DE69423159T2

DE69423159T2 - Kombinierter Entzerrer/Demultiplexer

Info

Publication number: DE69423159T2
Application number: DE69423159T
Authority: DE
Inventors: Lee-Fang Wei
Original assignee: AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1993-08-24
Filing date: 1994-08-17
Publication date: 2000-09-28
Anticipated expiration: 2014-08-18
Also published as: CA2124709C; JPH07170216A; EP0641110B1; US5598432A; JP2002190756A; DE69423159D1; CA2124709A1; EP0641110A1

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft Vorrichtungen zum Empfangen von Telekommunikationssignalen und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Entzerren empfangener Signale.

Allgemeiner Stand der Technik

Mit zunehmendem Diensteangebot von Informationsdiensteprovidern über das Kabelfernsehen wird die Nachfrage nach Kabelfernsehbandbreite stark zunehmen. Ähnlich wird die Einführung hochauflösender Fernsehkanäle (HDTV-Kanäle), die eine wesentlich größere Bandbreite als herkömmliche Fernsehkanäle erfordern, einen großen Teil der verfügbaren Kabelfernsehbandbreite in Anspruch nehmen. Die verfügbare Anzahl von Kabelfernsehkanälen und -bandbreite ist jedoch begrenzt.
Ein Verfahren zur Verbesserung der Bandbreiteneffizienz eines Kanals ist das Multiplexieren mehrerer Datensignale zur Übertragung auf einem einzigen Kanal. Dieses Verfahren ermöglicht die Übertragung einer größeren Datenmenge über den Kanal für eine gegebene Zeitdauer, erfordert jedoch eine Empfängervorrichtung, die mit einer höheren Datenrate arbeiten kann. Mit zunehmender Datenrate nehmen auch die Komplexität und Kosten des Empfängers zu. Produkte der Unterhaltungselektronik, wie zum Beispiel Empfangsgeräte für Kabelfernsehen müssen jedoch zu mäßigen Preisen verkauft werden, wenn diese Produkte sehr erfolgreich auf dem Markt sein sollen.
Aus EP-A-0423921 ist eine Vorrichtung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1 bekannt, die im Gebrauch ein Verfahren nach dem Oberbegriff von Anspruch 7 ausführt. Die Vorrichtung konvertiert digitale Videosignale zwischen zwei digitalen Signalformaten (D1 und D2) und führt eine kombinierte Bandpaßfilter-, Interpolations- und Matrixbildungsfunktion aus, und konvertiert dabei zwischen einer Datenrate von 13,5 MHz für das D1-Format und einer Datenrate von 14,318 MHz für das D2-Format.

Kurze Darstellung der Erfindung

Die unabhängigen Ansprüche definieren Vorrichtungen und ein Verfahren gemäß der Erfindung. Bevorzugte Formen werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Ein verbesserter Entzerrer wird bereitgestellt, der Signalabtastwerte mit einer ersten Rate empfängt, die Entzerrungsoperation jedoch mit einer zweiten Rate durchführt, die kleiner als die Signalrate ist (d. h. kleiner als die Rate, mit der Symbole über den Kanal gesendet werden). Der Entzerrer wird so getaktet, daß er Abtastwerte mit der ersten Rate in einem Schieberegister empfängt. Ausgewählte Abtastwerte aus dem Schieberegister werden mit der zweiten Rate in eine Menge von Pufferspeichern getaktet. Die Entzerrerkoeffizienten werden auf die in der Pufferspeichermenge gespeicherten Abtastwerte angewandt, um eine Folge entzerrter Symbole zu erzeugen. Da der Entzerrer die Symbole mit der niedrigeren zweiten Rate ausgibt, wird außerdem der Effekt von stoßartigem Rauschen in dem Empfänger gedämpft.
Bei einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung ist der Entzerrer ein Element eines Empfängers, der so ausgelegt ist, daß er an einem empfangenen Signal wirkt, das durch Multiplexieren von Datenströmen aus mehreren verschiedenen Videoquellen erzeugt wurde. Der Entzerrer erzeugt entzerrte Symbole, die ausgewählten der verschiedenen Videoquellen entsprechen. Die empfangenen Signalabtastwerte werden mit der Signalrate oder schneller in das Schieberegister des Entzerrers getaktet. Abtastwerte des Schieberegisters werden mit der Rate, mit der Symbole durch die Videoquelle erzeugt werden, in die Pufferspeichermenge getaktet (und entzerrt). Diese Operation mit verminderter Geschwindigkeit vereinfacht die Komplexität des Entzerrers wesentlich.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Senders, der sich zur Verwendung mit dem Entzerrer der vorliegenden Erfindung eignet;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung aufgebauten Empfängers;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer beispielhaften Ausführungsform des Kanalcodierers von Fig. 1;
Fig. 4 eine beispielhafte zweidimensionale Konstellation, die sich zur Verwendung mit dem Sender von Fig. 1 eignet;
Fig. 5 eine Tabelle zum Aufbauen und Aufteilen einer vierdimensionalen Konstellation unter Verwendung der Konstellation von Fig. 4;
Fig. 6 ein Blockschaltbild des Trelliscodierers des Kanalcodierers von Fig. 3;
Fig. 7 ein Schaltbild des gemäß den Prinzipien der Erfindung aufgebauten Entzerrers von Fig. 2;
Fig. 8 ein Blockschaltbild des Kanaldecodierers von Fig. 2;
Fig. 9 eine Tabelle von Modifikationen, die für die Verwendung des Trelliscodierers von Fig. 6 mit Konstellationen verschiedener Größen erforderlich sind;
Fig. 10 ein Blockschaltbild des in Fig. 9 auftretenden Vorcodierers mit den in den Vorcodierer eingegebenen und aus diesem ausgegebenen Bit; und
Fig. 11 eine Tabelle der Eingangs- und Ausgangswerte zur Implementierung des Vorcodierers von Fig. 10.

