JP5619065B2

JP5619065B2 - 通信システムにおけるデータ送受信方法及び装置

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Publication number: JP5619065B2
Application number: JP2012099587A
Authority: JP
Inventors: ヤン・シン; ジョン−スー・チェ
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2007-02-08
Filing date: 2012-04-25
Publication date: 2014-11-05
Anticipated expiration: 2028-02-05
Also published as: EP2119166A4; KR100922970B1; CN101641930A; WO2008097036A1; JP2010518727A; US8059750B2; RU2433557C2; KR20080074245A; EP2119166A1; CA2677417C; CN102724161A; CN101641930B; JP4988866B2; JP2012165451A; RU2009130410A; CN102724161B; CA2677417A1; US20080212713A1

Description

本発明は、通信システムにおけるデータ送受信方法及び装置に関し、特にＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communication）／ＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GSM Evolution）ＲＡＮ（Radio Access Network）（以下、“ＧＥＲＡＮ”と称する）システムにおけるデータ送受信方法及び装置に関する。

現在、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）ＴＳＧ−ＧＥＲＡＮ（Technology Service Group-GERAN）標準会議では、データ転送率（Data Transmission Rate）及びスペクトル効率（Spectral Efficiency）などの性能向上のためのＧＥＲＡＮの進化を推進している。このために、ダウンリンク及びアップリンクの性能向上のために高次ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式である１６−ＱＡＭ及び３２−ＱＡＭが従来の変調方式であるＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying）及び８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）に追加される。

また、データ転送率及びスペクトル効率を増加させるために、シンボル転送率は、既存の転送率である１７０．８３３symbols/sと新たな転送率である３２５symbols/sを追加させる。既存のシンボル転送率対比１．２倍向上した新たなシンボル転送率は、アップリンク及びダウンリンクに共に適用され、ＧＥＲＡＮ標準に反映される予定である。

前述したように、従来のＧＥＲＡＮシステムでは変調方式にＧＭＳＫ及び８−ＰＳＫ変調方式が使われている。上記ＧＭＳＫ方式は、２進データをガウシアンロウパスフィルタ（Gaussian Low Pass Filter）に通過させて帯域幅を制限した後、一定の分割比で周波数変調（Frequency Modulation）する方式により２つの周波数の間を連続して変わるようにすることによって、スペクトル集中度が優れ、帯域外のスペクトル抑圧度が高い方式である。上記８−ＰＳＫ方式は、データを搬送波の位相変調された符号に対応するように変調する方式により周波数効率を上げることができる。上記ＥＤＧＥ／ＥＧＰＲＳシステムで使われる符号化方式では、パケットデータトラフィックチャンネル（Packet Data Traffic Channels；ＰＤＴＣＨ）のための９つの技法が決まっている。上記９つの技法は、ＥＤＧＥ／ＥＧＰＲＳのための変調及びチャンネル符号化方式（Modulation and Coding Schemes；ＭＣＳｓ）ＭＣＳ−１からＭＣＳ−９までの９つの方式である。実際の通信時には上記変調方式と上記符号化技法の多様な組合せのうちの１つが選択されて使われる。ＭＣＳ−１からＭＣＳ−４まではＧＭＳＫ変調方式を使用し、ＭＣＳ−５からＭＣＳ−９までは８−ＰＳＫ変調方式を使用する。転送に使われるＭＣＳ方式は測定されたチャンネルの品質によって決定される。

図１は、一般的なＧＥＲＡＮシステムのダウンリンク送信機構造を示すものである。
図１を参照すれば、無線リンク制御（Radio Link Control；“ＲＬＣ”と称する）パケットデータブロック（RLC Block）は、チャンネル符号化器（Channel Encoder）１１０に送られて畳み込み符号（Convolutional code）により符号化され決まったパンクチャリングパターンに従ってパンクチャリングされた後、インターリーバ１２０に送られる。インターリーバ１２０でインターリビングを経たデータは、物理的チャンネルにデータを割り当てるために多重化器（Multiplexer）１４０に送られる。また、ＲＬＣ／ＭＡＣヘッダ情報、アップリンク状態フラグ（Uplink State Flag；以下、“ＵＳＦ”と称する）、及び符号識別器（code Identifier）ビット１３０も多重化器１４０に送られる。多重化器１４０では収集されたデータを４つのノーマルバースト（Normal Burst）に分配し、各バーストをＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access）フレームのタイムスロット（Time Slot）に割り当てる。各バーストのデータは変調器（Modulator）１５０を通じて変調され、訓練シーケンス回転部１６０で訓練シーケンスコード（Training Sequence code；以下、“ＴＳＣ”と称する）が追加され、このＴＳＣに対して位相回転（Phase Rotation）が遂行された後、送信機（Transmitter）１７０に送られる。ここでは、変調された信号を転送するために追加的に必要とする装置、例えばディジタル／アナログ変換器などに対する詳細な説明は省略する。

