RU2433557C2

RU2433557C2 - Способ и устройство, предназначенные для генерации кода обучающей последовательности в системе связи

Info

Publication number: RU2433557C2
Application number: RU2009130410/08A
Authority: RU
Inventors: Йан СИН (KR); Йан СИН; Дзонг-Соо ЧОИ (KR); Дзонг-Соо ЧОИ
Original assignee: Самсунг Электроникс Ко., Лтд.
Priority date: 2007-02-08
Filing date: 2008-02-05
Publication date: 2011-11-10
Also published as: EP2119166A4; CA2677417A1; US8059750B2; CN101641930B; JP2010518727A; KR20080074245A; JP5619065B2; RU2009130410A; CN102724161B; WO2008097036A1; JP4988866B2; KR100922970B1; CN101641930A; JP2012165451A; US20080212713A1; CA2677417C; EP2119166A1; CN102724161A

Abstract

Изобретение относится к технике генерации и применения кода обучающей последовательности в системе связи. Достигаемый технический результат - повышение эффективности передачи и приема данных с использованием кода обучающей последовательности (TSC). Устройство передачи данных содержит кодер для кодирования данных, мультиплексор для мультиплексирования кодированных данных и кода обучающей последовательности (TSC), модулятор для модуляции мультиплексированных данных, используя определенную схему модуляции и передатчик для передачи модулированных данных, при этом модулятор модулирует TSC на основе двух точек совокупности, имеющих наибольшее абсолютное значение и противоположные знаки среди М точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции. 4 н. и 16 з.п. ф-лы, 17 ил.

Description

Уровень техники

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение в целом относится к способу и устройству для генерации кода обучающей последовательности в системе связи и, более конкретно, к способу и устройству для генерации и применения кода обучающей последовательности в глобальной системе мобильной связи/системе сети радиодоступа (RAN) увеличенных скоростей передачи данных для развития GSM (GSM/EDGE) (упомянутой как GERAN).

Описание предшествующего уровня техники

Рабочая группа TSG-GERAN (группа службы технологии GERAN) концентрируется на развитии GERAN, чтобы улучшить производительность с точки зрения скорости передачи данных и спектральной эффективности. Чтобы улучшить производительность нисходящей линии связи и восходящей линии связи, схемы квадратурной амплитудной модуляции (QAM) высокого порядка, QAM 16-го порядка (16-QAM) и QAM 32-го порядка (32-QAM) добавляют к традиционным схемам модуляции, гауссовой минимальной манипуляции (GMSK) и фазовой манипуляции 8-го порядка (8-PSK).

Традиционную скорость символов 170,833 символов/сек добавляют к новой скорости символов 325 символов/сек, чтобы увеличить скорость передачи данных и спектральную эффективность. Новую скорость символов, которая в 1,2 раза выше, чем традиционная скорость символов, применяют как к нисходящей линии связи, так и к восходящей линии связи, и предполагают, что она будет отражена в стандартизации GERAN.

Как описано выше, традиционные системы GERAN выбирают GMSK и 8-PSK. В GMSK полосу частот двоичных данных ограничивают с помощью использования гауссова фильтра нижних частот, а затем частотно модулируют с предварительно определенным коэффициентом деления. Вследствие результирующего непрерывного переключения между двумя частотами, GMSK отличается отличной спектральной плотностью и высоким подавлением паразитных сигналов. 8-PSK преобразует данные в модулированный по фазе код несущей, увеличивая частотную эффективность. Для системы EDGE/усовершенствованной GPRS (EGPRS) определены девять схем кодирования, т. е. от схемы 1 модуляции и кодирования (MCS-1) до MCS-9, для каналов трафика пакетных данных (PDTCH). В реальной связи выбирают одну из различных комбинаций схем модуляции и кодирования. GMSK используют для MCS-1 по MCS-4, в то время как 8-PSK используют для MCS-5 по MCS-9. MCS выбирают в соответствии с измеренным качеством канала.

Фиг.1 является блок-схемой, иллюстрирующей передатчик нисходящей линии связи в традиционной системе GERAN.

В соответствии с фиг.1 кодер 110 канала кодирует блок пакетных данных управления линией радиосвязи (RLC) (упомянутый как блок RLC) с помощью сверточного кодирования и прокалывает закодированные данные в предварительно определенном шаблоне прокалывания. Перемежитель 129 перемежает проколотые данные. Для назначения перемеженных данных в физический канал перемеженные данные подают в мультиплексор 140. Информацию заголовка RLC/управления доступом к среде (МАС), флаг состояния восходящей линии связи (USF) и бит 130 идентификатора кода также подают в мультиплексор 140. Мультиплексор 140 распределяет собранные данные в четыре нормальных пакета и назначает каждый пакет в интервал времени кадра множественного доступа с разделением времени (TDMA). Модулятор 150 модулирует данные в каждом пакете. Устройство 160 поворота обучающей последовательности добавляет код обучающей последовательности (TSC) к модулированным данным и поворачивает фазу TSC. Данные с повернутой фазой подают в передатчик 170. Дополнительные компоненты, необходимые для передачи модулированного сигнала, например цифроаналоговый преобразователь, теперь будут подробно описаны в настоящей заявке.