Ausführliche Beschreibung

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild des Senders 100. Der Sender 100 enthält eine Vielzahl von Kanalcodierern 102, einen Symbolmultiplexierer 104 und einen Modulator 106. Für jedes verschiedene Videoprogramm, das auf demselben Kabelkanal 108 gesendet werden soll, wird ein separater Kanalcodierer 102 verwendet. Bei der in der Figur gezeigten beispielhaften Ausführungsform enthält der Sender 100 zwölf solche Kanalcodierer, die jeweils ein verschiedenes Videoprogramm empfangen. Jeder Kanalcodierer empfängt Daten mit einer nominalen Bitrate von 3,25 Mbps (die tatsächliche Bitrate liegt als Folge von Overhead, wie zum Beispiel Rahmenbildungssymbolen, die dem gesendeten Signal hinzugefügt werden, geringfügig darunter) und gibt dem Symbolmultiplexierer 104 eine Folge von Symbolen {Pn(i)} mit einer nominalen Symbolrate von 448 Kbaud aus. Der Ausdruck "Symbol" bedeutet hier einen Signalpunkt einer zweidimensionalen (2D-) QAM-Konstellation.
Der Symbolmultiplexierer 104 multiplexiert die zwölf Folgen von Symbolen, die aus den zwölf Kanalcodierern 102 empfangen werden, zu einer einzigen Ausgangsfolge von Symbolen {Qn} mit einer Symbolrate von 5,38 Mbaud. Der Symbolmultiplexierer 104 führt die Multiplexierungsoperation symbolweise durch. (Obwohl der Symbolmultiplexierer 104 hier der Zweckmäßigkeit halber als zum Multiplexieren von Symbolen wirkend beschrieben ist, versteht sich, daß der Multiplexierer tatsächlich die Bitgruppen, die den Symbolen aus den verschiedenen Kanalcodierern entsprechen, bitgruppenweise multiplexiert.) Das heißt, der Multiplexierer entnimmt der Folge von Symbolen {Pn(1)} ein Symbol und dann der Folge von Symbolen {Pn(2)} ein Symbol usw. bis {Pn(12} und wiederholt den Prozeß dann erneut durch Entnahme eines Symbols aus der Folge von Symbolen {Pn(1)}. Der Symbolmultiplexierer 104 fügt die entsprechenden Rahmenbildungssymbole ein, die zur Unterscheidung zwischen den Symbolen der verschiedenen Eingangsfolgen erforderlich sind. Die Rahmenbildung erfolgt auf herkömmliche Weise. Die multiplexierte Ausgangsfolge von Symbolen {Qn} wird dem Modulator 106 bereitgestellt.
Wie nachfolgend weiter beschrieben wird, dämpft das symbolweise Multiplexieren den Effekt von stoßartigem Rauschen - das Impulsrauschen umfaßt - und vermindert die Verarbeitungsgeschwindigkeitsanforderung im Empfänger wesentlich. Das symbolweise Multiplexieren trennt die Symbole aus einer gegebenen Videoquelle i auf dem Kanal 108 durch elf Symbole (entsprechend den Symbolen aus den anderen elf Videoquellen), wodurch der Effekt von stoßartigem Rauschen in dem Empfänger gedämpft wird. Der Betrieb des Symbolmultiplexierers 104 ermöglicht dem Empfänger 200 weiterhin, selektiv nur an einem Symbol in einer beliebigen gegebenen Folge von zwölf Symbolen, die aus dem Kanal 108 empfangen werden, zu wirken, um Datenbit aus einem gegebenen Videoprogramm 1 wiederherzustellen. Somit kann der Empfänger mit einem Bruchteil der Rate wirken, mit der Symbole über den Kanal 108 gesendet werden (die hier auch als die "Signalrate" bezeichnet wird). Bei den Ausführungsformen von Fig. 1 und 2 wirkt der Empfänger 200 mit 1/12 der Signalrate. Dadurch wird die Komplexität des Empfängers vorteilhafterweise verringert.
Der Modulator 106 moduliert die Ausgangsfolge von Symbolen zu einem 6-MHz-Signal. Es versteht sich, daß der Modulator 106 herkömmliche Impulsformungsfilter und andere herkömmliche Elemente enthält, die zur Erzeugung eines Ausgangssignals erforderlich sind. Das Ausgangssignal des Modulators 106 wird auf einem einzigen 6-MHz-Kabelkanal gesendet. Bei einer typischen Anwendung wird für jeden 6-MHz-Kabelkanal ein separater Sender/Modulator bereitgestellt, wobei jeder Sender mehrere (z. B. zwölf) Videoprogramme auf seinen entsprechenden Kabelkanal multiplexiert. Als Alternative kann der Modulator 106 so konfiguriert werden, daß er eine Hilfsträgermodulation durchführt, indem er die aus dem Symbolmultiplexierer 104 empfangene Folge von Symbolen {Qn} auf eine zweckmäßige Zwischenfrequenz moduliert, die auf herkömmliche Weise mit anderen Zwischenfrequenzen kombiniert werden kann, um über eine gemeinsame Trägerfrequenz gesendet zu werden.