図２は、一般的なＧＥＲＡＮシステムの受信機構造を示すものである。
図２を参照すれば、転送されたバーストは受信アンテナを介してラジオフロントエンド（Radio Front End）２１０でタイムスロット単位で受信される。受信されたデータは訓練シーケンス逆回転部２２０とシーケンスバッファリング及び逆回転部２６０に送られて、バッファリング及び逆回転部２６０でバッファリング及び位相逆回転が遂行される。変調方式検出及びチャンネル推定部２７０では、バッファリング及び逆回転部２６０から出力されるデータを用いて変調方式検出及びチャンネル情報を推定する。訓練シーケンス逆回転部２２０では、受信されたデータに対して送信機の訓練シーケンス回転部１６０での動作に対応する位相逆回転が遂行される。等化器ブロック（Equalizer Block）２３０では、変調方式検出及びチャンネル推定部２７０で検出された変調方式及び推定されたチャンネル情報を基盤にして等化及び復調が遂行された後、逆インターリーバ２４０へ転送されて逆インターリビングが遂行される。逆インターリビングされたデータは、チャンネル復号器（Channel Decoder）２５０へ転送され、チャンネル復号器２５０を通じて転送されたデータが復元される。

図３は、従来のＧＥＲＡＮシステムで使用するノーマルバースト構造を示すものである。
図３を参照すれば、従来のＧＥＲＡＮシステムにおけるデータの転送において、ノーマルバースト（Normal Burst）構造の中心部には２６個または３１個のシンボルから構成された訓練シーケンスコード（Training Sequence code；以下、“ＴＳＣ”と称する）が位置する。全て８種類のＴＳＣが標準に定義されて実際ＧＳＭ（登録商標）ネットワーク及び端末に使われており、１セル（Cell）内では１つの同一なＴＳＣが割り当てられる。ＴＳＣは受信機で無線チャンネル状態情報（Channel State Information）を推定して転送信号に含まれた雑音及び干渉を除去する等化器（Equalizer）で使われる。また、ＴＳＣから受信端のチャンネル品質（Channel Quality）またはリンク品質（Link Quality）を測定してリポートすることで、リンク品質制御（Link Quality Control；以下、“ＬＱＣ”と称する）を決定することもできる。

従来のＴＳＣは周期的自己相関特性（Autocorrelation Properties）が優れる符号から構成されている。したがって、従来のＴＳＣはチャンネル間の干渉を考慮せず、１つのチャンネルに対してチャンネル推定（Channel Estimation）を遂行する時に良い特性を有する。ところが、セルラーシステムでセル構造を設計する際、キャリア周波数（Carrier Frequency）は同一チャンネル間の干渉（Co-Channel Interference；以下、“ＣＣＩ”と称する）を考慮して充分な距離を置いて再使用される。しかしながら、キャリア周波数の再使用頻度数が高まるにつれてＣＣＩが増加するようになり、ＣＣＩの増加は結果的にチャンネル推定及び信号検出性能に重大な影響を及ぼす。したがって、ＧＳＭ（登録商標）のようなセルラーシステムでは厳しいＣＣＩが存在する場合に、ジョイントチャンネル推定（Joint Channel Estimation）方法を使用して正確なチャンネルを推定することが好ましい。この場合、ＴＳＣ間の相互相関特性（Cross-Correlation Properties）はジョイントチャンネル推定方法の性能に多くの影響を及ぼす。しかしながら、現在使われているＧＥＲＡＮのＴＳＣは、相互相関特性が何も考慮されていない設計方式を採用したものであって、ＣＣＩ環境でシステム性能の低下をもたらすだけでなく、ＧＥＲＡＮ進化システムで採用される１６−ＱＡＭ及び３２−ＱＡＭ等、高次変調方式に従来のＴＳＣを拡張適用する場合、システムの性能低下をもたらす虞がある。

本発明の目的は、従来のＧＥＲＡＮシステムで常用するＴＳＣの短所を解決するために新たなＴＳＣを生成する方法及びＴＳＣ配置構造を提案することにある。

また、本発明の他の目的は、本発明に従うＴＳＣを使用してＧＥＲＡＮシステムで効率的なデータ送受信のための送受信装置を提供することにある。

また、本発明の更に他の目的は、ＧＥＲＡＮシステムで採用する１６−ＱＡＭ及び３２−ＱＡＭに新しく生成されたＴＳＣを拡張して適用する方法を提供することにある。

本発明の構成によれば、通信システムにおける訓練シーケンスコードを変調する方法であって、Ｍ個の信号点を有する星状図の上の信号点のうち、同一な絶対値を有し、かつ反対の符号を有する２つの信号点を選択するステップと、上記訓練シーケンスコードを構成する１つのシンボルの各々を代える信号点として上記選択された２つの信号点のうちの１つを選択し、上記選択された１つの信号点が表すシーケンスを、上記各々のシンボルの代りに挿入して上記訓練シーケンスコードを再構成するステップとを具備する。

また、本発明の構成によれば、通信システムにおける訓練シーケンスコードを生成する方法であって、互いに自己相関特性を有するシーケンス対であるシーケンスＡ及びシーケンスＢを生成するステップと、ｚ個のゼロシンボルから構成された保護シーケンスＺを上記シーケンスＡ及び上記シーケンスＢの最上位ビットに挿入して訓練シーケンスコードを生成するステップとを具備する。