Фиг.2 является блок-схемой, иллюстрирующей приемник в традиционной системе GERAN.

Ссылаясь на фиг.2, внешний радиоинтерфейс 210 принимает пакеты в интервалах времени через антенну приема и подает принятые данные в устройство 220 отмены поворота обучающей последовательности и в буфер и устройство 260 отмены поворота. Буфер и устройство 260 отмены поворота буферизирует данные и отменяет поворот фазы данных. Детектор модуляции и устройство 270 оценки канала детектирует схему модуляции и оценивает информацию канала с использованием данных, принятых из буфера и устройства 260 отмены поворота. Устройство 220 отмены поворота обучающей последовательности отменяет поворот фазы принятых данных в соответствии с операцией устройства 160 поворота обучающей последовательности передатчика нисходящей линии связи. Эквалайзер 230 выравнивает и демодулирует данные с отмененным поворотом фазы на основании детектированной схемы модуляции и оцененной информации канала. Устройство 240 отмены перемежения отменяет перемежение демодулированных данных, а декодер 250 канала декодирует данные с отмененным перемежением, таким образом, восстанавливая переданные данные.

Фиг.3 иллюстрирует структуру нормального пакета в традиционной системе GERAN.

Ссылаясь на фиг.3, для передачи данных TSC, включающий в себя 26 или 31 символ, расположен в центре нормального пакета. Восемь TSC определены в стандарте для фактического использования для сети GSM и подвижной станции (MS). Один TSC назначают в каждую ячейку. В приемнике информацию состояния радиоканала оценивают из TSC, а эквалайзер удаляет шум и помехи из принятого сигнала на основании информации оценки канала. Приемник также измеряет качество канала или качество линии связи с использованием TSC и подает измерение качества канала или качества линии связи обратно в передатчик таким образом, что передатчик может выполнять управление качеством линии связи (LQC).

Традиционный TSC состоит из кодов с отличными свойствами циклической автокорреляции. Следовательно, традиционный TSC имеет хорошие характеристики, когда оценку канала выполняют в одном канале, пренебрегая внутриканальной помехой. Однако ячейка сконструирована в сотовой системе таким образом, что несущие частоты повторно используют с достаточным расстоянием между ними, учитывая внутриканальную помеху (CCI). Когда несущие частоты повторно используют более часто, CCI увеличивается, существенно влияя на эффективности оценки канала и детектирования сигнала. В этом контексте, когда CCI является сильной в сотовой системе, такой как GSM, использование оценки совместного канала является предпочтительным для точной оценки канала. В этом случае свойства взаимной корреляции между TSC имеют большое влияние на эффективность оценки совместного канала. Однако настоящие TSC GERAN были сконструированы без учета их характеристик взаимной корреляции. В результате TSC ухудшают эффективности системы в среде TTI. Кроме того, когда традиционные TSC распространяют в схемы модуляции высокого порядка, такие как 16-QAM и 32-QAM, используемые в системе развития GERAN, они могут вызвать ухудшение эффективности системы.

Раскрытие изобретения

Настоящее изобретение сделано, чтобы обратиться, по меньшей мере, к вышеупомянутым проблемам и/или недостаткам и чтобы обеспечить, по меньшей мере, преимущества, описанные ниже. Таким образом, аспект настоящего изобретения предоставляет способ для генерации нового TSC и размещения TSC, чтобы преодолеть недостатки TSC, используемого в традиционных системах GERAN.

Другой аспект настоящего изобретения предоставляет устройство для эффективной передачи и приема данных с использованием TSC в системе GERAN.

Дополнительный аспект настоящего изобретения предоставляет способ для распространения нового TSC в 16-QAM и 32-QAM, используемого в системе GERAN.

В соответствии с одним аспектом настоящего изобретения предоставлен способ для модулирования TSC в системе связи. Две точки сигнала, имеющие одну и ту же абсолютную величину и противоположные знаки, выбирают из точек сигнала совокупности с M точками сигнала. Одну из двух выбранных точек сигнала выбирают в качестве точки сигнала, чтобы заменить каждый символ TSC. TSC переконфигурируют с помощью замены каждого символа TSC последовательностью, соответствующей выбранной точке сигнала.

