JP2721473B2

JP2721473B2 - スペクトル拡散通信用受信装置

Info

Publication number: JP2721473B2
Application number: JP15659693A
Authority: JP
Inventors: 英志村井
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1992-06-29
Filing date: 1993-06-28
Publication date: 1998-03-04
Anticipated expiration: 2013-03-04
Also published as: JPH0690220A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散通信用受
信装置、特にチャネル識別あるいは送信データ識別に用
いる直交符号のマルチパスフェージングによる直交崩れ
に伴う伝送特性の劣化改善に関する。

【０００２】

【従来の技術】直接拡散（ＤＳ）方式のスペクトル拡散
通信方式（以下、ＳＳ方式と言う）は、干渉に強い、干
渉を与え難いなどの利点を有し、衛星回線を用いた小容
量通信や自動車電話などの移動体通信のための通信方式
の１つとして言及が行われている。図１０にはＵＳＰ
（米国特許）５１０３４５９に開示されたＣＤＭＡセル
ラー電話システムの移動機受信装置の概略構成が示され
ている。なお、セルサイト（基地局）側では、送信デー
タにユーザ識別のための系列長６４チップの直交関数
（Ｗａｌｓｈ符号）が１データに１系列の割合で乗積さ
れた後、Ｉチャネル拡散符号ＰＮ_I、Ｑチャネル拡散符
号ＰＮ_Qが乗積され、それぞれの乗積結果が同相軸搬送
波、直交軸搬送波で位相変調されて送信される。ここ
で、ＰＮ_I，ＰＮ_Qはともに系列長３２７６８のＰＮ符
号で、１データに対し６４チップの乗積がなされる。す
なわち１ＰＮ系列周期の間に送信されるデータ数は５１
２データである。また、ＰＮ符号とＷａｌｓｈ符号のチ
ップレートはともに等しい。また、ＰＮ_I，ＰＮ_Qはス
ペクトル拡散の機能を有し、Ｗａｌｓｈ符号は各ユーザ
のチャネル識別のために用いられている。この移動機Ｃ
ＤＭＡ電話システムはアンテナ１を含んでおり、ディプ
レクサ２を介してアナログレシーバ３及びパワーアンプ
４に接続される。アンテナ１は基地局（セルサイト）か
らのＳＳ信号を受信し、ディプレクサ２を介してアナロ
グレシーバ３に受信信号を供給する。アナログレシーバ
ー３はダウンコンバータを含んでおり、供給された受信
信号をＩＦ信号に変換し、さらにＡ／Ｄコンバータでデ
ジタル信号に変換する。デジタル信号に変換されたＩＦ
信号はサーチャーレシーバ５、デジタルレシーバ６、７
に供給される。

【０００３】複数のパスを通ってＳＳ信号が受信装置
（移動機に搭載）に達した場合、各信号の受信時間に差
が生じることになる。デジタルデータレシーバ６、７は
どのパスの信号をトラックし、受信するかを選択するこ
とができる。図１０に示すように２つのデータレシーバ
がある場合には２つの別々のパスがパラレルにトラック
されることになる。

【０００４】一方、サーチャーレシーバ５はコントロー
ルプロセッサ８からの制御信号に基づき、同一セルサイ
トのマルチパスパイロット信号を検出すべく、受信パイ
ロット信号の基準時間近傍の時間領域をスキャンする。
そして、サーチャーレシーバ５は受信信号の強度を互い
に比較し、コントロールプロセッサ８に強度信号を出力
して最も強い強度の信号を指示する。

【０００５】そして、コントロールプロセッサ８はデジ
タルデータレシーバ６、７に制御信号を供給し、それぞ
れのレシーバに異なった最強信号を処理させる。

【０００６】デジタルデータレシーバ６、７はＰＮ発生
器を含んでおり、Ｉチャネル用及びＱチャネル用のＰＮ
符号ＰＮ_I、ＰＮ_Qを発生する。発生のタイミングとシ
ーケンス制御信号はコントロールプロセッサ８から供給
される。また、デジタルデータレシーバ６、７はＷａｌ
ｓｈ発生器も含んでおり、コントロールプロセッサ８か
らのタイミング信号と選択信号に基づき予め割り当てら
れたＷａｌｓｈ符号を発生する。そして、前述のＰ
Ｎ_I、ＰＮ_QとＷａｌｓｈ符号はＥＸ−ＯＲゲートに供
給され、乗算されてＰＮ_I´、ＰＮ_Q´となる。

【０００７】これらＰＮ_I´、ＰＮ_Q´は相関器に供給
され、アナログレシーバ３から供給されたＩチャネル、
Ｑチャネルの受信信号との相関が算出され、アキュムレ
ータに出力する。アキュムレータは入力信号を１シンボ
ルあるいは６４チップの間蓄積し、位相回転器に出力す
る。また、コントロールプロセッサ８からパイロット位
相信号も供給される。受信したシンボルの位相はサーチ
ャーレシーバ５及びコントロールプロセッサ８で決定さ
れたパイロット信号の位相に対応して回転しており、位
相回転器からの出力はダイバーシチ及びデコーダ回路９
に供給されて加算される。

【０００８】一方、移動局からセルサイト（基地局）へ
の通信方法は、ＰＮ符号などの拡散符号に加えて送信デ
ータに応じたＷａｌｓｈ符号による６４進の直交信号を
送信することにより、効率的な情報伝送を行なってい
る。そこで、セルサイトでは、データの復調に際し、Ｐ
Ｎ符号の他にＷａｌｓｈ符号も解いてどのＷａｌｓｈ符
号が送信されたかを判断し、送信データを復調する。