また、本発明の構成によれば、通信システムにおけるデータを転送する送信装置であって、データを符号化するエンコーディング部と、上記符号化されたデータと、予め格納された訓練シーケンスコードのうち、選択された１つの訓練シーケンスコードを複数のノーマルバーストで多重化する多重化部と、上記多重化されたデータを変調して転送する変調部とを具備してなり、上記選択された訓練シーケンスコードは、Ｍ個の信号点を有する星状図の上の信号点のうち、同一な絶対値を有し、かつ反対の符号を有する２つの信号点を選択し、上記訓練シーケンスコードを構成する１つのシンボルの各々を代える信号点として上記選択された２つの信号点のうちの１つを選択し、上記選択された１つの信号点が表すシーケンスを、上記各々のシンボルの代りに挿入して再構成された訓練シーケンスコードである。

本発明において、開示される発明のうち、代表的なものにより得られる効果を簡単に説明すれば、次の通りである。

本発明によれば、相互相関特性を考慮したＴＳＣを提供し、本発明に従うＴＳＣを使用すれば、ＧＥＲＡＮシステムにおいて性能低下無しに効率的なデータ送受信が可能である。また、本発明に従うＴＳＣはＧＥＲＡＮシステムで採用する１６−ＱＡＭ及び３２−ＱＡＭにも拡張して適用できる。

一般的なＧＥＲＡＮシステムのダウンリンク送信機構造を示す図である。一般的なＧＥＲＡＮシステムにおける受信機構造を示す図である。従来のＧＥＲＡＮシステムで使用するノーマルバースト構造を示す図である。本発明の実施形態に従うＴＳＣ構造を示す図である。本発明の実施形態に従うＴＳＣを構成するフローチャートである。本発明の実施形態に従うＴＳＣを対象Ｍｉｎ−Ｍａｘ最適化を遂行するフローチャートである。図７（ａ）乃至図７（ｄ）は、８−ＰＳＫ変調方式に本発明の実施形態に従うＴＳＣを拡張適用するに当たって、星状点の選定を行う例を示す図である。図８（ａ）及び図８（ｂ）は、１６−ＱＡＭ変調方式に本発明の実施形態に従うＴＳＣを拡張適用するに当たって、星状点の選定を行う例を示す図である。図９（ａ）乃至図９（ｄ）は、３２−ＱＡＭ変調方式に本発明の実施形態に従うＴＳＣを拡張適用するに当たって、星状点の選定を行う例を示す図である。本発明の実施形態に従うＴＳＣを使用してダウンリンク及びアップリンクに変調及びコーディング方式（ＭＣＳ）を採用する送信機構造である。本発明の実施形態に従って、長さ１６（１９２シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体ＴＳＣ集合を示す図である。長さ２０（１２８シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体ＴＳＣの集合を示す図である。長さ１６（２５６シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体ＴＳＣの集合を示す図である。長さ２０（８３２シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体シーケンスの集合を示す図である。長さ２０（８３２シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体シーケンスの集合を示す図である。長さ２０（８３２シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体シーケンスの集合を示す図である。長さ２０（８３２シーケンス）のEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンスから生成された全体シーケンスの集合を示す図である。

以下、添付の図面を参照しつつ本発明の好ましい実施形態に対する動作原理を詳細に説明する。下記において、本発明を説明するに当たって、関連した公知機能または構成に対する具体的な説明が本発明の要旨を曖昧にすることができると判断される場合にはその詳細な説明を省略する。そして、後述する用語は本発明での機能を考慮して定義された用語であって、これは、ユーザ、運用者の意図または慣例などによって変わることができる。したがって、その定義は本明細書の全般に亘る内容に基づいて下すべきである。

本発明では、ＧＥＲＡＮシステム及びＧＥＲＡＮシステムに適用するためのＴＳＣを設計するに当たって、自己相関及び相互相関特性を全て考慮し、適したＴＳＣを探すためにGolay相補シーケンス（Complementary Sequences）を使用する。また、シーケンス間の相互干渉特性を評価するために信号対雑音比（Signal-to-Noise Ratio；以下、“ＳＮＲ”と称する）劣化を判断基準として導入する。また、２進（Binary）ＴＳＣの相互相関特性が優れるＴＳＣを探すために最小−最大（Ｍｉｎ−Ｍａｘ）の最適化方法を導入する。

本発明の実施形態によれば、Golay相補シーケンス及び類似相補シーケンス（Quasi-Complementary Sequences）を使用してＴＳＣを設計する。Ｎ個の長さを有する複素数シーケンス

は、次の式（１）のように定義される。

式（１）で、記号“*”は共役（Conjugate）を表現する。即ち、

である。２進シーケンス（Binary Sequences）

を長さがＮのGolay相補シーケンスとすれば、シーケンスＡ及びＢは次の式（２）を満たす。

一般的なGolay相補シーケンスの長さは４、８、１６、２０、３２などがある。シーケンスＡ及びＢが次の式（３）を満たす場合、２進類似シーケンス（Binary Quasi-Sequences）と定義する。

Golay相補シーケンス及び類似相補シーケンスは、本来優れる自己相関特性を有している。したがって、このような特性を活用して各ＴＳＣをして相補シーケンス対を含むようにする方法により新たなＴＳＣを設計できる。ＴＳＣ設計において、Ｌ個のタップを有するフェーディングチャンネルインパルス応答を

と定義すれば、Golay相補シーケンスをＬ個のタップを有するフェーディングチャンネル推定に応用する際、Ｎ≧Ｌの条件を満たさなければならない。また、類似相補シーケンスをＬ個のタップを有するフェーディングチャンネル推定に応用する際、Ｋ≧Ｌ−１の条件を満たさなければならない。