Fig. 2 zeigt einen Empfänger 200 zum Empfangen eines einzigen Videoprogramms i aus einem 6-MHz-Signal, das auf dem Kabelkanal 108 empfangen wurde. Der Empfänger 200 enthält einen Demodulator 202, einen Entzerrer 204 und einen Kanaldecodierer 206. Der Demodulator 202 demoduliert das empfangene 6-MHz-Signal und führt die notwendigen Filter- und A/D-Umsetzungsoperationen zur Erzeugung einer Folge komplexer Abtastwerte mit einer Abtastrate von 10,76 MHz durch. Der Entzerrer 204, der nachfolgend ausführlicher beschrieben wird, empfängt die Abtastwerte aus dem Demodulator 202 und gibt mit einer Rate von 448 Kbaud gemäß den Prinzipien der vorliegenden Erfindung eine Folge entzerrter Symbole {Pn(i)} aus. Die Ausgangsfolge von Symbolen aus dem Entzerrer 204 entspricht einem der zwölf Videoprogramme, die durch den Symbolmultiplexierer 104 in das 6-MHz-Kabelsignal multiplexiert wurden. Der Entzerrer 204 bestimmt aus den Rahmenbildungssymbolen, die die Datensymbole begleiten, welche der aus dem Demodulator 202 ausgegebenen Symbole entzerrt werden sollen. Der (nachfolgend beschriebene) Kanaldecodierer 206 decodiert die aus dem Entzerrer 204 empfangene Folge von Symbolen, um einen Strom von Datenbit auszugeben, der dem gewählten Videoprogramm i entspricht.
Wieder mit Bezug auf die Beschreibung des Senders 100 zeigt Fig. 3 eine beispielhafte Ausführungsform des Kanalcodierers 102. Der Kanalcodierer 102 enthält einen Reed-Solomon-Codierer (RS-Codierer) 300, einen Byte-Verschachteler 302, einen Trelliscodierer 304 und eine Konstellations-Abbildungsvorrichtung 306. Bei dem RS-Codierer 300 und dem Trelliscodierer 304 handelt es sich jeweils um die äußeren und inneren Codes, die einen verketteten Code bilden. Der Byte- Verschachteler 302 (und sein entsprechender Entschachteler im Empfänger) verbessert die Fähigkeit des Empfängers zur Behandlung von stoßartigem Rauschen, das aus dem Kanal und dem Frontende des Empfängers stammen kann, weiter. Obwohl die Erfindung hier im Kontext eines verketteten Codes beschrieben wird, versteht sich, daß auch andere Codes, wie zum Beispiel ein Trellis- oder RS-Code für sich, verwendet werden könnten, ohne vom Umfang der Erfindung, der durch die angefügten Ansprüche definiert wird, abzuweichen.
Der Verfasser hat festgestellt, daß ein wichtiges Kriterium beim Entwurf eines Codes zur Verwendung beim Senden von Daten über einen Kabelfernsehkanal darin besteht, eine maximale Immunität gegenüber Gaußschem Rauschen zu erzielen, während ein bestimmter Grad des Schutzes vor Impulsrauschen bereitgestellt wird. Der Verfasser hat entdeckt, daß ein verketteter Code, der einen multidimensionalen Trelliscode (d. h. einen 2N-dimensionalen Trelliscode, wobei N eine ganze Zahl größer eins ist) als den inneren Code zusammen mit einem RS-Code als den äußeren Code umfaßt, wobei der durch den Reed-Solomon-Codierer eingefügte Betrag der Redundanz höchstens 0,375 Bit pro Symbol der Konstellation beträgt, gegenüber herkömmlichen Codierungsverfahren eine überlegene Leistung liefert. Bei einer bevorzugten Ausführungsform übersteigt der Betrag der durch den äußeren Reed-Solomon- Code eingeführten Redundanz nicht den durch die innere, trelliscodierte Modulation eingeführten. Wenn es durch die Dimensionalität des Trelliscodes jedoch wünschenswert wird, einen RS-Code zu verwenden, der mehr Redundanzbit als der Trelliscodierer erzeugt, dann führt der RS-Code vorzugsweise höchstens einen Mittelwert von 0,375 Redundanzbit pro Symbol der Konstellation ein. Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der Trelliscode ein 4-dimensionaler (4D-)Code und der RS-Code ist höchstens ein Dreifachfehlerkorrektur-RS- Code. Das heißt, der RS-Code korrigiert höchstens 3 RS-Symbolfehler pro RS-Codewort. Der Verfasser hat festgestellt, daß Doppelfehlerkorrektur- und Dreifachfehlerkorrektur-RS-Codes die beste Leistung ergeben. Dem Verfasser ist bewußt geworden, daß die Verwendung eines RS-Codes, der mehr als Dreifach-Fehler korrigierend ist, als der äußere Code, eine Verringerung der Bandbreite und Leistungseffizienz verursacht, wodurch ein etwaiger Gewinn, der durch einen leistungsfähigeren RS-Code erzielt wurde, zunichte gemacht wird.
Obwohl der verkettete Code oben im Kontext eines RS-Codes beschrieben wurde, der eine vorbestimmte Anzahl von Fehlern korrigiert, werden Fachleute erkennen, daß der RS-Code als Alternative für jeden Fehler, den der Code korrigieren könnte, zwei Löschungen korrigieren könnte. Zum Beispiel kann ein Doppelfehlerkorrektur-RS-Code zwei Fehler, einen Fehler und zwei Löschungen, oder vier Löschungen korrigieren.
Der RS-Codierer 300 ist beispielsweise ein RS (120,116) über einem Galois-Feld GF(2&sup8;), das zwei RS-Symbolfehler korrigieren kann. Jedes RS-Symbol besteht hier aus acht Bit. Der RS-Codierer 300 empfängt Daten für ein gewähltes Videoprogramm i mit einer nominalen Rate von 3, 25 Mbps, und gibt Daten mit 3, 36 Mbps an den Byte-Verschachteler 302 aus. Der RS-Codierer empfängt einen Rahmen von 116 RS-Symbolen und gibt einen Rahmen von 120 RS-Symbolen aus, darunter die empfangenen 116 RS-Symbole, plus vier Redundanz-RS- Symbole. Jeder Rahmen von 120 RS-Symbolen wird als ein "RS-Codewort" bezeichnet. Der Byte-Verschachteler 302 verschachtelt die RS-Symbole, die aus dem RS-Codierer 300 ausgegeben werden. Der Byte-Verschachteler 302 enthält einen (nicht gezeigten) Pufferspeicher mit 30 Zeilen mal 120 Spalten von RS-Symbolen. Aus dem RS-Codierer 300 ausgegebene RS-Symbole werden zeilenweise in den Pufferspeicher eingelesen und spaltenweise aus dem Pufferspeicher ausgelesen. Der Byte- Verschachteler konvertiert dann die Folge von RS- Symbolen, die aus dem Pufferspeicher gelesen wurde, in einen Bitstrom, der an den Trelliscodierer 304 ausgegeben wird.
Der Trelliscedierer 304 ist beispielsweise ein 4D-Trelliscodierer mit acht Zuständen, der die Bit aus dem Byte-Verschachteler 302 codiert und die trelliscodierten Bit an die Konstellationsabbildungsvorrichtung 306 ausgibt, um ein Symbol aus der in Fig. 4 gezeigten Konstellation auszuwählen.
Fig. 4 zeigt eine 2D-256-QAM-Konstellation. Im vorliegenden Kontext ist eine QAM-Konstellation eine Konstellation mit mehreren Amplituden und mehreren Phasen, bei der es sich nicht um eine quadratische Konstellation handeln muß. Die Konstellation wird vorzugsweise so ausgewählt, daß sie eine kreisförmige Form hat, um die Spitzen- und mittlere Leistung des gesendeten Signals zu verringern. Die Konstellation weist 90 Grad-Phasensynunetrien auf. Das heißt, die Konstellation ist gegenüber Phasendrehungen von 90, 180 und 270 Grad invariant. Die Konstellation ist in vier 2D-Teilmengen A, B, C und D aufgeteilt. Danach wird durch Verketten eines Paars von 2D-256-QAM- Konstellationen eine 4D-Konstellation mit 216 Punkten gebildet. Die 4D-Konstellation wird in acht 4D-Teilmengen 0 bis 7 aufgeteilt. Jede 4D-Teilmenge besteht aus zwei Paaren von 2D-Teilmengen (siehe Fig. 5). Zum Beispiel besteht die 4D-Teilmenge 0 aus den 2D-Teilmengenpaaren (A, A) und (B, B).
Fig. 6 zeigt den Trelliscodierer 304 von Fig. 3 ausführlicher. Der Trelliscodierer 304 enthält einen Mod-4-Differenzcodierer 600, einen Faltungscodierer 602 mit Rate 2/3, einen 2D-Teilmengenpaarwähler 604 und ein Bitgruppierungsmittel 606. Der Trelliscodierer 304 empfängt 15 Eingangsbit I1n bis I15n, die über zwei Signalisierungsintervalle n und n+1 hinweg gesammelt werden. Zwei der Eingangsbit, I3n und I2n werden durch den Differenzcodierer 600 differenzcodiert, um eine Immunität gegenüber Phasendrehungen von 90, 180 und 270 Grad der Konstellation zu ergeben. Der Differenzcodierer 600 ist beispielsweise ein Mod-4-Addierer, dessen aktuelles Ausgangsbitpaar I3n'I2n' die Mod-4-Summe des vorherigen Eingangspaars I3n-2'I2n-2' und des aktuellen Eingangsbitpaars I3nI2n ist.