【０００９】従来の移動機の受信装置は以上のような構
成を有し、以下デジタルデータレシーバ６、７における
復調の原理をより詳細に説明する。なお、ここでは、デ
ータが系列長８のＷａｌｓｈ符号で乗積され、系列長１
６のＰＮ符号を１データに対し８チップ乗積する場合に
ついて説明する。ただし、Ｗａｌｓｈ符号、ＰＮ符号
は、前述した従来例と同一目的である。

【００１０】図１１にはＰＮ符号とデータ及び各チャネ
ルに割り当てられるＷａｌｓｈ符号の一例が示されてい
る。図１１においては、８チップで１シンボルを構成し
ており、ＢＰＳＫデータはＨｉレベル（または＋１）、
Ｌｏｗレベル（−１）のいずれかをとる。なお、図１１
においては便宜上Ｈｉレベル（＋１）を１、Ｌｏｗレベ
ル（−１）を０と記している。全てのチャネルにおいて
ＰＮ符号は同一の符号が用いられ、例えば１シンボルに
おいて１１１１０１０１なる符号が用いられる。一方、
各チャネルにはＷ₀〜Ｗ₇のうちから１つのＷａｌｓｈ
符号が割りあてられる。ここで、各Ｗａｌｓｈ符号は直
交系列を構成し、タイミングが一致している場合には、 ΣＷ_i，_k・Ｗ_j，_k＝８（ｉ＝ｊ）＝０（ｉ≠ｊ）となる。ここでＷ_i，_kはＷａｌｓｈ符号番号ｉの第ｋ
チップを示す。例えば図１１からも判るようにＷ₂，_k
（Ｋ＝１，８）を列挙すれば（１１００１１００）であ
る。

【００１１】そして、各チャネルはデータにＰＮ符号と
Ｗａｌｓｈ符号を乗積してセルサイトから伝送される。
すなわち、チャネルｉの時刻ｋにおける送信信号はｄ_i
ＰＮ_kＷ_i，_kとなり、チャネルｉの１シンボルの送信
信号はΣｄ_iＰＮ_kＷ_i，_k・ｒｅｃｔ（ｔ−ｋＴ_c）
となる。なお、Ｔ_cはチップタイミング、ｄi は送信デ
ータ、ＰＮ_kはｄ_iに乗積されるＰＮ符号のチップ番号
である。

【００１２】このようにセルサイトからはデータｄにＰ
Ｎ符号とＷａｌｓｈ符号が乗算された形で送信されてく
るため、受信装置のデジタルデータレシーバでは受信信
号にＰＮ_kを乗算し、さらにＷ_jとの相関をとることに
よってデータを復調することができる。すなわち、同一
タイミングで復調動作がなされる場合、 Σｄ_iＰＮ_kＷ_i，_k・ＰＮ_kＷ_j，_k ＝ｄ_iΣＷ_i，_k・Ｗ_j，_k＝８ｄ_i（ｉ＝ｊ）＝０（ｉ≠ｊ）となる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】このように、同一タイ
ミングの場合には正確にデータを復調することができる
が、前述したように受信装置にはマルチパスフェージン
グにより複数のパスを通って信号が到達するため、各デ
ータレシーバには先行波乃至遅延波が存在することにな
る。そして、この先行波乃至遅延波は互いに信号タイミ
ングが異なるため、データ復調の際に信号タイミングで
はない成分が干渉成分となってしまい、信号劣化を招く
一因となっていた。

【００１４】図１２にはデータ復調時の受信信号、ＰＮ
符号、Ｗａｌｓｈ符号の関係が示されている。ここで
は、この受信装置に対してＷａｌｓｈ符号、Ｗ₁が割り
当てられているとする。ＰＮ符号及びＷａｌｓｈ符号が
乗算された結果、セルサイトから図３（Ｄ）に示される
ように（００１１１０１０）なるＳＳ信号が送信された
場合、この信号と異なるパスを通ったため、所定量（図
１２においては２チップ）遅延した遅延信号（Ｅ）も受
信されることになる。データ復調は、前述したように同
一タイミング（（Ｄ）に示された信号のタイミング）で
ＰＮ符号及びＷａｌｓｈ符号Ｗ₁を乗算し、加算するこ
とにより行われ、希望する信号は信号（Ｄ）と（Ｆ）を
乗算して得られることになる（図においては（１＋１＋
１＋１＋１＋１＋１＋１）＝８）。

【００１５】しかしながら、（Ｅ）に示される２チップ
遅延信号が存在するため、希望信号の他に信号（Ｅ）と
信号（Ｆ）を乗算し加算した信号（図においては（１＋
１−１−１＋１−１＋１＋１）＝２）も含まれることと
なり、この遅延信号成分が干渉信号となって信号品質を
劣化させてしまう。

【００１６】以上に述べた問題は、Ｗａｌｓｈ符号の直
交性がデータタイミング点で乗積し加算された時のみ成
立するため、遅延波に対しては直交性が成立しないため
に生じる問題である。従って同様な問題がセルサイトの
受信装置でも生じる。即ち、セルサイト側では、送信情
報の識別のためにＷａｌｓｈ符号が用いられるが、先行
波のタイミングでデータ復調する場合には、遅延波に対
しては直交性が成立しないため、干渉が生じ、信号の伝
送特性を劣化させてしまう。