本発明の実施形態によれば、ＴＳＣはGolayまたは類似相補シーケンスＡ及びＢを対で有するシーケンスを用いて、図４に図示したＴＳＣ構造を満たすように生成される。図４において、ｚ個のゼロ（zero）シンボルから構成された保護シーケンスＺは、ＡとＢの最も重要な位置（Most Significant Position）に配置する。保護シーケンスＺは、できる限り短い長さに設定しなければならないが、同一なタイムスロット（Timeslot）内でＴＳＣ内のデータシンボル間のシンボル間の干渉（Intersymbol Interference；以下、“ＩＳＩ”と称する）、またはシーケンスＡ及びＢ内のＩＳＩを除去できるように充分に長い長さを持たなければならない。即ち、１つの保護シーケンス内のシンボル数はｚ≧Ｌ−１の条件を満たさなければならない。

長さがＮ’であるシーケンスＸを図４のような構造で長さがＮの相補シーケンス対Ａ及びＢを用いて設計されたＴＳＣと定義する。即ち、

である時、ＣＣＩを考慮しない場合、受信機での受信信号サンプルは次の式（５）で表現できる。

上記受信信号サンプルをベクトル形態で表示すれば、

の通りである。ここで雑音ベクトルは

であり、Ｘは

次元を有する行列であって、次の式（６）の通りである。

一方、よく知られた最小自乗誤差推定（Least-Squares Error Estimate）を用いたチャンネル推定値は、次の式（７）の通りである。

式（７）で、Ｘ’はＸの共役転置（Conjugate Transpose）行列であり、Ｘ’ＸはＬｘＬ次元を有する自己相関行列であって、次の式（８）の通りである。

シーケンスＡ及びＢは、Golay相補シーケンスまたは類似相補シーケンスであるため、式（８）は次の式（９）のように縮めることができる。

白色ガウシアン雑音の分散（Variance）がσ^２の場合、平均自乗推定誤差は

であり、できる限りφ^−１のトレース（Trace）値は小さくなければならない。また、ＣＡＺＡＣ（Constant Amplitude Zero Auto-correlation）シーケンスは最適推定を保証する。即ち、２行列φ及びφ^−１が対角成分（Diagonal Element）を有する。結果的に、式（９）を式（７）に代入すれば、チャンネル推定値は次の式（１０）の通りである。

長さＮを有する２つの複素数シーケンスを

と定義する。すると、２つのシーケンスの相互相関関数は次の式（１１）のように定義される。

Golay相補シーケンス対に対し、Golay相補シーケンスの更に他の対が常に存在する。この２つのGolay相補シーケンス対の相互相関特性は、互いに相補的な関係がある。即ち、２つのＴＳＣに対し、各ＴＳＣは如何なるビット移動（Shift）に対しても相互相関が０のGolay相補シーケンスを含んでいる。

ジョイントチャンネル推定方式でＣＣＩを考慮すれば、ＴＳＣ

に関連した受信信号は

である。この際、ｎは百色ガウシアン雑音ベクトルであり、

を表す。単一チャンネル推定（Single Channel Estimation）の場合と類似するように、白色ガウシアン雑音を仮定すれば、ジョイントチャンネル推定値は

となる。

受信信号に対する平均自乗誤差を評価する１つの基準としてＳＮＲ劣化（SNR Degradation in dB；以下、“ＳＮＲ−ｄ”と称する）を利用することができる。ＳＮＲ−ｄはＴＳＣの相互相関特性の評価に使われて、次の式（１２）のように定義される。

式（１２）で、ｔｒ（φ^−１）は行列φ^−１の主対角線成分の和である。ＴＳＣの相互相関特性を評価する際、ＳＮＲ−ｄ値は小さいほど好ましい。

次に、相補シーケンス対を探す方法を説明する。まず、Golay相補シーケンスについて説明すれば、よく知られたGolay相補シーケンスは相対的に小さな長さを有する全体シーケンス集合をコンピュータ探索（Computer Search）により探すことができる。即ち、２Ｎ個の長さを有する偶差直交シーケンス（Even-Shift Orthogonal Sequence）はＮ個の長さを有するGolay相補シーケンス対Ａ及びＢから唯一に決定される。したがって、Golay相補シーケンス対は次のような手順により探すことができる。

まず、Even-Shift直交シーケンスを探し、上記探したEven-Shift直交シーケンスの奇数及び偶数位置にあるシンボルをデインターリービングさせた後、最後にデインターリービングされた２つのシーケンスグループを再構成する。

長さがＮの類似相補２進シーケンスは、Golay相補シーケンス生成方法と類似するようにコンピュータ探索により探した２Ｎの長さを有するEven-Shift類似直交シーケンスをデインターリービングすることにより構成できる。この際、Even-Shift類似直交シーケンスの自己相関特性は

を満たさなければならない。

可能な全てのＴＳＣ集合は、図４に図示したＴＳＣ構造に従ってGolay相補シーケンスの全体集合から構成できる。

図５に、本発明の実施形態に従う全体ＴＳＣ集合を生成する方法のフローチャートを図示した。
図５を参照すると、まずステップ５００では、２進シーケンスの長さＮとパラメータＫが初期化される。次に、ステップ５０２で、長さがＮの２進シーケンスＳ_ｎが生成される。次に、ステップ５０４で、２進信号はバイポーラ信号にマッピングされた後、ステップ５０６でバイポーラシーケンスＳ_ｎに対する自己相関関数