В соответствии с другим аспектом настоящего изобретения предоставлен способ для генерации TSC в системе связи. Генерируют пару последовательностей А и В, имеющих свойства автокорреляции и взаимной корреляции. Генерируют TSC с помощью вставки защитных последовательностей Z, где каждая последовательность имеет z нулевых символов, в наибольшие значащие биты последовательностей А и В.

В соответствии с дополнительным аспектом настоящего изобретения предоставлено устройство для передачи данных в системе связи. Устройство включает в себя кодер, который кодирует данные, мультиплексор, который мультиплексирует закодированные данные, и один TSC, выбранный из предварительно определенных запомненных TSC. Выбранный TSC сконфигурирован с помощью выбора двух точек сигнала, имеющих одну и ту же абсолютную величину и противоположные знаки, из точек сигнала совокупности с M точками сигнала, выбора одной из двух выбранных точек сигнала в качестве точки сигнала, чтобы заменить каждый символ TSC, и замены каждого символа TSC последовательностью, соответствующей выбранной точке сигнала.

Краткое описание чертежей

Вышеупомянутые и другие аспекты, признаки и преимущества настоящего изобретения будут более понятными из следующего подробного описания, взятого совместно с сопровождающими чертежами, на которых:

фиг.1 - блок-схема, иллюстрирующая передатчик нисходящей линии связи в традиционной системе GERAN,

фиг.2 - блок-схема, иллюстрирующая приемник в традиционной системе GERAN,

фиг.3 - блок-схема, иллюстрирующая структуру нормального пакета в традиционной системе GERAN,

фиг.4 - схема, иллюстрирующая структуру TSC в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения,

фиг.5 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая операцию генерации TSC в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения,

фиг.6 - блок-схема последовательности этапов, иллюстрирующая операцию выполнения минимаксной оптимизации TSC в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения,

фиг.7А по фиг.7D - схемы, иллюстрирующие выбор точек совокупности в 8-PSK для расширенного использования TSC варианта осуществления настоящего изобретения,

фиг.8А и фиг.8В - схемы, иллюстрирующие выбор точек совокупности в 16-PSK для расширенного использования TSC варианта осуществления настоящего изобретения,

фиг.9А по фиг.9D - схемы, иллюстрирующие выбор точек совокупности в 32-PSK для расширенного использования TSC варианта осуществления настоящего изобретения,

фиг.10 - блок-схема, иллюстрирующая устройство передачи в системе GERAN, выбирающей MCS для нисходящей линии связи и восходящей линии связи с помощью использования TSC в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения,

фиг.11 перечисляет полное множество TSC, сгенерированных из 192 равномерно сдвинутых ортогональных последовательностей длины 16 или равномерно сдвинутых квазикомплементарных последовательностей длины 16, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения,

фиг.12 перечисляет полное множество TSC, сгенерированных из 128 равномерно сдвинутых ортогональных последовательностей длины 20 или равномерно сдвинутых квазикомплементарных последовательностей длины 20, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения,

фиг.13 перечисляет полное множество TSC, сгенерированных из 256 равномерно сдвинутых ортогональных последовательностей длины 16 или равномерно сдвинутых квазикомплементарных последовательностей длины 16, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, и

фиг.14А по фиг.14D перечисляют полное множество TSC, сгенерированных из 832 равномерно сдвинутых ортогональных последовательностей длины 20 или равномерно сдвинутых квазикомплементарных последовательностей длины 20, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.

Осуществление изобретения

Предпочтительные варианты осуществления подробно описаны со ссылкой на сопровождающие чертежи. Следует заметить, что подобные компоненты обозначены с помощью подобных ссылочных номеров, несмотря на то, что они проиллюстрированы на разных чертежах. Подробные описания структур процессов, известных в данной области техники, могут быть пропущены, чтобы избежать затенения предмета настоящего изобретения.

Варианты осуществления настоящего изобретения учитывают свойства автокорреляции и взаимной корреляции TSC при проектировании системы GERAN и TSC для системы GERAN. Чтобы найти соответствующий TSC, используют комплементарные последовательности Голей. Чтобы оценить помеху между последовательностями, в качестве критерия оценки вводят отношение сигнал-шум (SNR). Также используют минимаксный способ оптимизации, чтобы обнаруживать двоичные TSC, имеющие отличные свойства взаимной корреляции.

