JP3139909B2 - 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 - Google Patents
階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置Info
- Publication number
- JP3139909B2 JP3139909B2 JP06043579A JP4357994A JP3139909B2 JP 3139909 B2 JP3139909 B2 JP 3139909B2 JP 06043579 A JP06043579 A JP 06043579A JP 4357994 A JP4357994 A JP 4357994A JP 3139909 B2 JP3139909 B2 JP 3139909B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- modulation
- frame
- frequency
- carrier
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/2604—Multiresolution systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタル伝送の直交周波
数多重変調方式において、階層伝送が可能な伝送方式お
よびその変復調装置に関する。
数多重変調方式において、階層伝送が可能な伝送方式お
よびその変復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】直交周波数多重伝送方式は、ＩＴＵ−Ｒ
（旧ＣＣＩＲ）で検討されているデジタル音声放送（以
下ＤＡＢ）に採用されようとしているデジタル変調技術
のひとつであり、一般にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重
変調）またはＣＯＦＤＭ（符号化ＯＦＤＭ：符号化は伝
送路符号化を意味する）と呼ばれている。この技術の詳
細はＩＴＵ−ＲＳ寄書（ＴＧ１１／３）またはテレビジ
ョン学会研究報告Vol.17,No.54,pp.7-12,BCS’93-33(Se
p.1993)などに述べられており、ここでは本発明に関連
する部分のみ以下に述べる。
（旧ＣＣＩＲ）で検討されているデジタル音声放送（以
下ＤＡＢ）に採用されようとしているデジタル変調技術
のひとつであり、一般にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重
変調）またはＣＯＦＤＭ（符号化ＯＦＤＭ：符号化は伝
送路符号化を意味する）と呼ばれている。この技術の詳
細はＩＴＵ−ＲＳ寄書（ＴＧ１１／３）またはテレビジ
ョン学会研究報告Vol.17,No.54,pp.7-12,BCS’93-33(Se
p.1993)などに述べられており、ここでは本発明に関連
する部分のみ以下に述べる。
【０００３】ＯＦＤＭの１シンボルは数１００から数１
０００のキャリアから構成されているため、時間的かつ
周波数的なインタリーブが行える。即ち、あるまとまっ
た時間的な範囲で受信が不可能になった場合でも上記イ
ンタリーブを施しておくことにより連続的なデータの欠
落とはならないため、受信側の誤り訂正で、データを回
復できる可能性が高められる。また、マルチパス等によ
る選択性フェージングで、あるまとまった周波数範囲の
キャリアが受信不可能になった場合でも上記インタリー
ブによりやはり連続的なデータの欠落とはならないた
め、受信側の誤り訂正で、データを回復できる可能性が
高められる。尚、フレームの時間的な長さは、伝送条件
に依存し、必要なインタリーブ深さが得られるように決
定される。
０００のキャリアから構成されているため、時間的かつ
周波数的なインタリーブが行える。即ち、あるまとまっ
た時間的な範囲で受信が不可能になった場合でも上記イ
ンタリーブを施しておくことにより連続的なデータの欠
落とはならないため、受信側の誤り訂正で、データを回
復できる可能性が高められる。また、マルチパス等によ
る選択性フェージングで、あるまとまった周波数範囲の
キャリアが受信不可能になった場合でも上記インタリー
ブによりやはり連続的なデータの欠落とはならないた
め、受信側の誤り訂正で、データを回復できる可能性が
高められる。尚、フレームの時間的な長さは、伝送条件
に依存し、必要なインタリーブ深さが得られるように決
定される。
【０００４】ＤＡＢ提案のＯＦＤＭ伝送方式でも、移動
体受信における劣悪な受信条件を考慮し、時間的なイン
タリーブおよび周波数的なインタリーブを行う従来例が
ある。これは数１００シンボルからなるフレームを構成
し、これの配列をある規則に従って変換することであ
る。
体受信における劣悪な受信条件を考慮し、時間的なイン
タリーブおよび周波数的なインタリーブを行う従来例が
ある。これは数１００シンボルからなるフレームを構成
し、これの配列をある規則に従って変換することであ
る。
【０００５】図１４に示されるように、時間および周波
数方向にそれぞれ３００シンボル、４４８キャリアのフ
レームを構成する。最初のシンボルは受信同期用のヌル
シンボル（全キャリアが０振幅）で、次のシンボルはマ
ルチパス除去用の等化基準シンボルである。さらに、伝
送制御用の固定データからなるシンボルが続き、この後
に情報データ（有効データのシンボル）が続く。このフ
レームに対応したＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）を
送信側で用意し、ある順序で書き込み、さらに書き込み
と違う順序で読み出すことによりインタリーブが実現さ
れる。図では複数音声チャンネルを同時に伝送する（３
３チャンネル）例なので、有効データ期間は３３等分さ
れているが、多重伝送しない場合も同様である。
数方向にそれぞれ３００シンボル、４４８キャリアのフ
レームを構成する。最初のシンボルは受信同期用のヌル
シンボル（全キャリアが０振幅）で、次のシンボルはマ
ルチパス除去用の等化基準シンボルである。さらに、伝
送制御用の固定データからなるシンボルが続き、この後
に情報データ（有効データのシンボル）が続く。このフ
レームに対応したＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）を
送信側で用意し、ある順序で書き込み、さらに書き込み
と違う順序で読み出すことによりインタリーブが実現さ
れる。図では複数音声チャンネルを同時に伝送する（３
３チャンネル）例なので、有効データ期間は３３等分さ
れているが、多重伝送しない場合も同様である。
【０００６】図１５および図１６には、この伝送方式に
対応した送信装置および受信装置のブッロク図を示す。
対応した送信装置および受信装置のブッロク図を示す。
【０００７】図１５において、入力端子１に入力された
情報データは、コンステレーション変換回路２で２ビッ
トのデータが、４位相を有するＱＰＳＫコンステレーシ
ョンに変換される。コンステレーションとは直交変調に
おける同相軸成分及び直交軸成分を複素ベクトル平面上
で表現したものであり、ＱＰＳＫの場合は、図１２に示
すように同心円上に等間隔で並ぶ４点となる。このコン
ステレーション信号が図１４に示す１フレーム分だけ集
められ、メモリからなるインタリーバ回路３に書き込ま
れる。ここで、説明を簡単にするため、ＯＦＤＭ各キャ
リアの１シンボルの信号を「各搬送波の変調シンボル」
とし、ＯＦＤＭ信号即ち全キャリアのシンボルを「ＯＦ
ＤＭ変調シンボルまたは単にシンボル」と呼ぶことにす
る。即ち、図１４の２次元配列の１要素は、各キャリア
の変調シンボルであり、各列がＯＦＤＭ変調シンボルに
相当する。インタリーバ回路３で前記同期シンボル（ヌ
ルおよび等化基準シンボル）が挿入され、かつ特定の規
則でメモリから読み出されることでインタリーブされ
る。次にインタリーバ出力は、差動符号化回路４で差動
符号化される。差動符号化は、引き続く２シンボル間の
位相差で情報を伝送する手法であり、絶対基準位相を必
要としない特長がある。ただし、ＯＦＤＭ伝送では各キ
ャリアごとにこの差動符号化を行う必要がある。即ち、
図１４の行方向に差動符号化が行われるように処理を行
う。ＤＡＢではこの差動符号化が主に提案されている。
次に差動符号化出力は、逆ＦＦＴ回路５で、変調シンボ
ルごとに周波数領域から時間領域に変換される。即ち、
図１４の各列が、ある期間の時間波形として出力され
る。尚、この出力は一般に複素信号である。マルチパス
による符号間干渉除去用のガード期間（詳細は参考文献
を参照のこと）がガード付加回路６で付加された後、こ
の時間領域での複素信号は、デジタル／アナログ変換回
路７ａおよび７ｂでアナログ波形に変換され、さらにＬ
ＰＦ８ａおよび８ｂで帯域制限された後、直交変調器で
周波数変換される。直交変調器は混合器１０、１１およ
び９０°位相器１２、さらに局部発振回路（以下局発）
１３および合成回路１４で構成される。逆ＦＦＴ回路５
の出力の複素信号をそれぞれ同相軸成分Ｉ信号、直交軸
成分Ｑ信号とし、これらを０°位相の局発出力および９
０°位相の局発出力で変調し、合成するものである。直
交変調器の出力は中間周波数帯の信号（以下ＩＦ信号）
であり、ＳＡＷフィルタなどのＢＰＦ１５で帯域制限さ
れた後、増幅器１６で増幅され、さらに混合器１７およ
び局発１８からなる回路で周波数変換され高周波信号
（以下ＲＦ信号）として出力される。
情報データは、コンステレーション変換回路２で２ビッ
トのデータが、４位相を有するＱＰＳＫコンステレーシ
ョンに変換される。コンステレーションとは直交変調に
おける同相軸成分及び直交軸成分を複素ベクトル平面上
で表現したものであり、ＱＰＳＫの場合は、図１２に示
すように同心円上に等間隔で並ぶ４点となる。このコン
ステレーション信号が図１４に示す１フレーム分だけ集
められ、メモリからなるインタリーバ回路３に書き込ま
れる。ここで、説明を簡単にするため、ＯＦＤＭ各キャ
リアの１シンボルの信号を「各搬送波の変調シンボル」
とし、ＯＦＤＭ信号即ち全キャリアのシンボルを「ＯＦ
ＤＭ変調シンボルまたは単にシンボル」と呼ぶことにす
る。即ち、図１４の２次元配列の１要素は、各キャリア
の変調シンボルであり、各列がＯＦＤＭ変調シンボルに
相当する。インタリーバ回路３で前記同期シンボル（ヌ
ルおよび等化基準シンボル）が挿入され、かつ特定の規
則でメモリから読み出されることでインタリーブされ
る。次にインタリーバ出力は、差動符号化回路４で差動
符号化される。差動符号化は、引き続く２シンボル間の
位相差で情報を伝送する手法であり、絶対基準位相を必
要としない特長がある。ただし、ＯＦＤＭ伝送では各キ
ャリアごとにこの差動符号化を行う必要がある。即ち、
図１４の行方向に差動符号化が行われるように処理を行
う。ＤＡＢではこの差動符号化が主に提案されている。
次に差動符号化出力は、逆ＦＦＴ回路５で、変調シンボ
ルごとに周波数領域から時間領域に変換される。即ち、
図１４の各列が、ある期間の時間波形として出力され
る。尚、この出力は一般に複素信号である。マルチパス
による符号間干渉除去用のガード期間（詳細は参考文献
を参照のこと）がガード付加回路６で付加された後、こ
の時間領域での複素信号は、デジタル／アナログ変換回
路７ａおよび７ｂでアナログ波形に変換され、さらにＬ
ＰＦ８ａおよび８ｂで帯域制限された後、直交変調器で
周波数変換される。直交変調器は混合器１０、１１およ
び９０°位相器１２、さらに局部発振回路（以下局発）
１３および合成回路１４で構成される。逆ＦＦＴ回路５
の出力の複素信号をそれぞれ同相軸成分Ｉ信号、直交軸
成分Ｑ信号とし、これらを０°位相の局発出力および９
０°位相の局発出力で変調し、合成するものである。直
交変調器の出力は中間周波数帯の信号（以下ＩＦ信号）
であり、ＳＡＷフィルタなどのＢＰＦ１５で帯域制限さ
れた後、増幅器１６で増幅され、さらに混合器１７およ
び局発１８からなる回路で周波数変換され高周波信号
（以下ＲＦ信号）として出力される。
【０００８】次に、上記伝送方式に対応した受信装置の
ブロック図を図１６を参照して説明する。
ブロック図を図１６を参照して説明する。
【０００９】端子３１に入力されたＲＦ信号は、ＢＰＦ
３２で帯域制限された後、増幅器３３を介して混合回路
３４および可変局発３５からなる選局回路で希望信号が
選択される。この後、さらにＳＡＷなどのＢＰＦ３７で
帯域制限された後、利得可変増幅回路３８を経て、混合
回路３９および４０、９０°位相器４１および可変局発
５３からなる直交検波回路で検波される。この出力は、
送信側におけるＩおよびＱ信号に相当する。これらの信
号は、ＬＰＦ４２および４３で帯域制限された後、アナ
ログ／デジタル変換回路４４および４５でそれぞれデジ
タル化され、複素デジタル信号とされる。この信号は分
配され、ひとつの分配信号は包絡線検波回路４６に供給
され、自動利得制御（以下ＡＧＣ）増幅の制御信号とし
て利用される。もうひとつの分配信号は、それぞれガー
ド除去回路４９、５０を介してＦＦＴ回路１９に供給さ
れ、各シンボルごとに時間領域の信号が周波数領域の信
号（図１４の各列に対応した信号）に変換される。さら
に分配された複素デジタル信号は、同期検出回路４７に
供給され、前記ヌルシンボルおよび他の同期シンボルを
利用して、シンボル同期およびフレーム同期が検出され
る。この検出出力はタイミング回路４８に入力され、各
信号処理回路で必要なクロックおよびタイミング信号が
再生される。
３２で帯域制限された後、増幅器３３を介して混合回路
３４および可変局発３５からなる選局回路で希望信号が
選択される。この後、さらにＳＡＷなどのＢＰＦ３７で
帯域制限された後、利得可変増幅回路３８を経て、混合
回路３９および４０、９０°位相器４１および可変局発