を計算する。次に、ステップ５０８でEven-Shift自己相関値

が評価される。全ての自己相関値が

でない場合、ステップ５１０でシーケンスインデックス（ｎ）を増加させた後、ステップ５１２でシーケンスインデックスがシーケンスの最大値であるか否かを評価する。評価結果が最大値の場合、ステップ５２６で全体ＴＳＣ集合が出力され、最大値でない場合は２進シーケンスＳ_ｎを生成するステップ５０２に戻る。

一方、ステップ５０８で

の場合、ステップ５１４で相補シーケンスに対するインテックス（ｕ）を増加させた後、ステップ５１６及び５１８でシーケンスＳ_ｎをＡ_ｕとＢ_ｕとに奇数及び偶数位置に従って分解する。次に、ステップ５２０ではＡ_ｕとＢ_ｕとを用いてＴＳＣを図４で提案したＺ、Ａ_ｕ、Ｚ、Ｂ_ｕ形態で生成する。ステップ５２２では全ての２進シーケンスが評価されたかをインデックスｎで確認し、全ての２進シーケンスが評価されていなければ、ステップ５２４でシーケンスインデックス（ｎ）を増加させた後、シーケンスを生成するステップ５０２に戻り、全ての２進シーケンスが評価されたならばステップ５２６で全体ＴＳＣ集合が出力される。

図１１乃至図１４Ｄに、長さ１６及び２０を有する２種類のシーケンス、即ちEven-Shift直交シーケンス及びEven-Shift類似相補シーケンス（Ｋ＝５の時）から生成された全体シーケンス集合を図示した。図１１乃至図１４Ｄで、２進シーケンスに対し、論理‘１’及び論理‘０’は各々‘１’と‘−１’と表示する。

図１１乃至図１４Ｄに提示した全体ＴＳＣ集合から相関特性を用いて使用しようとするＴＳＣを探すことができる。例えば、ＧＥＲＡＮシステムでは全て８個の異なるＴＳＣシーケンスが使われるので、全体ＴＳＣ集合から自己相関及び相互相関特性が優れるＴＳＣ集合を探すことができる。即ち、自己相関及び相互相関特性の良いＴＳＣを探すために全体ＴＳＣ集合のシーケンス副集合を選定して、副集合を通じて相互相関関数を最適化しなければならない。また、選択されたＴＳＣ副集合内でシーケンスの相互間に最大ＳＮＲ劣化値を最小化しなければならない。この過程は、Ｍｉｎ−Ｍａｘ最適化（Optimization）アルゴリズムに従って遂行される。例えば、シーケンスＸとシーケンス−Ｘが同一な自己相関関数を有する特性を用いて、図１１乃至図１４Ｄに示す全体ＴＳＣ集合のうちの半分を対象にして相互相関特性最適化を遂行することができる。

図６は、Ｍｉｎ−Ｍａｘ最適化を遂行するフローチャートである。
図６のアルゴリズムを遂行するに当たって、全体ＴＳＣ集合を｛Ｘ_１、X_２、．．．、Ｘ_Ｕ｝とし、選択されたＴＳＣ副集合を｛Ｙ_１、Ｙ_２、．．．、Ｙ_Ｓ｝（Ｓ≦Ｕ）と表記した後、相互相関関数評価を通じて最適化を遂行する。図６を参照すると、ステップ６００でＴＳＣ副集合のサイズ（Ｓ）と全体ＴＳＣ集合のインデックス（ｕ）を初期化する。次に、ステップ６０２でインデックスｕを評価して条件ｕ≦Ｕを満たすと、ステップ６０４で最適化過程は副集合インデックスｓを初期化し、副集合の内の初期シーケンスをＹ_１＝Ｘ_ｕに初期化する。ステップ６０６では副集合インデックスｓを評価して条件ｓ≦Ｓ−１を満たすと、ステップ６０８に移動してＳＮＲ−ｄを評価してＳＮＲ−ｄ１値で格納する。次に、ステップ６１０でインデックスｓを増加させた後、ステップ６１２でまたＳＮＲ−ｄを評価してＳＮＲ−ｄ１の中で最大値を探してＳＮＲ−ｄ２値として格納し、ステップ６０６に戻る。

一方、ステップ６０６でｓ≦Ｓ−１を満たさなければ、ステップ６１４で格納されたＳＮＲ−ｄ２値を評価して最小値を探し、該当する副集合ＴＳＣを格納し、ステップ６１６でインデックスｕを増加させた後、ステップ６０２に戻る。全てのバイポーラＴＳＣ集合に対する評価が完了すれば、即ち、ステップ６０２でｕ≦Ｕを満たさなければ、ステップ６２０でバイポーラシーケンスの最適化された副集合を出力し、ステップ６２２で転送しようとするビットに合せる。

次に、具体的な実施形態を通じて最適化されたＴＳＣの副集合を探す方法を説明する。下記の２つの実施形態では、ＧＥＲＡＮシステムで使用できるＴＳＣ副集合が２６個のシンボル長さを有する８個の異なるＴＳＣから構成される場合を例として説明するが、本発明はこれに限定されない。

