DE69110716T2

DE69110716T2 - Einrichtung zur Übertragung digitaler Daten mit mindestens zwei Schutzstufen und entsprechender Empfänger.

Info

Publication number: DE69110716T2
Application number: DE69110716T
Authority: DE
Inventors: Roselyne Halbert-Lassalle; Jean-Francois Helard; Floch Bernard Le
Original assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; France Telecom SA
Current assignee: Telediffusion de France ets Public de Diffusion; Orange SA
Priority date: 1990-03-23
Filing date: 1991-03-19
Publication date: 1996-02-01
Anticipated expiration: 2011-03-20
Also published as: USRE36430E; FR2660131B1; EP0448492A1; EP0448492B1; DE69110716D1; US5197061A; FR2660131A1

Description

Die Erfindung betrifft das Senden digitaler Daten, insbesondere über gestörte Kanäle. Genauer betrifft die Erfindung das Senden von Daten, die verschiedene Schutzebenen gegenüber Sendefehlern erfordern, über den selben Kanal.
Die gesendeten Daten können beispielsweise Klangdaten oder audiovisuelle Daten sein (insbesondere Fernsehen, Sichttelefon usw.) und ganz allgemein jede Art von digitalen Daten, für die es interessant, nützlich oder jedenfalls nicht nachteilig sein kann, eine Diskriminierung zwischen den digitalen Elementen über ein Kriterium bezüglich des geringsten gewünschten Schutzniveaus durchzuführen.
Technologischer Hintergrund der Erfindung ist das digitale Funksendesystem, das in den Patentanträgen FR-A-2601210 vom 2. Juli 1986 und FR-A-2604316 vom 23. September 1 986 vom selben Antragsteller beschrieben wurde. Das in diesen früheren Patentanträgen dargestellte digitale Sendesystem basiert auf der gemeinsamen Nutzung eines örtlichen Kodiersystems und eines Modulationsverfahrens durch Multiplexieren von Orthogonalfrequenzen (COFDM-System: Coding Orthogonal Frequency Division Multiplex).
Das eigentliche Modulationsverfahren dieses bekannten Systems besteht in der Verteilung digitaler Elemente des Datensignals im Frequenz-Zeit-Raum f-t und im gleichzeitigen Senden von Sätzen digitaler Elemente über N parallele Sendekanäle, mittels eines Multiplexes orthogonaler Trägerfrequenzen. Diese Art der Modulation verhindert das Senden zweier aufeinanderfolgender Elemente der Datenfolge mit der selben Frequenz. Dies ermöglicht die Absorption der schwankenden Frequenzselektivität des Kanals durch Frequenzstreuung der ursprünglich zusammenliegenden digitalen Elemente während der Übertragung.
Ziel des bekannten Kodierverfahrens ist seinerseits, die Bearbeitung der Abtastproben, die aus dem Demodulator kommen, derart zu ermöglichen, daß der Effekt der vom Rayleigh-Prozeß herrührenden Amplitudenvariationen des empfangenen Signals absorbiert wird. Die Kodierung ist vorteilhafterweise von der faltenden Art, eventuell mit einer Kodierung des Reed-Solomon-Typs verkettet.
Bekannterweise sind die kodierten Digitalelemente außerdem sowohl in der Zeit als auch nach Frequenzen verschachtelt, um die statistische Unabhängigkeit der Abtastproben gegenüber dem Rayleigh-Prozeß und der selektiven Kanaleigenschaft zu maximieren.
Dieses Verfahren eignet sich gut für das Senden digitaler Signale mit hohem Durchsatz (mehrere Megabits/s) über Kanäle, die besonders ungünstig sind, wie die erste Ausführung im Rahmen des digitalen Rundfunks gezeigt hat. Es ermöglicht insbesondere den Empfang digitaler Daten durch mobile Stationen, die sich im städtischen Bereich bewegen, d. h. in Gegenwart von Rausch- und Störsignalen sowie unter Bedingungen der Mehrfachfortpflanzung (Rayleigh-Prozeß), welche Fading-Erscheinungen verursachen.
In seiner jetzigen Form wird das Verfahren jedoch nicht optimal genutzt: dieselbe Kanalkodierung wird für die Gesamtheit der zu sendenden Daten genutzt, mit demselben Schutz gegen Sendefehler, unabhängig von der Wichtigkeit der Datenelemente.
Es kommt oft vor, daß digitale Daten, die über einen Kanal gesendet werden sollen, von verschiedener Wichtigkeit sind. So weiß man, zum Beispiel, daß man im Falle von Klangsignalen etwa 1 % Fehlerrate für die weniger wichtigen Bits (LSBs) dulden kann, und daß die bedeutendsten Bits (MSBS) oft Fehlerraten von weniger als 10&supmin;&sup6; erfordern. Bei Bildsignalen haben ebenfalls alle gesendeten Koeffizienten nicht dieselbe Wichtigkeit, insbesondere vom psychovisuellen Standpunkt.
