierer 5 seriell vorgelegt. Der Faltungscodierer 5 enthält vier Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub3;, deren Ausgangssignale an die Exklusiv-ODER-Funktionen 9&sub0; und 9&sub1; entsprechend der gewünschten Codierung angelegt sind. In diesem Beispiel empfängt die Exklusiv-ODER-Funktionen 9&sub0; die Ausgangssignale aller vier Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub3; und außerdem das momentan angelegte Eingangsbit, während die Exklusiv-ODER-Funktion 9&sub1; das momentan angelegte Eingangsbit und die Ausgangssignale der Verzögerungsstufen S&sub1; und S&sub3; empfängt. Wie im US-Patent Nr. 5.511.082, auf das oben Bezug genommen wird, beschrieben ist, entspricht diese Anordnung den Oktalgeneratoren von 25&sub8; (10101&sub2;) und 37&sub8; (11111&sub2;) für die Exklusiv-ODER-Funktionen 9&sub0; bzw. 9&sub1;.
Die Ausgangssignale der Exklusiv-ODER-Funktionen 9 werden an die Puncture-Logik 11 angelegt, die entsprechend dem gewünschten Puncture-Schema die Bits auswählt, die durch den Codierer 5 auszugeben sind. In diesem Beispiel wählt die Puncture-Logik 11 jedes der durch die Exklusiv-ODER-Funktion 9&sub0; ausgegebenen vier Bits aus in der Folge der vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; und nur das vierte (letzte) durch die Exklusiv-ODER-Funktion 9&sub1; ausgegebene Bit aus. Wie im US-Patent Nr. 5.511.082, auf das oben Bezug genommen wird, beschrieben ist, wird für diese Anordnung ein Puncture-Abbild als
beschrieben. Die fünf Ausgangsbits aus der Puncture-Logik 11 sind in Fig. 3 als die Bits O&sub0; bis O&sub4; veranschaulicht. In dieser Anordnung werden die Ausgangsbits O&sub0; bis O&sub3; in sequentieller Reihenfolge (das Bit O&sub0; ist das zeitlich früheste) durch die Exklusiv-ODER-Funktion 9&sub0; abgeleitet, während des Ausgangsbit O&sub4; durch die Exklusiv-ODER-Funktion 9&sub1; (zu einem Zeitpunkt, der mit dem Bit O&sub3; aus der Exklusiv-ODER-Funktion 9&sub0; übereinstimmt) abgeleitet wird.
Die Ausgangsbits O können aus der Konstruktion des Codierers 5 leicht abgeleitet werden. In diesem Beispiel, in dem der Anfangszustand des Codierers 5 durch die Ausgangssignale der Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub3; dargestellt wird, entsprechen die Ausgangsbits O&sub0; bis O&sub4; den folgenden logischen Exklusiv- ODER-Operationen:
O&sub0; = x&sub3; S&sub0; S&sub1; S&sub2; S&sub3;,
O&sub1; = x&sub3; x&sub3; S&sub0; S&sub2; S&sub3;,
O&sub2; = x&sub1; x&sub2; x&sub3; S&sub0; S&sub1;,
O&sub3; = x&sub1; x&sub1; x&sub2; x&sub3; S&sub0;,
O&sub4; = x&sub3; S&sub0; S&sub1; S&sub2; S&sub3;.
Es kann leicht eine Zustandstabelle für den Codierer 5 entsprechend dieser herkömmlichen Konstruktion abgeleitet werden.
Die Verbesserung der Fehlerverringerung, die durch diesen herkömmlichen Codierungszugang bereitgestellt wird, kann analysiert werden, indem das Ausmaß, in dem der euklidische Abstand zwischen benachbarten Punkten in der gleichen Unterkonstellation vergrößert ist (der uncodierte Bitfehler) und außerdem der euklidische Abstand zwischen den Unterkonstellationen selbst (der codierte Bitfehler oder umgekehrt der Codierungsgewinn) bestimmt werden. Es kann in Wirklichkeit die Fehlerverringerung (oder der Gewinn) betrachtet werden, indem der kleinste euklidische Abstand jeder dieser zwei Fehlertypen identifiziert wird.
Für die uncodierten Bits wird d als der euklidische Abstand zwischen benachbarten Punkten in der Gesamtkonstellation (d. h. der Vereinigung aller vier Unterkonstellationen) betrachtet, die Analyse dieses herkömmlichen 4/5-Faltungscodierungszugangs nach den Fig. 2 und 3 hat gezeigt, daß die dichtesten zwei uncodierten Punkte (d. h. diejenigen, die direkt zur QAM-Abbildfunktion 7 in Fig. 2 übertragen werden) durch den euklidischen Abstand 2d getrennt sind.
Für die codierten Bits berücksichtigt die Analyse den euklidischen Abstand der Fehler, die längs eines "Pfades" (im Sinne der Viterbi-Decodietung) auftreten, in einer derartigen Weise, als ob sie nicht zu erfassen sind. Weil der 4/5- Faltungscode linear ist, kann der Fehler bezüglich irgendeines Zustandes analysiert werden; für die Zweckmäßigkeit wird die hierin beschriebene Analyse einem fehlerhaften Weggang vom und einer Rückkehr zum Zustand 0000 (S&sub3; bis S&sub0;) entsprechen. Wie oben angemerkt ist, sind im herkömmlichen Zugang nach den Fig. 2 und 3 die niedrigstwertigen Bits codiert, derartige Bits sind in der Konstellation durch den euklidischen Abstand d getrennt. Demzufolge ist für eine minimale Fehleranzahl, die notwendig ist, um von einem gegebenen Zustand abzuweichen und zu ihm zurückzukehren, die häufig als der minimale Hamming-Abstand dfree (oder "freie Hamming-Abstand") bezeichnet wird, das Quadrat des codierten euklidischen Abstand ≥ dfreed².
Wie oben angemerkt ist, entspricht die Codierungsleistung dem kleineren Wert von 2²d² (dem Quadrat des euklidischen Abstands für die uncodierten Bits) und dfreed² (dem Quadrat des codierten euklidischen Abstands), weil die Gesamtfehlerverbesserung dem kleineren der euklidischen Abstände der codierten und uncodierten Teile der übertragenen Bits entspricht. Falls die minimale Anzahl der Fehler in den LSBs, die einen unerfaßten Fehler verursachen können, (d. h. der minimale Hamming-Abstand dfree) kleiner als vier ist, begrenzt demzufolge die Faltungscodierung die Gesamtleistung der Trellis-Codierung.
Es ist festgestellt worden, daß dieser herkömmliche Zugang der Trellis- Codierung nach den Fig. 2 und 3 in der Tat durch die 4/5-Faltungscodierung eingeschränkt ist. Bei der Analyse des Zustands 0000 ist beobachtet worden, daß die Ausgangsbits O wenigstens zwei Bits auf einem "1"-Pegel enthalten. Als solcher ist der Hamming-Abstand H vom Weggangszustand 0000 > 1. Umgekehrt wird beobachtet, daß nach dem Eintrittzustand 0000 keine Ausgangssignale mit alles null vorhanden sind, wobei der Hamming-Abstand H als solcher vom Eintrittszustand 0000 ≥ 1 ist. Der beim Verlassen des und Zurückkehren zum Zustand 0000 umfaßte Gesamtabstand ist folglich größer als zwei; es kann leicht durch die Fachleute auf dem Gebiet unter Bezugnahme auf diese Beschreibung abgeleitet werden, daß der minimale Hamming-Abstand dfree entsprechend dieser herkömmlichen 4/5-Faltungscodierung drei beträgt (d. h. dfree = 3).
Der Codierungs-"Gewinn" kann durch die Analyse der Anzahl der übertragenen Bits in der übertragenen Konstellation betrachtet werden. Die Leistung einer m-bit-pulsamplitudenmodulierten (PAM) Konstellation beträgt für den Fall, in dem der euklidische Abstand d = 2 beträgt (d. h. in dem die verfügbaren PAM- Punkte ±1, ±3, ±5, ... entsprechen):
In der herkömmlichen Anordnung nach Fig. 2 und 3 ist leicht ersichtlich, daß 5 m-Bit-Symbole durch die QAM-Abbildfunktion 7 anstelle der 4 m-Bit-Symbole plus einem m - 1-Bit-Symbol übertragen werden, die ohne die Codierung gesendet worden wären (d. h. die Anzahl der durch die Parser-Funktion 3 geparsten Bits beträgt 4 m + (m - 1)). Mit anderen Worten, die Codierungsanordnung fügt ein zusätzliches Bit in ihre Konstellation ein. Die Leistungszunahme, die im Ergebnis dieses zusätzlichen Konstellationsbits erforderlich ist, kann als das Verhältnis der codierten PAM-Leistung zur uncodierten PAM-Leistung wie folgt abgeleitet werden:
Um die Übertragungsleistung innerhalb der spezifizierten Leistungseinschränkung aufrechtzuerhalten, erfordert diese Leistungszunahme eine Verringerung des effektiven Codierungsgewinns. Für das Beispiel, in dem der Codierungsgewinn 3 (oder 10log&sub1;&sub0;3 dB) trägt, wird der durch dieses herkömmliche 4/5-Faltungs-LSB- Codierungsschema bereitgestellte Codierungsgewinn auf 4,07 dB (d. h. 10log&sub1;&sub0;3 - 10log&sub1;&sub0;(20/17) verringert, der kleiner als die 6-dB-Verbesserung ist, die dieser Zugang für die uncodierten Bits bereitstellt. Es ist beobachtet worden, daß die Leistung der im US-Patent Nr. 5.511.082 beschriebenen Technik als solche durch ihren Faltungs-Codierungsgewinn eingeschränkt ist.
Als weiterer Hintergrund ist bekannt, daß die Leistung einer Implementierung der trellis-codierten Modulation verbessert werden kann, indem die Anzahl der Trellis-Zustände bei der Codierung vergrößert wird, bis der minimale quadratische euklidische Abstand (MSED) zwischen gültigen Folgen der Untermengen der Konstellation den MSED innerhalb einer Konstellations-Untermenge überschreitet. In dieser Hinsicht wird die Aufmerksamkeit auf Wei, "Two-Level Coding Based on Trellis-Coded Modulation and Reed-Solomon Codes", IEEE Trans. on Communications, Bd. 42, Nr. 12 (Dezember 1994), S. 3098-3108 gelenkt. Der Trellis-Codierungszugang mit sechzehn Zuständen, der im US-Patent Nr. 5.511.082 beschrieben ist, ist jedoch durch die Internationale im Telekommunikationsunion (ITU) als Anhang B der vorgeschlagenen Bestimmung J.83 übernommen worden. Es ist deshalb in der Technik bisher angenommen worden, daß der zusätzliche Codierungsgewinn aus der Vergrößerung der Anzahl der Zustände in der Implementierung der Faltungscodierung entsprechend diesen Zugang nicht verfügbar ist.
Als weiterer Hintergrund stellen Yosuda u. a., "High Rate Punctured Convolutional Codes for Soff Decision Viterbi Decoding", Trans. on Communications, Bd. COM-32, Nr. 3 (IEEE, März 1984), S. 315-318, eine Tabelle der Puncture- Codes bereit, die die Raten und die minimalen Hamming-Abstände dfree für diese Codes enthält. Wie darin offensichtlich ist, gibt es einen Faltungscode mit einer 4/5-Coderate, der einen dfree von 4 besitzt und folglich einen Codierungsgewinn von 5,31 dB (der aus der obigen Analyse folgt) bereitstellt.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung versucht, einen verbesserten Codierungsgewinn in der Faltungscodierung der übertragenen Daten zu schaffen.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung versucht, ein Telekommunikationssystem, darin enthaltene Modems und Verfahren, dieselben zu betreiben, zu schaffen, die einen derartigen verbesserten Codierungsgewinn bereitstellen.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung versucht, ein derartiges System, derartige Modems und derartige Verfahren zu schaffen, in denen die verbesserte Faltungscodierung mit geringen Kosten implementiert werden kann.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung versucht, derartige Vorteile zu schaffen, die für Kabelmodem-Kommunikationen besonders gut angepaßt sind.
Andere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet offensichtlich sein, wenn sie auf die folgende Beschreibung zusammen mit ihrer Zeichnung Bezug nehmen.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann bei der Faltungscodierung von Daten, die über ein Kommunikationsnetz, wie z. B. zwischen Modems, die Daten über Koaxialkabel oder ein anderes Hochgeschwindigkeitsmedium übertragen, zu senden und zu empfangen sind, implementiert sein. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung arbeiten die Modems im Kommunikationsnetz entsprechend einem Faltungscodierungsschema mit zweiunddreißig oder vierundsechzig Zuständen, wobei der Hamming-Abstand in jedem Fall vier beträgt. Diese Codierungsschemata stellen ausreichend Codierungsgewinn bereit, um den euklidischen Abstand innerhalb der Konstellations-Untermengen zu überschreiten, wobei sie außerdem mit herkömmlichen Codierungsschemata abwärtskompatibel sind.
Demzufolge schaffen die Aspekte der vorliegenden Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfahren, wie sie in den unabhängigen Ansprüchen 1 und 11 dargelegt sind.
Spezifische Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun lediglich beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben, worin:
- Fig. 1 ein Konstellationsabbild ist, das eine herkömmliche 16-QAM- Phasen-Amplituden-Modulationskonstellation veranschaulicht;
- Fig. 2 ein Stromlaufplan in Form eines Blockschaltplans eines herkömmlichen Codierers für die Kabelmodem-Übertragung ist;
- Fig. 3 ein Stromlaufplan in Form eines Blockschaltplans und in schematischer Form ist, der die in Konstruktion eines herkömmlichen 4/5-Faltungscodierers im Codierer nach Fig. 2 veranschaulicht;
- Fig. 4 eine graphische Darstellung der Systemtopologie eines Kabelfernsehennetzes (CATV-Netzes) ist, in der eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung implementiert sein kann;
- Fig. 5 eine logische topologische graphische Darstellung eines Kabelmodem-Netzes in dem System nach Fig. 4 ist, in der eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung implementiert sein kann;
- Fig. 6 eine graphische Schichtdarstellung ist, die die Beziehung der Protokollschichten im Kabelmodem-System nach Fig. 5 veranschaulicht;
- Fig. 7 ein Stromlaufplan in Form eines Blockschaltplans eines Kabelmodems im Netz nach Fig. 5 ist, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
- Fig. 8 ein Stromlaufplan in Form eines Blockschaltplans eines Codierers im Kabelmodem nach Fig. 7 gemäß den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung ist;
- Fig. 9a und 9b Stromlaufpläne in schematischer Form der Faltungscodierer des Codierers nach Fig. 8 gemäß ersten bzw. zweiten bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sind; und
- Fig. 10 eine graphische Darstellung der Simulation der Fehlerwahrscheinlichkeit über dem Rauschabstand für die uncodierte Übertragung, die herkömmliche Codierung und die Codierung gemäß den ersten und zweiten bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung ist.
Wie aus der folgenden Beschreibung offensichtlich wird, wird davon ausgegangen, daß eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besondere Vorteile im Zusammenhang mit dem Betrieb von Kabelmodems schafft, um computerlesbare Daten über ein Kabelfernsehnetz (CATV-Netz) zu übertragen. Als solche ist eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf ein derartiges Netz ausführlich beschrieben. Es wird jedoch davon ausgegangen, daß die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet unter Bezugnahme auf diese Beschreibung leicht Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung implementieren können, die in anderen Kommunikationssystemen vorteilhaft sind. Es ist deshalb selbstverständlich, daß die folgende Beschreibung lediglich beispielhaft dargestellt ist.
Fig. 4 veranschaulicht ein Beispiel einer Systemtopologie eines Kabelfernsehnetzes (CATV-Netzes), das eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung enthält. Wie in Fig. 4 veranschaulicht ist, ist die Kopfstelle 2 eine Vermittlung der Kabelgesellschaft, von der das CATV-Programm zu den Kabelteilnehmern weitergeleitet wird, die in Fig. 4 als die Benutzer U veranschaulicht sind; als solche wird die Kopfstelle 2 die Videoprogrammsignale über Satellitenübertragung, Landleitung oder dergleichen empfangen. Die Kopfstelle 2 leitet diese Signale zu den Benutzern U über ein "Baum"-Netz weiter, das die Verbindungsleitungen T, die Verteiler 6 und die Abzweigungen 8 enthält. Wie in Fig. 4 veranschaulicht ist, können sich die Verteiler 6 auf beiden Seiten der Abzweigungen 8 befinden, wie z. B. innerhalb eines Ortes L, der ein Gebäude oder ein Block in einer Großstadt sein kann. Das Übertragungsmedium in einem Netz, wie z. B. demjenigen, das in Fig. 4 veranschaulicht ist, ist typischerweise Koaxialkabel; in den letzten Jahren verwenden jedoch einige Kabelsysteme wenigstens teilweise Glasfaserverbindungen als Verbindungsleitungen T, dies verursacht die sogenannte Hybrid-Faser- Koaxial-Infrastruktur (HFC-Infrastruktur).