（１）Golay相補シーケンスに基づいて最適化されたＴＳＣ副集合は｛１７、１８、２３、２４、２７、２８、２９、３０｝である。副集合の元素である各番号は図１１のＴＳＣリストで各ＴＳＣ番号を意味する。この方法で最適化されたＴＳＣ副集合に対するＳＮＲ−ｄ値の評価は、２．４３ｄＢ及び３．５２ｄＢが各々最も良好な数値と最も良好でない数値を表す。

（２）類似相補シーケンスに基づいて最適化されたＴＳＣ副集合は｛５、２５、２６、４１、４２、５５、８９、１０６｝である。副集合の元素である各番号は図１３のＴＳＣリストで各ＴＳＣ番号を意味する。この方法で最適化されたＴＳＣ副集合に対するＳＮＲ−ｄ値の評価は、２．４３ｄＢ及び３．４０ｄＢが各々最も良好な数値と最も良好でない数値を表す。

本発明では図４のように構成されたＴＳＣを中心として高次変調方式に拡張適用する方法について説明するが、本発明に従う適用方法はこれに限定されず、他の構成を有するＴＳＣにも適用できる。

本発明の実施形態に従って探した新たな２進ＴＳＣは、ＧＥＲＡＮシステムで使用するＭ−ａｒｙ高次変調方式（例えば、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、及び３２−ＱＡＭ）に拡張して適用できる。｛１、−１｝で構成されたＴＳＣシーケンスＡ及びＢを本発明の実施形態に従って生成されたシーケンスと仮定すれば、高次Ｍ−ａｒｙ変調方式のＴＳＣに拡張する方法は次のような手順に従う。

ステップ１：図４に図示した形態で１つのＴＳＣを構成する２つのシーケンスＡ及びＢを構成するシンボル‘１’と‘−１’を、拡張しようとするＭ−ａｒｙ変調方式の星状図の上で２つの信号点（以下、“星状点（Constellation Point）”と称する）に該当する複素数値‘Ω’及び‘−Ω’に代える。ここで、ΩはＭ−ａｒｙ高次変調方式の星状図において、Ｍ個の星状点のうちの１つになることができ、−ΩはΩと絶対値は同一であるが、反対の符号を有する。

ステップ２：２つの星状点Ω及び−Ωを用いてＭ−ａｒｙ変調方式に対するシーケンスＡ及びＢに対応するシーケンスα及びβを各々生成する。

ステップ３：α及びβを用いて図４に図示した形態でＴＳＣを構成する。
参考に、ｃ＝|Ω|＝|−Ω|と表示すれば、次の式（１３）のように、シーケンスＡ、Ｂ、α及びβはどのような利用可能なシフトｋに対しても、自己相関及び相互相関関係に置かれている。

複素信号で構成されたＴＳＣ内のシンボルの各々は、前述したように、Ｍ−ａｒｙ星状図から選択された２つの星状点のうちの１つで構成される。この２つの星状点は互いに符号は異なるが、同一なエネルギーを有する。したがって、ＳＮＲが大きい値を得るためには、ＴＳＣ内のシンボルエネルギー|Ω|ができる限り大きい値を有する星状点を選択することが好ましい。

今まで説明した方法を用いてＧＥＲＡＮシステムで使われるＭ−ａｒｙ変調方式である８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、及び３２−ＱＡＭに対する星状点を決定する方法を具体的な実施形態を通じて説明する。本発明で提案する方法は上記の３つの変調方式だけでなく、他の高次Ｍ−ａｒｙ変調方式にも拡張適用が可能である。

図７（ａ）乃至図７（ｄ）は、８−ＰＳＫ変調方式に本発明の実施形態に従うＴＳＣを拡張適用するに当たって、星状点を選定する例を示すものである。
図７（ａ）乃至図７（ｄ）を参照すれば、星状図の上で固定された位相で回転した各々反対側に位置した２つの複素数信号（または、星状点）は、ＴＳＣの自己相関及び相互相関を変更させないという特性がある。

図８（ａ）及び図８（ｂ）は、１６−ＱＡＭ変調方式に本発明の実施形態に従うＴＳＣを拡張適用するに当たって、星状点を選定する例を示すものである。
図８（ａ）及び図８（ｂ）を参照すれば、星状図の上で固定された位相で回転した各々反対側に位置した２つの複素数信号（または、星状点）は、ＴＳＣの自己相関及び相互相関を変更させないという特性がある。図８（ａ）及び図８（ｂ）では、単に２つの場合に対する実施形態を示しているが、他の互いに対称関係のどのような星状点にも適用可能である。

図９（ａ）乃至図９（ｄ）は、３２−ＱＡＭ変調方式に本発明の実施形態に従うＴＳＣを拡張適用するに当たって、星状点を選定する例を示すものである。
図９（ａ）乃至図９（ｄ）を参照すれば、星状図の上で固定された位相で回転した各々反対側に位置した２つの複素数信号（または、星状点）は、ＴＳＣの自己相関及び相互相関を変更させないという特性がある。図９（ａ）乃至図９（ｄ）では、単に４つの場合に対する実施形態を示しているが、他の互いに対称関係のどのような星状点にも適用可能である。