В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения TSC конструируют с использованием комплементарных последовательностей Голей или квазикомплементарных последовательностей. Последовательность комплексных величин длины n, P=(p₀,p₁,…,p_N-1), определяют в уравнении (1), как

где * обозначает сопряжение. То есть R_p(k)=R_p(-k). Если двоичные последовательности A=(a₀,a₁,…,a_N-1) и B=(b₀,b₁,…,b_N-1) (a_n,b_n

{-1,+1}) являются комплементарными последовательностями Голей длины N, последовательности А и В удовлетворяют уравнению (2), приведенному ниже

Обычно комплементарные последовательности Голей имеют длину 4, 8, 16, 20 или 32. Если последовательности А и В удовлетворяют уравнению (3), их определяют как двоичные квазипоследовательности.

Комплементарные последовательности Голей и квазикомплементарные последовательности имеют отличные свойства автокорреляции. Полагаясь на этот факт, новые TSC могут быть сконструированы таким образом, что каждый из TSC имеет пару комплементарных последовательностей. Заявитель допускает, что при проектировании TSC импульсный отклик канала замирания с L отводами будет обозначен с помощью h=(h₀,h₁,…,h_L-1). Когда комплементарные последовательности Голей используются для оценки канала замирания с L отводами, должно быть удовлетворено условие, что N≥L. Также, когда квазикомплементарные последовательности используются для оценки канала замирания с L отводами, должно быть удовлетворено условие, что K≥L-1.

В соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения создают TSC с использованием комплементарных последовательностей Голей и квазикомплементарных последовательностей А и В в структуре TSC, проиллюстрированной на фиг.4. Ссылаясь на фиг.4, защитные последовательности Z, где каждая из них имеет z нулевых символов, размещают в наибольших значащих позициях последовательностей А и В. Защитные последовательности Z должны быть как можно короче, но достаточно длинными, чтобы отменить межсимвольные помехи (ISI) в TSC или в А и В в одном и том же интервале времени. То есть число символов в одной защитной последовательности z должно быть меньше или равно L-1 (z≥L-1).

Последовательность X длины N' определяют как TSC, сконструированный с использованием пары комплементарных последовательностей А и В в структуре фиг.4, как показано в уравнении (4)

Если CCI не учитывают, когда

принятых выборок сигнала в приемнике выражают как уравнение (5)

В виде вектора принятые выборки сигнала в приемнике выражают как

. Вектор шума

и X является матрицей (N'-L)×L, заданной следующим образом в уравнении (6)

Между тем, оценка канала, основанная на ошибке метода наименьших квадратов, показана в уравнении (7) ниже

где X' - сопряженная транспонированная матрица X, а X'X - матрица автокорреляции L×L, выраженная в уравнении (8) ниже

Поскольку последовательности А и В являются комплементарными последовательностями Голей или квазикомплементарными последовательностями, уравнение (8) сокращают в уравнение (9) ниже

Если дисперсия белого гауссовского шума равна σ², средняя квадратичная ошибка равна σ²tr(Φ^-1), а значение следа матрицы Ф ^-1 должно быть как можно меньшим. Последовательности нулевой автокорреляции с постоянной амплитудой (CAZAC) гарантируют оптимальную оценку. То есть две матрицы Ф и Ф ^-1 имеют диагональные элементы. Следовательно, с помощью подстановки уравнения (9) в уравнение (7) оценку канала определяют с помощью уравнения (10) ниже

Заявитель допускает, что две последовательности комплексных величин длины N будут обозначены с помощью P=(p₀,p₁,…,p_N-1) и Q=(q₀,q₁,…,q_N-1), соответственно. Тогда функцию взаимной корреляции для двух последовательностей определяют как уравнение (11) ниже.

Другая пара комплементарных последовательностей Голей всегда существует для пары комплементарных последовательностей Голей. Свойства взаимной корреляции двух пар комплементарных последовательностей Голей являются взаимно комплементарными. То есть каждый из двух TSC включает в себя комплементраные последовательности Голей, взаимная корреляция которых равна 0 для любого сдвига бит.

Учитывая CCI в оценке совместного канала, принятый сигнал, связанный с TSC, X ₀,X ₁,…,X _M-1 равен

, где n - вектор белого гауссовского шума. При этом h=(h ₀,h ₁,…,h _M-1) и X=(X₀,X₁,…,X_M-1). Для j-го TSC, X_j, j=0,…,M-1. Допуская, что белый гауссовский шум, как в случае оценки одного канала, оценку совместного канала задают как

.

Ухудшение SNR в децибелах (упомянутое как SNR-d) может быть использовано в качестве критерия для оценки среднеквадратичной ошибки принятого сигнала. SNR-d используют, чтобы оценивать характеристики взаимной корреляции TSC, определенные в уравнении (12) ниже

где tr(Ф ^-1) обозначает сумму элементов главной диагонали матрицы Ф ^-1. Так как SNR-d меньше, свойства взаимной корреляции TSC лучше.