Ein differenzcodiertes Bit I2n' tritt zusammen mit einem weiteren Eingangsbit I1n in den Faltungscodierer 602 ein, der drei Ausgangsbit Y2n, Y1n und Y0n erzeugt. Als Konzept werden diese drei Bit zuerst zur Auswahl einer 4D-Teilmenge Y2nY1nY0n aus der 4D- Konstellation verwendet. Das andere differenzcodierte Bit I3n' (das zu Y3n umbenannt wird) wird als Nächstes zur Auswahl eines 2D-Teilmengenpaars aus der gewählten 4D-Teilmenge verwendet. Die übrigen zwölf uncodierten Eingangsbit (I4n bis I15n) werden dann in zwei Gruppen aufgeteilt. Mit jeder Gruppe wird ein Symbol aus einer 2D-Teilmenge des gewählten 2D-Teilmengenpaars ausgewählt.
Bei der eigentlichen Implementierung erfolgt der obige dreischrittige Auswahlprozeß folgendermaßen. Mit Bezug auf Fig. 6 werden die vier aus dem Differenz- und Faltungscodierer ausgegebenen Bit Y3n, Y2n, Y1n und Y0n zunächst durch den 2D-Teilmengenpaarwähler 604 in vier andere Bit Z1n, Z0n, Z1n+1 und Z0n+1 konvertiert. Die Tabelle von Fig. 5 zeigt Einzelheiten dieser Konvertierung. Das Bitgruppierungsmittel 606 teilt die vier konvertierten Bit und die übrigen zwölf uncodierten Eingangsbit in zwei Gruppen {Z7m, Z6m, ..., Z0m} für m = n und n+1 auf. Insbesondere werden die Bit I10n bis I15n jeweils in Z2n bis Z7n umbenannt, und die Bit I4n bis I9n werden jeweils in Z2n+1 bis Z7n+1 umbenannt. Jede Gruppe wird durch die Konstellationsabbildungsvorrichtung 306 (von Fig. 3) zur Auswahl eines Symbols Pm aus der 2D-256-QAM-Konstellation verwendet. (Diese Gruppe von Bit ist die oben mit Bezug auf den Symbolmultiplexierer 104 genannte Bitgruppe.) Die Auswahl kann gemäß der in Fig. 4 gezeigten Bitabbildung erfolgen. Zur Vereinfachung der Zeichnung zeigt Fig. 4 nur die Abbildung von Z7mZ6m ... Z2m auf Symbole in der Teilmenge A. Zur Durchführung der Auswahl gelten die folgenden Regeln: (1) die Bitmuster von Z1mZ0m, die den Teilmengen A, B, C und D entsprechen, sind 00, 10, 01 bzw. 11; und (2) jeder Menge von vier Symbolen, die aus sich selbst durch Phasendrehung von 90, 180 oder 270 Grad gewonnen werden kann, wird dasselbe Bitmuster von Z7mZ6m ... Z2m zugewiesen.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform erzeugt der 4D-Trelliscodierer im Mittel 0,5 redundante Bit pro Symbol der Konstellation. Der RS(120,116)- Codierer erzeugt im Mittel 0,25 redundante Bit pro Symbol der Konstellation.
Fachleute werden erkennen, daß der Sender 100 auf verschiedene Weise modifiziert werden kann, ohne vom Schutzbereich der Erfindung, der durch die angefügten Ansprüche definiert wird, abzuweichen. Zum Beispiel wurden die Kanalcodierer 102 von Fig. 1 als jeweils eine Konstellationsabbildungsvorrichtung 306 enthaltend beschrieben, die fest der Abbildung von codierten Datenbit zugeordnet ist, die durch den entsprechenden Kanalcodierer (siehe Fig. 3) erzeugt werden. Es könnte jedoch eine einzige Konstellationsabbildungsvorrichtung gemeinsam durch die zwölf Kanalcodierer 102 verwendet werden. Die nur eine Konstellationsabbildungsvorrichtung würde am Ausgang des Symbolmultiplexierers angeordnet werden, und der Symbolmultiplexierer würde wie oben beschrieben die Bitgruppen multiplexieren, die Symbolen aus den verschiedenen Videoquellen entsprechen.
Nach der Beschreibung des Senders 100 werden nunmehr die Einzelheiten des Empfängers 200 beschrieben. Insbesondere werden die Einzelheiten des Entzerrers 204 und des Kanaldecodierers 206 nachfolgend beschrieben.