Das System nach Fig. 4 ist selbstverständlich für die einseitig gerichtete Übertragung von Informationen von der Kopfstelle 2 zu den Benutzern U gut geeignet. Wie vorausgehend angemerkt ist, werden die CATV-Netze jedoch nun zunehmend verwendet, um die Benutzer U mit Zugang zum Internet zu versehen, wobei in diesem Fall eine zweiseitig gerichtete Kommunikation ausgeführt wird. Eine derartige zweiseitig gerichtete Kommunikation kann leicht über die CATV- Netztopologie nach Fig. 4 durch die Verwendung von Kabelmodems an den Orten der Benutzer U ausgeführt werden. Das Koaxialkabel oder die HFC-Infrastruktur kann leicht Übertragungen mit hoher Datenrate ausführen, wie sie z. B. beim Zugriff auf das Internet und bei der Verwendung des Internets nützlich sind, insbesondere im Vergleich zu herkömmlichen Telephonnetzen, die als Übertragungseinrichtung Leiter aus verdrillten Adernpaaren verwenden.
Fig. 5 veranschaulicht ein Beispiel der logischen Topologie eines Kabelmodems-Netzes, wie sie z. B. in der Systemtopologie implementiert sein kann, die in Fig. 4 veranschaulicht ist. Wie in Fig. 5 veranschaulicht ist, ist das Modem 12 der Zentralvermittlung, die sich an der Kopfstelle 2 in der Systemtopologie nach Fig. 4 befindet, auf einer Seite mit dem Internet und auf der anderen Seite mit den Kabelmodems 10&sub0; bis 10k an den Benutzerorten (wie z. B. die Benutzer U in der Systemtopologie nach Fig. 4) verbunden. Jedes Kabelmodem 10 ist selbstverständlich mit einem (nicht gezeigten) Benutzer- oder Client-Computer-System verbunden, an dem die Daten angezeigt und eingegeben werden. Der Stromabwärts-Pfad DS überträgt die Übertragung des Internets und andere computerlesbare Daten vom Modem 12 der Zentralvermittlung zu den Kabelmodems 10, wie in Fig. 5 gezeigt ist. Jedem der Kabelmodems 10 ist eine einzelne Adresse zugeordnet ist, so daß es seine eigenen Stromabwärts-Daten im Stromabwärts- Pfad DS für den Empfang erfassen kann und die Daten herausfiltern kann, die für die anderen der Kabelmodems 10 bestimmt sind; als solche werden die Stromabwärts-Daten effektiv über den Stromabwärts-Pfad DS gesendet. Das Modem 12 der Zentralvermittlung ist der ausschließliche Sender der Daten zu den Kabelmodems 10 (d. h. die Kabelmodems 10 kommunizieren nicht direkt miteinander, sondern sie können statt dessen über das Modem 12 der Zentralvermittlung oder das Internet selbst miteinander kommunizieren), wobei als solcher kein Stromabwärts-Medienzugriffsteuerungs-Mechanismus (Stromabwärts-MAC-Mechanismus) in dieser logischen Anordnung erforderlich ist.
Jedes der Kabelmodems 10 kommuniziert über eine Anzahl von Stromaufwärts-Kanälen, die in Fig. 5 gemeinsam als ein Stromaufwärts-Pfad UP angezeigt ist, mit dem Modem 12 der Zentralvermittlung. Jeder Stromaufwärts-Kanal innerhalb des Pfades UP kann durch mehrere Kabelmodems 10 gemeinsam benutzt werden, wobei das Modem 12 der Zentralvermittlung als solches die Funktionalität enthält, um die Stromaufwärts-Kanäle und die Schlitze darin zuzuweisen; weil außerdem mehrere Stromaufwärts-Kanäle durch das Modem 12 der Zentralvermittlung über den Stromaufwärts-Pfad UP empfangen werden, ist darin ein Medienzugriffssteuerungsmechanismus (MAC-Mechanismus) vorgesehen. Der MAC- Betrieb, insbesondere beim Zuweisen der Stromaufwärts-Kommunikationsschlitze und dem Managen der Stromaufwärts-Zeitsteuerung, der im Netz nach Fig. 5 verwendet wird, ist Perkins und Gatherer, "Two-way broadband CATV-HFC networks: state-ofthe-art and future trends", in Computer Networks, Bd. 31, (Elsevier Science B. V., 1999), S. 313-326, beschrieben, das durch Literaturhinweis hierin eingefügt ist.
Fig. 6 veranschaulicht die Beziehung der Protokollschichten in der zweiseitig gerichteten Kommunikation im Kabelmodem-System nach Fig. 5. Die physikalische Schicht PHY umfaßt das Modem 12 der Zentralvermittlung und die Kabelmodems 10 der Benutzer, wobei jedes typischerweise entsprechend den Zeitvielfachzugriffs-Techniken (TDMA-Techniken) arbeitet. Die Übertragungskonvergenzschicht TC ist eine Unterschicht, die sich zwischen der physikalischen Schicht PHY und der Medienzugriffssteuerschicht MAC befindet, die dazu dient, die Zeitsteuerung der Stromaufwärts-Kommunikation zu erfassen und zu verriegeln; die Übertragungskonvergenzschicht TC ist besonders wichtig, wenn ein weiter Bereich von Entfernungen berücksichtigt wird, über den die Kabelmodems 10 vom Modem 12 der Zentralvermittlung installiert sein können. Die Medienzugriffssteuerschicht MAC steuert, wie oben angemerkt ist, die Zeitplanung und das Zuweisen der Bandbreite der gemeinsam benutzten Stromaufwärts-Kanäle in der herkömmlichen Weise; außerdem besitzt jedes Kabelmodem 10 eine eindeutige 48-Bit-MAC-Adresse, wobei die Medienzugriffsteuerschicht MAC als solche in den Kabelmodems 10 arbeitet, um zu sichern, daß die gewünschten Abwärtsübertragungen am adressierten Kabelmodem 10 empfangen werden. Die Verbindungsschicht LiNK ist im Modem 12 der Zentralvermittlung implementiert, wobei ist die Übertragungen sowohl in der Stromaufwärts-Richtung als auch der Stromabwärts-Richtung in diesem Beispiel mit der Internetschicht NET verbindet.
Fig. 7 veranschaulicht die Konstruktion eines veranschaulichenden Kabelmodems 10 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in Kombination mit einem veranschaulichenden Modem 12 der Zentralvermittlung, wie es sich z. B. in der Kopfstelle 2 in der Systemtopologie nach Fig. 4 befinden kann. Es ist selbstverständlich, daß eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung leicht in Kabelmodems irgendeiner Architektur aus vielen Architekturen implementiert sein kann, und daß das Kabelmodem 10 und das Modem 12 der Zentralvermittlung als solche, die in Fig. 7 veranschaulicht sind, lediglich beispielhaft dargestellt sind. Weitere Beispiele von Kabelmodem-Architekturen, in denen eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung leicht verwirklicht sein kann, sind in McGoldrick, "Super chip is the first to get the cable modern down to size", Electronic Design (Juni 1997); Goldberg, "IC opens 500-channel frontier to cable systems", Electronic Design (November 1994); VES4613 64/256 QAM Subsystem, Produktbroschüre (VLSI Technologies, Mai 1995); Samuelli, "Update on Silicon IC Technology for Downstream 64-QAM Transmission", IEEE Project 802.14 Cable TV Protocol Working Group, Dokument Nr. IEEE 802.14-96/095 (März 1995), beschrieben.