Es ist ersichtlich, daß die Fehlerrate insbesondere mit der angewandten Kodierung zusammenhängt, wenn andererseits alle anderen Empfangsbedingungen gleich sind, insbesondere mit den Verfahren zur Fehlerkorrektur und mit den eingeführten Redundanzen. Es erscheint somit, daß die Kodierungseffizienz, ausgedrückt als Durchsatz, mit der angewandten Kodierung zusammenhängt. Anders gesagt, je zuverlässiger die Kodierung, desto zuverlässiger der Durchsatz.
Vom Standpunkt der Kodierung des alleinigen Kanals ist somit deutlich, daß ein Kanalkodierungssystem, welches den Datenfluß gleichmäßig schützt und sich auf die Empfindlichkeit gegenüber den Sendefehlern der Bits mit der größten Bedeutung stützt, hinsichtlich der spektralen Effizienz (Anzahl der Bits/s/Hz) unter-optimiert ist.
Daraus ergibt sich eine Kodierung guter Qualität für die Gesamtheit der Bits und somit eine Überkodierung der unwichtigen Bits, die einen Verlust an Sendedurchsatz verursacht.
Es sind bereits Verfahren bekannt, welche die Kanalkodierung den Erfordernissen der Quellenkodierung anpassen. Es wurde insbesondere der Vorschlag gemacht, ausgeblendete faltende Codes variabler Effizienz (RCPC) zu benutzen, die beim Empfang mit einem einzigen rauscharmen Viterbi Decoder assoziiert sind. Dieses Verfahren, das von R.V. Cox, N. Seshadri und C.-E. W. Sundberg in "Combined subband source coding and convolutional channel coding" (Kombinierte Quellkodierung durch Bänder und faltende Kanalkodierung), ITG-Tagung: Digitale Sprachverarbeitung, 26, 28-10-1988, Bad Nauheim, beschrieben wurde, verwirklicht das periodische Eliminieren oder Ausblenden gewisser Bits aus dem Quellcode, wenn die maximal zulässige Fehlerrate dies zuläßt. Diese Art der Kodierung bleibt jedoch mit einer besonderen Art der Modulation verbunden, wodurch die erreichbare Spektraleffizienz begrenzt bleibt. So ist es, im Falle einer RCPC-Kodierung, die mit der 4-PSK-Modulation angewandt wird, nur möglich, höchstens eine Spektraleffizienz zu erreichen, die streng kleiner als 2 ist. Es scheint andererseits nicht möglich zu sein, diese Technologie unter guten Bedingungen mit Modulationen von mehr als vier Phasenzuständen anzuwenden.
Zweck der Erfindung ist es, diesen Nachteilen entgegenzuwirken.
Genauer hat die Erfindung zum Ziel die Bereitstellung eines digitalen Sendeverfahrens von Typ COFDM, das die Sendeeffizienz optimiert.
Ein weiterer Zweck der Erfindung besteht in der Bereitstellung eines solchen Verfahrens, das die Anwendung des Sendekanals durch das Zuordnen differenzierter Sendetechniken an Datenteilen derselben digitalen Datenfolge, als Funktion verschiedener gesuchter Schutzstufen gegenüber Sendefehlern, optimiert wird.
Ein weiterer Zweck der Erfindung ist die Bereitstellung eines Verfahrens, das die Flexibilität und die Unabhängigkeit zwischen den Trägerfrequenzen des COFDM- Verfahrens nutzt.
Diese Ziele sowie andere, die im Nachhinein erscheinen werden, erreicht man mit einer Einrichtung zur Übertragung digitaler Daten mit mindestens zwei Schutzstufen, von der Art, welche die Verteilung der zu übertragenden Daten in Form digitaler Elemente im Zeit-Frequenz-Raum sowie die Übertragung von Symbolen gewährleistet, die jeweils aus einem durch einen Satz der digitalen Elemente modulierten Multiplex von N orthogonalen Trägerfrequenzen bestehen und gleichzeitig gesendet werden,
die über Kanalkodierungsmittel verfügt, die mindestens zwei Modulationsarten und/oder mindestens zwei Kodiereffizienzen umfassen.
So ist es möglich, jedem Typ zu sendender Daten eine geeignete Modulation und/oder eine geeignete Kodiereffizienz zuzuordnen, als Funktion der geforderten Schutzstufen gegen Fehler.
Vorteilhafterweise ist das Multiplex von N Trägerfrequenzen in mindestens zwei Trägerfrequenzsätze unterteilt, wobei jedem der Sätze eine verschiedenartige Modulation und/oder eine Kodierung mit verschiedener Kodiereffizienz zugeordnet ist.
In diesem Falle sind die Trägerfrequenzsätze bevorzugterweise längs der Frequenzachse überlappend versetzt, damit jeder dieser Trägerfrequenzsätze von der mit der gesamten Bandbreite zusammenhängenden Frequenzunabhängigkeit begünstigt wird. Es ist in der Tat von Vorteil, die Trägerfrequenzen über die größtmögliche Bandbreite zu verteilen, um eine maximale Widerstandsfähigkeit gegenüber selektiver Frequenzstörungen (insbesondere Fading) sicherzustellen.