Теперь будет описан способ для поиска пары комплементарных последовательностей. Что касается комплементарных последовательностей Голей, известные комплементарные последовательности Голей могут быть обнаружены с помощью поиска с помощью компьютера полного множества последовательностей короткой длины. То есть равномерно сдвинутую ортогональную последовательность длины 2N определяют исключительно с помощью пары комплементарных последовательностей Голей длины N, А и В. Следовательно, комплементарные последовательности Голей могут быть обнаружены на следующих этапах.

Сначала обнаруживают равномерно сдвинутую ортогональную последовательность. После того как отменяют перемежение отдельно четных пронумерованных символов и нечетных пронумерованных символов равномерно сдвинутой ортогональной последовательности, восстанавливают две последовательности с отмененным перемежением.

Подобным образом пара квазикомплементарных двоичных последовательностей длины N может быть сгенерирована с помощью отмены перемежения равномерно сдвинутой квазиортогональной последовательности длины 2N, обнаруженной с помощью поиска с помощью компьютера. Автокорреляция равномерно сдвинутой квазиортогональной последовательности должна удовлетворять R(k)=0, (k=±2, ±4,…, ±2K, K<N).

Множество всех возможных TSC может быть сгенерировано из полного множества комплементарных последовательностей Голей в соответствии со структурой TSC фиг.4.

Фиг.5 является блок-схемой последовательности этапов, иллюстрирующей операцию, предназначенную для генерации полного множества TSC в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.

Ссылаясь на фиг.5, переменную N, указывающую двоичную последовательность, и параметр К устанавливают в начальные значения на этапе 500. На этапе 502 генерируют двоичную последовательность длины N, S_n. После того как двоичный сигнал преобразуют в биполярный сигнал на этапе 504, вычисляют функцию автокорреляции

биполярной последовательности S_n на этапе 506. На этапе 508 оценивают равномерно сдвинутую автокорреляцию

. Если каждая автокорреляция не удовлетворяет

, увеличивают индекс n последовательности на этапе 510 и определяют, является ли индекс n последовательности максимальным индексом последовательности (NUM) на этапе 512. Если индекс последовательности является максимальным индексом последовательности (n=NUM), выводят полное множество TSC на этапе 526. Если индекс последовательности не является максимальным индексом последовательности, процедура возвращается на этап 502, чтобы сгенерировать двоичную последовательность S_n.

С другой стороны, если

на этапе 508, комплементарную последовательность u увеличивают на этапе 514, а последовательность S_n делят на две последовательности A_u и B_u в соответствии с нечетно пронумерованными и четно пронумерованными позициями символов на этапе 516 и 518. На этапе 520 генерируют TSC с использованием A_u и B_u в виде Z, A_u, Z, B_u в соответствии со структурой TSC, проиллюстрированной на фиг.4. Из индекса n определяют, оценена ли каждая двоичная последовательность, на этапе 522. Если имеется любая остающаяся двоичная последовательность, увеличивают индекс n последовательности на этапе 524, и процедура возвращается на этап 502 для генерации последовательности. Если двоичная последовательность оценена, выводят полное множество TSC на этапе 526.

Фиг.11 по 14D иллюстрируют полные множества последовательностей, сгенерированных из двух типов последовательностей длин 16 и 20, соответственно, т.е. равномерно сдвинутые ортогональные последовательности и равномерно сдвинутые квазикомплементарные последовательности, когда К=5. Логическая '1' и логический '0' выражены как '1' и '-1' в двоичных последовательностях.

Предполагаемые TSC могут быть обнаружены из полных множеств TSC, проиллюстрированных на фиг.11 по фиг.14D, с использованием свойств корреляции. Например, поскольку система GERAN использует восемь разных TSC, множество TSC с отличными свойствами автокорреляции и взаимной корреляции может быть выбрано из полного множества TSC. Чтобы выполнить это, формируют подмножество последовательности из полного множества TSC, а функция взаимной корреляции должна быть оптимизирована с использованием подмножества множества. Также максимальное значение ухудшения SNR должно быть минимизировано между последовательностями в выбранном подмножестве TSC. Этот процесс выполняют с помощью алгоритма минимаксной оптимизации. Например, свойства взаимной корреляции могут быть оптимизированы для половины полного TSC на основании того свойства, что последовательности Х и -Х имеют одну и ту же функцию автокорреляции.

Фиг.6 является блок-схемой последовательности этапов, иллюстрирующей операцию, предназначенную для выполнения минимаксной оптимизации TSC, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.