Während das Beispiel nach Fig. 7 die Funktionsblöcke innerhalb des Kabelmodems 10 und des Modems 12 der Zentralvermittlung veranschaulicht, wird außerdem davon ausgegangen, daß diese Funktionen vorzugsweise zum großen Teil über integrierte Schaltungen mit digitalen Signalprozessoren (DSP) sowohl im Kabelmodem 10 als auch im Modem 12 der Zentralvermittlung verwirklicht sind. Beispiele von integrierten Schaltungen mit Hochleistungs-DSP, die für die Verwendung im Kabelmodem 10 und im Modem 12 der Zentralvermittlung besonders gut geeignet sind, enthalten die von Texas Instruments Incorporated verfügbare digitale Signalprozessor-Familie TMS320C6x. In einer derartigen Verwirklichung entsprechen folglich einige der Funktionsblöcke im Kabelmodem 10 und im Modem 12 der Zentralvermittlung, die in Fig. 7 veranschaulicht sind, nicht separaten Hardware-Schaltungen, sondern sie entsprechen statt dessen Funktionen oder Routinen, die unter der Steuerung von Programmanweisungen durch die integrierte Schaltung eines DSP ausgeführt werden. In einer derartigen Anordnung werden die hierin beschriebenen digitalen Funktionen typischerweise durch den DSP ausgeführt, wobei integrierte Schaltungen mit speziellen Funktionen typischerweise verwendet werden, um die Funktionen mit analogen und gemischten Signalen auszuführen, wie z. B. diejenigen, die bei der Modulation und Demodulation der Signale, der Signalumsetzung zwischen den analogen und digitalen Bereichen und dergleichen beteiligt sind. Für die Zwecke der Deutlichkeit erfolgt die folgende Beschreibung des Kabelmodems 10 und des Modems 12 der Zentralvermittlung hinsichtlich der Funktionsblöcke nach Fig. 7.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist im Kabelmodem-Kontext besonders mit der Sendeseite des Modems 12 der Zentralvermittlung und der Empfangsseite des Kabelmodems 10 befaßt, wobei beide nun bezüglich Fig. 7 ausführlich beschrieben werden. Wie in Fig. 7 veranschaulicht ist, empfängt die Verschachtelungs- und Synchronisationsfunktion 30 des Modems 12 der Zentralvermittlung vom Rest der Kopfstelle 2 die digitalen Daten, die über das CATV-Netz zu senden sind. Die Verschachteler- und Synchronisationsfunktion 30 führt die Faltungsverschachtelung entsprechend der herkömmlichen Technik aus, um die Wirkungen aller Büschelfehler-Ereignisse über den übertragenen Datenstrom zu verteilen und die Sendefrequenz mit einem (nicht gezeigten) Haupttakt innerhalb des Modems 12 der Zentralvermittlung zu synchronisieren. Diese verschachtelten und synchronisierten Daten werden zum Codierer 28 weitergeleitet, der gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung die Datenwörter in einer von einem Fehler- und Codierungsgewinn-Standpunkt besonders vorteilhaften Weise codiert, wie nun bezüglich Fig. 8 beschrieben wird.
Der Codierer 28, wie er in Fig. 8 gezeigt ist, empfängt den Bitstrom B von der MAC- und Schnittstellenfunktion in der Parser-Funktion 33. Gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung verarbeitet die Parser-Funktion 33 den ankommenden Bitstrom in Gruppen aus 5(m - 2) + 8 Bits, wobei m der Anzahl der Bits in jedem codierten Symbol entspricht. Selbstverständlich muß, wie in der Technik wohlbekannt ist, die durch die Parser-Funktion 33 ausgeführte Gruppierung der Bits keine Beziehung zur Wortbreite der Datenwörter besitzen, die vom Host- Computer zu übertragen sind, da die Symbole nach dem Empfang umgeordnet werden. Ein Abschnitt jeder Gruppe der Bits wird durch die Parser-Funktion 33 direkt zur QAM-Abbildfunktion 37 weitergeleitet; in diesem Beispiel beträgt die Anzahl dieser uncodierten Bits 5(m - 2). Alternativ können diese (im Sinn der Faltungscodierung) uncodierten Bits vor der Anwendung der QAM- Abbildfunktion 37 entsprechend einer anderen Technik codiert werden, wie z. B. der Reed-Solomon-Codierung, wie sie in Wei, "Two-Level Coding Based on Trellis-Coded Modulation and Reed-Solomon Codes", IEEE Trans. on Communications, Bd. 42, Nr. 12 (Dezember 1994), S. 3098-3108, beschrieben ist.
In dieser Ausführungsform der Erfindung leitet die Parser-Funktion 33 vier Bits zu jedem der Faltungscodierer 35I und 35Q. Die Codierer 35I und 35Q codieren jeder seine empfangenen vier Bits in fünf Bits; die fünf Ausgangsbits aus jedem Codierer 35 entsprechen einem der zwei niedrigstwertigen Bits in einem der durch die QAM-Abbildfunktion 37 abgebildeten fünf Symbole. Diese LSBs aus den Codierern 35I bzw. 35Q entsprechen den LSB in der gleichphasigen und gegenphasigen Auswahl von einer der vier Unterkonstellationen in ähnlicher Weise wie oben bezüglich Fig. 1 beschrieben ist.
Die Konstruktion der Codierer 35I und 35Q gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist nun bezüglich Fig. 9a beschrieben; während nur einer der Codierer 35I und 35Q in Fig. 9a veranschaulicht ist, ist es natürlich selbstverständlich, daß diese Konstruktion für beide Codierer 35I und 35Q in dieser ersten Ausführungsform gilt. Wie in Fig. 9a veranschaulicht ist, wird eine Folge aus vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; (das Bit x&sub3; ist das zeitlich früheste, während das Bit x&sub0; das späteste ist) von der Parser-Funktion 33 dem Faltungscodierer 35 seriell vorgelegt, wie in Fig. 8 gezeigt ist.
In dieser Ausführungsform der Erfindung ist der Faltungscodierer 35 als ein endlicher Automat mit zweiunddreißig Zuständen implementiert. Als solcher enthält der Codierer 35 fünf Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub4;, deren Ausgangssignale in die Exklusiv-ODER-Funktionen 37&sub0; und 37&sub1; gemäß der Codierung dieser ersten Ausführungsform der Erfindung eingespeist werden. In diesem Beispiel empfängt die Exklusiv-ODER-Funktion 37&sub0; die Ausgangssignale der vier ausgewählten Verzögerungsstufen S&sub0;, S&sub1;, S&sub2; und S&sub4; in Kombination mit dem momentan angelegten Eingangsbit. Diese Auswahl entspricht unter Verwendung der Nomenklatur des US-Patentes Nr. 5.511.082, auf das oben Bezug genommen wird, einem Generatorabbild von 111101&sub2; (oder 75&sub8;). Die Exklusiv-ODER-Funktion 371 empfängt das momentan angelegte Eingangsbit und außerdem die Ausgangssignale der drei ausgewählten Verzögerungsstufen S&sub1;, S&sub3; und S&sub4;, dies entspricht einem Generatorabbild von 101011&sub2; (oder 53&sub8;).
Die Ausgangssignale der Exklusiv-ODER-Funktionen 37 werden an die Puncture-Logik 41 angelegt, die die durch den Codierer 35 auszugebenden Bits entsprechend einem Puncture-Schema auswählt. In diesem Beispiel wählt die Puncture-Logik 41 das aus der Folge der vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; erzeugte erste Ausgangsbit der Exklusiv-ODER-Funktion 371 und ignoriert die nächsten drei Ausgangsbits aus dieser; die Puncture-Logik 41 wählt außerdem jedes der aus der Folge der vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; erzeugten durch die Exklusiv-ODER- Funktion 37&sub0; ausgegebenen vier Bits. Diese Auswahl der erzeugten Bits kann durch das folgende Puncture-Abbild ausgedrückt werden:
Als solche erzeugt die Pucture-Logik 41 aus der Eingangsfolge der vier Bits eine Gesamtmenge von fünf Ausgangsbits. Diese fünf Ausgangsbits sind in Fig. 9a als die Bits O&sub0; bis O&sub4; veranschaulicht, wobei das Ausgangsbit O&sub0; durch die Exklusiv-ODER-Funktion 37&sub1; abgeleitet wird, während die Ausgangsbits O&sub1; bis O&sub4; in sequentieller Reihenfolge (das Bit O&sub1; ist das zeitliche früheste) durch die Exklusiv-ODER-Funktion 37&sub0; abgeleitet werden. Das Ausgangsbit O&sub0; wird durch die Exklusiv-ODER-Funktion 37&sub1; zu einem Zeitpunkt abgeleitet, der mit dem Bit O&sub1; von der Exklusiv-ODER-Funktion 37&sub0; übereinstimmt.
Unter Verwendung einer ähnlichen Nomenklatur wie sie oben bezüglich Fig. 3 erörtert ist, in der die Anfangszustände der Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub4; durch die ihre Verzögerungsstufen-Bezugnahme SX bezeichnet werden, kann die logische Abhängigkeit der Ausgangsbits O als eine Funktion der Anfangszustands- Bits S und der Eingaben x leicht wie folgt abgeleitet werden:
O&sub0; = x&sub3; S&sub1; S&sub3; S&sub4;,
O&sub1; = x&sub3; S&sub0; S&sub1; S&sub2; S&sub4;,
O&sub2; = x&sub2; x&sub3; S&sub0; S&sub1; S&sub3;,
O&sub3; = x&sub1; x&sub2; x&sub3; S&sub0; S&sub2;,
O&sub4; = x&sub0; x&sub1; x&sub2; x&sub3; S&sub1;.