Bei einer anderen Ausführungsart verfügt die Einrichtung der Erfindung, für wenigstens eine der Trägerfrequenzen, über Mittel zur Auswahl zwischen mindestens zwei Modulationsarten und/oder zwischen mindestens zwei Kodiereffizienzen als Funktion der Übertragungsrate und der Kanalstörungen.
Dadurch kann die Übertragungsrate optimal an die zu sendenden Daten angepaßt werden.
Vorteilhafterweise verfügt, bei dieser zweiten Ausführungsvariante, die Sendeeinrichtung über Mittel zur Erzeugung von Hilfsdaten, die es im Empfänger ermöglichen, für jede Folge empfangener digitaler Daten, die entsprechend ausgewählten Modulationsarten und/oder Kodiereffizienzen zu erkennen.
Diese zwei Ausführungsarten können ebenfalls gleichzeitig angewandt werden, wobei jeder Satz von Trägerfrequenzen mindestens zwei Arten von Modulation und/oder zwei Kodiereffizienzen als Funktion der zu sendenden Daten anwenden kann.
Bevorzugterweise handelt es sich bei den Modulationsarten um Phasen- und/oder Amplitudenmodulationen.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausführung verfügt die Einrichtung der Erfindung für mindestens eine der Trägerfrequenzen über Mittel für die optimale Zuordnung der kodierten Digitalelemente zu den Zuständen der Modulationskonstellation, gemäß der sogenannten gitterkodierten Modulationstechnik.
Um eine kohärente Demodulation zu ermöglichen, verfügt die Einrichtung vorteilhafterweise über Mittel zum Einfügen eines sich zeitlich wiederholenden Synchronisationssignals im Frequenzbereich.
Bevorzugterweise umfaßt die Sendevorrichtung der Erfindung mindestens zwei Kanalcoder, die identische Erzeugungspolynome anwenden, um in den Empfängern die Anwendung desselben Decoders für mehrere Datenfolgen zu ermöglichen, welche von verschiedenen Codern kodiert wurden.
Weitere Eigenschaften und Vorzüge der Erfindung werden beim Lesen der nachfolgend dargerstellten Ausführung deutlich, die als Veranschaulichungsbeispiel und ohne einschränkenden Charakter angegeben, vorgestellt wird sowie beim Untersuchen der beigefügten Abbildungen bei denen:
- Fig. 1 Verhältniskurven zwischen der Energie je nützlichem Bit und der spektralen Rauschdichte als Funktion der Spektraleffizienz für verschiedene Arten der Kanalkodierung, für die Fälle von Gauß- und von Rayleighkanälen, darstellt;
- Fig. 2 eine Prinzipskizze der Sendeeinrichtung der Erfindung darstellt;
- Fig. 3 eine Zusammenfassung einer Gesamtsende- und Empfangskette gemäß der Erfindung darstellt, welche die Kodier- und Dekodierteile vorstellt;
- Fig. 4 ein Beispiel für die überlappende Versetzung der Trägerfrequenzsätze für den Fall dreier verschiedener Quellen darstellt, vom Standpunkt der Schutzstufe gegen Sendefehler;
- Fig. 5 eine detaillierte Zusammenfassung einer Sendeeinrichtung gemäß Fig. 2 darstellt, für den Fall einer Anwendung mit zwei Schutzstufen;
- Fig. 6 eine detaillierte Zusammenfassung einer Empfangseinrichtung entsprechend der in Fig. 5 dargestellten Sendevorrichtung wiedergibt.
Die Einrichtung der Erfindung erlaubt die optimale Lösung des Problems der Übertragung verschiedener Datenquellen, die verschiedene Schutzmaßnahmen erfordern. Sie basiert auf dem COFDM-Verfahren. In der Tat wird jede der Trägerfrequenzen des OFDM-Multiplex unabhängig moduliert, wodurch es möglich ist, sie jeweils verschiedenen Modulationen zu unterwerfen.
So kann man beispielsweise, für das Senden von Daten grundlegender Wichtigkeit, die Anwendung einer Phasenmodulation mit vier Phasenzuständen (4-PSK) und für weniger wichtige Daten eine Phasenmodulation mit 8 oder 16 Phasenzuständen (8- PSK oder 16-PSK) in Betracht ziehen. Letztere Modulation ist weniger widerstandsfähig als die erste, aber jede Trägerfrequenz trägt 1,5 (8-PSK) oder 2 (16-PSK) mal mehr Information, bei gleicher Kodiertechnik, wodurch eine Erhöhung des Enddurchsatzes erreicht wird, ohne das die Fehlerrate bei den Daten, die von grundlegender Wichtigkeit sind, verändert wird.