５３からなる直交検波回路で検波される。この出力は、
送信側におけるＩおよびＱ信号に相当する。これらの信
号は、ＬＰＦ４２および４３で帯域制限された後、アナ
ログ／デジタル変換回路４４および４５でそれぞれデジ
タル化され、複素デジタル信号とされる。この信号は分
配され、ひとつの分配信号は包絡線検波回路４６に供給
され、自動利得制御（以下ＡＧＣ）増幅の制御信号とし
て利用される。もうひとつの分配信号は、それぞれガー
ド除去回路４９、５０を介してＦＦＴ回路１９に供給さ
れ、各シンボルごとに時間領域の信号が周波数領域の信
号（図１４の各列に対応した信号）に変換される。さら
に分配された複素デジタル信号は、同期検出回路４７に
供給され、前記ヌルシンボルおよび他の同期シンボルを
利用して、シンボル同期およびフレーム同期が検出され
る。この検出出力はタイミング回路４８に入力され、各
信号処理回路で必要なクロックおよびタイミング信号が
再生される。
【００１０】次に、先のガード除去回路４９および５０
でガード期間が除去された後、ＦＦＴ回路５１で処理さ
れた信号は、各キャリアごとの変調シンボルに分解さ
れ、等化回路５５および等化基準シンボル検出回路５６
で各キャリアごとに等化され、さらに遅延検波回路５７
で位相差情報が検出される（ＤＡＢ提案方式の多くはＱ
ＰＳＫ遅延検波を行うためこの等化処理を持たないのが
一般的であるが、ここでは本発明との相違を明確にする
ために含めて示してある）。前述のように、差動符号化
されたＱＰＳＫ変調では、コンステレーションの位相差
でのみ情報が伝送されているので、ここでこの位相差を
検出するのである。遅延検波回路５７は、一般に単純な
差分演算回路で実現される。次に、この遅延検波出力は
送信側のインタリーブと逆の処理を実行するデインタリ
ーバ回路５８でもとのフレーム構成に復元される。さら
に送信側のコンステレーション変換と逆の処理を実現す
る逆変換回路５９で各キャリアの変調シンボルは２ビッ
トのデータとして復調される。
でガード期間が除去された後、ＦＦＴ回路５１で処理さ
れた信号は、各キャリアごとの変調シンボルに分解さ
れ、等化回路５５および等化基準シンボル検出回路５６
で各キャリアごとに等化され、さらに遅延検波回路５７
で位相差情報が検出される（ＤＡＢ提案方式の多くはＱ
ＰＳＫ遅延検波を行うためこの等化処理を持たないのが
一般的であるが、ここでは本発明との相違を明確にする
ために含めて示してある）。前述のように、差動符号化
されたＱＰＳＫ変調では、コンステレーションの位相差
でのみ情報が伝送されているので、ここでこの位相差を
検出するのである。遅延検波回路５７は、一般に単純な
差分演算回路で実現される。次に、この遅延検波出力は
送信側のインタリーブと逆の処理を実行するデインタリ
ーバ回路５８でもとのフレーム構成に復元される。さら
に送信側のコンステレーション変換と逆の処理を実現す
る逆変換回路５９で各キャリアの変調シンボルは２ビッ
トのデータとして復調される。
【００１１】ところで近年、音声だけでなくＴＶ信号も
デジタルで放送しようとする動向があり、このデジタル
ＴＶ放送にもＯＦＤＭを利用しようとする提案がある。
一方、デジタルＴＶ放送では、ＤＡＢより高い伝送容量
を必要とすることから、一般により高い伝送効率の変調
方式が用いられる。このときに問題となるのは、前記高
い伝送効率の変調方式が、一般により良好な伝送条件を
必要とするということである。即ち、より良好な受信Ｃ
／Ｎ（キャリア対雑音電力）などが必要とされる。例え
ば、ＤＡＢでは４相位相シフトキーイング（以下ＱＰＳ
Ｋ）がＯＦＤＭの各キャリアを変調する変調形式として
用いられている。一方、デジタルＴＶ放送ではＱＰＳＫ
以外にも１６値−直交振幅変調（以下１６ＱＡＭ）や６
４値−直交振幅変調（以下６４ＱＡＭ）などが提案され
ている。ところで多値の変調方式を用いると多値レベル
数が多くなるにつれ所要Ｃ／Ｎが増大してサービスエリ
アが狭くなる。またデジタル伝送の一般的特性として、
僅かな地理的差異で受信条件が悪くなり全く受信できな
い恐れも生じる。これに対応して、近年、グレースフル
・デグラデーションなるコンセプトが提案されている。
これはそれぞれの受信機の受信条件に応じて、受信でき
る情報のみを階層的に復調できるようにするものであ
る。
デジタルで放送しようとする動向があり、このデジタル
ＴＶ放送にもＯＦＤＭを利用しようとする提案がある。
一方、デジタルＴＶ放送では、ＤＡＢより高い伝送容量
を必要とすることから、一般により高い伝送効率の変調
方式が用いられる。このときに問題となるのは、前記高
い伝送効率の変調方式が、一般により良好な伝送条件を
必要とするということである。即ち、より良好な受信Ｃ
／Ｎ（キャリア対雑音電力）などが必要とされる。例え
ば、ＤＡＢでは４相位相シフトキーイング（以下ＱＰＳ
Ｋ）がＯＦＤＭの各キャリアを変調する変調形式として
用いられている。一方、デジタルＴＶ放送ではＱＰＳＫ
以外にも１６値−直交振幅変調（以下１６ＱＡＭ）や６
４値−直交振幅変調（以下６４ＱＡＭ）などが提案され
ている。ところで多値の変調方式を用いると多値レベル
数が多くなるにつれ所要Ｃ／Ｎが増大してサービスエリ
アが狭くなる。またデジタル伝送の一般的特性として、
僅かな地理的差異で受信条件が悪くなり全く受信できな
い恐れも生じる。これに対応して、近年、グレースフル
・デグラデーションなるコンセプトが提案されている。
これはそれぞれの受信機の受信条件に応じて、受信でき
る情報のみを階層的に復調できるようにするものであ
る。
【００１２】尚、ＯＦＤＭ伝送は各キャリアに用いるこ
とのできる変調形式は、（多値）直交変調およびこれに
類似の変調形式である。具体的には、ＱＰＳＫ（これは
４値ＱＡＭと同じ）、Ｎ値ＱＡＭまたはＮ相ＰＳＫ（Ｎ
は２以上の整数）である。ただし、１６相以上のＰＳＫ
は１６値ＱＡＭに比べて所要Ｃ／Ｎが高いので一般には
用いられない。ところでＰＳＫ以外のＱＡＭ（２値ＱＡ
Ｍおよび４値ＱＡＭは２相ＰＳＫとＱＰＳＫに等しいの
でここでは含めない）は、そのコンステレーションの特
性から差動符号化が困難であり、かつ同期検波で復調し
なければならないという制限がある。
とのできる変調形式は、（多値）直交変調およびこれに
類似の変調形式である。具体的には、ＱＰＳＫ（これは
４値ＱＡＭと同じ）、Ｎ値ＱＡＭまたはＮ相ＰＳＫ（Ｎ
は２以上の整数）である。ただし、１６相以上のＰＳＫ
は１６値ＱＡＭに比べて所要Ｃ／Ｎが高いので一般には
用いられない。ところでＰＳＫ以外のＱＡＭ（２値ＱＡ
Ｍおよび４値ＱＡＭは２相ＰＳＫとＱＰＳＫに等しいの
でここでは含めない）は、そのコンステレーションの特
性から差動符号化が困難であり、かつ同期検波で復調し
なければならないという制限がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来技
術として公知のＤＡＢ伝送システムでは、ＱＰＳＫなど
の差動符号化を前提に変調を行うが、デジタルＴＶ放送
を考えると、ＱＰＳＫなどの差動符号化が可能な多値レ
ベルの少ない変調形式では伝送容量が足りず、必然的に
より多値の変調形式、即ち差動符号化が困難な変調形式
を用いざるを得ない。
術として公知のＤＡＢ伝送システムでは、ＱＰＳＫなど
の差動符号化を前提に変調を行うが、デジタルＴＶ放送
を考えると、ＱＰＳＫなどの差動符号化が可能な多値レ
ベルの少ない変調形式では伝送容量が足りず、必然的に
より多値の変調形式、即ち差動符号化が困難な変調形式
を用いざるを得ない。
【００１４】ところが、単に多値レベルの多い変調形式
を用いる、またはＯＦＤＭ伝送のようなマルチキャリア
伝送において複数の所要Ｃ／Ｎの異なる変調形式を同時
に用いてグレースフル・デグレデーションのような階層
伝送としても、劣悪な受信状態での安定な復調動作がシ
ステム的に保証されなければ意味がない。従来技術で
は、ヌルシンボルの利用などを除いて、受信動作を伝送
システムとして安定化する配慮がなされていなかった。
を用いる、またはＯＦＤＭ伝送のようなマルチキャリア
伝送において複数の所要Ｃ／Ｎの異なる変調形式を同時
に用いてグレースフル・デグレデーションのような階層
伝送としても、劣悪な受信状態での安定な復調動作がシ
ステム的に保証されなければ意味がない。従来技術で
は、ヌルシンボルの利用などを除いて、受信動作を伝送
システムとして安定化する配慮がなされていなかった。
【００１５】そこで本発明は、ＯＦＤＭ階層伝送におい
て、劣悪な受信状態の場合にも、安定に復調動作を実現
できる伝送方式および送受信装置を提供することを目的
とする。さらに、少なくとも低階層の情報は安定に復調
できる伝送方式および送受信装置を提供することを目的
とする。
て、劣悪な受信状態の場合にも、安定に復調動作を実現
できる伝送方式および送受信装置を提供することを目的
とする。さらに、少なくとも低階層の情報は安定に復調
できる伝送方式および送受信装置を提供することを目的
とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、直交周波数多重伝送方式において、時間
方向へ複数シンボルから成るフレームを構成し、さらに
前記フレームは、複数の変調形式を用いて各変調形式を
それぞれ予め決められた異なるキャリアに対応させたフ
レームとし、前記複数の変調形式のうち同じ変調形式の
データ間ではインターリーブを施したフレームとしたこ
とを特徴とする。また、前記インターリーブは、前記周
波数方向或いは、前記周波数方向および前記時間方向へ
のインターリブである。またこの発明では、直交周波数
多重伝送方式により伝送されてくる信号を受信して処理
する受信装置において、伝送されてくるフレームの構成
として、時間方向へ複数シンボルから成る構成とし、さ
らに前記フレームは、複数の変調形式を用いて各変調形
式をそれぞれ予め決められた異なるキャリアに対応させ
たフレームとし、さらにまた前記複数の変調形式のうち
同じ変調形式のデータ間ではインターリーブを施したフ
レームであり、このフレームの伝送時には、上記各変調
形式をそれぞれ前記予め決められた異なるキャリアに対
応させてデータを直交周波数多重により伝送しており、
前記受信装置では、選局手段と、前記選局手段の復調出
力から前記フレームを再構成するフレーム再構成手段
と、前記再構成されたフレームに対して前記インターリ
ーブに対応する逆インターリーブを施す手段とを具備し
たことを特徴とする。また、前記フレーム再構成手段
は、前記復調出力を用いて前記複数シンボル毎にフーリ
エ変換するフーリエ変換手段と、前記複数の変調形式の
うちの特定の変調形式に割り当てられているキャリアの
フーリエ変換出力を用いて搬送波再生を行う搬送波再生
手段と、前記搬送波再生手段からの再生搬送波を用いて
全ての前記変調形式の信号を同期検波する同期検波手段
とを含むことを特徴とする。
成するために、直交周波数多重伝送方式において、時間
方向へ複数シンボルから成るフレームを構成し、さらに
前記フレームは、複数の変調形式を用いて各変調形式を
それぞれ予め決められた異なるキャリアに対応させたフ
レームとし、前記複数の変調形式のうち同じ変調形式の
データ間ではインターリーブを施したフレームとしたこ
とを特徴とする。また、前記インターリーブは、前記周
波数方向或いは、前記周波数方向および前記時間方向へ
のインターリブである。またこの発明では、直交周波数
多重伝送方式により伝送されてくる信号を受信して処理
する受信装置において、伝送されてくるフレームの構成
として、時間方向へ複数シンボルから成る構成とし、さ
らに前記フレームは、複数の変調形式を用いて各変調形
式をそれぞれ予め決められた異なるキャリアに対応させ
たフレームとし、さらにまた前記複数の変調形式のうち
同じ変調形式のデータ間ではインターリーブを施したフ
レームであり、このフレームの伝送時には、上記各変調
形式をそれぞれ前記予め決められた異なるキャリアに対
応させてデータを直交周波数多重により伝送しており、
前記受信装置では、選局手段と、前記選局手段の復調出
力から前記フレームを再構成するフレーム再構成手段
と、前記再構成されたフレームに対して前記インターリ
ーブに対応する逆インターリーブを施す手段とを具備し
たことを特徴とする。また、前記フレーム再構成手段
は、前記復調出力を用いて前記複数シンボル毎にフーリ
エ変換するフーリエ変換手段と、前記複数の変調形式の
うちの特定の変調形式に割り当てられているキャリアの
フーリエ変換出力を用いて搬送波再生を行う搬送波再生
手段と、前記搬送波再生手段からの再生搬送波を用いて
全ての前記変調形式の信号を同期検波する同期検波手段
とを含むことを特徴とする。
【００１７】
【００１８】
【００１９】
【００２０】
【００２１】
【００２２】
【作用】上記の手段により、複数に階層化された情報を
それぞれ異なる所要Ｃ／Ｎの変調形式を用いて直交周波
数多重伝送する方式において、複数シンボルから成るフ
レームが構成され、このフレームにおいて同一の変調形
式のデータ間でインタリーブが実現される。このとき、
各変調形式はそれぞれ予め決められたキャリアに対応さ
せられるため、受信側では低階層の変調形式のみで同期
検波用のキャリア再生が可能となり、劣悪な受信条件で
の動作が極めて安定化される。
それぞれ異なる所要Ｃ／Ｎの変調形式を用いて直交周波
数多重伝送する方式において、複数シンボルから成るフ
レームが構成され、このフレームにおいて同一の変調形
式のデータ間でインタリーブが実現される。このとき、
各変調形式はそれぞれ予め決められたキャリアに対応さ
せられるため、受信側では低階層の変調形式のみで同期
検波用のキャリア再生が可能となり、劣悪な受信条件で
の動作が極めて安定化される。
【００２３】
【００２４】
【００２５】
【００２６】
【００２７】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