Sind diese Beziehungen gegeben, kann für den Codierer 35 gemäß dieser ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung leicht eine Zustandstabelle abgeleitet werden. Ist eine derartige Zustandstabelle gegeben, kann der Codierer 35 in der Tat leicht in einem DSP oder einer anderen Hochleistungs-Logikschaltung über eine Nachschlagtabelle oder eine andere derartige Konstruktion implementiert werden. In dem Fall einer Nachschlagtabelle im Speicher würden die Adressen für diese aus dem momentanen Zustand der Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; in Kombination mit dem Anfangszustand abgeleitet, der durch die vorhergehenden Werte der Eingangsbits x eingestellt ist.
Es kann leicht durch die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet unter Bezugnahme auf diese Beschreibung abgeleitet werden, daß der durch den Codierer 35 nach Fig. 9a implementierte Code einen minimalen Hamming-Abstand dfree von 4 besitzt. Wie oben bezüglich den Fig. 2 und 3 beschrieben ist, besitzen die herkömmlichen 4/5-Faltungscodierer einen minimalen Hamming-Abstand dfree von 3. Als solcher schafft der 4/5-Faltungscodierer 35 gemäß dieser ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung eine Verbesserung des Codierungsgewinns von 4/3 oder 1,25 dB gegenüber dem der herkömmlichen Trellis-Codierung nach den Fig. 2 und 3. Wie außerdem aus der vorangehenden Beschreibung offensichtlich ist, besitzt der Codierer 35 eine Coderate von 4/5, die zum obenbeschriebenen herkömmlichen Fall völlig gleich ist. Wird in Betracht gezogen, daß der Codierungsgewinn dieses herkömmlichen Zustands 4,07 dB beträgt, wie oben beschrieben ist, wird die Leistung der Trellis-Codierungsanordnung dieser ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf 5,32 dB vergrößert. Als solche schafft diese bevorzugte Ausführungsform der Erfindung eine Fehlerverringerung in den codierten LSBs der geparsten Datenwörter zu einem Ausmaß, das praktisch mit dem vergrößerten euklidischen Abstand zwischen den uncodierten Konstellationspunkten von 2d übereinstimmt.
Wie oben angemerkt ist, erfordert der Faltungscodierer 35 gemäß dieser ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung einen endlichen Automaten mit zweiunddreißig Zuständen anstatt den sechzehn Zuständen des Faltungscodierers des Standes der Technik. Es wird jedoch davon ausgegangen, daß diese Zunahme in der Komplexität des Faltungscodierers wenig Einfluß auf die Kosten oder die Komplexität des Betriebs des Kabelmodems 10 besitzen wird, das denselben verkörpert, insbesondere wenn die durch die moderne Kabelmodem-Technologie bereitgestellte Verarbeitungsfähigkeit berücksichtigt wird.
Es ist beobachtet worden, daß gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die durch den Codierer 35, der hierin vorausgehend bezüglich Fig. 9a beschrieben ist, bereitgestellte Faltungscodierung eine große Anzahl "nächster Nachbarn" in ihrem Trellis besitzt, während sie ein volles zusätzliches Bit des minimalen Hamming-Abstands dfree bereitstellt. Mit anderen Worten, dieser Codierungszugang besitzt sieben gleich wahrscheinliche Fehlerpfade beim Weggehen von und Zurückkehren zu einem gegebenen Zustand (der jeder selbstverständlich vier Fehler erfordert). Strenger kann die Übertragungsfunktion für diesen Zustand als:
7D&sup4; + 54D&sup5; + 307D&sup6; + ...
ausgedrückt werden, was das Vorhandensein von sieben Vier-Fehler-Pfaden anzeigt, die von einem gegebenen Zustand weggehen und zu ihm zurückkehren. Im Gegensatz besitzt, wie oben angemerkt ist, der herkömmliche 4/5- Faltungscodierer mit sechzehn Zuständen, der hierin vorausgehend beschrieben ist, eine Übertragungsfunktion von:
2D³ + 10D&sup4; + 78D&sup5; + 528D&sup6; + ...,
die anzeigt, daß zwei Drei-Fehler-Pfaden aus einem und zurück zu einem gegebenen Zustand gefolgt werden kann. Während die durch den Codierer nach Fig. 9a bereitgestellte Zunahme des minimalen Hamming-Abstands dfree eine signifikante Verbesserung gegenüber der herkömmlichen Codierung schafft (dfree = 3), kann es in einigen Anwendungen vorzuziehen sein, eine derartige Codierung mit weniger "Nächsten-Nachbar"-Trellis-Pfaden vorzusehen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 9b wird nun die Konstruktion des 4/5- Faltungscodierers 35' gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Dieser Codierer 35' ist ein Faltungscodierer mit vierundsechzig Zuständen, wobei er als solcher sechs Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub5; enthält, die der Reihe nach an den Eingang des Codierers 35' angeschlossen sind. Die Exklusiv-ODER-Funktion 39&sub0; empfängt die Ausgangssignale von vier ausgewählten Verzögerungsstufen S&sub0;, S&sub1;, S&sub2; und S&sub5; in Kombination mit dem momentanen angelegten Eingangsbit. Als solche kann die durch die Exklusiv- ODER-Funktion 39&sub0; angelegte Kombination als ein Generator 1111001&sub2; (oder 171&sub8;) ausgedrückt werden. Die Exklusiv-ODER-Funktion 39&sub1; empfängt das momentan angelegte Eingangsbit in Kombination mit den Ausgangssignalen der vier ausgewählten Verzögerungsstufen S&sub1;, S&sub2;, S&sub4; und S&sub5;, dies entspricht einem Generator von 1011011&sub2; (oder 133&sub8;).
In dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wählt die Puncture-Logik 41' die durch den Codierer 35' auszugebenden Bits entsprechend einem anderen Puncture-Schema aus, in dem das erste Ausgangsbit der aus der Folge der vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; erzeugten Exklusiv-ODER-Funktion 3% ausgewählt wird, während die nächsten drei Ausgangsbits aus dieser ignoriert werden, und in dem jedes der vier durch die Exklusiv-ODER-Funktion 39&sub1; ausgegebenen Bits, die auf diese Weise aus der Folge der vier Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; erzeugt wird, ausgewählt wird. Ein entsprechendes Puncture-Abbild für dieses Schema kann als
ausgedrückt werden. Die Puncture-Logik 41' wählt folglich eine Gesamtzahl von fünf Ausgangsbits aus den aus der Eingangsfolge der vier Bits erzeugten acht möglichen Bits aus. Diese fünf Ausgangsbits sind in Fig. 9b als die Bits O&sub0; bis O&sub4; veranschaulicht, wobei das Ausgangsbit O&sub4; durch die Exklusiv-ODER-Funktion 39&sub0; abgeleitet wird, während die Ausgangsbits O&sub0; bis O&sub3; durch die Exklusiv- ODER-Funktion 39&sub1; in sequentieller Reihenfolge (das Bit O&sub0; ist das zeitliche früheste) abgeleitet werden. Das Ausgangsbit O&sub0; wird durch die Exklusiv-ODER- Funktion 39&sub1; zu einem Zeitpunkt abgeleitet, der mit dem Bit O&sub5; von der Exklusiv- ODER-Funktion 39&sub0; übereinstimmt.
Unter Bezugnahme auf die Anfangszustände der Verzögerungsstufen S&sub0; bis S&sub5; durch die entsprechende Verzögerungsstufen-Bezugnahme SX kann die logische Abhängigkeit der Ausgangsbits O als eine Funktion der Anfangszustands-Bits S und der Eingaben x leicht wie folgt abgeleitet werden:
O&sub0; =x&sub3; S&sub1; S&sub2; S&sub4; S&sub5;,
O&sub1; = x&sub2; S&sub0; S&sub1; S&sub3; S&sub4;,
O&sub2; = x&sub1; x&sub3; S&sub0; S&sub2; S&sub3;,
O&sub4; = x&sub3; x&sub2; x&sub3; S&sub1; S&sub2;,
O&sub4; = x&sub3; S&sub0; S&sub1; S&sub2; S&sub5;.
Sind diese Beziehungen gegeben, kann außerdem leicht eine Zustandstabelle für den Codierer 35' gemäß dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung abgeleitet werden; wie oben angemerkt ist, kann dann eine derartige Zustandtabelle leicht in einem DSP oder einer anderen Hochleistungs- Logikschaltung über eine Nachschlagtabelle oder eine andere derartige Konstruktion implementiert werden. Wie oben angemerkt ist, würde die Implementierung der Faltungscodierer über eine Nachschlagtabelle im Speicher eine derartige Tabelle entsprechend dem momentanen Zustand der Eingangsbits x&sub0; bis x&sub3; in Kombination mit denjenigen vorhergehenden Werten der Eingangsbits x adressieren, die den Zustand der Zustandmaschine festlegen.