【００１７】本発明は上記従来技術の有する課題に鑑み
なされたものであり、その目的はチャネル識別あるいは
データ識別のために用いる直交符号（Ｗａｌｓｈ符号）
がマルチパスフェージングに起因する直交崩れのために
生じる特性劣化を効果的に抑制することが可能なスペク
トル拡散通信用受信装置を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載のスペクトル拡散通信用受信装置は、
擬似雑音符号により直接拡散方式でスペクトル拡散さ
れ、さらにＷａｌｓｈ符号により各チャネル毎に直交性
を有して基地局から送信された信号を複数のデータ復調
回路で復調し、各データ復調回路からの信号をダイバー
シチ合成するスペクトル拡散通信用受信装置において、
前記各データ復調回路のデータ復調タイミングにおける
Ｗａｌｓｈ符号とＰＮ符号が乗積された符号と先行波ま
たは遅延波のタイミングにおけるＷａｌｓｈ符号とＰＮ
符号が乗積された符号間の干渉量を算出する干渉量算出
手段と、ビタビアルゴリズムを用いて前記データ復調回
路で復調された信号から前記干渉量を除去する処理手段
とを有することを特徴とする。

【００１９】また、上記目的を達成するために、請求項
２記載のスペクトル拡散通信用受信装置は、擬似雑音符
号により直接拡散方式でスペクトル拡散され、さらにＷ
ａｌｓｈ符号により各チャネル毎に直交性を有して基地
局から送信された信号を複数のデータ復調回路で復調
し、各データ復調回路からの信号をダイバーシチ合成す
るスペクトル拡散通信用受信装置において、前記各デー
タ復調回路のデータ復調タイミングにおけるＷａｌｓｈ
符号とＰＮ符号が乗積された符号と先行波または遅延波
のタイミングにおけるＷａｌｓｈ符号とＰＮ符号が乗積
された符号間の干渉量を算出する干渉量算出手段と、ビ
タビアルゴリズムを用いて前記ダイバーシチ合成された
信号から前記干渉量を除去する処理手段とを有すること
を特徴とする。

【００２０】さらに、上記目的を達成するために、請求
項３記載のスペクトル拡散通信用受信装置は、擬似雑音
符号により直接拡散方式でスペクトル拡散され、さらに
送信データに応じたＷａｌｓｈ符号が乗算されて移動局
から送信された信号を複数のデータ復調回路で復調し、
各データ復調回路からの信号をダイバーシチ合成するス
ペクトル拡散通信用受信装置において、各データ復調回
路における同一のＷａｌｓｈ符号とＰＮ符号が乗積され
た符号相互間の干渉量を算出する干渉量算出手段と、前
記データ復調回路で復調された信号から前記干渉量を除
去する処理手段とを有することを特徴とする。

【００２１】

【作用】セルサイトから移動局へ信号が供給される、い
わゆるフォワードリンクの場合、前述したようにセルサ
イトからはデータ変調がかかった信号ととともに、デー
タ変調のかかっていないパイロット信号が送信される。
そして、このパイロット信号で同期をとりデータを復調
するが、前述した選択性フェージング（遅延波の存在す
るフェージング）状況下においては、直接波のタイミン
グでデータ復調を行うと遅延波が干渉成分となり、逆に
遅延波のタイミングでデータ復調を行うと先行波が干渉
成分となる。

【００２２】そこで、先行波及び遅延波の時間差、振幅
比、搬送波位相差から先行波に対する遅延波の干渉、ま
たは遅延波に対する先行波の干渉を算出し、この干渉量
から受信候補系列を計算する。そして、この受信候補系
列と受信シンボルデータの差の２乗をブランチメトリッ
クとしてビタビアルゴリズムを適用し、生き残りパスか
ら送信データを復調することにより干渉の影響を効果的
に抑制して信号品質を向上させる。

【００２３】なお、移動局からセルサイトへ信号が供給
される、いわゆるリバースリンクの場合には、複数通り
（例えば６４通り）のＷａｌｓｈ関数系列がＷａｌｓｈ
符号周期毎に変化するため、前述したような受信候補系
列を計算することは困難である。そこで、着目している
データタイミングのみの干渉量を計算し、同一のＷａｌ
ｓｈ符号とＰＮ符号が乗積された符号相互間の干渉を除
去することにより信号品質の向上を図る。

【００２４】

【実施例】以下、図面を用いながら本発明に係るＳＳ通
信用受信装置の好適な実施例を説明する。

【００２５】第１実施例図１には本実施例の受信装置の構成ブロック図が示され
ている。図１０と同様にアンテナ１で信号を受信しディ
プレクサ２を介してアナログレシーバ３に受信信号を供
給する。アナログレシーバ３は受信信号をデジタルＩＦ
信号に変換しサーチャーレシーバ５及びデジタルデータ
レシーバ６、７に供給する。デジタルレシーバ６、７で
は前述したようにＰＮ符号及び自局に割り当てられたＷ
ａｌｓｈ符号を乗算してデータタイミング間隔にわたっ
て加算し、加算結果を復調シンボルとして出力する。そ
して、復調シンボルはコントロールプロセッサ８に供給
されると共に、ビタビプロセッサ１０２、１０４に供給
される。ここで、コントロールプロセッサ８からの制御
信号により、データレシーバ６は先行波のタイミングで
シンボル復調を行い、デジタルデータレシーバ７は遅延
波のタイミングでシンボル復調を行う。