Der Gesamtdurchsatz D von Binärinformationen, die aus einem Quellkodierer kommen und über ein Multiplex von N Trägerfrequenzen über einen Kanal mit gegebenen Frequenz band B gesendet werden sollen, wobei B = N/ts und ts die Dauer eines Elementarsymbols ist, läßt sich folgendermaßen darstellen:
wobei n die Zahl der Quellen ist.
Wenn die verschiedenen Quellen verschiedene Schutzmaßnahmen gegenüber Sendefehlern erfordern, können die Durchsatzwerte Di jeder Quelle angepaßt werden.
Es ist insbesondere mit dem COFDM-Verfahren möglich, sich diesem Typ differenzierter Quellen dadurch anzupassen, daß man auf die Effizienz Ri des mit der Quelle mit dem Durchsatz Di assoziierten Code einwirkt, beispielsweise durch Anwendung von Ausblendungstechniken.
Die zwei Kurven aus Fig. 1 stellen das Verhältnis der Energie je Nutzbit zur Rauschspektraldichte (Eb/N&sub0;) dar, für eine binäre Fehlerrate von 10&supmin;&sup4;, als Funktion der Spektraleffizienz (in Bits/s/Hz) der Modulation für mehrere Modulationstypen (4- PSK, 8-PSK, 16-PSK) über Gauß- und Rayleighkanäle. Für eine Kodierung mit 4 Phasenzuständen (4-PSK) kann man die Effizienz von 1/4 bis 8/9 variieren, wobei die Spektraleffizienz von 0,5 Bit/s/Hz bis nahezu 2 Bits/s/Hz variiert. Gleichzeitig steigt die Fehlerrate bedeutend an, insbesondere im Falle von gestörten Kanälen vom Typ der selektiven Rayleighkanälen. Andererseits bleibt die Spektraleffizienz kleiner als 2 Bits/s/Hz.
Vom Standpunkt der Leistungseffizienz ist es somit interessanter auf Modulationskonstellationen überzugehen, die eine größere Anzahl von Zuständen aufweisen, welche mit geeigneten Kodierungsverfahren assoziiert sind, gemäß dem sogenannten gitterkodierten Modulationsprinzip von Ungerboeck (MCT). Man bemerkt beispielsweise, daß es besser ist, eine 8-PSK-Modulation mit einer Effizienz R = 2/3 (mit MCT-Kodierung) anzuwenden, als eine 4-PSK-Modulation mit einer Effizienz R = 8/) (MCT-Kodierung).
Das Erfindungssystem erlaubt es auch, auf den Modulationstyp einer jeden Trägerfrequenz einzuwirken. Diese wird durch die Zahl der nbi-Bits, die je Modulationszustand getragen werden, charakterisiert. Eine Trägerfrequenz i umfaßt demnach 2nbi-Zustände.
Dem Durchsatz Di entspricht somit am Koderausgang ein Durchsatz Di/Ri, der über N Trägerfrequenzen zu verteilen ist, die mit 2nbi-Zuständen moduliert sind, wobei die folgenden Beziehungen gelten:
Um optimale Bedingungen zu erzielen, wird man bestrebt sein, Di und ts derart anzupassen, daß Ni eine ganze Zahl ist.
Wendet man das von C. Ungerboeck in "Channel coding with multilevel phase signal" (Kanalkodierung für Signale mit mehreren Phasenniveaus), IEEE Transactions, Information theory, vol. I.T.28, Januar 1982, beschriebene gitterkodierte Modulationsprinzip an, d. h., die optimale Assoziierung kodierter Wörter mit ni + 1 Bits, die aus dem Coder mit der Effizienz Ri = ni/(ni + 1) mit den Zuständen der Modulationskonstellation mit 2ni + 1 Zuständen, um den Abstand zwischen Signalen zu maximieren, so erhält man ebenfalls die folgende Beziehung:
nbi = ni + 1
oder auch: Ri nbi = ni
Die optimale Assoziierung zwischen kodierten Wörtern und Modulationszuständen durch die Gitterkodierung ermöglicht, bei gleicher Spektraleffizienz, einen wichtigen Kodiergewinn im Vergleich zu einem Modulationssystem mit einer 2n-Zuständekon stellation ohne Kodierung.
Figur 2 ist die schematische Prinzipdarstellung einer Sendeeinrichtung mit n Datenquellen S1 bis Sn gemäß der Erfindung, mit n Modulationstypen und somit n verschiedenen Kodiereffizienzen Ri.
Nach dem Kodiervorgang 20i (wobei i von 1 bis n variiert) für jede Datenreihe mit Durchsatz Di und Effizienz Ri sowie der optimierten Zuordnung 21i eines Modulationszustandes gemäß der Ungerboeck-Methode erhält man somit komplexe Symbole c(i)j,k, die einem Alphabet mit 2ni + 1 Zuständen angehören. Die Symbole c(i)j,k werden dann nach Zeit und Frequenz überlappend versetzt (22i) und erfahren eine umgekehrte Fourier-Transformation 23 nach dem bekannten COFDM- Verfahren, um das zu sendende Signal zu liefern:
wobei: card (Ii) = Ni
φj,k(t) = gk(t - jts) für 0 ≤ t ≤ ts
gk(t) _ 2iπfkt für 0 ≤ t ≤ ts
0 an allen anderen Stellen
i: Index des Modulationsalphabets
j: Zeitindex der Symbole
k: Index der Trägerfrequenzen.
Nach Empfang haben die empfangenen Komplexen abgetasteten Elemente, nach Demodulation und Fourier-Transformation, die folgende Gestalt:
wobei Nj,k ein komplexes gaussches Rauschen und Hj,k die Kanalantwort darstellen.
Jeder mit dem Index i assoziierte Dekodierungsprozeß minimiert somit, nach dem Kriterium der höchsten Wahrscheinlichkeit, den Ausdruck:
Yj,k(i) = Hj,k Cj,k(i) + 1/2 Nj,k
wobei Nj,k die Varianz einer jeden Komponente des komplexen gausschen Rauschens Nj,k ist.
Die Erfindung beschränkt sich nicht nur auf die Anwendung mehrerer Modulationsarten. Insbesondere ist es ebenfalls möglich, die Ausblendetechnik anzuwenden sowie jede andere Technik, die eine Anpassung der Kodiereffizienz mit einem oder mehreren Modulationsarten ermöglicht.
Fig. 3 gibt eine Darstellung der allgemeinen Zusammenfassung einer Sende- und Empfangskette gemäß der Erfindung, die mehrere Modulationen sowie die RCPR- Ausblendetechnik anwendet.
Dieses System verwirklicht die differenzierte Kodierung von fünf Datenquellen S1 bis S5, welche Schutzstufen gegen verschiedene und abnehmende Sendefehler erfordern.
Die drei ersten Datenquellen S1, S2 und S3 sind nach einer 4-PSK 31&sub1;, 31&sub2; und 31&sub3; Modulation kodiert, mit ausgeblendeten Codes, deren Effizienzen jeweils R1 = 1/4, R2 = 1/2 und R3 = 3/4 in den Codern 30&sub1;, 30&sub2; und 30&sub3; sind.
Die Datenquelle S4 wird durch einen Gittercoder 30&sub4; mit der Effizienz R4 = 3/4 und einer Modulation 8-PSK 31&sub4; bearbeitet, die Datenquelle S5 durch einen Gittercoder 30&sub5; mit der Effizienz R5 = 5/6 und einer Modulation 64-AM 31&sub5; (90º phasenverschobene-Amplitudenmodulation mit 64 Zustände), wobei beide nach einer Gittermodulationstechnik bearbeitet werden.
Vorteilhafterweise sind die Erzeugerpolynome der Coder 30&sub4; und 30&sub5; identisch, um das Dekodieren der kodierten Daten beim Empfang durch einen einzigen Decoder 37 zu ermöglichen, wenn dieser so gestaltet ist, daß er ausreichend parametrisiert werden kann.
Nach der bekannten COFDM-Technik, werden die kodierten Daten einer schnellen umgekehrten Fourier-Transformation (FFT&supmin;¹) 32 und dann über den Sendekanal 33 gesendet.
Beim Empfang kann die Demodulation 34 entweder differentiell sein (für PSK- Modulationen), wie im Rundfunksystem verwirklicht, das in den bereits erwähnten Patentanträgen FR-A-2601210 und FR-A-2804316 beschrieben ist, oder kohärent, wie im nicht veröffentlichten französischen Patentantrag FR-A-2658017 vom 06.02.1990, im Namen derselben Antragsteller, dargestellt. Es ist deutlich, daß eine QAM-Modulation dagegen nur kohärent demoduliert werden kann.
Im letzten Fall besteht eine Methode darin, in den gesendeten Multiplex ein sich zeitlich wiederholendes Synchronisationssignal im Frequenzbereich einzufügen, das es den Decodern ermöglicht, eine Phasenreferenz und oder eine Amplitudenreferenz wiederzugewinnen.
Der Empfangsteil umfaßt danach eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) 35, welche den umgekehrten Vorgang als die FFT&supmin;¹ 32 und dann das tatsächliche Dekodieren ausführt.
Die Auswahl identischer Erzeugerpolynome für die Kodierung ermöglicht es, die Zahl der Decoder im Empfänger zu begrenzen.
So können im angegebenen Beispiel die drei Quellen S1, S2 und S3 durch den Viterbi-Decoder 36 dekodiert werden. Die zwei Quellen S4 und S5, die von den zwei Gitterdecodern 30&sub4; und 30&sub5; mit denselben Polynomen dekodiert werden, können ebenfalls durch denselben Ungerboeck-Decoder 37 dekodiert werden.
Dank seines Breitbandcharakters nutzt das COFDM-System die Zeit- und die Frequenzdimension vollständig aus und dank der Zeit-Frequenz überlappenden Verschiebung, kombiniert mit dem Verfahren der Aufhebung dieser überlappenden Verschiebung beim Empfang, ermöglicht es das Erreichen maximaler statistischer Unabhängigkeit der aufeinanderfolgenden Abtastproben gegenüber Sendestörungen am Decodereingang.
Das Verfahren der Erfindung ermöglicht es, nichts von der Frequenzunabhängigkeit zu verlieren, wenn man ein optimales Frequenzmultiplexieren der mit den verschiedenen Quellen Di assoziierten verschiedenen Trägerfrequenzraster anwendet.