Es kann durch die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet unter Bezugnahme auf diese Beschreibung leicht abgeleitet werden, daß der minimalen Hamming- Abstand dfree des durch den Codierer 35' nach Fig. 9a implementierte Codes außerdem den Wert 4 besitzt, dies ist außerdem eine Verbesserung gegenüber dem dfree von 3, der durch den herkömmlichen Faltungscodierer nach den Fig. 2 und 3 bereitgestellt wird, wobei diese zweite Ausführungsform der Erfindung als solche außerdem einen Codierungsgewinn von 4/3 oder 1,25 dB gegenüber dem herkömmlichen Zugang bereitstellt. Außerdem kann die Übertragungsfunktion des 4/5-Faltungscodierers 35' gemäß dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung leicht als:
3D&sup4; + 24D&sup5; + 172D&sup6; + ...
abgeleitet werden, was das Vorhandensein von nur drei Vier-Fehler-Pfaden anzeigt, die von einem gegebenen Zustand weggehen und zu ihm zurückkehren. Diese durch weniger "nächste Nachbarn" des Codierers 35' gemäß dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung bereitgestellte Robustheit kann in einigen Anwendungen ausreichend wichtig sein, um die zunehmenden Kosten der Bereitstellung von vierundsechzig Zuständen in der Verwirklichung durch einen endlichen Automaten des Codierers 35' zu rechtfertigen. Es wird davon ausgegangen, daß die Auswahl zwischen dem Codierer 35 mit zweiunddreißig Zuständen und dem Codierer 35' mit vierundsechzig Zuständen unter der Voraussetzung der gewünschten Fehlerleistung durch die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet unter Bezugnahme auf diese Beschreibung leicht getroffen werden kann.
In Fig. 8 werden die Ausgangssignale der Codierer 35I, 35Q, ob sie über den Codierer 35 mit zweiunddreißig Zuständen oder den Codierer 35' mit vierundsechzig Zuständen implementiert sind, die hierin beschrieben sind, in Kombination mit den 5(m - 2) uncodierten Bits von der Parser-Funktion 33 zur QAM- Abbildfunktion 37 weitergeleitet. Die QAM-Abbildfunktion 37 ordnet diese Bits dann als fünf m-Bit-Konstellationspunkte oder Symbole an, wobei sie die diese Symbole in einer zeitlichen Folge relativ zu einander anordnet. In dieser Hinsicht wird die spezielle Unterkonstellation von jedem dieser fünf Punkte durch die QAM-Abbildfunktion 37 unter Verwendung eines entsprechenden der fünf Ausgangsbits LSBI aus dem Faltungscodierer 35I als das niedrigstwertige gleichphasige Bit für das Auswählen der Unterkonstellation und eines entsprechenden der fünf Ausgangsbits LSBQ aus dem Faltungscodierer 35Q als das niedrigstwertige gegenphasige Bit für die Auswahl der Unterkonstellation ausgewählt. In dieser Hinsicht wählen die Ausgangsbits aus den Codierern 35I, 35Q eine der vier Unterkonstellationen für die QAM-Codierung aus, wobei diese Auswahl in einer ähnlichen Weise wie die getroffen wird, die hierin vorausgehend bezüglich des 16-QAM-Falls nach Fig. 1 beschrieben ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 7 wird nun die Konstruktion der Sendeseite des Modems 12 der Zentralvermittlung stromabwärts vom Codierer 28 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Die Ausgabe der codierten Daten des Codierers 28 ist eine Folge der geeigneten Datenwörter, die durch die QAM-Modulatorfunktion 34 zu modulieren ist, die wiederum die durch den Codierer 28 erzeugten codierten Konstellationspunkte in gleichphasige und gegenphasige (d. h. komplexe) Werte umsetzt. Demzufolge sind die durch den Modulator 34 erzeugten modulierten Signale sowohl in der Phase als auch in der Amplitude moduliert; die Modulation von Signalen sowohl in der Phase als auch in der Amplitude wird im allgemeinen in der Technik als "quarternäre Amplitudenmodulation" oder QAM bezeichnet. Diese komplexen Werte der modulierten Signale werden durch die HF-Schnittstelle 14, die die geeignete Digital-Analog- Umsetzungsfunktion (DAC-Funktion) enthält, in analoge Signale der geeigneten Amplituden- und Phasensignale umgesetzt. Das Stromaufwärts-Signal wird dann durch das Modem 12 der Zentralvermittlung in das CATV-Netz eingespeist und über die Stromabwärts-Einrichtung DS zum Kabelmodem 10 weitergeleitet, wie in der veranschaulichenden Systemanordnung nach Fig. 7 veranschaulicht ist.
Dieses Stromabwärts-Signal wird durch das adressierte Kabelmodem 10 empfangen. In dem Beispiel nach Fig. 7 ist das Kabelmodem 10 über die Hochfrequenz-Schnittstelle (HF-Schnittstelle) 14' an die Stromabwärts-Einrichtung DS des CATV-Netzes angeschlossen. Die HF-Schnittstelle 14' arbeitet effektiv als ein Verteiler, wobei sie folglich sowohl mit den Sende- als auch Empfangsseiten des Kabelmodems 10 kommuniziert. In dieser Hinsicht enthält die HF-Schnittstelle 14' eine Analog-Digital-Umsetzungsfunktion (ADC-Funktion), über die die ankommenden analogen Signale für die Verarbeitung durch die Empfangsseite des Kabelmodems 10 abgetastet und digitalisiert werden. Auf dieser Empfangsseite stellt die Taktungs-Wiederherstellungsfunktion 16 in der herkömmlichen Weise ein Taktsignal aus den ankommenden Signalen bezüglich eines externen Quarzoszillatortakts mit hoher Genauigkeit wieder her. Die Demodulationsfunktion 18 arbeitet, um das empfangene Signal zu demodulieren, das, wie oben angemerkt ist, sowohl in der Phase als auch in der Amplitude moduliert ist (d. h. als ein QAM-Signal); die Demodulationsfunktion 18 stellt folglich der Entzerrungsfunktion 20 eine Folge digitaler Wörter bereit. Die Entzen-ungsfunktion 20 filtert diese Symbolfolge, um die durch den Kommunikationskanal eingefligte Signalverzerrung zu kompensieren; typischerweise wird das durch die Entzerrungsfunktion 20 angewendete digitale Filter durch das Kabelmodem 10 in Kombination mit dem Modem 12 in der Zentralvermittlung, mit dem es kommuniziert, während der Initialisierung der Kommunikationssitzung über die Sendung und den Empfang eines bekannten Trainingssignals oder über einen adaptiven Entzerrungszugang eingestellt. Außer der Entzerrung kann die Entzerrungsfunktion 20 außerdem derartige Operationen ausführen, die beim Korrigieren des Frequenz- und Phasenversatzes zwischen den HF-Abschnitten des Sendemodems und der Empfangsseite des Kabelmodems 10 selbst nützlich sind.
Die Decodierungs- und Entschachtelungsfunktion 24 gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung kehrt die Codierung und die Verschachtelung um, die bei der Übertragung des Signals verwendet werden. Die durch die Funktion 24 ausgeführte Decodierung enthält gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung die Viterbi-Decodierung, um die Datenwörter aus den Codewörtern, die sowohl uncodierte als auch faltungscodierte Bits enthalten, wiederherzustellen, wie oben beschrieben ist. Außerdem können, wie in dem Artikel von Wei beschrieben ist, auf den oben Bezug genommen wird, die "uncodierten" Bits für die zusätzliche Fehlerverringerung der Reed-Solomon-Codierung unterworfen worden sein, wobei in diesem Fall die Decodierungsfunktion 24 die geeignete Reed-Solomon- Decodierungsoperation ausführen würde. Ferner kehrt die Decodierungsfunktion 24 die Faltungsverschachtelung um, die im Modem 12 der Zentralvermittlung auf das gesendete Signal angewendet worden ist. Das decodierte Ausgangssignal aus der Funktion 24 wird zur Medienzugriffsteuerungs- (MAC-) und Schnittstellenfunktion 26' weitergeleitet, die am empfangenen Signal die geeigneten MAC- Funktionen ausführt und an den Host-Computer des Kabelmodems 10 angeschlossen ist.
