JPH0616615B2 - 時間拡散変復調方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （１）概要 本発明は，包絡線レベルが激しく変動するフェージング
伝送路において，受信された時間拡散変調信号から効果
的に元のディジタル情報信号に復元するための方式であ
る． （２）産業上の利用分野 無線通信システム，特にディジタル陸上移動通信システ
ムに関する． （３）従来の技術 ディジタル通信において，インパルス雑音による妨害の
問題がある．この問題を解決する方式として信号拡散通
信方式がある．この方式の中で拡散行列によって時間軸
上に信号を拡散する時間拡散通信方式は、インパルス雑
音を効果的に抑圧する方式として有望である。

時間拡散の変換は次式で行われる。

Ｖ＝ＨＵ （１） ここで，Ｖは時間拡散されたＰＡＭパルス列信号
（ｖ_１，ｖ_２，・・，Ｖ_ｎ）^tで，Ｕは情報系列（ｕ_１，
ｕ_２，・・ｕ_ｍ）^t，（ｍ≦ｎ），ｕ_ｉ∈（-1，１），Ｈ
は拡散行列を示す．Ｈはｎ行ｍ列の直交行列で，通常ｎ
次のアダマール行列から得られるｍ列の列ベクトルで構
成される。

第１図にｍ＝３，ｎ＝４の時の時間拡散の過程を示す。
Ｈは，時間軸上に拡散された３つの信号系列で構成され
る．各成分がすべて−１ないし１であるので，各成分の
重みは等しくなっている．それぞれの信号系列にそれぞ
れのＵの情報を乗じ，各結果を加算してＶが生成され
る．この操作により，Ｕ系列の各成分がＨによってＶ上
に拡散され，時間拡散信号になる．時間拡散された信号
を元の信号に復元する逆拡散の方法として，Ｈの逆変
換，すなわちＨ^tＶからＵを直接求めることができる． また，時間拡散効果を得る別の方式として，時間ダイバ
ーシティ方式がある。これは，同一の情報信号を時間間
隔を開けて複数回送信し，受信時これらの信号を合成す
ることにより，信号誤りを抑圧する方式である． （４）発明が解決しようとする問題点 従来の時間拡散通信方式を，陸上移動通信のように包絡
線変動が激しい伝送路で，そのまま適用しても信号誤り
を効果的に抑圧することはできない．これは従来方式で
は，時間拡散復調時の逆拡散の過程で，拡散行列の逆変
換を用いていたためである．包絡線変動のある伝送路か
ら受信した信号の包絡線レベルを，一定にするよう補正
すれば，信号電力は一定に保たれるが，雑音電力はこの
補正によって逆に変動する．しかし，従来の逆拡散で
は，この雑音の変動分を考慮に入れておらず，結果的に
雑音の変動を一定とみなしていた．このため，雑音の時
間拡散に偏りが生じ，拡散効果が失われてしまうという
欠点があった． また，時間ダイバーシティ方式は，同一の信号を複数回
送信するため，信号の冗長度が高くなり，周波数利用効
率が悪くなるという欠点があった． 本発明の目的は， 包絡線変動時にも，効果的に逆拡散が行えること， 陸上移動通信特有のフェージングによって発生するバ
ースト雑音を，インパルス雑音状に変換して，時間拡散
方式の効果を高めること， 周波数の有効利用を図ること， である． （５）問題点を解決するための手段 発明（１）において，時間拡散復調時の逆拡散の過程
で，受信信号系列と各時間拡散信号系列の距離を求め，
距離が最も小さな時間拡散信号系列を，送信された可能
性の高い系列と判定するという，最ゆう推定の手法を取
り入れた．なお，各受信点と時間拡散信号点の距離を求
める際に，各信号の雑音の影響を均等にするため，包絡
線レベルに比例した係数を各距離に乗じて計算を行なう
手順を採用した． 発明（２）において，バースト雑音をインパルス雑音状
に変換する手段として，インタリーブ方式を適用した．
ただし発明（１）の時間拡散復調時に，信号受信時に得
られる包絡線レベル情報が必要となる．したがってデイ
ンタリーブする時には，この包絡線レベル情報と受信信
号を一組にして行なう方式を採用した． 発明（３）において，周波数の有効利用をするため，直
交変調を適用した．本方式を適用すれば，同相成分，直
交成分で，１ブロックにつき，独立に２チャンネル伝送
することができる． さらに周波数の利用効率を上げるため，情報信号Ｕの取
り得る値を（±１）から（±１，±３，・・，±2n-1）
（ｎは自然数）に多値化する方式を併用することができ
る。