Der Entzerrer 204 entzerrt die kanalverzerrten Signalabtastwerte, die aus dem Demodulator 202 ausgegeben werden (Fig. 2), um eine Folge entzerrter Symbole {Pn(i)} zu erzeugen. Gemäß der Erfindung empfängt der Entzerrer 204 Abtastwerte aus dem Demodulator 202 mit der Symbolrate von 5,38 Mbaud oder schneller, führt die Entzerrungsoperation jedoch mit einem Bruchteil der Symbolrate durch. Diese Operation mit verringerter Geschwindigkeit vereinfacht die Komplexität des Entzerrers 204 wesentlich. Da der Entzerrer nur Symbole ausgibt, die durch einen der Kanalcodierer 102 erzeugt wurden (in diesem Fall einem von zwölf Kanalcodierern) wird der Effekt von stoßartigem Rauschen aus dem Kanal gedämpft.
Fig. 7 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform des Entzerrers 204. Der Entzerrer 204 enthält ein Schieberegister 700 mit mehreren Speicherelementen, die in Reihe geschaltet sind und mit einer ersten Taktgeschwindigkeit getaktet werden, und eine Pufferspeichermenge 702, die mit einer zweiten, niedrigeren Taktgeschwindigkeit getaktet wird. Jeder der Pufferspeicher (oder Register) in der Pufferspeichermenge 702 ist an den Ausgang eines entsprechenden Speicherelements des Schieberegisters 700 angekoppelt. Die in der Pufferspeichermenge 702 gespeicherten Signalabtastwerte werden an ein herkömmliches Entzerrermittel 704 ausgegeben. Das Entzerrermittel 704 enthält Multiplizierer 706 und einen Addierer 708, die wirken, um Entzerrerkoeffizienten auf die aus der Pufferspeichermenge 702 empfangenen Signalabtastwerte anzuwenden, um ein entzerrtes Symbol Pn(i) mit der zweiten Taktgeschwindigkeit zu erzeugen. Fachleute werden erkennen, daß das Entzerrermittel 704 (nicht gezeigte) herkömmliche Schaltungen zur Aktualisierung der Entzerrerkoeffizienten gemäß Kanalbedingungen enthalten kann (d. h. das Entzerrermittel 704 ist ein adaptiver Entzerrer).
Bei der Ausführungsform von Fig. 7 sind die Speicherelemente des Schieberegisters 700 um T/2 Sekunden beabstandet, wobei T das Signalisierungsintervall (1/5,38 us) ist. Das Schieberegister 700 empfängt mit 10,76 MHz komplexe Abtastwerte aus dem Demodulator 202, was zweimal der Symbolrate des Senders (2 · 5,38 Mbaud) entspricht. Die Pufferspeichermenge 702 wird mit einer Rate von 448 KHz getaktet, um eine Ausgangsfolge entzerrter Symbole {Pn(i)} mit 448 Kbaud zu erzeugen. Die Taktgeschwindigkeit des Schieberegisters 700 ist ein ganzzahliges Vielfaches der Taktgeschwindigkeit der Pufferspeichermenge 202. In diesem Beispiel beträgt die Taktgeschwindigkeit des Schieberegisters 700 24 mal die Taktgeschwindigkeit der Pufferspeichermenge 202.
Wenn gleichzeitig mit dem ersten Videoprogramm i ein zweites Videoprogramm j, das durch denselben 6-MHz-Kabelkanal geführt wird, empfangen werden soll (um zum Beispiel das gleichzeitige Betrachten zweier Fernsehprogramme auf einem einzigen Bildschirm zu ermöglichen) kann eine (nicht gezeigte) zweite Pufferspeichermenge parallel zu der Pufferspeichermenge 702 an das Schieberegister 700 angekoppelt werden. Die zweite Pufferspeichermenge hat dieselbe Struktur und arbeitet auf dieselbe Weise wie die Pufferspeichermenge 702 zum Empfangen von Abtastwerten aus dem Schieberegister 700. Die zweite Pufferspeichermenge wird ebenfalls mit 448 KHz getaktet, aber mit einer anderen Taktphase. Die in der zweiten Pufferspeichermenge gespeicherten Signalabtastwerte werden dann mit denselben Entzerrerkoeffizienten und demselben Entzerrermittel 704, mit denen die Abtastwerte aus der Pufferspeichermenge 702 entzerrt wurden, entzerrt, um eine zweite Ausgangsfolge entzerrter Symbole {Pn(j)} zu erzeugen.
Fig. 8 zeigt den Kanaldecodierer 206 ausführlicher. Der Kanaldecodierer 206 führt die umgekehrte Operation des Kanalcodierers 102 durch. Insbesondere wird die aus dem Entzerrer 204 empfangene Folge entzerrter Symbole {Pn(i)} zunächst durch einen herkömmlichen Viterbi-Decodierer 800 verarbeitet. Der Viterbi- Decodierer 800 gibt einen Bitstrom an einen Byte- Entschachteler 802 aus, der RS-Symbole an einen RS-Decodierer 804 ausgibt. Der RS-Decodierer 804 gibt einen Strom von Datenbit aus, der dem decodierten Videoprogramm i entspricht.