図１０は、本発明の実施形態に従うＴＳＣを使用してダウンリンク及びアップリンクに変調及びコーディング方式（ＭＣＳ）を採用するＧＥＲＡＮシステムの送信機構造を示すものである。

図１０を参照すると、ＲＬＣデータブロックは、ＣＲＣ追加部１０３１でＣＲＣビット追加後、チャンネル符号化器１０３２に送られる。チャンネル符号化器１０３２は使用するＭＣＳ方式により共役符号（Convolutional codes；ＣＣ）器、またはターボ符号（Turbo codes；ＴＣ）器が使われることができる。チャンネル符号化器１０３２でチャンネル符号化されたデータは、パンクチャリング過程とレートマッチング（Rate Matching）アルゴリズムを通じて決まったパンクチャリングパターン部１０３３と結合してインターリーバ１０３４に送られる。

ＲＬＣ／ＭＡＣヘッダ（Header）情報は、ＲＬＣデータブロックのエンコーディング過程のように、ＣＲＣ追加部１０２１でＣＲＣビットが追加された後、チャンネル符号化器１０２２に送られる。通常、ヘッダ情報に対するチャンネル符号化器には畳み込み符号化器が使われる。チャンネル符号化器１０２２でエンコーディングされたデータはパンクチャリング過程を経てインターリーバ１０２３に送られる。インターリーバ１０２３でインターリビングヘッダ情報はヘッダブロック１０２４で収集される。

一方、アップリンクとは異なり、ダウンリンクの場合には、ＵＳＦビットが転送されるが、ＵＳＦ情報は予め決まったプリコーディング（Precoding）部１０１１を経てヘッダブロック１０２４へ転送される。ヘッダブロックで集められた情報はまた多重化部１０５０に送られる。参考に、ダウンリンクの場合、各ＭＣＳ方法に対するヘッダ情報とＵＳＦ情報とを合せたビット数はアップリンクでチャンネル符号化及びパンクチャリングを遂行したデータビット数と同一である。即ち、ダウンリンク時に適用するチャンネル符号化方式は同一であっても、ヘッダ情報及びパンクチャリングパターンはアップリンクとは異なる。

多重化部１０５０では、チャンネルエンコーディングチェーン１０００を経たＲＬＣデータ情報、ヘッダ情報（ダウンリンクの場合、ＵＳＦ情報含み）、予め決まった訓練シーケンスコード（ＴＳＣ）及びコード識別器ビット（code Identifier Bits）情報が収集される。図１０のＴＳＣルックアップ（Look-Up）テーブルブロック１１００で、本発明の実施形態に従って生成された各変調方式（ＧＭＳＫ／８−ＰＳＫ／１６−ＱＡＭ／３２−ＱＡＭ）に対するＴＳＣ集合はルックアップ（Look-Up）テーブル形態でメモリに格納される。また、ＴＳＣルックアップテーブルブロック１１００は、制御部１０９０の制御信号に従って、変調方式及び本発明で提案されたＴＳＣを選定して多重化部１０５０に送る。多重化部１０５０で収集された全ての情報は、４つのノーマルバーストに分散された後、物理的チャンネルであるＴＤＭＡタイムスロット（Timeslot）に割り当てられる。割り当てられたデータは変調部１０６０で決まった変調方式である４つの方法（ＧＭＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、３２−ＱＡＭ）の中から選択された１つの方式により変調される。変調されたデータバースト内のＴＳＣは、受信機で遂行される変調方式の検出のために、ＴＳＣ回転部１０７０において位相回転（Phase Rotation）を遂行した後、送信機１０８０を通じて各々転送される。

図１０の送信機構造において、チャンネルエンコーディングチェーン１０００に含まれた全てのブロック及び情報に対する選定、ＴＳＣ選定、コード識別器ビット選択、変調方式及びＴＳＣ選択、位相回転角度選択などは、制御部１０９０により制御される。この際、制御部１０９０に入力される制御情報はネットワークから伝達を受ける。

一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施形態に関して説明したが、本発明の範囲から外れない限度内で種々の変形が可能であることは勿論である。したがって、本発明の範囲は説明された実施形態に限定されず、特許請求範囲だけでなく、この特許請求範囲と均等なものにより定まるべきである。

１０００・・・チャンネルエンコーディングチェーン
１０１１・・・ＵＳＦプリコーディング部
１０２１，１０３１・・・ＣＲＣ追加部
１０２２，１０３２・・・チャンネル符号化器
１０２３，１０３４・・・インターリーバ
１０２４・・・ヘッダブロック
１０３３・・・パンクチャリングパターン部
１０５０・・・多重化部
１０６０・・・変調部
１０７０・・・ＴＳＣ回転部
１０８０・・・送信機
１０９０・・・制御部
１１００・・・ＴＳＣルックアップテーブル