Заявитель допускает, что полное множество TSC и выбранное подмножество TSC будет обозначено с помощью {X₁,X₂,…,X_U} и {Y₁,Y₂,…,Y_S} (S≤U). Тогда оптимизацию выполняют с помощью оценки функции взаимной корреляции. Ссылаясь на фиг.6, переменную, указывающую размер подмножества TSC, S, и переменную, указывающую индекс TSC, u, в полном множестве TSC устанавливают в начальные значения, соответственно, на этапе 600. Если u≤U на этапе 602, индекс s подмножества устанавливают в начальные значения, а начальную последовательность в подмножестве устанавливают в Y₁=X_u на этапе 604. Определяют, равен или меньше ли индекс s TSC в подмножестве TSC S-1 (s≤S-1), на этапе 606. Если s≤S-1, оценивают SNR-d и запоминают SNR-d1 на этапе 608. После того как индекс s TSC увеличивают на этапе 610, оценивают SNR-d и максимум значений SNR-d1 запоминают как SNR-d2 на этапе 612. Затем процедура возвращается на этап 606.

Если условие, что s≤S-1 не удовлетворяется на этапе 606, оценивают запомненные значения SNR-d2, обнаруживают минимум значений SNR-d2 и подмножество TSC, соответствующее минимальному значению SNR-d2, запоминают на этапе 614. После того как индекс u TSC в полном множестве TSC увеличивают на этапе 616, процедура возвращается на этап 602. Если каждый биполярный TSC полного множества TSC оценен, то есть условие, что u≤U, не удовлетворяется на этапе 602, оптимизированное подмножество биполярных последовательностей выводят на этапе 620 и подвергают согласованию скорости на этапе 622.

Способ обнаружения оптимизированного подмножества TSC будет описан в вариантах осуществления настоящего изобретения. Несмотря на то, что обнаружение оптимизированного подмножества TSC будет описано в контексте подмножества TSC с восемью разными TSC, причем каждый TSC имеет 26 символов, настоящее изобретение не ограничено этим случаем.

(1) Подмножеством TSC, оптимизированным на основании комплементарных последовательностей Голей, является {17, 18, 23, 24, 27, 28, 29, 30}. Номера элементов в подмножестве TSC обозначают индексы TSC в списке TSC, проиллюстрированном на фиг.11. Наилучшим и наихудшим значениями SNR-d этого оптимизированного подмножества TSC являются 2,43 децибела и 3,52 децибела, соответственно.

(2) Подмножеством TSC, оптимизированным на основании квазикомплементарных последовательностей, является {5, 25, 26, 41, 42, 55, 89, 106}. Номера элементов в подмножестве TSC обозначают индексы TSC в списке TSC, проиллюстрированном на фиг.13. Наилучшим и наихудшим значениями SNR-d этого оптимизированного подмножества TSC являются 2,43 децибела и 3,40 децибела, соответственно.

Несмотря на то, что будет описано применение TSC, отформатированного, как проиллюстрировано на фиг.4, в схему модуляции более высокого порядка, настоящее изобретение не ограничено этим применением, и, следовательно, настоящее изобретение является применимым к TSC в других форматах.

Новый двоичный TSC, обнаруженный в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, может быть применен к М-схеме модуляции высокого порядка М, такой как 8-PSK, 16-QAM и 32-QAM, используемым для системы GERAN. Допуская, что последовательности А и В генерируют с использованием {1,-1} для TSC в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, TSC расширяют в TSC для схемы модуляции высокого порядка М в следующей процедуре.

Этап 1: символы 1s и -1s двух последовательностей А и В, формирующих один TSC в структуре фиг.4, заменяют комплексными величинами Ωs и -Ωs, соответствующими двум точкам совокупности в совокупности схемы модуляции М-го порядка. Ω может быть одной из точек совокупности М в совокупности схемы модуляции M-го порядка, и Ω и -Ω имеют одно и то же абсолютное значение, но противоположных знаков.

Этап 2: генерируют последовательности α и β, соответствующие последовательностям А и В, с использованием Ω и -Ω для схемы модуляции М-го порядка.

Этап 3: формируют TSC с использованием последовательностей α и β и в соответствии со структурой фиг.4.

Для ссылки, если

последовательности А и В и α и β размещают в следующей зависимости автокорреляции и взаимной корреляции для любого имеющегося сдвига k, как показано в уравнении (13):

Каждый символ TSC комплексных величин является одной из двух точек совокупности, выбранных из совокупности М-го порядка, как описано выше. Двум точкам совокупности присвоены противоположные знаки, но они имеют одну и ту же энергию. Следовательно, чтобы достичь высокого SNR, предпочтительно выбирать точки совокупности, имеющие высокую энергию символов

в TSC.