Ein wichtiges Entwurfskriterium für ein gutes Digitalkommunikationssystem besteht darin, daß das System leicht modifiziert werden kann, um andere Datenraten für verschiedene Kanalbedingungen zu senden. Das hier beschriebene Modem gestattet das Senden mit verschiedenen Datenraten durch Ändern der Größe der Konstellation von Fig. 4. Fig. 9 zeigt die Modifikationen, die an dem Trelliscodierer 304 von Fig. 6 vorgenommen werden müssen, um dieselbe verkettete Codierungsstruk tur für Konstellationen verschiedener Größen zu verwenden.
Fig. 9 zeigt eine Tabelle, die Konstellationen verschiedener Größen identifiziert, sowie die Anzahl von Eingangsbit, die durch den Trelliscodierer über zwei Signalisierungsintervalle hinweg gesammelt werden, und die erforderlichen Modifikationen zur Veränderung der Konstellationsgröße (und daher der Datenrate). Für diejenigen Konstellationen, bei denen die Größe eine Zweierpotenz ist, bestehen die erforderlichen Modifikationen einfach darin, einen Teil der Eingangsbit in Fig. 6 auf Null zu setzen. Wenn zum Beispiel die Bit I9n und I15n auf Null gesetzt werden, erzeugt dieselbe Codierungsstruktur, die in Fig. 4-6 gezeigt ist, eine Folge von Symbolen aus einer 128-QAM-Konstellation. Diese 128-QAM-Konstellation wird in Fig. 4 durch die Bezugszahl 402 angegeben.
Für diejenigen in Fig. 9 gezeigten Konstellationen, deren Größe keine Zweierpotenz ist, erforderten die Modifikationen das Vorcodieren ausgewählter Bit und möglicherweise das Nullsetzen anderer ausgewählter Bit. Der Vorcodierer, der drei Eingangsbit aus dem Byte- Verschachteler 302 empfängt und vier Bit an den Trelliscodierer 304 ausgibt, ist in Fig. 10 und 11 gezeigt. Wenn zum Beispiel die Bit I9n und I15n auf Null gesetzt werden und die Bit I7n, I8n, I13n und I14n vorcodiert werden, dann erzeugt die in Fig. 4-6 gezeigte Codierungsstruktur eine Folge von Symbolen aus einer 96-QAM-Konstellation.
Fachleute werden erkennen, daß die beschriebenen Ausführungsformen weiter modifiziert werden können, ohne vom Schutzbereich der Erfindung, der durch die angefügten Ansprüche definiert wird, abzuweichen. Zum Beispiel kann die Größe der QAM-Konstellation zusammen mit den Parametern des Byte-Verschachtelers und des RS-Codes gegebenenfalls verändert werden, die Parameter des Byte-Verschachtelers und des RS-Codes müssen jedoch nicht, verändert werden. Zum Beispiel würde man im Fall einer 128-QAM-Konstellation den RS- Code auf RS(104,100) wechseln und den Byte- Verschachteler so modifizieren, daß er einen Pufferspeicher mit 26 Zeilen und 104 Spalten enthält. Eine 128-QAM-Konstellation funktioniert jedoch mit einem RS(120,116) und einem ByteVerschachteler-Pufferspeicher von 30 Zeilen und 120 Spalten. Darüber hinaus könnten andere als die in Fig. 9 gezeigten Konstellationsgrößen verwendet werden, solange die Konstellationsabbildungsvorrichtung entsprechend verändert wird.
Obwohl die Codierungsverfahren im Kontext von Kabelfernsehanwendungen beschrieben wurden, werden Fachleute erkennen, daß diese Codierungsverfahren gleichermaßen auf Funk-HDTV-Rundfunk- und digitale Teilnehmermultiplexanwendungen anwendbar sind. Funk- HDTV-Anwendungen können einen Reed-Solomon-Code verwenden, der eine größere Anzahl von Fehlern korrigiert, aber weiterhin höchstens 0,375 Redundanzbit pro Symbol der Konstellation hinzufügt.
Obwohl hier QAM-Konstellationen beschrieben werden, können die Prinzipien der Erfindung auch mit Restseitenbandmodulation (RSB-Modulation) verwendet werden. Bei RSB werden die zwei Koordinaten eines Symbols in zwei separaten Signalisierungsintervallen gesendet. Der Symbolmultiplexierer 104 wirkt als ein Koordinatenmultiplexierer, der die Koordinaten der Symbole in der Folge koordinatenweise multiplexiert.