Claims

通信システムにおけるデータ送信方法であって、
データを符号化するステップと、
前記符号化されたデータの間に複数の訓練シーケンスコードのうち一つの訓練シーケンスコードを多重化するステップと、
複数の変調方式のうち定められた変調方式を用いて前記多重化されたデータと前記一つの訓練シーケンスコードを変調するステップと、
前記変調されたデータを送信するステップとを有し、
前記符号化されたデータは、前記定められた変調方式に従ってコンスタレーション上のすべてのコンスタレーションポイントに基づいて変調され、前記訓練シーケンスコードは、前記定められた変調方式に従って前記コンスタレーション上のＭ個のコンスタレーションポイントの中で最大絶対値と相互に反対する符号を有する２つのコンスタレーションポイントに基づいて２６個の変調シンボルに変調されることを特徴とするデータ送信方法。
前記符号化されたデータを４個のバーストに分割するステップをさらに有することを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
前記訓練シーケンスコードは各バーストの中央にマッピングされ、前記符号化されたデータは前記訓練シーケンスコードの両側にマッピングされることを特徴とする請求項２に記載のデータ送信方法。
各バーストは、１つのタイムスロットにマッピングされることを特徴とする請求項３に記載のデータ送信方法。
前記定められた変調方式は、１６直交振幅変調及び３２直交振幅変調の中の少なくとも１つを有することを特徴とする請求項１に記載のデータ送信方法。
通信システムにおけるデータ送信装置であって、
データを符号化する符号化器と、
前記符号化されたデータの間に複数の訓練シーケンスコードのうち一つの訓練シーケンスコードを多重化する多重化器と、
複数の変調方式のうち定められた変調方式を用いて前記多重化されたデータと前記一つの訓練シーケンスコードを変調する変調器と、
前記変調されたデータを送信する送信器とを有し、
前記変調器は、前記定められた変調方式に従ってコンスタレーション上のすべてのコンスタレーションポイントに基づいて前記符号化されたデータを変調し、前記定められた変調方式に従って前記コンスタレーション上のＭ個のコンスタレーションポイントの中で最大絶対値と相互に反対する符号を有する２つのコンスタレーションポイントに基づいて２６個の変調シンボルに前記訓練シーケンスコードを変調することを特徴とするデータ送信装置。
前記多重化器は、前記符号化されたデータを４個のバーストに分割することを特徴とする請求項６に記載のデータ送信装置。
前記多重化器は、前記訓練シーケンスコードを各バーストの中央にマッピングし、前記符号化されたデータを前記訓練シーケンスコードの両側にマッピングすることを特徴とする請求項７に記載のデータ送信装置。
各バーストは、１つのタイムスロットにマッピングされることを特徴とする請求項８に記載のデータ送信装置。
前記定められた変調方式は、１６直交振幅変調及び３２直交振幅変調の中の少なくとも１つを有することを特徴とする請求項６に記載のデータ送信装置。
通信システムにおけるデータ受信方法であって、
変調されたデータの間に複数の訓練シーケンスコードのうち一つの変調された訓練シーケンスコードを受信するステップと、
複数の変調方式のうち定められた変調方式に従ってコンスタレーション上のすべてのコンスタレーションポイントに基づいて前記変調されたデータを復調し、前記定められた変調方式に従って前記コンスタレーション上のＭ個のコンスタレーションポイントの中で最大絶対値と相互に反対する符号を有する２つのコンスタレーションポイントに基づいて２６個の変調シンボルで前記変調された訓練シーケンスコードを復調するステップと、
前記復調されたデータを復号化するステップと
を有することを特徴とするデータ受信方法。
前記変調されたデータ及び前記変調された訓練シーケンスコードは、符号化されたデータから分割された４個のバーストの中の１つのバーストを通して受信されることを特徴とする請求項１１に記載のデータ受信方法。
前記訓練シーケンスコードは各バーストの中央にマッピングされ、前記符号化されたデータは前記訓練シーケンスコードの両側にマッピングされることを特徴とする請求項１２に記載のデータ受信方法。
各バーストは、１つのタイムスロットにマッピングされることを特徴とする請求項１３に記載のデータ受信方法。
前記定められた変調方式は、１６直交振幅変調及び３２直交振幅変調の中の少なくとも１つを有することを特徴とする請求項１１に記載のデータ受信方法。
通信システムにおけるデータ受信装置であって、
変調されたデータの間に複数の訓練シーケンスコードのうち一つの及び変調された訓練シーケンスコードを受信する受信器と、
複数の変調方式のうち定められた変調方式に従ってコンスタレーション上のすべてのコンスタレーションポイントに基づいて前記変調されたデータを復調し、前記定められた変調方式に従って前記コンスタレーション上のＭ個のコンスタレーションポイントの中で最大絶対値と相互に反対する符号を有する２つのコンスタレーションポイントに基づいて２６個の変調シンボルで前記変調された訓練シーケンスコードを復調する復調器と、
前記復調されたデータを復号化する復号化器と
を有することを特徴とするデータ受信装置。
前記受信器は、前記変調されたデータ及び前記変調された訓練シーケンスコードを符号化されたデータから分割された４個のバーストの中の１つのバーストを通して受信することを特徴とする請求項１６に記載のデータ受信装置。
前記訓練シーケンスコードは各バーストの中央にマッピングされ、前記符号化されたデータは前記訓練シーケンスコードの両側にマッピングされることを特徴とする請求項１７に記載のデータ受信装置。
各バーストは、１つのタイムスロットにマッピングされることを特徴とする請求項１８に記載のデータ受信装置。
前記定められた変調方式は、１６直交振幅変調及び３２直交振幅変調の中の少なくとも１つを有することを特徴とする請求項１６に記載のデータ受信装置。