Dazu werden die verschiedenen Trägerfrequenzsätze längs der Frequenzachse überlappend versetzt. Beispielsweise kann im Falle dreier verschiedener Quellen das Multiplexieren so sein, wie in Fig. 4 für die 3 Trägerfrequenzsätze J1, J2, J3 dargestellt. In diesem Falle genießt jeder der drei Trägerfrequenzsätze die mit der gesamten Bandbreite zusammenhängenden Frequenzunabhängigkeit.
So bleibt das Verfahren der Erfindung optimal für jede Quelle Di bezüglich der Leistung und der Spektraleffizienz.
Der von Ungerboeck beschriebene Ansatz, der die guten Codes definiert und auf der optimalen Assoziierung der kodierten Wörter mit den Konstellationszuständen gemäß des Kriteriums der Abstandsmaximierung zwischen den Signalen beruht, ermöglicht das Organisieren unabhängiger Leistungen für jede Quelle Di.
Es wird nun ein Zahlenbeispiel für eine Anwendung vorgestellt, die insbesondere auf das Senden von Bildfolgen anwendbar ist, die über zwei sich ergänzende Züge von Datenelementen b1 und b2 verteilt sind, wie im beiliegenden Patentantrag beschrieben, der mit demselben Datum und im Namen derselben Antragssteller eingereicht wurde.
In diesem Falle sind die Modulations- und Kodierparameter festgelegt. Die beschriebenen Einrichtungen können dennoch einer anderen Auswahl dieser Parameter angepaßt werden.
Man verwendet einen Sendekanal, der identisch mit demjenigen ist, der im bereits verwirklichten Rundfunksystem angewandt wird. Die verfügbare Breite des Sendekanals beträgt b = N/ts = 7 Mhz. Die Länge der Symbole beträgt Ts = 80 us (welche die Länge des Nutzsignals ts = 64 us sowie ein Schutzintervall Δ = 16 us umfaßt).Die Zahl der Trägerfrequenzen des Multiplex N beträgt demnach 448.
Man strebt somit die Anwendung zweier verschiedener Schutzebenen gegenüber von Sendefehlern an:
- die erste Ebene, die mit dem ersten Datenzug b1 assoziiert ist, entspricht dem Verfahren, das bei der ersten Anwendung der COFDM-Kodierung beim bekannten Rundfunksystem angewandt wurde. Seine Parameter sind:
. Phasenmodulierung mit vier Zuständen, kohärent demoduliert, d. h., eine Spektraleffizienz nb1 = 2 Binärelemente je Hertz (eb/Hz),
. Codeeffizienz R1 = 112,
. Zahl der Trägerfrequenzen des assoziierten OFDM Multiplex gleich N1.
Der gesendete Nutzdurchsatz D1 gleicht demnach:
D1 = nb&sub1; x R&sub1; x (N1/ts) x (ts/Ts) = 2 x (1/2) x (N1/ts) x (4/5).
Legt man N1 = 224 fest, d. h., die Hälfte der verfügbaren Trägerfrequenzen, erhält man einen nützlichen Durchsatz D1 = 2,8 Mbit/s.
- Die zweite Schutzebene, die mit dem zweiten Datenzug b2 assoziiert ist, bedarf der gitterkodierten Modulationstechniken (Ungerboeck) durch engere Assoziierung eines Gittercodes mit einer Modulation mit einer großen Anzahl von Zuständen. Ihre Parameter sind:
. Phasenmodulation mit acht Zuständen, die kohärent demoduliert werden, d. h., eine Spektraleffizienz nb&sub2; = 3 eb/Hz
. Code-Effizienz R2 = 2/3
. die Zahl der Trägerfrequenzen ist gleich N2.
Der gesendete Nutzdurchsatz D2, der diese zweite Schutzebene genießt, ist:
D2 = nb&sub2; x R2 x (N2/ts) x (ts/Ts) = 3 x (1/2) x (N2/ts) x (4/5).
Legt man N2 = 224 fest, erhält man:
D2 = 5,6 Mbit/s.
Bevorzugterweise erfassen die zwei Datenzüge b1 und b2 Daten verschiedener Wichtigkeit, insbesondere gemäß eines psychovisuellen Kriteriums. Das Verfahren der Erfindung ermöglicht das Senden der relevantesten Daten, die dem Zug b1 entsprechen, mit Hilfe einer ausreichend widerstandsfähigen Kodierung. Die weniger wichtigen Daten des Zuges b2 werden mit einer weniger guten Schutzebene gegen Sendefehler gesendet, was nicht sehr störend ist, und mit dem doppelten Nutzdurchsatz D2.
Fig. 5 stellt das Prinzip einer Sendeausrüstung gemäß des oben dargestellten Beispiels dar.
Die aus der Quelle kommenden Daten 50 werden in zwei binäre Züge b1 und b2 mit den Durchsätzen D1 bzw. D2, durch ein Verteilungsmodul 51 geteilt.
Der erste Binärzug b1 wird in ähnlicher Weise behandelt, wie bei der ersten Verwirklichung des COFDM-Systems. Es wird demnach eine faltende Kodierung 52 mit der Effizienz R1 = 1/2 ausgeführt, dann erfolgt eine zeitlich-räumliche überlappende Verschiebung 53, gefolgt von der Binärkodierung mit Signal 54. Daraus erhält man komplexe Daten Cj,k die für das Senden im Modulationsmodul COFDM 56 verarbeitet werden.