【００２８】図１は本発明の（方式）に関わる実施例で
あり、従来例の図１４に対応する伝送フレーム構成図で
ある。
あり、従来例の図１４に対応する伝送フレーム構成図で
ある。
【００２９】同図の２次元配列において、行方向は周波
数（ＯＦＤＭキャリア番号）を表し、列方向は時間（Ｏ
ＦＤＭ変調シンボル番号）を示している。以下、従来例
との相違点について述べる。
数（ＯＦＤＭキャリア番号）を表し、列方向は時間（Ｏ
ＦＤＭ変調シンボル番号）を示している。以下、従来例
との相違点について述べる。
【００３０】キャリア番号の１からｎ１およびＮ−ｎ２
からＮまではチャンネルの両端に相当し、ガードバント
として未使用となっている。次に、ｎ１＋１のキャリア
には階層構造情報のうち最も低階層（最下位階層）のデ
ータを割り当てる。また、ｎ１＋２のキャリアには中間
階層のデータを、さらにｎ１＋３のキャリアには最も高
い階層（最上位階層）のデータを割当てた例である。以
下同様に、最下位階層、中間階層、最上位階層、… の
順番にキャリアと階層情報を繰り返し対応させる。
からＮまではチャンネルの両端に相当し、ガードバント
として未使用となっている。次に、ｎ１＋１のキャリア
には階層構造情報のうち最も低階層（最下位階層）のデ
ータを割り当てる。また、ｎ１＋２のキャリアには中間
階層のデータを、さらにｎ１＋３のキャリアには最も高
い階層（最上位階層）のデータを割当てた例である。以
下同様に、最下位階層、中間階層、最上位階層、… の
順番にキャリアと階層情報を繰り返し対応させる。
【００３１】そして図の例では、最下位階層は、変調形
式としてＱＰＳＫを、中間階層の変調形式として１６Ｑ
ＡＭを、さらに最上位階層の変調形式として６４ＱＡＭ
を例として示している。また、時間方向については、第
１シンボルを従来通り同期用ヌルシンボルとし、第２シ
ンボルを（等化）基準シンボルとしている。第３シンボ
ル以降が情報シンボルである。
式としてＱＰＳＫを、中間階層の変調形式として１６Ｑ
ＡＭを、さらに最上位階層の変調形式として６４ＱＡＭ
を例として示している。また、時間方向については、第
１シンボルを従来通り同期用ヌルシンボルとし、第２シ
ンボルを（等化）基準シンボルとしている。第３シンボ
ル以降が情報シンボルである。
【００３２】このようなフレーム構成として、各キャリ
アと各階層の変調形式の対応付けを行うことにより、受
信機側ではあらかじめどのキャリアがどの変調形式で変
調されているかが既知である。これにより、各階層の情
報をそれぞれ抽出しやすいだけでなく、以下の効果が得
られる。
アと各階層の変調形式の対応付けを行うことにより、受
信機側ではあらかじめどのキャリアがどの変調形式で変
調されているかが既知である。これにより、各階層の情
報をそれぞれ抽出しやすいだけでなく、以下の効果が得
られる。
【００３３】受信機側で復調を行う際に、前述のように
多値変調形式を用いると同期検波が前提となる。しか
し、多値レベル数が多くなるほど同期検波に必要な搬送
波再生処理が複雑になり、かつ受信条件の悪い（例えば
低Ｃ／Ｎ、強フェージングなど）ときには困難になりや
すいのは公知の事実である。ところが、本発明の伝送フ
レーム構成および各キャリアと各階層の変調形式の対応
付けにより、あらかじめ既知の多値レベル数の少ない変
調形式を選んで搬送波再生を行うことが可能となる。故
に、受信条件が劣悪な場合でも、容易に同期検波を実現
できる。
多値変調形式を用いると同期検波が前提となる。しか
し、多値レベル数が多くなるほど同期検波に必要な搬送
波再生処理が複雑になり、かつ受信条件の悪い（例えば
低Ｃ／Ｎ、強フェージングなど）ときには困難になりや
すいのは公知の事実である。ところが、本発明の伝送フ
レーム構成および各キャリアと各階層の変調形式の対応
付けにより、あらかじめ既知の多値レベル数の少ない変
調形式を選んで搬送波再生を行うことが可能となる。故
に、受信条件が劣悪な場合でも、容易に同期検波を実現
できる。
【００３４】尚、図１の実施例では、各キャリアへの変
調形式の割当を最下位階層、中間階層、最上位階層、…
の順番としているが、本発明は特にこれに制限するも
のではない。
調形式の割当を最下位階層、中間階層、最上位階層、…
の順番としているが、本発明は特にこれに制限するも
のではない。
【００３５】また、図１の実施例では、最下位階層は変
調形式としてＱＰＳＫを、中間階層の変調形式として１
６ＱＡＭを、さらに最上位階層の変調形式として６４Ｑ
ＡＭを例として示しているが、これは各変調形式の所要
Ｃ／Ｎが約７ｄＢ間隔になる例である。これらの変調形
式の所要Ｃ／Ｎの差があまりないと階層伝送の特徴がで
なくなり、一方、あまり所要Ｃ／Ｎの差が大きいと高階
層の情報が多くの受信地点で復調できなくなる恐れがあ
る。所要Ｃ／Ｎ差７ｄＢ間隔は、単純に伝送距離にする
と約２．２倍になり、階層伝送の特徴を生かすのに適当
な値である。同時にこれらの変調形式の組み合わせで
は、６ＭＨｚチャンネルでの総合伝送ビットレートが約
２４Ｍｂｐｓになる。ガードバンドその他を考慮しても
２０Ｍｂｐｓを確保でき、米国ＡＴＶ候補の必要伝送容
量（約１８Ｍｂｐｓ）を伝送することができ、この点か
らも適当な数値である。ただし、この組み合わせに本発
明の請求範囲が制限される訳ではない。
調形式としてＱＰＳＫを、中間階層の変調形式として１
６ＱＡＭを、さらに最上位階層の変調形式として６４Ｑ
ＡＭを例として示しているが、これは各変調形式の所要
Ｃ／Ｎが約７ｄＢ間隔になる例である。これらの変調形
式の所要Ｃ／Ｎの差があまりないと階層伝送の特徴がで
なくなり、一方、あまり所要Ｃ／Ｎの差が大きいと高階
層の情報が多くの受信地点で復調できなくなる恐れがあ
る。所要Ｃ／Ｎ差７ｄＢ間隔は、単純に伝送距離にする
と約２．２倍になり、階層伝送の特徴を生かすのに適当
な値である。同時にこれらの変調形式の組み合わせで
は、６ＭＨｚチャンネルでの総合伝送ビットレートが約
２４Ｍｂｐｓになる。ガードバンドその他を考慮しても
２０Ｍｂｐｓを確保でき、米国ＡＴＶ候補の必要伝送容
量（約１８Ｍｂｐｓ）を伝送することができ、この点か
らも適当な数値である。ただし、この組み合わせに本発
明の請求範囲が制限される訳ではない。
【００３６】次に、より具体的な実施例の説明として、
本伝送方式におけるインタリーブの例を述べる。基本的
には各キャリアには特定の変調形式が割り当てられてい
るが、それぞれの変調形式（即ち各階層データ）間で時
間および周波数方向にインタリーブを行う。このインタ
リーブは、周波数選択性フェージングおよび時間的伝送
特性の変動にたいしての耐性を高めるものである。
本伝送方式におけるインタリーブの例を述べる。基本的
には各キャリアには特定の変調形式が割り当てられてい
るが、それぞれの変調形式（即ち各階層データ）間で時
間および周波数方向にインタリーブを行う。このインタ
リーブは、周波数選択性フェージングおよび時間的伝送
特性の変動にたいしての耐性を高めるものである。
【００３７】図２はある階層のインタリーブなしの例で
ある。いくつかの階層伝送を行う場合には、階層数分の
インタリーブ処理を行う。同図において、各データは周
波数（行）方向に順番にメモリに書き込まれ、１列分即
ち１シンボル分がＯＦＤＭ変調シンボルに変換される例
である。この場合、上記伝送上の妨害を受けると、連続
したデータがダメージを受けるため受信側の誤り訂正処
理の能力が低下する恐れがある。
ある。いくつかの階層伝送を行う場合には、階層数分の
インタリーブ処理を行う。同図において、各データは周
波数（行）方向に順番にメモリに書き込まれ、１列分即
ち１シンボル分がＯＦＤＭ変調シンボルに変換される例
である。この場合、上記伝送上の妨害を受けると、連続
したデータがダメージを受けるため受信側の誤り訂正処
理の能力が低下する恐れがある。
【００３８】図３は、インタリーブを考慮した例であ
る。この場合、連続したデータは２次元配列内で隣り合
わせにならず、かつ適当な距離をおいて配慮されてい
る。このため、上記妨害を受けたときにも伝送誤りはバ
ースト誤りからランダム誤りに近くなり、誤り訂正処理
の能力を低下させることがなくなる。
る。この場合、連続したデータは２次元配列内で隣り合
わせにならず、かつ適当な距離をおいて配慮されてい
る。このため、上記妨害を受けたときにも伝送誤りはバ
ースト誤りからランダム誤りに近くなり、誤り訂正処理
の能力を低下させることがなくなる。
【００３９】図４はさらに最適化を図った例である。１
つおきの配置から２おきの配置にすることでさらに連続
したデータは２次元配列内で遠くに配置されている。こ
のような最適化は２次元配列の大きさに応じて決定する
ことができる。
つおきの配置から２おきの配置にすることでさらに連続
したデータは２次元配列内で遠くに配置されている。こ
のような最適化は２次元配列の大きさに応じて決定する
ことができる。
【００４０】尚、繰り返しになるが、このインタリーブ
処理は図１における同じ変調形式間のみで行われるイン
タリーブである。これが本発明の特徴でもあり、上記の
効果を保証するために必要な要素である。
処理は図１における同じ変調形式間のみで行われるイン
タリーブである。これが本発明の特徴でもあり、上記の
効果を保証するために必要な要素である。
【００４１】次に、本発明の（方式）に関わる他の実施
例について説明する。この詳細については次に述べる送
信装置および受信装置の項に述べる。ここでは、その原
理および効果について述べる。
例について説明する。この詳細については次に述べる送
信装置および受信装置の項に述べる。ここでは、その原
理および効果について述べる。
【００４２】この実施例は、低階層の変調形式について
は差動符号化を用いる点に特徴がある。従来例では階層
伝送を行ってないため、全てのキャリアの変調形式に差
動符号化を用いているが、本発明では高階層の多値変調
形式が差動符号化できないことを考慮し、差動符号化で
きるような低階層の変調形式（例えば２相ＰＳＫ、ＱＰ
ＳＫ、８相ＰＳＫなど）についてのみ差動符号化処理を
行う。即ち特定のキャリアが差動符号化を含んだ変調形
式で変調される。このため、低階層の信号は受信側で遅
延検波で復調できるようになる。遅延検波は、搬送波再
生動作を必要としないため、伝送条件の劣悪な場合でも
受信不可能と恐れが少なく、受信条件が悪いところでの
最低限の受信を可能とする。また同時に高階層の信号は
同期検波可能となるので多値変調形式での高い伝送容量
を確保でき、受信条件の比較的良いところでは高い品質
の情報を受信できる。
は差動符号化を用いる点に特徴がある。従来例では階層
伝送を行ってないため、全てのキャリアの変調形式に差
動符号化を用いているが、本発明では高階層の多値変調
形式が差動符号化できないことを考慮し、差動符号化で
きるような低階層の変調形式（例えば２相ＰＳＫ、ＱＰ
ＳＫ、８相ＰＳＫなど）についてのみ差動符号化処理を
行う。即ち特定のキャリアが差動符号化を含んだ変調形
式で変調される。このため、低階層の信号は受信側で遅
延検波で復調できるようになる。遅延検波は、搬送波再
生動作を必要としないため、伝送条件の劣悪な場合でも
受信不可能と恐れが少なく、受信条件が悪いところでの
最低限の受信を可能とする。また同時に高階層の信号は
同期検波可能となるので多値変調形式での高い伝送容量
を確保でき、受信条件の比較的良いところでは高い品質
の情報を受信できる。
【００４３】図５は、本発明の（送信装置）に関わる一
実施例を示している。
実施例を示している。
【００４４】この装置における伝送方式は上述の本発明
の方式の実施例に基づいている。
の方式の実施例に基づいている。
【００４５】図５において、３つの階層化情報が端子５
０１、５０２および５０３から入力される。尚、各階層
の入力データはタイミング回路５３８から出力される各
階層ごとの出力クロックにより要求される。これは、各
階層の伝送容量が等しくないため、それぞれ異なる転送
レートが必要だからである。
０１、５０２および５０３から入力される。尚、各階層
の入力データはタイミング回路５３８から出力される各
階層ごとの出力クロックにより要求される。これは、各
階層の伝送容量が等しくないため、それぞれ異なる転送
レートが必要だからである。
【００４６】入力された各階層の情報は、シリアルパラ
レル（Ｓ／Ｐ）変換回路５０４、５０５および５０６で
それぞれシリアル／パラレル変換される。このとき、例
えばＱＰＳＫ変調を用いる階層は２ビットパラレルに変
換され、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ変調を用いる階層
は、それぞれ４ビットおよび６ビットパラレルに変換さ
れる。
レル（Ｓ／Ｐ）変換回路５０４、５０５および５０６で
それぞれシリアル／パラレル変換される。このとき、例
えばＱＰＳＫ変調を用いる階層は２ビットパラレルに変
換され、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ変調を用いる階層
は、それぞれ４ビットおよび６ビットパラレルに変換さ
れる。
【００４７】これは図１２及び図１３に示す各変調形式
のコンステレーションから理解される。さらに、８相Ｐ
ＳＫや３２ＱＡＭを用いるときには３ビットおよび５ビ
ットパラレル変換が必要となる。
のコンステレーションから理解される。さらに、８相Ｐ
ＳＫや３２ＱＡＭを用いるときには３ビットおよび５ビ
ットパラレル変換が必要となる。
【００４８】つぎに、各階層のパラレルデータは、それ
ぞれコンステレーションマッピング回路５０７、５０８
および５０９で前記各変調形式のコンステレーションと
される。具体的にはリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）
などで構成される。この出力は同相軸成分（Ｉ信号）お