【００２６】コントロールプロセッサ８は前述したよう
にデジタルデータレシーバ６、デジタルデータレシーバ
７に制御信号を供給して所定のタイミングでそれぞれシ
ンボル復調を行わせるが、この実施例においては、更
に、干渉量算出回路１００に対して、先行波と遅延波の
相対的な関係を示すバラメータ（振幅比、キャリア位相
差、遅延時間差）、及び通信に用いられている拡散信
号、Ｗａｌｓｈ符号を出力する。干渉量算出回路１００
は例えば、ＤＳＰ（ディジタル信号処理器）あるいはＣ
ＰＵ等で構成されている。以下に数式並びにフローチャ
ートを用いて、その動作を説明する。ここでは、Ｗａｌ
ｓｈ符号の符号長が６４、ＰＮ符号の符号長が３２７６
８で１送信データに対してＷａｌｓｈ符号が１周期（６
４チップ）、ＰＮ符号が６４チップで、データ変調、Ｗ
ａｌｓｈ符号の乗積、ならびに拡散変調ともにＢＰＳＫ
（２層ＰＳＫ）変調される場合について示すが、いずれ
かの変調方式がＱＰＳＫ（４層ＰＳＫ）などの変調方式
が採用されるような場合でも、符号長の異なるＷａｌｓ
ｈ符号、ＰＮ符号が使用される場合でも、同様な方法で
干渉量の計算が可能である。

【００２７】いま、ｉ番目の送信データをｄ_i、ｉ番目
のＷａｌｓｈ符号の第ｊチップをＷ_i，_jとする。な
お、フォワードリンクの場合はＷａｌｓｈ符号は通信中
は番号ｉによらず固定されている。また、先行波と遅延
波の振幅比の振幅比をρ、キャリア位相差をφ、遅延時
差をΔＴ＋δで表現すれば（但し、Ｔはチップ間隔で、
δ＜Ｔである）、先行波のタイミングで見たｉ番目のデ
ータに関する受信信号ｒ_i（ｔ）は、

【数１】となる。ここでｒｅｃｔ_c（ｔ）は０≦ｔ≦Ｔの時１、
それ以外の時は０となる関数であり、ｒｅｃｔ_s（ｔ）
は０≦ｔ≦６４Ｔの時１、それ以外の時０となる関数で
ある。またｊはｍｏｄ［３２７６８，｛ｍｏｄ（５１
２，ｉ）＋１｝］である。ここでｍｏｄはモジュロ関数
を示す。ディジタルデータレシーバ６でこの受信信号ｒ
_i（ｔ）とＰＮ符号を先行波のタイミングで乗積する
と、

【数２】となる。更に割り当てられたＷａｌｓｈ関数Ｗ_iを乗積
し、その結果をデータタイミング間隔に渡って加算する
と、雑音以外のシンボルｆ（ｔ）は

【数３】となる。同式において、第１項が送信データｉに関する
希望信号成分、第２項、第３項が遅延波による干渉成分
で、第２項が遅延波のｄ_i-1に乗積されたＰＮ符号、Ｗ
ａｌｓｈ符号に起因する干渉成分、第３項が遅延波のｄ
_iに乗積されたＰＮ符号、Ｗａｌｓｈ符号に起因する干
渉成分である。ここで、第２項、第３項で、サーチャー
レシーバからコントロールプロセッサに与えられる情報
（遅延時間差、信号強度）ならびに、各データレシーバ
からコントロールプロセッサに与えられる情報（信号強
度、キャリア位相差）等から、先行波、遅延波に関する
相対的なパラメータ（ρ，φ，Δ，δ）はコントロール
プロセッサより容易に推定され、また、Ｗａｌｓｈ符
号、ＰＮ符号は既知であるから、第２項中のｄ_i，ｄ
_i-1が仮に判ったとすれば、雑音を除くｆ（ｔ）を完全
に知ることができる。即ち、干渉量算出回路では、第２
項のｄ_i，ｄ_i-1を除く部分を第２項、第３項で個別に
計算し、ビタビプロセッサ１０２に出力する。

【００２８】同様にして、ディジタルデータレシーバ７
が遅延波のタイミングで復調を行う場合、ディジタルデ
ータレシーバ７の雑音以外の復調出力（復調シンボル）
ｇ（ｔ）は

【数４】となる。同式において、第１項が送信データｄ_iに関す
る希望信号成分、第２項、第３項が先行波による干渉成
分で、第２項が先行波のｄ_i+1に乗積されたＰＮ符号、
Ｗａｌｓｈ符号に起因する干渉成分、第３項が先行波の
ｄ_iに乗積されたＰＮ符号、Ｗａｌｓｈ符号に起因する
干渉成分である。先行波のタイミングで復調を行うディ
ジタルデータレシーバの時と同様に、先行波、遅延波に
関する相対的なパラメータはコントロールプロセッサよ
り与えられ、また、拡散符号、Ｗａｌｓｈ符号も既知で
あるから、干渉量算出回路において、第２項ｄ_i，ｄ
_i+1を除く部分を前半部と後半部で個別に計算し、ビタ
ビプロセッサ１０４に出力する。