Der zweite Binärzug B2 wird einer faltenden Kodierung 57 von der Ungerboeck Art, oder Gitterkodierung mit 2k-1-Zuständen (wobei k die Zwangslänge ist) und mit der Effizienz 213 unterzogen, und nachfolgend einem Prozeß 58, der jedem Bit-Tripel, das aus dem Gittercoder 57 kommt, ein Signal an der Phasenmodulationskonstellation mit Phasenzuständen assoziiert, gemäß der von Ungerboeck unter dem Namen "Set partitioning" im bereits erwähnten Dokument beschriebenen Methode.
Das Signal an wird demnach wie folgt ausgedrückt: an = ejkx/8 + π/16, k &epsi; (0,...,7}.
Dieses Signal an wird dann nach Zeit und Frequenz überlappend versetzt (59) und zum COFDM Modulationsmodul 56 geführt.
Bekannterweise führt dieses Modul 56 insbesondere eine schnelle umgekehrte Fourier-Transformation über Blöcke 512 komplexer Wörter sowie eine Digital- Analogwandlung durch.
Die sich daraus ergebenden komplexen Abtastproben modulieren dann eine Trägerfrequenz in Phase und um 90º phasenverschoben, um das zu sendende Signal 60 herzustellen.
Figur 6 stellt eine schematische Prinzipskizze der vollständigen Empfangsausrüstung, entsprechend dem oben beschriebenen Sender, dar. Das empfangene Signal 60 wird durch das COFDM Demodulationsmodul 61 bearbeitet, das insbesondere eine Kanalfilterung, eine um 90º phasenverschobene Demodulation über zwei Wege gegenüber der mittleren Frequenz, eine Digitalisierung und eine Bearbeitung durch einen Signalprozessor, der eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) bewirkt, durchführt.
Eine Funktion 62 für das Abschätzen der Trägerfrequenzen des OFDM-Multiplex ermöglicht die Ausführung der Projektion 63 auf beide Achsen der komplexen Ebene, mit Hilfe der Frequenzsynchronisationswörter, um eine kohärente Demodulation durchzuführen.
Die zwei Informationszüge b1 und b2 werden dann getrennt dekodiert. Für Zug b1 wird die überlappende Verschiebung nach Zeit und Frequenz aufgehoben (64), dann wird er durch einen Viterbi-Decoder 65 dekodiert. Für den zweiten Zug erfolgt ebenfalls die Aufhebung der überlappenden Verschiebung nach Zeit und Frequenz (66), danach wird er durch einen Ungerboeck-Decoder 67 dekodiert. Die aus den zwei Decodern 65 und 67 kommenden Daten werden danach durch einen Multiplexer 68 umgruppiert, um ein vollständiges Datensignal 69 zu ergeben.
Im beschriebenen Beispiel, der das Senden digitaler Bilder betrifft, kann man eine zweite, einfachere Art von Empfänger verwirklichen, der nur die mit dem Informationszug b1 zusammenhängende Bearbeitung umfaßt. Erfolgt die Verteilung zwischen den Zügen b1 und b2 in vernünftiger Weise, so ist es in der Tat möglich, Bilder nur mit Hilfe des Zuges b1 wiederherzustellen. Diese Bilder werden selbstverständlich von minderer Qualität sein, aber insbesondere für kleine Bildschirme werden sie annehmbar sein.
Diese Empfänger, die nur den Zug b1 anwenden, welcher einer widerstandsfähigeren Kodierung unterworfen ist, können insbesondere unter schwierigen Empfangsbedingungen angewandt werden, wie beispielsweise im Falle mobiler Stationen im Stadtgebiet.
Es ist deutlich, daß das oben beschriebene Beispiel die Erfindung keineswegs einschränkt. Man kann eine beliebige Anzahl von Informationsquellen oder von Datenzügen mit verschiedenen Schutzebenen bearbeiten. Die Schutzebene wird entweder durch Einfluß auf die Effizienz des angewandten Codes oder auf die Modulationsart angepaßt. Andererseits betrifft die Erfindung nicht nur das Senden digitaler Bilder, sondern auch den Hörfunk und ganz allgemein, das Senden jeglicher Art von digitaler Information. Sie ermöglicht das differenzierte Behandeln sowohl von Untermengen desselben Programms als auch vollkommen verschiedener Programme.
Bei einer anderen Ausführung kann die Modulation und/oder die Effizienz der jeder Trägerfrequenz oder jedem Satz von Trägerfrequenzen zugeordnete Kodierung variabel sein, beispielsweise als Funktion der Wichtigkeit der in jedem Augenblick zu übertragenden Information. Es werden beim Senden Hilfsdaten erzeugt, damit der Empfänger die gewählte Modulation und/oder Effizienz erkennen kann. Diese Hilfsdaten müssen dem Empfänger das Funktionieren sofort beim Einschalten ermöglichen, insbesondere im Falle des Empfangs von Schallsignalen oder von audiovisuellen Signalen. Dies kann zum Beispiel dadurch bewirkt werden, daß gewisse Trägerfrequenzen dem Senden der Hilfsdaten zugeordnet werden.