よび直交軸成分（Ｑ信号）の複素信号である。なお、タ
イミング回路５３８は、クロック及び同期信号を用い
て、各部の回路のタイミング信号やクロックを発生する
とともに、各階層で用いるクロックも作成している。
ぞれコンステレーションマッピング回路５０７、５０８
および５０９で前記各変調形式のコンステレーションと
される。具体的にはリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）
などで構成される。この出力は同相軸成分（Ｉ信号）お
よび直交軸成分（Ｑ信号）の複素信号である。なお、タ
イミング回路５３８は、クロック及び同期信号を用い
て、各部の回路のタイミング信号やクロックを発生する
とともに、各階層で用いるクロックも作成している。
【００４９】次に、上記した各層の各複素信号は、それ
ぞれインタリーブ部のスイッチ５１０、５１１、５１２
に入力される。
ぞれインタリーブ部のスイッチ５１０、５１１、５１２
に入力される。
【００５０】スイッチ５１０は、入力をランダム・アク
セス・メモリ（ＲＡＭ）５１３と５１４に供給すること
ができる。スイッチ５１１は、入力をＲＡＭ５１５と５
１６に供給することができる。スイッチ５１２は、入力
をＲＡＭ５１７と５１８に供給することができる。ＲＡ
Ｍ５１３と５１４の出力はスイッチ５２６に供給され、
ＲＡＭ５１５と５１６の出力はスイッチ５２７に供給さ
れ、ＲＡＭ５１７と５１８の出力はスイッチ５２８に供
給される。各メモリのアドレスは書き込みアドレス発生
回路５２９および読み出しアドレス発生回路５３０で発
生されるアドレスにより制御され、各階層に２つづつの
ＲＡＭが用意されているのは、書き込み／読み出しを同
時に行うためである。
セス・メモリ（ＲＡＭ）５１３と５１４に供給すること
ができる。スイッチ５１１は、入力をＲＡＭ５１５と５
１６に供給することができる。スイッチ５１２は、入力
をＲＡＭ５１７と５１８に供給することができる。ＲＡ
Ｍ５１３と５１４の出力はスイッチ５２６に供給され、
ＲＡＭ５１５と５１６の出力はスイッチ５２７に供給さ
れ、ＲＡＭ５１７と５１８の出力はスイッチ５２８に供
給される。各メモリのアドレスは書き込みアドレス発生
回路５２９および読み出しアドレス発生回路５３０で発
生されるアドレスにより制御され、各階層に２つづつの
ＲＡＭが用意されているのは、書き込み／読み出しを同
時に行うためである。
【００５１】次に、これら各階層内でインタリーブされ
た複素信号は、多重部の遅延回路（Ｄ）５３１、５３
２、５３３でタイミング調整された後、マルチプレクス
回路５３６で同期用のヌルシンボルおよび基準シンボル
とともに順次多重化される。尚、差分演算回路５３４お
よび遅延回路５３５は前記差動符号化を行うための回路
であり、ここでは最下位階層のみに差動符号化を行う例
として示してある。前述のように、この差動符号化処理
を含まないものも本発明に含まれる。差動符号化を行っ
て伝送すると、低階層の信号は受信側で遅延検波で復調
でき、搬送波再生動作を必要としないため、伝送条件の
劣悪な場合でも受信不可能と恐れが少なく、受信条件が
悪いところでの最低限の受信を可能とすることは、前述
した通りである。
た複素信号は、多重部の遅延回路（Ｄ）５３１、５３
２、５３３でタイミング調整された後、マルチプレクス
回路５３６で同期用のヌルシンボルおよび基準シンボル
とともに順次多重化される。尚、差分演算回路５３４お
よび遅延回路５３５は前記差動符号化を行うための回路
であり、ここでは最下位階層のみに差動符号化を行う例
として示してある。前述のように、この差動符号化処理
を含まないものも本発明に含まれる。差動符号化を行っ
て伝送すると、低階層の信号は受信側で遅延検波で復調
でき、搬送波再生動作を必要としないため、伝送条件の
劣悪な場合でも受信不可能と恐れが少なく、受信条件が
悪いところでの最低限の受信を可能とすることは、前述
した通りである。
【００５２】マルチプレクス出力は、送信処理部に送ら
れる。送信処理部の詳細は図７に示されている。マルチ
プレクス出力は、逆ＦＦＴ回路５４１で変換され、１シ
ンボルごとに時間波形として出力される。その後、ガー
ド付加回路５４２でガード期間を付加されて後段の直交
変調回路２４および周波数変換回路２５でＲＦ信号とし
て出力される。これらは従来例と同じであり詳細な説明
は省略する。
れる。送信処理部の詳細は図７に示されている。マルチ
プレクス出力は、逆ＦＦＴ回路５４１で変換され、１シ
ンボルごとに時間波形として出力される。その後、ガー
ド付加回路５４２でガード期間を付加されて後段の直交
変調回路２４および周波数変換回路２５でＲＦ信号とし
て出力される。これらは従来例と同じであり詳細な説明
は省略する。
【００５３】以上のようにして、各階層に対応した変調
形式それぞれの中でのインタリーブが実現される。ま
た、インタリーブ回路から出力された信号は順次多重化
され、逆ＦＦＴ出力において、特定のキャリアは特定の
変調形式で変調されるように構成されている。
形式それぞれの中でのインタリーブが実現される。ま
た、インタリーブ回路から出力された信号は順次多重化
され、逆ＦＦＴ出力において、特定のキャリアは特定の
変調形式で変調されるように構成されている。
【００５４】図６は、本発明の（送信装置）に関わる他
の実施例である。
の実施例である。
【００５５】図６において、伝送方式は上述の実施例と
同じである。また上記実施例と同じ部分については同一
符号を付して説明を省略する。図６の入力には同様に、
３つの階層化情報が入力される。シリアル／パラレル処
理およびコンステレーションマッピングも同様である。
同じである。また上記実施例と同じ部分については同一
符号を付して説明を省略する。図６の入力には同様に、
３つの階層化情報が入力される。シリアル／パラレル処
理およびコンステレーションマッピングも同様である。
【００５６】次に、ここで各階層をマルチプレクス回路
６０１で、同期用ヌルシンボルおよび基準シンボルとと
もに多重化する。多重化出力は、デマルチプレクス部の
スイッチ６０２に入力される。スイッチ６０２の出力
は、ＲＡＭ６０３、６０４に供給される。ＲＡＭ６０
３、６０４の出力は、スイッチ６０７に入力される。Ｒ
ＡＭ６０３、６０４に対する各アドレスは、それぞれス
イッチ６０５、６０６を介して与えらえる。このインタ
リーブ回路では上述の各階層内に限定した規則に基づき
インタリーブを行う。各ＲＡＭはそのアドレス空間が階
層ごとに分割されており、上位アドレスでこれらの分割
領域を指定するよう構成されている。故に、階層を指定
するアドレスは、書き込みおよび読み出しでそれぞれ階
層アドレス回路６０８および６１０で指定される。その
他の下位アドレスは共通であり、アドレス回路６０９お
よび６１２で制御される。
６０１で、同期用ヌルシンボルおよび基準シンボルとと
もに多重化する。多重化出力は、デマルチプレクス部の
スイッチ６０２に入力される。スイッチ６０２の出力
は、ＲＡＭ６０３、６０４に供給される。ＲＡＭ６０
３、６０４の出力は、スイッチ６０７に入力される。Ｒ
ＡＭ６０３、６０４に対する各アドレスは、それぞれス
イッチ６０５、６０６を介して与えらえる。このインタ
リーブ回路では上述の各階層内に限定した規則に基づき
インタリーブを行う。各ＲＡＭはそのアドレス空間が階
層ごとに分割されており、上位アドレスでこれらの分割
領域を指定するよう構成されている。故に、階層を指定
するアドレスは、書き込みおよび読み出しでそれぞれ階
層アドレス回路６０８および６１０で指定される。その
他の下位アドレスは共通であり、アドレス回路６０９お
よび６１２で制御される。
【００５７】このインタリーブ回路の出力は、上記実施
例と同様に低階層には差分演算による差動符号化を行な
うよう示してあり、階層ごとにこれを行うかどうかはス
イッチ６１５および階層タイミンング発生回路６１６で
制御される。つまり、スイッチ６０７の出力は、スイッ
チ６１５に直接供給される他に、遅延回路６１３と差分
演算回路６１４により差動符号化されて供給されてい
る。スイッチ６１５はいずれか一方を選択して送信処理
部に供給している。以降は、先の実施例と全く同様なの
で省略する。
例と同様に低階層には差分演算による差動符号化を行な
うよう示してあり、階層ごとにこれを行うかどうかはス
イッチ６１５および階層タイミンング発生回路６１６で
制御される。つまり、スイッチ６０７の出力は、スイッ
チ６１５に直接供給される他に、遅延回路６１３と差分
演算回路６１４により差動符号化されて供給されてい
る。スイッチ６１５はいずれか一方を選択して送信処理
部に供給している。以降は、先の実施例と全く同様なの
で省略する。
【００５８】図８は、本発明の（受信装置）に関わる一
実施例である。
実施例である。
【００５９】図８において、伝送方式は上述の本発明の
方式の実施例に基づいている。尚、従来例と同じ部分に
ついては説明を省略する。受信復調部８０１の詳細は図
９に示されている。受信復調部８０１は、図９と図１６
を比較すれば分かるように、入力ＲＦ信号は、選局、直
交検波およびＡ／Ｄ変換を経て、ＦＦＴ回路５１で周波
数領域の信号に変換されている。即ち、ＯＦＤＭ各キャ
リアの位相および振幅（またはＩ信号とＱ信号）が得ら
れる。ＦＦＴ回路５１の出力の複素信号は等化処理を経
て、デマルチプレクス回路８０２で各階層ごとに分離さ
れる。各階層はあらかじめ既知のキャリア配置で伝送さ
れているので、容易に分離できる。図９の回路では、タ
イミング発生回路４８から最上位階層用のクロック、中
間層用のクロック、最下位層用のクロックが得られる。
方式の実施例に基づいている。尚、従来例と同じ部分に
ついては説明を省略する。受信復調部８０１の詳細は図
９に示されている。受信復調部８０１は、図９と図１６
を比較すれば分かるように、入力ＲＦ信号は、選局、直
交検波およびＡ／Ｄ変換を経て、ＦＦＴ回路５１で周波
数領域の信号に変換されている。即ち、ＯＦＤＭ各キャ
リアの位相および振幅（またはＩ信号とＱ信号）が得ら
れる。ＦＦＴ回路５１の出力の複素信号は等化処理を経
て、デマルチプレクス回路８０２で各階層ごとに分離さ
れる。各階層はあらかじめ既知のキャリア配置で伝送さ
れているので、容易に分離できる。図９の回路では、タ
イミング発生回路４８から最上位階層用のクロック、中
間層用のクロック、最下位層用のクロックが得られる。
【００６０】次に、デマルチプレクス回路８０２から得
られた各階層の複素信号は、遅延回路８０３〜８０５で
タイミング調整された後、デインタリーブ部でインタリ
ーブと全く逆の操作でもとのデータ順序に出力される。
デマルチプレクス回路８０２から得られた最上位階層の
出力は、スイッチ８１１へ入力され、中間階層の出力
は、遅延回路８０３を介してスイッチ８１２に入力さ
れ、最下位階層の出力は、差分演算回路８０６、遅延回
路８０６で差分演算され、その出力がスイッチ８１３に
入力される。デインタリーブ部の構成は送信側のインタ
リーブ部とまったく同じあり、スイッチ８１１〜８１
３、８２１〜８２９、ＲＡＭ８１４〜８１９、書き込み
アドレス発生回路８３１、読み出しアドレス発生回路８
３２により構成されている。
られた各階層の複素信号は、遅延回路８０３〜８０５で
タイミング調整された後、デインタリーブ部でインタリ
ーブと全く逆の操作でもとのデータ順序に出力される。
デマルチプレクス回路８０２から得られた最上位階層の
出力は、スイッチ８１１へ入力され、中間階層の出力
は、遅延回路８０３を介してスイッチ８１２に入力さ
れ、最下位階層の出力は、差分演算回路８０６、遅延回
路８０６で差分演算され、その出力がスイッチ８１３に
入力される。デインタリーブ部の構成は送信側のインタ
リーブ部とまったく同じあり、スイッチ８１１〜８１
３、８２１〜８２９、ＲＡＭ８１４〜８１９、書き込み
アドレス発生回路８３１、読み出しアドレス発生回路８
３２により構成されている。
【００６１】スイッチ８２７、８２８、８２９の出力
は、デコンステレーション部のコンステレーション・デ
マッピング回路８４１，８４２，８４３にそれぞれ供給
される。つまり、各階層ごとのデインタリーブされた複
素信号はコンステレーション・デマッピング回路８４１
〜８４３で、ＩおよびＱからなる複素信号から、それぞ
れの階層のビット数に応じてパラレル／シリアル変換さ
れる。例えば、ＱＰＳＫは２ビットパラレル信号からシ
リアルに変換され、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭはそれ
ぞれ４ビット、６ビットパラレル信号からシリアルに変
換される。これらの変換は、パラレルシリアル（Ｐ／
Ｓ）変換器８４４〜８４６により実行されている。各階
層の出力に適当なクロックはタイミング発生回路４８
（図９）からそれぞれされる。
は、デコンステレーション部のコンステレーション・デ
マッピング回路８４１，８４２，８４３にそれぞれ供給
される。つまり、各階層ごとのデインタリーブされた複
素信号はコンステレーション・デマッピング回路８４１
〜８４３で、ＩおよびＱからなる複素信号から、それぞ
れの階層のビット数に応じてパラレル／シリアル変換さ
れる。例えば、ＱＰＳＫは２ビットパラレル信号からシ
リアルに変換され、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭはそれ
ぞれ４ビット、６ビットパラレル信号からシリアルに変
換される。これらの変換は、パラレルシリアル（Ｐ／
Ｓ）変換器８４４〜８４６により実行されている。各階
層の出力に適当なクロックはタイミング発生回路４８
（図９）からそれぞれされる。
【００６２】尚、差分演算回路８０６および遅延回路８
０７からなる遅延検波回路は最下位階層のみに用いた例
を示している。ただし、遅延検波はバイパスする構成も
本発明に含まれる。さらに受信状態に応じて適応的に切