Wie oben angemerkt ist, wird der Codierungszugang gemäß den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung am vorteilhaftesten in der Kabelmodem- Kommunikation auf den "Stromabwärts"-Verkehr vom Modem 12 der Zentralvermittlung zum Kabelmodem 10 angewendet. Wie jedoch in der Technik bekannt und oben beschrieben ist, wird außerdem die Stromaufwärts-Kommunikation vom Kabelmodem 10 zum Modem 12 der Zentralvermittlung ausgeführt. Als solches enthält jedes der Modems 10, 12 die geeignete Stromaufwärts- Funktionalität, die gemäß herkömmlicher Techniken konstruiert sein und betrieben werden kann; der hierin vorausgehend beschriebene Codierungszugang für den Stromabwärts-Verkehr gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann selbstverständlich außerdem für diesen Stromaufwärts-Verkehr verwendet werden. Diese Funktionen der Modems 10, 12 sind in Fig. 7 um der Vollständigkeit willen veranschaulicht. Spezifischer enthält das Kabelmodem 10 eine Stromaufwärts-Sende-Codierungs- und Modulationsfunktion 27, die die durch den Host-Computer erzeugten und durch die Medienzugriffsteuerungs- (MAC-) und Schnittstellenfunktion 26' verarbeiteten digitalen Stromaufwärts- Daten codiert und moduliert. Das Ausgangssignal der Codierungs- und Modulationsfunktion 27 wird an die HF-Schnittstelle 14' angelegt, die die geeignete Digital-Analog-Umsetzung und andere Signalformatierung und -verarbeitung ausführt, bevor das Stromaufwärts-Signal an die Stromaufwärts-Einrichtung UP angelegt wird. Umgekehrt enthält das Modem 12 der Zentralvermittlung die Stromaufwärts-Empfangs-Decodierungs- und Demodulationsfunktion 25, die den Stromaufwärts-Verkehr von der Stromaufwärts-Einrichtung UP über die HF- Schnittstelle 14 (die die dadurch ausgeführte A/D-Umsetzung enthält) empfängt. Die Decodierungs- und Demodulationsfunktion 25 kehrt effektiv die durch die Stromaufwärts-Sende-Codierungs- und Modulationsfunktion 27 ausgeführte Verarbeitung um und speist das digitale Ausgangssignal in die Medienzugriffssteuerung und Schnittstelle 26 für die Weiterleitung zur Kopfstelle 2 ein, wobei sie folglich die zweiseitig gerichtete Schleife vervollständigt.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 werden nun die Simulationsergebnisse, die die wichtige Verbesserung im effektiven Codierungsgewinn veranschaulichen, der durch die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung bereitgestellt wird, beschrieben. Wie darin veranschaulicht ist, ist die graphische Darstellung 50 eine graphische Darstellung der Simulation der Wahrscheinlichkeit eines Fehlers als eine Funktion des Rauschabstands für den uncodierten Fall, d. h. in dem keine Faltungscodierung vorgesehen ist. Die graphische Darstellung 52 ist eine Simulation der Fehlerwahrscheinlichkeit über dem Rauschabstand für die herkömmliche Faltungscodierung, die hierin vorausgehend bezüglich Fig. 3 beschrieben ist, die, wie erwartet, einen signifikanten Betrag der Verbesserung gegenüber dem uncodierten Fall insofern bereitstellt, als ein viel niedrigerer Rauschabstand für die gleiche Fehlerwahrscheinlichkeit toleriert werden kann.
Die graphische Darstellung 54 veranschaulicht die simulierte Leistung der hierin vorausgehend bezüglich der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschriebenen Faltungscodierung mit zweiunddreißig Zuständen. Wie in Fig. 10 veranschaulicht ist, wird durch diesen Codierungszugang eine signifikante Verbesserung der Leistung bereitgestellt. Bei einer Fehlerwahrscheinlichkeit von 10&supmin;&sup5; (die ein typisches spezifiziertes Fehlerniveau ist) kann z. B. die hierin vorausgehend bezüglich der ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschriebene Faltungscodierung mit zweiunddreißig Zuständen bei einem Rauschabstand von 21,5 dB arbeiten, beinahe 0,5 dB besser als die durch die herkömmliche Codierung nach Fig. 3 bereitgestellte (und durch die graphische Darstellung 52 gezeigte). Die graphische Darstellung 56 veranschaulicht die simulierte Leistung der hierin vorausgehend bezüglich der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschriebenen Faltungscodierung mit vierundsechzig Zuständen; wie in Fig. 10 gezeigt ist, wird durch diese Ausführungsform der Erfindung bezüglich der Leistung des herkömmlichen Codierungszuganges der graphischen Darstellung 52 bei einer Fehlerwahrscheinlichkeit von 10&supmin;&sup5; etwa eine 0,75-dB-Verbesserung im erlaubten Rauschabstand bereitgestellt. Bei niedrigeren Fehlerwahrscheinlichkeiten wird die durch die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung bezüglich des herkömmlichen Zuganges bereitgestellte Verstärkungsverbesserung noch dramatischer.
Gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird es deshalb davon ausgegangen, daß eine signifikante Verbesserung der Fähigkeit des Codierens der digitalen Daten für die Übertragung über Kommunikationseinrichtungen mit hoher Datenrate, wie z. B. denjenigen, die durch das CATV-Netz und unter Verwendung der Kabelmodem-Kommunikation bereitgestellt werden, bereitgestellt werden kann. Diese Verbesserung wird über eine signifikante Verringerung der Fehlerwahrscheinlichkeit für einen gegebenen Rauschabstand offenkundig, wobei sie über eine relativ bescheidene Zunahme in der Komplexität der Funktionalität des Faltungscodierers erhalten wird. Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können leicht über eine Routine eines digitalen Signalprozessors oder alternativ über kundenspezifische Hardware implementiert sein, falls das gewünscht ist. Außerdem sind die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung leicht mit den Faltungscodierungstechniken mit verringerter Komplexität abwärtskompatibel, dies unterstützt die Implementierung der vorliegenden Erfindung in aktuellen Kabelmodem-Systemen.
Während die Aspekte der vorliegenden Erfindung entsprechend ihrer bevorzugten Ausführungsformen beschrieben worden sind, wird selbstverständlich davon ausgegangen, daß Modifikationen an und Alternativen zu diesen Ausführungsformen, wie z. B. Modifikationen und Alternativen, die die Vorteile und Nutzen der Aspekte dieser Erfindung erhalten, für die Durchschnittsfachleute auf dem Gebiet unter Bezugnahme auf diese Beschreibung und ihre Zeichnung offensichtlich sein werden. Es wird davon ausgegangen, daß derartige Modifikationen und Alternativen innerhalb des Umfangs der Aspekte dieser Erfindung liegen, wie sie hierin anschließend beansprucht sind.
Soweit wie die obenbeschriebenen Ausführungsformen der Erfindung wenigstens teilweise unter Verwendung einer software-gesteuerten programmierbaren Verarbeitungsvorrichtung, wie z. B. einem digitalen Signalprozessor, einem Mikroprozessor oder einer anderen Verarbeitungsvorrichtung, implementierbar sind, wird es klar sein, daß ein Computer-Programm, das die programmierbare Vorrichtung konfiguriert, um die vorausgehend beschriebenen Verfahren zu implementieren, als ein Aspekt der vorliegenden Erfindung in Aussicht gestellt ist. Das Computer-Programm kann als ein Quellcode verkörpert sein und für die Implementierung in einer Verarbeitungsvorrichtung einer Kompilierung unterzogen werden oder es kann als ein Objektcode verkörpert sein.
Das Computer-Programm ist geeignet auf einem Trägermedium in einer maschinen- oder vorrichtungslesbaren Form gespeichert, z. B. einem Halbleiterspeicher oder einem Magnetspeicher, wie z. B. einer Platte oder einem Band, wobei die Verarbeitungsvorrichtung das Programm oder ein Teil davon verwendet, um es für den Betrieb zu konfigurieren. Das Computer-Programm kann von einer entfernten Quelle geliefert werden, die in einem Kommunikationsmedium verkörpert ist, wie z. B. einem elektronischen Signal, einer Hochfrequenz-Trägerwelle oder einer optischen Trägerwelle.