Выбор точек совокупности для схем модуляции М-го порядка, 8-PSK, 16-PSK, 32-PSK, в системе GERAN в соответствии с описанным выше способом описан в вариантах осуществления настоящего изобретения. Способ выбора точки совокупности настоящего изобретения может быть распространен на другие схемы модуляции более высокого порядка М, так как и три схемы модуляции.

Фиг.7А по фиг.7D являются схемами, иллюстрирующими выбор точек совокупности в 8-PSK для расширенного использования TSC настоящего изобретения.

Ссылаясь на фиг.7А по фиг.7D, два комплексных сигнала (или точки совокупности), имеющие одну и ту же фазу в противоположных позициях, не изменяют автокорреляцию и взаимную корреляцию TSC.

Фиг.8А и фиг.8В являются схемами, иллюстрирующими выбор точек совокупности в 16-PSK для расширенного использования TSC настоящего изобретения.

Ссылаясь на фиг.8А и фиг.8В, два комплексных сигнала (или точки совокупности), имеющие одну и ту же фазу в противоположных позициях, не изменяют автокорреляцию и взаимную корреляцию TSC. Несмотря на то, что только два случая проиллюстрированы на фиг.8А и фиг.8В, могут быть взяты другие симметричные точки совокупности.

Фиг.9А по фиг.9D являются схемами, иллюстрирующими выбор точек совокупности в 32-PSK для расширенного использования TSC настоящего изобретения.

Ссылаясь на фиг.9А по фиг.9D, два комплексных сигнала (или точки совокупности), имеющие одну и ту же фазу в противоположных позициях, не изменяют автокорреляцию и взаимную корреляцию TSC. Несмотря на то, что только четыре случая проиллюстрированы на фиг.9А по фиг.9D, могут быть взяты другие симметричные точки совокупности.

Фиг.10 является блок-схемой, иллюстрирующей устройство передачи в системе GERAN, выбирающей MCS для нисходящей линии связи и восходящей линии связи с помощью использования TSC, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения.

Ссылаясь на фиг.10, устройство 1031 прибавления контроля циклическим избыточным кодом (CRC) прибавляет CRC к блоку данных RLC. Кодер 1032 канала кодирует канал данных с прибавленным CRC. Кодер 1032 канала может быть сверточным кодером (СС) или турбо-кодером (ТС) в зависимости от используемой MCS. Устройство 1033 прокалывания прокалывает и согласует по скорости закодированные данные. Перемежитель 1034 перемежает проколотые и согласованные по скорости данные.

Устройство 1021 прибавления прибавляет CRC к информации заголовка RLC/MAC. Кодер 1022 канала кодирует информацию заголовка RLC/MAC с прибавленным CRC и прокалывает закодированную информацию. Обычно кодер 1022 канала, который кодирует информацию заголовка, является СС. Перемежитель 1023 перемежевывает проколотую информацию заголовка RLC/MAC.

По сравнению с восходящей линией связи биты USF передают в нисходящей линии связи. Предварительный кодер 1011 предварительно кодирует информацию USF предварительно определенным способом. Блок 1024 заголовка собирает предварительно закодированную информацию USF и перемежеванную информацию заголовка RLC/MAC и подает собранную информацию в мультиплексор 1050. Для справки, полное число бит информации заголовка и информации USF, связанной с каждым способом MCS в нисходящей линии связи, равно числу бит закодированных в канале и проколотых данных в восходящей линии связи. То есть нисходящая линия связи использует тот же способ кодирования канала, что и восходящая линия связи, но имеет отличную информацию заголовка и отличный шаблон прокалывания от информации заголовка и шаблона прокалывания восходящей линии связи.

Мультиплексор 1050 принимает информацию данных RLC, информацию заголовка (включая информацию USF для нисходящей линии связи), предварительно определенный TSC и биты идентификатора кода из цепочки 1000 кодирования. Блок 1100 справочной таблицы TSC запоминает множество TSC для каждой схемы модуляции (GMSK/8-PSK/16-QAM/32-QAM) в виде справочной таблицы в памяти. Блок 1100 справочной таблицы уведомляет мультиплексор 1050 о схеме модуляции и предоставляет TSC настоящего изобретения в соответствии с управляющим сигналом, принятым из контроллера 1090. Мультиплексор 1050 распределяет принятую информацию в четыре нормальных пакета и назначает их в интервалы времени TDMA физического канала. Модулятор 1060 модулирует назначенные данные в предварительно определенной одной из четырех схем модуляции GMSK, PSK, 16-QAM и 32-QAM. TSC в пакетах демодулированных данных поворачивают по фазе в устройстве 1070 поворота фазы таким образом, что приемник может детектировать схему модуляции, и передают через передатчик 1080.