り換えることも本実施例で容易である。ここで受信状態
の検出には、例えば各階層のコンステレーションの分散
を観測することで容易に実現できる。
０７からなる遅延検波回路は最下位階層のみに用いた例
を示している。ただし、遅延検波はバイパスする構成も
本発明に含まれる。さらに受信状態に応じて適応的に切
り換えることも本実施例で容易である。ここで受信状態
の検出には、例えば各階層のコンステレーションの分散
を観測することで容易に実現できる。
【００６３】次に、搬送波再生は図に示されているよう
に、最下位階層の変調形式のみをキャリア再生回路５２
（図９）に入力することで実現される。これにより、も
っとも搬送波再生が容易な多値レベル数の少ない変調形
式で搬送波再生を行うことができる。
に、最下位階層の変調形式のみをキャリア再生回路５２
（図９）に入力することで実現される。これにより、も
っとも搬送波再生が容易な多値レベル数の少ない変調形
式で搬送波再生を行うことができる。
【００６４】図１０は、本発明の（受信装置）に関わる
他の実施例を示している。
他の実施例を示している。
【００６５】図１０において、伝送方式は上述の本発明
の方式の実施例に基づいている。また上記実施例と同じ
部分については説明を省略する。尚、従来例と同じ部分
については説明を省略する。受信復調部９０１の詳細は
図１１に示されている。受信復調部９０１は、図１１と
図１６を比較すれば分かるように、入力ＲＦ信号は、選
局、直交検波およびＡ／Ｄ変換を経て、ＦＦＴ回路５１
で周波数領域の信号に変換されている。即ち、ＯＦＤＭ
各キャリアの位相および振幅（またはＩ信号とＱ信号）
が得られる。ＦＦＴ回路５１の出力の複素信号は、等化
処理を経て、差分演算回路９１１、遅延回路９１２、ス
イッチ９１３に入力される。差分演算回路９１１と遅延
回路９１２は、遅延検波を実現するもので、その出力は
スイッチ９１３に入力されている。スイッチ９１３は、
階層タイミング回路９１４により制御されるもので、最
下位階層の信号が処理されるときは、遅延検波出力を選
択して導出するように制御される。スイッチ９１３の出
力は、デインタリーブ部のスイッチ９２１に入力され
る。デインタリーブ部は、スイッチ９２１、９２４〜９
２６、ＲＡＭ９２２、９２３、階層アドレス回路９２
７、９２９、書き込みアドレス発生回路９２８、読み出
しアドレス発生回路９３０、書き込み読み出しパルス
（Ｒ／Ｗ）発生回路９３１により構成され、送信側と逆
の処理を行い、インタリーブ解除する。
の方式の実施例に基づいている。また上記実施例と同じ
部分については説明を省略する。尚、従来例と同じ部分
については説明を省略する。受信復調部９０１の詳細は
図１１に示されている。受信復調部９０１は、図１１と
図１６を比較すれば分かるように、入力ＲＦ信号は、選
局、直交検波およびＡ／Ｄ変換を経て、ＦＦＴ回路５１
で周波数領域の信号に変換されている。即ち、ＯＦＤＭ
各キャリアの位相および振幅（またはＩ信号とＱ信号）
が得られる。ＦＦＴ回路５１の出力の複素信号は、等化
処理を経て、差分演算回路９１１、遅延回路９１２、ス
イッチ９１３に入力される。差分演算回路９１１と遅延
回路９１２は、遅延検波を実現するもので、その出力は
スイッチ９１３に入力されている。スイッチ９１３は、
階層タイミング回路９１４により制御されるもので、最
下位階層の信号が処理されるときは、遅延検波出力を選
択して導出するように制御される。スイッチ９１３の出
力は、デインタリーブ部のスイッチ９２１に入力され
る。デインタリーブ部は、スイッチ９２１、９２４〜９
２６、ＲＡＭ９２２、９２３、階層アドレス回路９２
７、９２９、書き込みアドレス発生回路９２８、読み出
しアドレス発生回路９３０、書き込み読み出しパルス
（Ｒ／Ｗ）発生回路９３１により構成され、送信側と逆
の処理を行い、インタリーブ解除する。
【００６６】この実施例は、デマルチプレクス回路９３
１がデインタリーブ部の後ろに配置されている点であ
る。これらの操作は、送信側の第２の実施例と全く逆の
動作となるので詳細は省略する。デマルチプレクス回路
９３１から得られた各階層の信号は、デコンステレーシ
ョン部のコンステレーション・デマッピング回路９４
１，９４２，９４３にそれぞれ供給される。つまり、各
階層ごとのデインタリーブされた複素信号はコンステレ
ーション・デマッピング回路９４１〜９４３で、Ｉおよ
びＱからなる複素信号から、それぞれの階層のビット数
に応じてパラレル／シリアル変換される。例えば、ＱＰ
ＳＫは２ビットパラレル信号からシリアルに変換され、
１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭはそれぞれ４ビット、６ビ
ットパラレル信号からシリアルに変換される。これらの
変換は、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器８４４〜８
４６により実行されている。各階層の出力に適当なクロ
ックはタイミング発生回路４８（図１１）からそれぞれ
される。
１がデインタリーブ部の後ろに配置されている点であ
る。これらの操作は、送信側の第２の実施例と全く逆の
動作となるので詳細は省略する。デマルチプレクス回路
９３１から得られた各階層の信号は、デコンステレーシ
ョン部のコンステレーション・デマッピング回路９４
１，９４２，９４３にそれぞれ供給される。つまり、各
階層ごとのデインタリーブされた複素信号はコンステレ
ーション・デマッピング回路９４１〜９４３で、Ｉおよ
びＱからなる複素信号から、それぞれの階層のビット数
に応じてパラレル／シリアル変換される。例えば、ＱＰ
ＳＫは２ビットパラレル信号からシリアルに変換され、
１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭはそれぞれ４ビット、６ビ
ットパラレル信号からシリアルに変換される。これらの
変換は、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器８４４〜８
４６により実行されている。各階層の出力に適当なクロ
ックはタイミング発生回路４８（図１１）からそれぞれ
される。
【００６７】また、図１１に示すようにスイッチ９５０
で分離された最下位階層の変調形式の複素信号のみがキ
ャリア再生回路５２に供給され、もっとも搬送波再生が
容易な多値レベル数の少ない変調形式で搬送波再生を行
うことができるよう構成されている。
で分離された最下位階層の変調形式の複素信号のみがキ
ャリア再生回路５２に供給され、もっとも搬送波再生が
容易な多値レベル数の少ない変調形式で搬送波再生を行
うことができるよう構成されている。
【００６８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭ階層伝送において、劣悪な受信状態の場合にも、
安定に復調動作を実現できる伝送方式および送受信装置
を得ることができるという効果を有する。さらに、遅延
検波を用いて少なくとも低階層の情報は安定に復調でき
る伝送方式および送受信装置を得ることができるという
効果を有する。
ＦＤＭ階層伝送において、劣悪な受信状態の場合にも、
安定に復調動作を実現できる伝送方式および送受信装置
を得ることができるという効果を有する。さらに、遅延
検波を用いて少なくとも低階層の情報は安定に復調でき
る伝送方式および送受信装置を得ることができるという
効果を有する。
【図１】本発明の一実施例におけるＯＦＤＭ階層伝送フ
レームの構成図。
レームの構成図。
【図２】本発明に関連するインタリーブ動作例の説明図
（インタリーブ前）。
（インタリーブ前）。
【図３】本発明に関連するインタリーブ動作例の説明図
（インタリーブ後の例その１）。
（インタリーブ後の例その１）。
【図４】本発明に関連するインタリーブ動作例の説明図
（インタリーブ後の例その２）。
（インタリーブ後の例その２）。
【図５】本発明のＯＦＤＭ送信装置の一実施例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図６】本発明のＯＦＤＭ送信装置の他の実施例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図７】図５及び図６の送信処理部を具体的に示すブロ
ック図。
ック図。
【図８】本発明のＯＦＤＭ受信装置の一実施例を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図９】図８の受信復調部を具体的に示すブロック図。
【図１０】本発明のＯＦＤＭ受信装置の他の実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図１１】図１０の受信復調部を具体的に示すブロック
図。
図。
【図１２】ＱＰＳＫコンステレーションの説明図。
【図１３】その他の変調形式のコンステレーションの説
明図。
明図。
【図１４】従来のＯＦＤＭ伝送フレームの構成図。
【図１５】従来のＯＦＤＭ送信装置を示すブロック図。
【図１６】従来のＯＦＤＭ受信装置を示すブロック図。
５０４〜５０６…シリアルパラレル変換回路、５０７〜
５０９…コンステレーションマッピング回路、５１０〜
５１２、５１９〜５２４、５２６〜５２８、６０２、６
０５〜６０７…スイッチ、５１３〜５１８、６０３、６
０４…ＲＡＭ、５２９、６０９…書き込みアドレス発生
回路、５３０、６１１…読み出しアドレス発生回路、５
３８…タイミング回路、５３１〜５３３、５３５、６１
３…遅延回路、５３４、６１４…差分演算回路、５３
６、６０１…マルチプレクス回路、６０８、６１０…階
層アドレス回路、６１５…スイッチ、６１６…階層タイ
ミング回路、８０１、９０１…受信復調部、８０２、９
３１…デマルチプレクス回路、８０３〜８０５、８０
７、９１２…遅延回路、８０６、９１１…差分演算回
路、８１１〜８１３、８２１〜８２９、９１３、９２
１、９２６…スイッチ、８１４〜８１９、９２２、９２
３…ＲＡＭ、８３１、９２８…書き込みアドレス発生回
路、８３２、９３０…読み出しアドレス発生回路、８４
１〜８４３、９４１〜９４３…コンステレーション・デ
マッピング回路、８４４〜８４６、９４５〜９４７…パ
ラレルシリアル変換回路。
５０９…コンステレーションマッピング回路、５１０〜
５１２、５１９〜５２４、５２６〜５２８、６０２、６
０５〜６０７…スイッチ、５１３〜５１８、６０３、６
０４…ＲＡＭ、５２９、６０９…書き込みアドレス発生
回路、５３０、６１１…読み出しアドレス発生回路、５
３８…タイミング回路、５３１〜５３３、５３５、６１
３…遅延回路、５３４、６１４…差分演算回路、５３
６、６０１…マルチプレクス回路、６０８、６１０…階
層アドレス回路、６１５…スイッチ、６１６…階層タイ
ミング回路、８０１、９０１…受信復調部、８０２、９
３１…デマルチプレクス回路、８０３〜８０５、８０
７、９１２…遅延回路、８０６、９１１…差分演算回
路、８１１〜８１３、８２１〜８２９、９１３、９２
１、９２６…スイッチ、８１４〜８１９、９２２、９２
３…ＲＡＭ、８３１、９２８…書き込みアドレス発生回
路、８３２、９３０…読み出しアドレス発生回路、８４
１〜８４３、９４１〜９４３…コンステレーション・デ
マッピング回路、８４４〜８４６、９４５〜９４７…パ
ラレルシリアル変換回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−164665（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−276211（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−23022（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128587（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−86981（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−183862（ＪＰ，Ａ) 電子情報通信学会論文誌 Ｖｏｌ．Ｊ 78−Ａ，Ｎｏ．３，ｐ．440−443 テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ. 17，Ｎｏ．62，ｐ．13−18 テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ. 17，Ｎｏ．54，ｐ．７−12 テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ. 17，Ｎｏ．21，ｐ．31−35 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (4)
- 【請求項１】 複数に階層化された情報をそれぞれ異な
る所要Ｃ／Ｎの変調形式で変調し、各階層の変調シンボ
ルを、互いに直交しかつ互いに周波数の異なる複数のキ
ャリアに割り当て、周波数領域から時間領域の信号に変
換し直交変調して生成される直交周波数多重信号を伝送
する直交周波数多重伝送方式において、 前記変調シンボルの割り当ての際に、時間方向へ複数シ
ンボルから成るフレームを構成し、このフレーム内で、
前記複数のキャリアそれぞれに割り当てる変調シンボル
の変調形式を予め複数の変調形式の中から選定してお
き、同じ変調形式に選定されたキャリアに割り当てるシ
ンボルデータ間で周波数方向にインターリーブを施すよ
うにしたことを特徴とする直交周波数多重伝送方式。 - 【請求項２】 前記同じ変調形式に選定されたキャリア
に割り当てるシンボルデータ間でさらに時間方向にもイ
ンターリーブを施すようにしたことを特徴とする請求項