（６）作用 発明（１）の基本的構成を第２図に示す．時間拡散変調
部では，情報信号系列ＵがＳ／Ｐ変換され，各直交符号
系列変換部（２）において，Ｕの各並列信号に応じ，時
間的に伸長したそれぞれの直交符号系列が生成される．
これらの直交符号系列が合成部（３）で合成され，時間
拡散信号Ｖが生成される．時間拡散復調部では，それぞ
れの送信信号系列の候補Ｗ_ｊ（１≦ｊ≦Ｌ：Ｌは送信信
号の組合せの数）との信号間距離を求める距離検出部
（５）において，包絡線検出部から得られた包絡線レベ
ル情報Ｒに比例した重み付けをしたＶとＷ_ｊの距離を求
める．最小値判定部（６）において，最も小さな距離と
なった送信信号系列の候補を，最も確からしい送信信号
と判定し，情報信号系列Ｕを得る。

発明（２）の基本的構成を第３図に示す．送信部におい
て，時間拡散信号はインタリーブ部（９）に送られ，イ
ンタリーブされる．受信部では，包絡線検出部（４）で
得られた受信包絡線レベル情報と組にして，デインタリ
ーブ部（１０）でデインタリーブされ，時間拡散復調部
（８）に送られる． 発明（３）の基本的構成を第４図，第５図に示す。第４
図の送信部において，情報信号ＵはＳ／Ｐ部（１３）で
２つの信号Ｕ₁,Ｕ_２に並列変換され，時間拡散変調され
た後，直交変調部（１１）において同相成分Ｖ_i,直交成
分Ｖ_ｑで直交変調され，直交変調信号Ｖが生成される。
受信部において直交検波部で，受信信号がＶ_i,Ｖ_ｑに分
けられ，包絡線レベル情報を基に時間拡散復調され，Ｐ
／Ｓ部（１４）で情報信号Ｕを得る。第５図の（ａ）に
おいて，情報信号Ｕを多値変換部（１５）で多値化し
て，時間拡散をし，受信時にこの多値変換部の逆の変換
をすることにより，２値信号方式に比べ同一の周波数帯
で多くの情報を伝送することが可能となる。第５図
（ｂ）に例として，２値信号方式と多値信号方式の比較
を示す。

（７）実施例 本発明（１）（２）（３）を適用した実施例の構成図を
第６図に示す。

ここでは，フェージング対策としてフェージングひずみ
補償方式（三瓶政一：「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフ
ェージングひずみ補償方式」，電子情報通信学会論文
誌，Ｂ-II，J72-Ｂ-II，No.１，1989年１月）を適用
し，新たにパイロットシンボル挿入部（１６）とフェー
ジングひずみ補償部（１７）を付け加えた． パイロットシンボル挿入部（１６）は，フェージングひ
ずみ補償用の既知のシンボル（パイロットシンボル）を
定期的に挿入する装置である． フェージングひずみ補償部（１７）は，パイロットシン
ボル挿入部（１６）で挿入されたパイロットシンボルを
基に，受信信号のフェージング変動を推定し，フェージ
ングひずみを除去すると同時に，受信包絡線レベル情報
を推定，送出する装置である。

送信部において，Ｓ／Ｐ部（１３）で情報信号Ｕは２つ
に分けられ，それぞれ時間拡散され，直交変換部（１
１）で時間拡散信号Ｖが生成される．その後，行−列変
換のインタリーブをし，パイロットシンボル挿入部（１
６）を経て，送信機（１８）へ送られる。

受信部において，受信機（１９）から得られた信号は，
フェージングひずみ補償部（１７）において，フェージ
ングひずみを補償した受信信号Ｖ′と，受信包絡線レベ
ルＲが得られる．Ｖ′とＲはデインタリーブ部（１０）
で共にデインターブされ，Ｖ′は直交検波部（１２）で
２つの信号に分けられ，Ｒを参照して時間拡散復調され
る．Ｐ／Ｓ部（１４）で２つの信号が１つにまとめら
れ，情報信号Ｕ′を得る。

時間拡散復調部（８）で用いた逆拡散の手順は，フェー
ジングひずみ補償部（１７）で振幅と位相のひずみが除
去された受信信号をＶ（ｖ_１，ｖ_２，・・，Ｖ_ｎ），Ｖに
対応する包絡線レベル情報をＲ（ｒ_１，ｒ_２，・・，
ｒ_ｎ）とすると， ここで，Ｗ_ｊ（ｗ_ｊ１，ｗ_ｊ２，・・，ｗ_ｊｎ）は送信信
号系列の候補を表し，次式で生成される。

Ｗ_ｊ＝ＨＵ_ｊ （３） ただしＨは拡散行列を，Ｕ_ｊ（１≦ｊ≦Ｌ）は情報信号
系列を示す．ＬはＵの組合せの数である．式（２）で得
られたＹ_ｊから最小値Ｙを求める． 最小値Ｙを与えるＷ_ｊを得，式（３）よりＷ_ｊから時間
拡散前の信号Ｕ_ｊを得ることができる．このＵ_ｊを送信
された可能性の，最も高い情報信号と判定する． 以下に，実施例として計算機シミュレーションの実験結
果を示す。なお，伝送速度は16ksymbol/s，パイロット
シンボンルの挿入間隔は１６シンボル，時間拡散に使用
した拡散行列は４行３列の直交行列とし，Ｕの取り得る
値は（-1,1）とした。

情報信号ビットあたりの信号対雑音電力比Ｅ_ｂ／Ｎ_０が
10dBの時と15dBの時で，フェージング条件下で最大ドッ
プラー周波数fdが10Hz,80Hzの２つの場合について，本
発明のインタリーブの深さ(n)に対する誤り率特性を第
７図に示す。ここでインタリーブの深さがｎであると
は，各隣接する信号をｎシンボルずつ隔てて配置すると
いうことである。この図はインタリーブの深さを十分大
きくすれば，fdの値に関係なく，誤り制御に本発明は効
果的であることを示したものである。

第８図に，時間拡散復調に拡散行列の逆変換を用いた従
来方式と，最ゆう推定法を適用した本発明の方式の比較
を示す。ここでfd＝80Hzとし，ｎの値はこのフェージン
グ下では十分大きい128とした。図の無符号化ＱＰＳＫ
は，本発明の実施例と同一の伝送速度（16ksymbol/s）
でフェージングひずみ補償方式を用いた場合を示す。こ
の図は，フェージング条件下で，従来方式では特性の改
善はほとんど得られないが，本発明の方式を用いれば，
特性改善がはかるに上がることを示したものである。

第９図に情報信号Ｕの取り得る値を，（±１，±３）に
多値化した方式を適用した場合の誤り率特性を示す。比
較のため無符号化１６値ＱＡＭの特性を併せて示す。こ
の図は，多値化した場合においても本発明は優れた誤り
制御効果を発揮することを示したものである。

第１０図に，fd＝80Hz,n=128の条件下で，多の誤り制御
方式と本発明の方式とを比較した誤り率特性の実験結果
を示す。条件を同じにするため，周波数利用率は本発明
の実施例と同一（＝1.5bit/Hz）とし，符号化率3/4でブ
ロック符号化変調した４相ＰＳＫ，２ブランチの時間ダ
イバーシティ方式を用いた８相ＰＳＫとを比較した。本
発明は他の誤り制御方式よりも，特性改善が大きいこと
がこの図から判断される。

（８）発明の効果 本発明は，フェージング条件下で他の誤り制御方式より
も，誤り率特性で大きな改善効果が得られる。本発明を
用いれば，ディジタル陸上移動通信において，高品質の
ディジタル伝送を実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は時間拡散の過程を示す。第２図は発明（１）
の，第３図は発明（２）の，第４図，第５図は発明
（３）の基本的構成図をそれぞれ示す．第６図は実施例
の構成図を示す。第７図はインタリーブの効果を，第８
図は最ゆう推定の効果を，第９図は多値化した場合の効
果を，第１０図は他の誤り制御方式との比較を，それぞ
れ示す誤り率特性図である． １……シリアル／パラレル変換部 ２……直交符号系列変換部 ３……信号合成部 ４……包絡線検出部 ５……距離検出部 ６……最小値判定部 ７……時間拡散変調部 ８……時間拡散復調部 ９……インタリーブ部 １０……デインタリーブ部 １１……直交変調部 １２……直交検波部 １３……シリアル／パラレル変換部 １４……パラレル／シリアル変換部 １５……多値変換部 １６……パイロット信号挿入部 １７……フェージングひずみ補償部 １８……送信機 １９……受信機

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ディジタル情報信号の伝送に当り， 送信側で， ディジタル情報系列の各ディジタル情報を，時間的に伸
   長された多数の直交符号系列の各系列に乗せて，各ディ
   ジタル情報を時間的に拡散し，多重化する時間拡散変調
   を行い， 受信側で， 時間拡散変調信号から，各直交符号系列に乗せられた各
   ディジタル情報を取り出して，ディジタル情報系列を得
   る時間拡散復調を行う， 時間拡散通信方式において， 包絡線変動を伴う受信時間拡散変調信号の時間拡散復調
   に当り， 直交符号系列の直交性を活用した逆時間拡散処理の手法
   により，ディジタル情報系列を得るのではなく， 受信包絡線レベルに応じて重み付けをし，包絡線変動を
   伴う時間拡散変調信号から，最も確からしい送信ディジ
   タル情報系列の候補を求める最ゆう推定の手法の適用に
   より， 情報伝送の高品質化を図ることを特徴とする 時間拡散変復調方式．
2. 【請求項２】時間拡散効果を高めるため，インタリーブ
   方式を適用し， 時間拡散復調の過程において，受信包絡線情報と受信時
   間拡散変調信号を一組にしてデインタリーブする方式を
   適用した 特許請求範囲（１）項記載の時間拡散変復調方式．
3. 【請求項３】周波数の有効利用を図るため， 時間拡散変調信号に直交変調方式を適用し， さらに周波数の利用効率を上げるため，ディジタル情報
   信号系列に多値信号方式を適用した 特許請求範囲（１）項記載の時間拡散変復調方式．