Claims

1. Einrichtung zur Übertragung digitaler Daten mit mindestens zwei Schutzstufen, von der Art, welche die Verteilung der zu übertragenden Daten in Form digitaler Elemente im Zeit-Frequenz-Raum, sowie die Übertragung von Symbolen gewährleistet, die jeweils aus einem durch einen Satz der digitalen Elemente modulierten Multiplex von N orthogonalen Trägerfrequenzen bestehen und gleichzeitig gesendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß sie über Kanalkodierungsmittel verfügt, die mindestens zwei Modulationsarten (20i, 21i; 31i) und/oder mindestens zwei Kodiereffizienzen (30i) umfassen.

2. Einrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Multiplex von N Trägerfrequenzen in mindestens zwei Trägerfrequenzsätze (J1, J2, J3) unterteilt ist, wobei jedem der Sätze eine verschiedenartige Modulation (20i, 21i; 31i) und/oder eine Kodierung (30i) mit verschiedener Kodiereffizienz zugeordnet ist.

3. Einrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerfrequenzsätze (J1, J2, J3) längs der Frequenzachse überlappend versetzt sind.

4. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie für wenigstens eine der Trägerfrequenzen über Mittel zur Auswahl zwischen mindestens zwei Modulationsarten (20i, 21i; 31i) und/oder zwischen mindestens zwei Kodiereffizienzen (30i) als Funktion der Übertragungsrate und der Kanalstörungen verfügt.

5. Einrichtung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie über Mittel zur Erzeugung von Hilfsdaten verfügt, die es im Empfänger ermöglichen, für jede Folge empfangener digitaler Daten, die entsprechend ausgewählten Modulationsarten und/oder Kodiereffizienzen (30i) zu erkennen.

6. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei den Modulationsarten (20i, 21i; 31i), um Phasen- und/oder Amplitudenmodulationen handelt.

7. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufe der Kodiereffizienz (30i) durch Ausblendungsmittel variabler Effizienz des Quellcodes erhalten werden.

8. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie für mindestens eine der Trägerfrequenzen über Mittel (57) für die optimale Zuordnung der kodierten Digitalelemente zu den Zuständen der Modulationskonstellation gemäß der sogenannten gitterkodierten Modulationstechnik verfügt.

9. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß sie über Mittel zum Einfügen eines sich zeitlich wiederholenden Synchronisationssignals im Frequenzbereich verfügt, welches die Ausführung einer kohärenten Demodulation (62, 63) in den Empfängern ermöglicht.

10. Einrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß sie mindestens zwei Kanalcoder (30&sub4;, 30&sub5;) umfaßt, die identische Erzeugungspolynome anwenden.

11. Einrichtung zum Empfang digitaler Daten, die gemäß der Einrichtung eines der Ansprüche 1 bis 9 gesendet werden, dadurch gekennzeichnet, daß sie ebenso viele Decoder (36, 37) umfaßt, wie die Übertragungseinrichtung Kodiereinrichtungen mit verschiedenen Erzeugungspolynomen umfaßt.