１記載の直交周波数多重伝送方式。 - 【請求項３】 複数に階層化された情報をそれぞれ異な
る所要Ｃ／Ｎの変調形式で変調し、各階層の変調シンボ
ルを、互いに直交しかつ互いに周波数の異なる複数のキ
ャリアに割り当て、周波数領域から時間領域の信号に変
換し直交変調して生成され、伝送されてくる直交周波数
多重信号を受信して処理する受信装置において、 前記直交周波数多重信号が、前記変調シンボルの割り当
ての際に、時間方向へ複数シンボルから成るフレームを
構成し、このフレーム内で、前記複数のキャリアそれぞ
れに割り当てる変調シンボルの変調形式を予め複数の変
調形式の中から選定しておき、同じ変調形式に選定され
たキャリアに割り当てるシンボルデータ間で周波数方
向、または周波数方向及び時間方向にインターリーブを
施した信号であるとき、 前記受信した直交周波数多重信号を直交復調する直交復
調手段と、 この直交復調手段の復調出力を時間領域から周波数領域
の信号に変換して前記フレームを再構成するフレーム再
構成手段と、 このフレーム再構成手段で再構成されたフレームに対し
て前記周波数方向、または周波数方向及び時間方向のイ
ンターリーブに対応する逆インターリーブを施す逆イン
ターリーブ処理手段とを具備したことを特徴とする直交
周波数多重受信装置。 - 【請求項４】 前記フレーム再構成手段は、 前記直交復調手段の復調出力を用いて前記複数シンボル
毎にフーリエ変換するフーリエ変換手段と、 前記複数の変調形式のうちの多値レベル数が最少の変調
形式の変調シンボルが割り当てられているキャリアのフ
ーリエ変換出力を用いて搬送波再生を行う搬送波再生手
段と、 この搬送波再生手段から出力される再生搬送波を用いて
前記特定の変調形式の変調シンボルのフレーム同期を検
出する同期検波手段とを含み、 前記同期検波手段で検出されたフレーム同期出力に基づ
いて前記フーリエ変換出力のフレームを再構成すること
を特徴とする請求項３記載の直交周波数多重受信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06043579A JP3139909B2 (ja) | 1994-03-15 | 1994-03-15 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
| EP95301731A EP0673131A3 (en) | 1994-03-15 | 1995-03-15 | Hierarchical OFDM system |
| US08/405,625 US5646935A (en) | 1994-03-15 | 1995-03-15 | Hierarchical quadrature frequency multiplex signal format and apparatus for transmission and reception thereof |
| KR1019950005302A KR100195365B1 (ko) | 1994-03-15 | 1995-03-15 | 계층적 직교 주파수 다중 전송 방식 및 송수신 장치 |
| CA002144663A CA2144663A1 (en) | 1994-03-15 | 1995-03-15 | Hierarchcial quadrature frequency multiplex system, transmitting apparatus and receiving apparatus therefor |
| JP2000158927A JP3490666B2 (ja) | 1994-03-15 | 2000-05-29 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06043579A JP3139909B2 (ja) | 1994-03-15 | 1994-03-15 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000158927A Division JP3490666B2 (ja) | 1994-03-15 | 2000-05-29 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07254915A JPH07254915A (ja) | 1995-10-03 |
| JP3139909B2 true JP3139909B2 (ja) | 2001-03-05 |
Family
ID=12667681
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06043579A Expired - Lifetime JP3139909B2 (ja) | 1994-03-15 | 1994-03-15 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5646935A (ja) |
| EP (1) | EP0673131A3 (ja) |
| JP (1) | JP3139909B2 (ja) |
| KR (1) | KR100195365B1 (ja) |
| CA (1) | CA2144663A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3490666B2 (ja) | 1994-03-15 | 2004-01-26 | 株式会社東芝 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
Families Citing this family (83)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6334219B1 (en) | 1994-09-26 | 2001-12-25 | Adc Telecommunications Inc. | Channel selection for a hybrid fiber coax network |
| US5774450A (en) * | 1995-01-10 | 1998-06-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signal and receiver thereof |
| EP2302805B1 (en) * | 1995-02-01 | 2012-08-22 | Sony Corporation | Multi-channel transmission with interleaving through in-place addressing of RAM memory |
| USRE42236E1 (en) | 1995-02-06 | 2011-03-22 | Adc Telecommunications, Inc. | Multiuse subcarriers in multipoint-to-point communication using orthogonal frequency division multiplexing |
| US7280564B1 (en) | 1995-02-06 | 2007-10-09 | Adc Telecommunications, Inc. | Synchronization techniques in multipoint-to-point communication using orthgonal frequency division multiplexing |
| JPH09153882A (ja) * | 1995-09-25 | 1997-06-10 | Victor Co Of Japan Ltd | 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置 |
| EP0785645A1 (en) * | 1996-01-16 | 1997-07-23 | ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap | Method and modem for adaptive allocation of the pilot carrier in a multi-carrier system |
| AU727079B2 (en) * | 1996-01-24 | 2000-11-30 | Adc Telecommunications, Incorporated | Communication system with multicarrier telephony transport |
| JP3503722B2 (ja) * | 1996-05-17 | 2004-03-08 | パイオニア株式会社 | 多値ディジタル伝送システム |
| US6757913B2 (en) | 1996-07-15 | 2004-06-29 | Gregory D. Knox | Wireless music and data transceiver system |
| JPH1066039A (ja) * | 1996-08-23 | 1998-03-06 | Sony Corp | 通信方法、送信装置、送信方法、受信装置及び受信方法 |
| DE19638654A1 (de) * | 1996-09-20 | 1998-03-26 | Siemens Ag | Verfahren zur digitalen Nachrichtenübertragung |
| US6359938B1 (en) * | 1996-10-31 | 2002-03-19 | Discovision Associates | Single chip VLSI implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing |
| TW465234B (en) | 1997-02-18 | 2001-11-21 | Discovision Ass | Single chip VLSI implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing |
| JP3535344B2 (ja) | 1997-05-30 | 2004-06-07 | 松下電器産業株式会社 | マルチキャリア伝送方法及びデータ送信装置並びに移動局装置及び基地局装置 |
| US5982820A (en) | 1997-07-10 | 1999-11-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bandpass phase tracker with hilbert transformation before plural-phase analog-to-digital conversion |
| CN1115835C (zh) * | 1997-07-24 | 2003-07-23 | 株式会社建伍 | 接收信号相位检测电路 |
| USRE43829E1 (en) * | 1997-09-04 | 2012-11-27 | Sony Deutchland GmbH | Transmission system for OFDM-signals with optimized synchronization |
| JP3017983B2 (ja) * | 1997-11-19 | 2000-03-13 | 株式会社ケンウッド | 同期捕捉回路 |
| JP3392028B2 (ja) * | 1997-11-28 | 2003-03-31 | 株式会社ケンウッド | 階層化伝送ディジタル復調器 |
| JPH11298436A (ja) * | 1998-02-13 | 1999-10-29 | Sony Corp | 変調方法、変調装置、復調方法及び復調装置 |
| US6360369B1 (en) * | 1998-02-18 | 2002-03-19 | Paul F. Mahoney | Interference tolerant modem |
| FI107665B (fi) | 1998-02-25 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Signaalin koodaus |
| AU749912B2 (en) * | 1998-04-14 | 2002-07-04 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Forderung Der Angewandten Forschung E.V. | Frame structure and frame synchronization for multicarrier systems |
| JP3900670B2 (ja) * | 1998-04-17 | 2007-04-04 | ソニー株式会社 | 通信装置 |
| US6625219B1 (en) * | 1999-02-26 | 2003-09-23 | Tioga Technologies, Ltd. | Method and apparatus for encoding/framing for modulated signals over impulsive channels |
| EP1039715B1 (en) * | 1999-03-25 | 2002-08-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | OFDM transmission signal repeater |
| US6289000B1 (en) * | 2000-05-19 | 2001-09-11 | Intellon Corporation | Frame control encoder/decoder for robust OFDM frame transmissions |