Claims

1. Kommunikationsvorrichtung zum Senden von Datensignalen über eine Kommunikationsanlage, mit:

einer Computer-Schnittstelle (26, 26'), die Datenwörter, die den zu sendenden Datensignalen entsprechen, empfängt;

einem Codierer (27, 28), der umfaßt:

einen ersten Faltungscodierer (35I, 35, 35'), der mit der Computer-Schnittstelle (26, 26') gekoppelt ist, um eine erste ausgewählte Untermenge einer Gruppe digitaler Bits zu empfangen;

einen zweiten Faltungscodierer (35Q, 35, 35'), der mit der Computer- Schnittstelle (26, 26') gekoppelt ist, um eine zweite ausgewählte Untermenge der Gruppe digitaler Bits zu empfangen; und

eine Phasen- und Amplituden-Modulationsabbildfunktion (37), die digitale Symbole an Punkten einer Phasen- und Amplituden-Modulationskonstellation anordnet, wobei jeder Konstellationspunkt einem digitalen Wert entspricht, wobei die Phasen- und Amplituden-Modulationsabbildfunktion (37) mit der Computer- Schnittstelle (26, 26') gekoppelt ist, um hiervon eine Gruppe digitaler Bits zu empfangen, die nicht durch die ersten und zweiten Faltungscodierer (35I, 35Q, 35, 35') codiert sind, und mit den ersten und zweiten Faltungscodierern (35I, 35Q, 35, 35') gekoppelt ist, um hiervon codierte digitale Bits zu empfangen;

wobei der erste und der zweite Faltungscodierer (35I, 35Q, 35, 35') jeweils einen Automaten mit einer endlichen Zahl von wenigstens zweiunddreißig Zuständen umfassen und jeweils der Erzeugung einer ersten bzw. einer zweiten Gruppe codierter Bits mittels eines Faltungscodierungsschemas dienen, wobei die erste und die zweite Gruppe codierter Bits jeweils mehr Bits als die erste bzw. die zweite ausgewählte Untermenge besitzen, wobei das Faltungscodierungsschema einen minimalen Hamming-Abstand von vier hat;

einem Modulator (27, 34), der mit dem Codierer (27, 28) gekoppelt ist und in Reaktion auf die Punkte der Phasen- und Amplituden-Modulationskonstellation ein phasen- und amplitudenmoduliertes Signal erzeugt; und

eine Netzschnittstelle (14'), die mit dem Modulator (27, 34) gekoppelt ist, um mit dem modulierten Signal eine Kommunikationsanlage anzusteuern.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Phasen- und Amplituden- Modulationsabbildfunktion (37) jedem Konstellationspunkt je ein Bit der ersten und der zweiten Gruppe codierter Bits zuweist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die Phasen- und Amplituden- Modulationskonstellation vier Unterkonstellationen umfaßt;

und bei der die Phasen- und Amplituden-Modulationsabbildfunktion (37) in Reaktion auf den Wert des zugewiesenen einen Bits sowohl der ersten als auch der zweiten Gruppe codierter Bits fit jeden Konstellationspunkt eine der vier Unterkonstellationen auswählt.

4. Vorrichtung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei der die Automaten mit endlicher Anzahl von Zuständen des ersten und des zweiten Faltungscodierers (35I, 35Q, 35, 35') zweiunddreißig Zustände besitzen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Automaten mit endlicher Anzahl von Zuständen des ersten und des zweiten Faltungscodierers (35I, 35Q, 35) umfassen:

eine Folge von Verzögerungsstufen (S&sub0;, S&sub1;, S&sub2;, S&sub3;, S&sub4;), die mit einem Eingang verbunden sind;

einen ersten und einen zweiten Exklusiv-ODER-Generator (37&sub0;, 37&sub1;), die mit dem Eingang und mit ausgewählten der Verzögerungsstufen (S&sub0;, S&sub1;, S&sub2;, S&sub3;, S&sub4;) gekoppelt sind; und

eine Puncture-Logik (41), die ausgewählte der Ausgangssignale von den ersten und von dem zweiten Exklusiv-ODER-Generator (37&sub0;, 37&sub1;) maskiert.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der der erste Exklusiv-ODER-Generator (37&sub0;) ein Generatorabbild 111101&sub2; besitzt;

wobei der zweite Exklusiv-ODER-Generator (37&sub1;) ein Generatorabbild von 101011&sub2; besitzt;

und wobei die Puncture-Logik (41) ein Puncture-Abbild

besitzt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Automaten mit endlicher Zahl von Zuständen des ersten und des zweiten Faltungscodierers (35I, 35Q, 35') vierundsechzig Zustände besitzen.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Automaten mit endlicher Zahl von Zuständen des ersten und des zweiten Faltungscodierers umfassen:

eine Folge von Verzögerungsstufen (S&sub0;, S&sub1;, S&sub2;, S&sub3;, S&sub4;, S&sub5;), die mit einem Eingang verbunden sind;

einen ersten und einen zweiten Exklusiv-ODER-Generator (39&sub0;, 39), die mit dem Eingang und mit ausgewählten der Verzögerungsstufen (S&sub0;, S&sub1;, S&sub2;, S&sub3;, S&sub4;, S&sub5;) gekoppelt sind; und

eine Puncture-Logik (41'), die ausgewählte der Ausgangssignale von dem ersten und von dem zweiten Exklusiv-ODER-Generator (390, 391) maskiert.

9. Vorrichtung nach Anspruch 10, bei der der ersten Exklusiv-ODER- Generator (3%) ein Generatorabbild 1111001&sub2; besitzt;

wobei der zweite Exklusiv-ODER-Generator (39&sub1;) ein Generatorabbild. 1011011&sub2; besitzt;

und wobei die Puncture-Logik (41') ein Puncture-Abbild

besitzt.

10. Vorrichtung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei der die Kommunikationsanlage eine Kabelfernsehnetz-Kommunikationsanlage umfaßt.

11. Verfahren zum Codieren digitaler Informationen für die Übertragung über eine Kommunikationsanlage, das die folgenden Schritte umfaßt:

Empfangen der digitalen Information in einem Bitstrom;

für jede von mehreren Gruppen von Bits in dem empfangenen Bitstrom:

Anwenden eines Faltungscodes aus wenigstens zweiunddreißig Zuständen auf eine erste Untermenge der Gruppe von Bits, wobei der Faltungscode einen minimalen Hamming-Abstand von vier besitzt, um eine erste Menge codierter Bits zu erzeugen;

Anwenden eines Faltungscodes aus wenigstens zweiunddreißig Zuständen auf eine zweite Untermenge der Gruppe von Bits, wobei der Faltungscode einen minimalen Hamming-Abstand von vier besitzt, um eine zweite Menge codierter Bits zu erzeugen, wobei die erste und die zweite Menge codierter Bits die gleiche Anzahl von Bits besitzen;

Kombinieren eines Bits aus der ersten und aus der zweiten Menge codierter Bits mit wenigstens einem Bit der Gruppe von Bits, das nicht in der ersten und der zweiten Untermenge vorhanden ist, um mehrere Konstellationspunkte in einer Phasen- und Amplituden-Modulationskonstellation zu bilden; und

Erzeugen eines phasen- und amplitudenmodulierten Signals in Reaktion auf eine Folge der mehreren Konstellationspunkte.

12. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Phasen- und Amplituden- Modulationskonstellation mehrere Unterkonstellationen umfaßt;

und wobei der Kombinationsschritt umfaßt:

für jeden Konstellationspunkt Auswählen einer der Unterkonstellationen in Reaktion auf den Wert des kombinierten Bits aus jeder der ersten und der zweiten Menge codierter Bits.

13. Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, bei dem die Schritte des Anwendens eines Faltungscodes jeweils umfassen:

sequentielles Verschieben der Untermenge von Bits in eine Folge von Verzögerungsstufen, welche einen vorhergehenden Zustand speichern, bevor mit der Verschiebung begonnen wird;

Erzeugen einer ersten und einer zweiten Exklusiv-ODER-Folge aus einer Kombination der verschobenen Untermenge von Bits und der Inhalte der Verzögerungsstufen; und

Auswählen von Bits der ersten und der zweiten Exklusiv-ODER-Folge, um die Menge codierter Bits zu bilden.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die Folge von Verzögerungsstufen wenigstens fünf Verzögerungsstufen enthält;

wobei die erste und die zweite Exklusiv-ODER-Folge in Übereinstimmung mit Generatorabbildern 111101&sub2; bzw. 101011&sub2; erzeugt werden;

und wobei die Auswahlschritte Bits der ersten und der zweiten Exklusiv- ODER-Folge in Übereinstimmung mit einem Puncture-Abbild

auswählen.

15. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem die Folge von Verzögerungsstufen wenigstens sechs Verzögerungsstufen enthält;

wobei die erste und die zweite Exklusiv-ODER-Folge in Übereinstimmung mit Generatorabbildern 1111001&sub2; bzw. 1011011&sub2; erzeugt werden;

auswählen.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 15, bei dem die Verschiebungs-, Erzeugungs- und Auswahlschritte durch Zugreifen auf eine Nachschlagtabelle unter Verwendung von Adressen, die momentanen Werten der empfangenen Untermenge von Bits und früheren Werten der empfangenen Untermengen-Bits entsprechen, ausgeführt werden.

17. Computerprogrammprodukt, das in einem Prozessor implementierbare Befehle enthält, die bewirken, daß eine programmierbare Verarbeitungsvorrichtung so konfiguriert wird, daß sie ein Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 16 ausführt.

18. Trägermedium, das ein Computerprogrammprodukt nach Anspruch 17 trägt.