В описанной выше конфигурации контроллер 1090 управляет всеми блоками, выбором информации, выбором битов идентификатора кода, схемы модуляции, TSC и угла поворота фазы. Контроллер 1090 принимает управляющую информацию из сети.

Из приведенного выше описания понятно, что настоящее изобретение преимущественно дает возможность эффективной передачи и приема данных без ухудшения производительности в системе GERAN с помощью предоставления TSC, учитывая их свойства взаимной корреляции. Также TSC могут быть расширены в 16-QAM и 32-QAM, используемые в системе GERAN.

Несмотря на то, что настоящее изобретение изображено и описано со ссылкой на предпочтительные варианты его осуществления, специалисты в данной области техники поймут, что различные изменения по форме и деталям могут быть сделаны в них, не выходя за рамки сущности и объема настоящего изобретения, как определенного в прилагаемой формуле изобретения.

Claims

1. Способ для передачи данных в системе связи, содержащий этапы, на которых: кодируют данные; мультиплексируют кодированные данные и код обучающей последовательности (TSC); модулируют мультиплексированные данные, используя определенную схему модуляции; и передают модулированные данные, причем кодированные данные модулируют на основе всех точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции, и TSC модулируют на основе двух точек совокупности, имеющих наибольшее абсолютное значение и противоположные знаки среди М точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции.

2. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором: сегментируют кодированные данные в четыре пакета.

3. Способ по п.2, в котором TSC отображают на центр каждого пакета, и кодированные данные отображают в обе стороны TSC.

4. Способ по п.3, в котором каждый пакет отображают во временной слот.

5. Способ по п.1, в котором определенная схема модуляции включает в себя по меньшей мере одно из QAM (квадратурная амплитудная модуляция) 16-го порядка и QAM 32-го порядка.

6. Устройство для передачи данных в системе связи, содержащее: кодер для кодирования данных; мультиплексор для мультиплексирования кодированных данных и кода обучающей последовательности (TSC);
модулятор для модуляции мультиплексированных данных, используя определенную схему модуляции; и передатчик для передачи модулированных данных, причем модулятор модулирует кодированные данные на основе всех точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции, и модулирует TSC на основе двух точек совокупности, имеющих наибольшее абсолютное значение и противоположные знаки среди М точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции.

7. Устройство по п.6, в котором мультиплексор дополнительно выполнен для сегментации кодированных данных в четыре пакета.

8. Устройство по п.7, в котором мультиплексор отображает TSC в центр каждого пакета, а кодированные данные - по обеим сторонам TSC.

9. Устройство по п.8, в котором каждый пакет отображается во временной слот.

10. Устройство по п.6, в котором определенная схема модуляции включает в себя по меньшей мере одно из QAM (квадратурная амплитудная модуляция) 16-го порядка и QAM 32-го порядка.

11. Способ для приема данных в системе связи, содержащий этапы, на которых: принимают модулированные данные и модулированный код обучающей последовательности (TSC); демодулируют модулированные данные на основе всех точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции, и демодулируют TSC на основе двух точек совокупности, имеющих наибольшее абсолютное значение и противоположные знаки среди М точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции; и декодируют демодулированные данные.

12. Способ по п.11, в котором модулированные данные и модулированный код обучающей последовательности (TSC) принимают в одном пакете из четырех пакетов, сегментированных из кодированных данных.

13. Способ по п.12, в котором TSC отображают на центр каждого пакета и кодированные данные отображают по обе стороны TSC.

14. Способ по п.13, в котором каждый пакет отображают во временной слот.

15. Способ по п.11, в котором определенная схема модуляции включает в себя по меньшей мере одно из QAM (квадратурная амплитудная модуляция) 16-го порядка и QAM 32-го порядка.

16. Устройство для приема данных в системе связи, содержащее приемник для приема модулированных данных и модулированного кода обучающей последовательности (TSC); демодулятор для демодуляции модулированных данных на основе всех точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции,
и демодуляции TSC на основе двух точек совокупности, имеющих наибольшее абсолютное значение и противоположные знаки среди М точек совокупности в совокупности согласно определенной схеме модуляции; и декодер для декодирования демодулированных данных.

17. Устройство по п.16, в котором приемник принимает
модулированные данные и модулированный код обучающей последовательности (TSC) в одном пакете из четырех пакетов, сегментированных из кодированных данных.

18. Устройство по п.17, в котором TSC отображаются на центр каждого пакета и кодированные данные отображаются по обе стороны TSC.

19. Устройство по п.18, в котором каждый пакет отображается во временной слот.

20. Устройство по п.16, в котором определенная схема модуляции включает в себя по меньшей мере одно из QAM (квадратурная амплитудная модуляция) 16-го порядка и QAM 32-го порядка.