| US6748566B1 (en) * | 2000-07-21 | 2004-06-08 | Lucent Technologies Inc. | Ensuring proper acceptance of data at a receiver in wireless multiple access communications systems |
| FR2816777B1 (fr) | 2000-11-13 | 2003-01-10 | Canon Kk | Procede et dispositif pour la transmission de donnees hierarchisees |
| US6944206B1 (en) * | 2000-11-20 | 2005-09-13 | Ericsson Inc. | Rate one coding and decoding methods and systems |
| JP4484355B2 (ja) * | 2000-11-22 | 2010-06-16 | 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 | 復調装置、放送システム及び放送受信装置 |
| US7391819B1 (en) * | 2002-10-08 | 2008-06-24 | Urbain Alfred von der Embse | Capacity bound and modulation for communications |
| US6940827B2 (en) | 2001-03-09 | 2005-09-06 | Adaptix, Inc. | Communication system using OFDM for one direction and DSSS for another direction |
| US7639759B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-12-29 | The Directv Group, Inc. | Carrier to noise ratio estimations from a received signal |
| US7583728B2 (en) | 2002-10-25 | 2009-09-01 | The Directv Group, Inc. | Equalizers for layered modulated and other signals |
| US7471735B2 (en) | 2001-04-27 | 2008-12-30 | The Directv Group, Inc. | Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations |
| US8005035B2 (en) | 2001-04-27 | 2011-08-23 | The Directv Group, Inc. | Online output multiplexer filter measurement |
| US7423987B2 (en) * | 2001-04-27 | 2008-09-09 | The Directv Group, Inc. | Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals |
| US7512189B2 (en) | 2001-04-27 | 2009-03-31 | The Directv Group, Inc. | Lower complexity layered modulation signal processor |
| WO2004040897A2 (en) * | 2001-04-27 | 2004-05-13 | The Directv Group, Inc. | Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations |
| JP3676991B2 (ja) | 2001-07-05 | 2005-07-27 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| US6985531B2 (en) * | 2001-07-13 | 2006-01-10 | Cyntrust Communications, Inc. | Dual domain differential encoder/decoder |
| JP3727283B2 (ja) | 2001-11-26 | 2005-12-14 | 松下電器産業株式会社 | 無線送信装置、無線受信装置及び無線送信方法 |
| EP1492258B1 (en) * | 2002-03-29 | 2017-04-19 | Inventergy, Inc. | Method of data retransmission in multi-carrier transmission and communication apparatus having data retransmission control device |
| WO2004006455A1 (en) | 2002-07-03 | 2004-01-15 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for layered modulation |
| JP2004128988A (ja) * | 2002-10-03 | 2004-04-22 | Ntt Docomo Inc | 通信システム、受信装置、送信装置及び通信方法 |
| JP3899005B2 (ja) * | 2002-10-03 | 2007-03-28 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 変調装置、変調方法、復調装置及び復調方法 |
| EP1625719B1 (en) * | 2003-05-16 | 2008-12-17 | Thomson Licensing | Demodulation and repetition decoding of multi-layer signals |
| WO2004105302A1 (en) * | 2003-05-16 | 2004-12-02 | Thomson Licensing S.A. | A unified receiver for layered and hierarchical modulation systems |
| US7280613B2 (en) * | 2003-11-26 | 2007-10-09 | Delphi Technologies, Inc. | Method to inject hierarchical data onto single carrier stream |
| US7215713B2 (en) * | 2003-11-26 | 2007-05-08 | Delphi Technologies, Inc. | Method to minimize compatibility error in hierarchical modulation |
| US7230998B2 (en) * | 2003-11-26 | 2007-06-12 | Delphi Technologies, Inc. | Method to increase performance of secondary data in a hierarchical modulation scheme |
| US7499696B2 (en) * | 2003-11-26 | 2009-03-03 | Delphi Technologies, Inc. | Method to optimize hierarchical modulation for a diversity system |
| US20050113040A1 (en) * | 2003-11-26 | 2005-05-26 | Walker Glenn A. | Method to minimize compatibility error in hierarchical modulation using variable phase |
| US7386056B2 (en) | 2003-11-26 | 2008-06-10 | Delphi Technologies, Inc. | Method to increase performance of secondary data in a hierarchical modulation scheme |
| US7230992B2 (en) * | 2003-11-26 | 2007-06-12 | Delphi Technologies, Inc. | Method to create hierarchical modulation in OFDM |
| EP1548974B1 (en) * | 2003-12-25 | 2009-04-29 | NTT DoCoMo, Inc. | Radio communication system, transmitter, receiver and radio communicating method |
| US11152971B2 (en) * | 2004-02-02 | 2021-10-19 | Charles Abraham | Frequency modulated OFDM over various communication media |
| US7949074B2 (en) * | 2004-04-24 | 2011-05-24 | Thomson Licensing | Apparatus and method for decoding in a hierarchical, modulation system |
| US7391317B2 (en) | 2004-09-08 | 2008-06-24 | Satius, Inc. | Apparatus and method for transmitting digital data over various communication media |
| KR100724926B1 (ko) * | 2004-12-03 | 2007-06-04 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템에서 패킷 데이터 심볼 송수신 장치 및방법 |
| US7630451B2 (en) * | 2005-01-11 | 2009-12-08 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for transmitting layered and non-layered data via layered modulation |
| US7830983B2 (en) | 2005-03-01 | 2010-11-09 | Delphi Technologies, Inc. | Method to minimize degradation in a D-MPSK hierarchical modulation system |
| KR100962222B1 (ko) * | 2005-09-06 | 2010-06-14 | 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 | 무선 송신 장치와 무선 수신 장치 및 무선 송신 방법과무선 수신 방법 및 무선 통신 시스템과 무선 통신 방법 |
| FR2894413A1 (fr) * | 2005-12-07 | 2007-06-08 | France Telecom | Procede et dispositif d'entrelacement dynamique |
| JP4275167B2 (ja) | 2006-11-24 | 2009-06-10 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 送信機 |
| US8121223B2 (en) * | 2006-12-19 | 2012-02-21 | Massachusetts Institute Of Technology | Architectures for universal or software radio |
| TW200915744A (en) * | 2007-09-27 | 2009-04-01 | Realtek Semiconductor Corp | Transmitter and receiver for reducing local oscillation leakage and I/Q mismatch and adjusting method thereof |
| EP2063538A1 (en) * | 2007-11-20 | 2009-05-27 | Panasonic Corporation | Block interleaving of variable-bit-rate data streams |
| TWI368397B (en) * | 2008-05-12 | 2012-07-11 | Univ Nat Chiao Tung | Crystal-less communications device and self-calibrated clock generation method |
| JP5163415B2 (ja) * | 2008-10-07 | 2013-03-13 | 富士通株式会社 | 階層型変調方法、階層型復調方法、階層型変調を行う送信装置、階層型復調を行う受信装置 |