Claims

1. Vorrichtung mit einem Schieberegister (700) mit einer Vielzahl von Speicherelementen, wobei das Schieberegister Signalabtastwerte mit einer ersten Taktgeschwindigkeit aus einem Kanal (202) empfängt, einer Vielzahl von Registern (702), wobei jedes der Vielzahl von Registern (702) an jeweils eines der Speicherelemente angekoppelt ist, um Signalabtastwerte mit einer zweiten Taktgeschwindigkeit zu empfangen und zu speichern, und einem Mittel zum Kombinieren der in der Vielzahl von Registern gespeicherten Signalabtastwerte zur Erzeugung eines Ausgangssymbols, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Taktgeschwindigkeit kleiner als eine Symbolrate ist, mit der Symbole über den Kanal übertragen werden, und daß das Kombiniermittel so ausgelegt ist, daß es ein entzerrtes Ausgangssymbol erzeugt, wobei es sich bei der Vorrichtung um einen Entzerrer handelt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch:

eine zweite Vielzahl von Registern, wobei jedes der zweiten Vielzahl von Registern an jeweils eines der Speicherelemente angekoppelt ist, um Signalabtastwerte mit der zweiten Taktgeschwindigkeit zu empfangen und zu speichern, wobei die Taktung der zweiten Vielzahl von Registern mit der Taktung der Vielzahl von Registern gegenphasig ist; und

ein Mittel zum Entzerren der in der zweiten Vielzahl von Registern gespeicherten Signalabtastwerte zur Erzeugung eines zweiten entzerrten Ausgangssymbols.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die Symbolrate ein ganzzahliges Vielfaches der zweiten Taktgeschwindigkeit ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die erste Taktgeschwindigkeit mit der Symbolrate übereinstimmt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die erste Taktgeschwindigkeit größer als die Symbolrate ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer adaptiv ist.

7. Verfahren zur Verarbeitung von Signalabtastwerten, die aus einem Kanal empfangen werden, mit dem Schritt des Empfangens einer Vielzahl von Signalabtastwerten mit einer ersten Taktgeschwindigkeit in einem Schieberegister (700) mit einer Vielzahl von Speicherelementen, das ausgewählte der Vielzahl von Signalabtastwerten mit einer zweiten Taktgeschwindigkeit in einer Vielzahl von Registern (702) speichert, wobei jedes der Vielzahl von Registern an jeweils eines der Speicherelemente angekoppelt ist, und des Kombinierens der Signalabtastwerte in der Vielzahl von Registern zur Erzeugung eines Ausgangssymbols, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Taktgeschwindigkeit kleiner als die Symbolrate ist, mit der Symbole auf dem Kanal (12) übertragen werden, und daß der Kombinierschritt ein Entzerrungsschritt ist, bei dem ein entzerrtes Ausgangssymbol erzeugt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die Symbolrate ein ganzzahliges Vielfaches der zweiten Taktgeschwindigkeit ist.

9. Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die erste Taktgeschwindigkeit mit der Symbolrate übereinstimmt.

10. Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die erste Taktgeschwindigkeit größer als die Symbolrate ist.

11. Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrungsschritt adaptiv ist.

12. Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

Speichern ausgewählter der Vielzahl von Signalabtastwerten in einer zweiten Vielzahl von Registern mit der zweiten Taktgeschwindigkeit, wobei jedes der zweiten Vielzahl von Registern an jeweils eines der Speicherelemente angekoppelt ist; und

Entzerren der in der zweiten Vielzahl von Registern gespeicherten Signalabtastwerte zur Erzeugung eines zweiten entzerrten Ausgangssymbols.