【００２９】ビタビプロセッサ１０２では干渉量算出回
路で得られた干渉量に関するパラメータを用いてｄ_i，
ｄ_i-1を仮定することにより候補信号系列を生成し、こ
れとディジタルデータレシーバから与えられる復調シン
ボルとを比較しながら、最尤的に信号系列を判定してゆ
く。即ち、復調シンボルと候補系列の差の２乗をブラン
チメトリックとしてビタビアルゴリズムを適用し、最終
的な生き残りパスから送信データを復調することによ
り、干渉の影響を効果的に取り除き、その結果をダイバ
ーシチ回路９に出力する。

【００３０】ビタビプロセッサ１０４でも同様な動作を
行う。

【００３１】以下、ビタビプロセッサ１０２、１０４の
動作をフローチャートを用いて詳細に説明する。

【００３２】周知の如く、ビタビアルゴリズムは各時点
の各状態毎にメトリック最小のパスを求めていくことに
より、冗長な計算をできるだけ省いた復号を行うアルゴ
リズムである。このビタビ復号の基本操作は以下の３ス
テップから構成される。

【００３３】（１）時点ｔ_iの各状態Ｓ_iから時点ｔ
_i+1の状態Ｓ_jへの全てのブランチについてブランチメ
トリックを計算する。

【００３４】（２）全てのブランチについて、時点ｔ_i
の状態Ｓ_iの生残りパスのメトリックと前述のブランチ
メトリックとを加算する。

【００３５】（３）時点ｔ_i+1の状態Ｓ_j毎に、Ｓ_jの
全てのパスに対し（２）で求めた和を比較し、最小値を
与える生残りパスとブランチの組を求め、生残りパスと
ブランチをつないだパスをＳ_jの生残りパスとする。

【００３６】そして、時刻０から始めて各時点でこの基
本操作を行っていけば、任意の時点で各状態毎にそれに
至るメトリック最小のパスが１つずつ生き残ることにな
る。以下、図３、図４のフローチャートを用いて本実施
例におけるビタビアルゴリズムを具体的に説明する。図
３において、まず、ｉ＝１とし、ディジタルデータレシ
ーバ６によりｒ₁を受信し（Ｓ１０１）、ブランチメト
リックμ₀（１）、μ₀（０）を計算する（Ｓ１０
２）。ブランチメトリックμ₀（１）、μ₀（０）は

【数５】

【数６】により計算される。ブランチメトリックが得られた後、
このブランチメトリックを用いてパスメトリックＪ
₀（１）、Ｊ₀（０）を算出する（Ｓ１０３）。この場
合、パスメトリックはＳ１０２で求めたブランチメトリ
ックに等しくなる。

【００３７】次に、ｉを１だけインクリメントし（Ｓ１
０４）、同様に信号ｒ_iを受信し順次ブランチメトリッ
クμ及びパスメトリックｊを計算する（Ｓ１０５、Ｓ１
０６）。なお、ブランチメトリックμは

【数７】により計算される。ここで、Ｉ_i-1はｄ_i-1に、Ｉ_iは
ｄ_iに対応している。そして、パスメトリックｊ_1,1と
ｊ_0,1とを比較し、ｊ_1,1の方が小さい場合には生残り
パスとしてｊ_1,1を選択し、そうでない場合にはｊ_0,1
を選択する（Ｓ１０７）。次に、ｊ_1,0とｊ_0,0を比較
し、ｊ_1,0の方が小さい場合には生残りパスとしてｊ
_1,0を選択し、そうでない場合にはｊ_0,0を選択する
（Ｓ１１０）。そして、それぞれ選択された生き残りパ
スをパスメトリックＪ_i-1（０），Ｊ_i- ₁（１）に格納
してゆく（Ｓ１０８〜Ｓ１０９、Ｓ１１１〜Ｓ１１
２）。

【００３８】このような操作を最終番号Ｎまで行い、パ
スメトリックＪ_N-1（０）とＪ_N-1（１）との大小比較
を行う（Ｓ１１４）。Ｊ_N-1（０）の方が小さい場合に
はこのＪ_N-1（０）のパスが最終パスとなり（Ｓ１１
５）、そうでない場合にはＪ_N- ₁（１）のパスが最終パ
スとなる（Ｓ１１６）。そして、このようにして決定さ
れたパスの節点に対応する点が復調データであり、この
復調データをダイバーシチ回路９に供給して正確なデー
タ復調を行うことができる。

【００３９】なお、図２は、図３、図４の動作をトレリ
ス図を用いて概念的に示している。図２（Ａ）は初期段
階を示し、図２（Ｂ）は任意の時刻の段階を示してい
る。図において、各節点が各時刻における状態を示し、
上が状態（データ）１の場合、下が状態（データ）０の
場合を示している。図（Ｂ）の左、中央、右の点はそれ
ぞれｉ−２，ｉ−１，ｉ復調シンボルに対応する時刻を
示している。また、節点から節点への推移がブランチで
あり、その推移の確からしさがブランチメトリックμで
ある。そして、初期状態からある節点に至るまでの連続
したブランチがパスで、初期状態からある節点に至るま
でのパスの確からしさは対応するブランチメトリックの
合計で与えられ、それがパスメトリックＪである。この
実施例においては、連続する送信データは互いに独立
で、数１から、１つの復調シンボルは、遅延波の同一シ
ンボルと１つ前のシンボルからの影響を受けているの
で、このようなトレリス図となる。即ち、復調シンボル
がデータレシーバより与えられるたびに、状態１から状
態１、状態１から状態０、状態０から状態１、状態０か
ら状態０への４つの推移を仮定し、処理を行う必要があ
る。Ｊ_j-1（１），Ｊ_i-1（０）は初期段階からｉ番目
のデータがそれぞれ１，０である確からしさを表わして
いる。また、ｉ−１番目の復調シンボルを受信した段階
でｉ−１番目のパスメトリックＪ_i-1の計算が終了して
いる。ここで、ｉ番目の復調シンボルが受信されたとき
の処理を考える。ｉ番目の復調シンボルが受信されると
干渉量算出器からの結果を用いて、（ｉ−１，ｉ）番目
のデータが（１，１），（０，１），（１，０），
（０，０）である確からしさ、即ち、ブランチメトリッ
クμ_i（１，１），μ_i（０，１），μ_i（１，０），
μ_i（０，０）が計算できる。ｉ番目のデータが１とな
るのは、（ｉ−１，ｉ）番目のデータが（１，１），
（０，１）のいずれかであるから、どちらがより確から
しいかを計算する。それにはｉ−１番目までのデータが
それぞれ１，０である確からしさＪ_i-1（１），Ｊ_i-1
（０）に（ｉ−１，ｉ）番目のデータが（１，１），
（０，１）のように推移する確からしさμ_i（１，
１），μ_i（０，１）をそれぞれ加えた値Ｊ_1,1，Ｊ_0,
₁のどちらがより確からしいか比較すればよい。そし
て、確からしい方を生き残りパスとして残し、対応する
パスメトリックをＪ_i-1（１）とする。Ｊ_i-1（０）に
ついても同様である。仮に、Ｊ_1,1の方が選択されたと
すると、同図（Ｂ）の場合ｉ−２番目のデータが１であ
れば、ｉ−１番目のデータは１が送られたと判断され
る。以降もこのような操作が繰り返され、最終的データ
が送られた時点で、Ｊ_i-1（０），Ｊ_i-1（１）を比較
して最終的な生き残りパスを１つに決定する。パスが決
定されれば、そのパスが通過してきた状態が復調データ
として出力される。

【００４０】以上がデジタルデータレシーバ６からの信
号をビタビアルゴリズムを用いて処理するビタビプロセ
ッサ１０２の動作であるが、遅延波のタイミングでデー
タ復調を行うデジタルデータレシーバ７からの復調シン
ボルをビタビアルゴリズムで処理するビタビプロセッサ
１０４の動作もこのビタビプロセッサ１０２の動作と同
様であり、図５、図６に動作フローチャートが示されて
いる。前述したビタビプロセッサ１０２と異なる点は、
ブランチメトリックνを

【数８】

【数９】

【数１０】により計算し、このブランチメトリックνを用いてパス
メトリックＫを計算することである（Ｓ２０１〜Ｓ２１
７）。

【００４１】このようにして得られたビタビプロセッサ
１０２，１０４の出力はダイバーシチ合成回路において
合成され、より一層の受信特性の向上が図られる。ダイ
バーシチの合成方法はビタビプロセッサ出力でそれぞれ
データが復調されているので基本的に選択合成となる。
選択合成の方法は、サーチャーレシーバから与えられる
受信電力の大きい方の出力を選択するか、あるいは、最
終的なメトリックをみて確からしい方のビタビプロセッ
サ出力を選択するか、あるいは、各時点におけるデータ
毎のメトリックを比較してゆき、各時点のメトリックの
大小によって選択する方法がある。最後の方法の場合、
データ単位にビタビプロセッサ出力が選択される。ま
た、メトリックにサーチャーレシーバから与えられる受
信電力を乗じたもので選択する方法等を採用してもよ
い。

【００４２】また、この実施例に示されていないが、ビ
タビアルゴリズムによる復合遅延を少なくするためにバ
スメトリックの計算中に、確定したデータについては確
定する毎に出力する方法もある。このような方法を用い
れば、復号遅延を少なくすることが可能である。また、
この場合、２つのビタビプロセッサで確定する時刻が必
ずしも一致しないので、復号同期回路を設け、両方のビ
タビプロセッサで確定したデータからダイバーシチでの
選択処理を行うことも可能である。

【００４３】なお、ビタビアルゴリズムについては、例
えば、「今井秀樹著“符号理論”、電子情報通信学会
編、コロナ社、第１２章」に詳しい。

【００４４】以上に述べた実施例においては、デジタル
データレシーバ６、７からの信号をビタビプロセッサ１
０２、１０４に供給し、さらにダイバーシチ回路９に供
給してデータ復調する構成を示したが、デジタルデータ
レシーバ６、７からの信号を従来と同様にダイバーシチ
回路９に直接供給し、両信号を合成してからビタビプロ
セッサに供給し、干渉の影響を効果的に取り除くデータ
復調を行っても良い。図７にはこのような復調方式を用
いる場合の構成ブロック図が示されている。ビタビプロ
セッサ１０６はダイバーシチ回路９の後段に設けられ、
ダイバーシチ回路９にて加算された信号が供給される。
干渉量計算回路１００では、数３、数４より得られるパ
ラメータをまとめてビタビプロセッサ１０８へ供給す
る。図８にはビタビプロセッサ１０６の動作フローチャ
ートが示されており、前述したビタビプロセッサ１０
２、１０４と同様に順次ブランチメトリック、パスメト
リックを計算し、パスを選択し、最終パスを決定する
（Ｓ３０１〜Ｓ３１０）。

【００４５】なお、この場合のブランチメトリックは、
例えば、数６と数９を用いて、ｈ₀（ｉ，ｄ_i）＝ｆ₀（ｉ，ｄ_i）＋ｇ₀（ｉ，ｄ_i）ｈ₁（ｉ，ｄ_i-1）＝ｆ₁（ｉ，ｄ_i-1）＋ｇ₁（ｉ，ｄ_i+1）ｈ₂（ｉ，ｄ_i）＝ｆ₂（ｉ，ｄ_i）＋ｇ₂（ｉ，ｄ_i）ｈ（ｉ，ｄ_i+1，ｄ_j，ｄ_i+1）＝ｆ（ｉ，ｄ_i-1，ｄ_i）＋ｇ₁（ｉ，ｄ_i ，ｄ_i+1）のように、それぞれを加算したものから候補系列を作成
し、これとダイバーシチ合成後の復調シンボルとの差の
２乗をとることにより計算される。但し、この場合、ブ
ランチメトリックは前後３シンボルとなるので、状態数
は４となることに注意を要する。

【００４６】なお、以上に述べた実施例においては、マ
ルチパスによる受信波として、先行波と遅延波の２波の
みについて示したが、受信波が３波以上ある場合にも、
同様な手法で干渉量算出を行い、ビタビアルゴリズムを
適用することにより、影響を効果的に取り除くことがで
きる。

【００４７】また、サーチャーレシーバから与えられる
信号強度に基づいて、３つ以上の中から大きい強度を有
する２つの受信波に対して、この発明による受信装置を
用いれば、やはり、干渉の影響を効果的に低減すること
ができる。

【００４８】第２実施例前述した第１実施例においてはセルサイトから移動局に
信号が送信され、移動局側でＳＳ信号を受信する場合を
示したが、先行波と遅延波による干渉量を検出し、この
干渉量の影響を除去して正確なデータ復調を行う処理は
移動局からセルサイトへ信号が送られ、セルサイト側で
データを復調する場合にも適用することができる。但
し、この場合セルサイトの受信側では６４通りのＷａｌ
ｓｈ関数がデータタイミング毎に変化するので連続する
２シンボルの受信候補系列を計算するためには膨大な計
算（６４×６４通りのブランチメトリック）が必要とな
り、実用的ではない。従って、セルサイト側で受信する
場合には、前後のＷａｌｓｈシンボルを考えずに当該タ
イミングのＷａｌｓｈシンボルとＰＮ符号の乗積された
符号のみの干渉量を計算し、同一のＷａｌｓｈシンボル
とＰＮ符号が乗積された符号相互の干渉量のみを予め軽
減した後にデータ判定を行えば良い。この場合、遅延時
間がＷａｌｓｈシンボル時間長に比べて小さいときは干
渉量の大半は同一シンボルの重なり合った部分が影響し
ているので除去効果は大きい。さらにダイバーシチを行
う場合、同一シンボル同士の相互干渉は除去されてお
り、残された前後シンボルに起因する干渉はランダムに
加算されることになるので、より一層の効果が期待でき
る。図９にはセルサイト側の受信装置の概略構成が示さ
れている。図示しないアンテナ及びアナログレシーバか
らのデジタルＳＳ信号（アナログレシーバによりベース
バンドに変換されている）は、乗算器２００でＰＮ符号
と乗算された後、ＦＨＴ器２０２に供給される。ＦＨＴ
器２０２では高速アダマール変換を行い、各Ｗａｌｓｈ
符号についての信号を出力する。そして、これら出力信
号は、最大値検出器２０４に供給されて最大値が検出さ
れ、更にダイバーシチ回路に供給されるが、本実施例で
は最大値検出器２０４に信号を供給する際に、干渉量除
去回路２０３にて干渉量が予め低減されて供給される。
ここで、干渉量除去回路２０３は各Ｗａｌｓｈ相関信号
についての加減算器から構成され、干渉量算出回路２０
６にて算出された干渉量をＦＨＴ器２０２の出力から除
去する。また、干渉量除去回路には、プロセッサから２
つの受信波の相対的なパラメータが与えられる。

【００４９】以下、干渉量算出回路２０６で受信信号ｒ
（ｔ）から干渉量を算出する方法をＷａｌｓｈ符号長が
６４で、Ｗａｌｓｈ符号とＰＮ符号のチップレートが等
しい場合について説明する。なお、ここでは、同期検波
がなされている場合について説明する。

【００５０】なお、リバースリンクではＷａｌｓｈ符号
が情報データに対応するため、ｄ_iがなく、また、Ｗ
_i,jはｉによって異なったＷａｌｓｈ符号が伝送され
る。まず、先行波のデータタイミングで復調を行う場合
を考える。先行波のタイミングで見た、ｉ番目のＷａｌ
ｓｈシンボルに関する受信信号ｒ_i（ｔ）が

【数１１】である場合、乗算器２００でＰＮ符号を乗算すると

【数１２】となる。従って、ＦＨＴ器２０２でＦＨＴを行うと、各
々のＷａｌｓｈ関数に対応する出力は、

【数１３】となる。ここで、Ｗ_ref,n（ｒｅｆ＝１〜６４）は受信
側で用意する６４のＷａｌｓｈ関数であり、ｒｅｆがＷ
ａｌｓｈ関数番号である。

【００５１】ここで、上式の右辺第１項が希望成分であ
り、この希望成分ｄｅｓｉｒｅｄは

【数１４】となる。即ち送信Ｗａｌｓｈシンボルに対応するＦＨＴ
の出力ポートのみに希望信号成分が存在する。右辺第２
項、第３項が干渉を表す項であり、希望信号が出力され
るＦＨＴ出力ポートにおける干渉成分ｕｎｄｅｓｉｒｅ
ｄは

【数１５】となる。この干渉成分ｕｎｄｅｓｉｒｅｄのうち、本実
施例が着目するＷａｌｓｈ符号Ｗi 相互の干渉を表す項
は第２項である。従って、サーチャーレシーバにて検出
された先行波と遅延波の振幅比ρ及び搬送波位相差φを
用いてこの干渉量を計算でき、この干渉量を干渉量除去
回路２０３に供給すればよい。

【００５２】次に、遅延波のデータタイミングで復調を
行う場合、遅延波のタイミングで見たｉ番目のＷａｌｓ
ｈシンボルに関する受信信号ｒ_i（ｔ）は

【数１６】となり、従って、ＰＮ符号を乗算すると、

【数１７】となる。そして、前述した先行波のデータタイミングで
復調を行う場合と同様に、ＦＨＴ器２０２でＦＨＴを行
うと、希望信号成分が出力されるＦＨＴ（Ｗａｌｓｈ）
関数ｉに対応）出力ポートの出力ｇ（ｔ）は

【数１８】となる。上式の右辺第１項が希望成分ｄｅｓｉｒｅｄで
あり、右辺第２項、第３項が干渉成分ｕｎｄｅｓｉｒｅ
ｄである。そして、干渉成分ｕｎｄｅｓｉｒｅｄのうち
第２項が本実施例において着目するＷａｌｓｈ符号Ｗ_i
相互の干渉を示す項であり、振幅比ρ、搬送波位相差φ
を用いてこの干渉量を算出することができ、干渉量除去
回路２０３に供給してデータ復調信号から干渉量を除去
する。

【００５３】このように、本発明においては、選択性フ
ェージング状況下における干渉成分を有効に除去するこ
とにより、伝送品質の劣化を効果的に抑制することがで
きる。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るスペ
クトル拡散通信用受信装置によれば、Ｗａｌｓｈ直交符
号の選択性フェージングに起因する直交崩れのために生
じる特性劣化を効果的に抑制することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における受信装置の構成ブロ
ック図である。

【図２】同実施例におけるビタビアルゴリズムの説明図
である。

【図３】同実施例におけるビタビプロセッサの動作フロ
ーチャートである。

【図４】同実施例におけるビタビプロセッサの動作フロ
ーチャートである。

【図５】同実施例におけるビタビプロセッサの動作フロ
ーチャートである。

【図６】同実施例におけるビタビプロセッサの動作フロ
ーチャートである。

【図７】本発明の他の実施例における受信装置の構成ブ
ロック図である。

【図８】同実施例におけるビタビプロセッサの動作フロ
ーチャートである。

【図９】本発明の他の実施例（リバースリンク）におけ
る受信装置の構成ブロック図である。

【図１０】従来の受信装置の構成ブロック図である。

【図１１】データ復調の原理説明図である。

【図１２】データ復調の原理説明図である。

【符号の説明】

１アンテナ５サーチャーレシーバ６，７デジタルデータレシーバ８コントロールプロセッサ１００干渉量算出回路１０２，１０４ビタビプロセッサ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】擬似雑音符号により直接拡散方式でスペ
クトル拡散され、さらにＷａｌｓｈ符号により各チャネ
ル毎に直交性を有して基地局から送信された信号を複数
のデータ復調回路で復調し、各データ復調回路からの信
号をダイバーシチ合成するスペクトル拡散通信用受信装
置において、前記各データ復調回路のデータ復調タイミングにおける
Ｗａｌｓｈ符号とＰＮ符号が乗積された符号と先行波ま
たは遅延波のタイミングにおけるＷａｌｓｈ符号とＰＮ
符号が乗積された符号間の干渉量を算出する干渉量算出
手段と、ビタビアルゴリズムを用いて前記データ復調回路で復調
された信号から前記干渉量を除去する処理手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置。
【請求項２】擬似雑音符号により直接拡散方式でスペ
クトル拡散され、さらにＷａｌｓｈ符号により各チャネ
ル毎に直交性を有して基地局から送信された信号を複数
のデータ復調回路で復調し、各データ復調回路からの信
号をダイバーシチ合成するスペクトル拡散通信用受信装
置において、前記各データ復調回路のデータ復調タイミングにおける
Ｗａｌｓｈ符号とＰＮ符号が乗積された符号と先行波ま
たは遅延波のタイミングにおけるＷａｌｓｈ符号とＰＮ
符号が乗積された符号間の干渉量を算出する干渉量算出
手段と、ビタビアルゴリズムを用いて前記ダイバーシチ合成され
た信号から前記干渉量を除去する処理手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置。
【請求項３】擬似雑音符号により直接拡散方式でスペ
クトル拡散され、さらに送信データに応じたＷａｌｓｈ
符号が乗算されて移動局から送信された信号を複数のデ
ータ復調回路で復調し、各データ復調回路からの信号を
ダイバーシチ合成するスペクトル拡散通信用受信装置に
おいて、各データ復調回路における同一のＷａｌｓｈ符号とＰＮ
符号が乗積された符号相互間の干渉量を算出する干渉量
算出手段と、前記データ復調回路で復調された信号から前記干渉量を
除去する処理手段と、を有することを特徴とするスペクトル拡散通信用受信装
置。