| US8494470B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-07-23 | Silicon Laboratories Inc. | Integrated receivers and integrated circuit having integrated inductors |
| JP2009135940A (ja) * | 2009-01-07 | 2009-06-18 | Victor Co Of Japan Ltd | Ｏｆｄｍ信号、ｎａｋ信号 |
| US7903629B2 (en) * | 2009-01-30 | 2011-03-08 | Delphi Technologies, Inc. | Hierarchically modulated OFDM communication from a satellite-based transmitter with reduced secondary data loss from clipping |
| JP5104829B2 (ja) * | 2009-08-26 | 2012-12-19 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | Ｏｆｄｍ信号の受信装置およびｏｆｄｍ信号の受信方法 |
| US8379769B2 (en) | 2010-03-10 | 2013-02-19 | Delphi Technologies, Inc. | Communication system utilizing a hierarchically modulated signal and method thereof |
| US9112760B2 (en) * | 2010-10-18 | 2015-08-18 | Sony Corporation | Transmitter and transmitting method for transmitting data via OFDM symbols in which the data is provided from a plurality of different data pipes |
| US8983417B2 (en) | 2012-01-03 | 2015-03-17 | Silicon Laboratories Inc. | Low-cost receiver using integrated inductors |
| WO2015178011A1 (ja) * | 2014-05-22 | 2015-11-26 | パナソニック株式会社 | 通信方法および通信装置 |
| KR101673892B1 (ko) * | 2015-07-15 | 2016-11-08 | 숭실대학교산학협력단 | 분산 거리를 보장하는 2차원 인터리빙 방법, 이를 수행하기 위한 기록 매체 및 장치 |
| SG11201810039YA (en) | 2016-05-12 | 2018-12-28 | Interdigital Patent Holdings Inc | Modulation of a set of bits into two symbols and symbol transmission over different communication resources |
| JP7645718B2 (ja) * | 2021-06-18 | 2025-03-14 | 日本放送協会 | 送信装置及び受信装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2601210B1 (fr) * | 1986-07-02 | 1988-11-10 | France Etat | Procede et installation de communications numeriques pour des mobiles |
| FR2604316B2 (fr) * | 1986-07-02 | 1989-05-05 | France Etat | Procede et installation de communication de donnees numeriques vers des mobiles |
| FR2658017B1 (fr) * | 1990-02-06 | 1992-06-05 | France Etat | Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et aide a l'acquisition de la commande automatique de frequence, et recepteur correspondant. |
| FR2660131B1 (fr) * | 1990-03-23 | 1992-06-19 | France Etat | Dispositif de transmissions de donnees numeriques a au moins deux niveaux de protection, et dispositif de reception correspondant. |
| PT1035695E (pt) * | 1992-09-25 | 2003-03-31 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Transmissao com multirresolucao em particular com sistemas de portadoras multiplas |
| US5428610A (en) * | 1992-11-10 | 1995-06-27 | World Communication Ventures, Inc. | FM radio system employing time shared wide SCA for digital data band |
-
1994
- 1994-03-15 JP JP06043579A patent/JP3139909B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-03-15 CA CA002144663A patent/CA2144663A1/en not_active Abandoned
- 1995-03-15 EP EP95301731A patent/EP0673131A3/en not_active Ceased
- 1995-03-15 KR KR1019950005302A patent/KR100195365B1/ko not_active Expired - Lifetime
- 1995-03-15 US US08/405,625 patent/US5646935A/en not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (4)
| Title |
|---|
| テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．２１，ｐ．３１−３５ |
| テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．５４，ｐ．７−１２ |
| テレビジョン学会技術報告 Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．６２，ｐ．１３−１８ |
| 電子情報通信学会論文誌 Ｖｏｌ．Ｊ７８−Ａ，Ｎｏ．３，ｐ．４４０−４４３ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3490666B2 (ja) | 1994-03-15 | 2004-01-26 | 株式会社東芝 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100195365B1 (ko) | 1999-06-15 |
| JPH07254915A (ja) | 1995-10-03 |
| US5646935A (en) | 1997-07-08 |
| EP0673131A2 (en) | 1995-09-20 |
| CA2144663A1 (en) | 1995-09-16 |
| EP0673131A3 (en) | 1999-09-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3139909B2 (ja) | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 | |
| US10932155B2 (en) | Apparatus for transmitting and receiving data to provide high-speed data communication and method thereof | |
| US7016298B2 (en) | Signal transmission/reception system of orthogonal frequency division multiplexing | |
| USRE39902E1 (en) | Communication system | |
| JP2904986B2 (ja) | 直交周波数分割多重ディジタル信号送信装置および受信装置 | |
| US5642384A (en) | Trellis coded modulation scheme with low envelope variation for mobile radio by constraining a maximum modulus of a differential phase angle | |
| JP2000224137A (ja) | 多値デジタル変調信号の変調／復調方法及び直交周波数分割多重システム | |
| US6130915A (en) | Process for transferring digital data via interference-affected radio channels and device for receiving digital data transmitted via interference-affected radio channels | |
| JPH07321765A (ja) | 階層化変調方式および送受信装置 | |
| CA2720191A1 (en) | Overlay modulation of cofdm using phase and amplitude offset carriers | |
| US20020064173A1 (en) | Broadcasting apparatus using OFDM modulation method | |
| JPH10308717A (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP3521016B2 (ja) | 直交周波数分割多重信号の受信方法および受信装置 | |
| USRE39929E1 (en) | Communication system | |
| JPH05167633A (ja) | ディジタル伝送方式 | |
| JP3514811B2 (ja) | Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP3490666B2 (ja) | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 | |
| JPH1075229A (ja) | 直交周波数分割多重方式の復調器 | |
| USRE39890E1 (en) | Communication system | |
| JP2003244091A (ja) | マルチキャリア信号の生成方法、及びマルチキャリア信号の受信方法 | |
| JP3117412B2 (ja) | ダイバーシティ方式ならびにその送信装置、受信装置 | |
| JP3688697B2 (ja) | Ｏｆｄｍ伝送方法、ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置 | |
| JPH0616615B2 (ja) | 時間拡散変復調方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071215 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081215 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091215 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091215 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101215 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111215 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121215 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121215 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131215 Year of fee payment: 13 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |