JPS59208948A - デ−タ伝送同期検出方式 - Google Patents
デ−タ伝送同期検出方式Info
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- JPS59208948A JPS59208948A JP58082474A JP8247483A JPS59208948A JP S59208948 A JPS59208948 A JP S59208948A JP 58082474 A JP58082474 A JP 58082474A JP 8247483 A JP8247483 A JP 8247483A JP S59208948 A JPS59208948 A JP S59208948A
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- vector sum
- function
- data transmission
- signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/043—Pseudo-noise [PN] codes variable during transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
皮先斑」
本発明は同期検出方式、とくに、２次元変調された信号
を復調装置を介して受信するデータ伝送における同期検
出方式に関するものである。
を復調装置を介して受信するデータ伝送における同期検
出方式に関するものである。
【釆敦遺
周知のように、たとえばファクシミリ信号やデータなど
のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝、送路を
介して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振
幅変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信す
る際、変復調装置を初期設定して等化器や自動利得制御
などの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立する
ために、実体的な情報信号の受信に先立って変復調装置
のトレーニングシーケンスが実行される。
のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝、送路を
介して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振
幅変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信す
る際、変復調装置を初期設定して等化器や自動利得制御
などの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立する
ために、実体的な情報信号の受信に先立って変復調装置
のトレーニングシーケンスが実行される。
たとえば国際電信電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告ｖ
、２９では、トレーニングシーケンスの初期において２
イｆｉシンボルの交互の繰返しパターンすなわちオー
クネーションが伝送され（セグメント２）、これに続い
て等化器の諸パラメータを収束させるだめの等化器設定
パターンが伝送される（セグメンｉ・３）。勧告ｖ、２
９の場合、オークネーションは第４Ａ図の同相セｂ Ｉ
および直交軸。からなる信号空間に示すように最初の符
号要素Ａが相対振幅３、基準位相から １８ｏ°の位相
を有し、２番目の要素Ｂがたとえばデータ速度ａ、ｅｏ
ｏビット／秒では相対振幅 口、基準位相から３１５°
の位相を有する。
、２９では、トレーニングシーケンスの初期において２
イｆｉシンボルの交互の繰返しパターンすなわちオー
クネーションが伝送され（セグメント２）、これに続い
て等化器の諸パラメータを収束させるだめの等化器設定
パターンが伝送される（セグメンｉ・３）。勧告ｖ、２
９の場合、オークネーションは第４Ａ図の同相セｂ Ｉ
および直交軸。からなる信号空間に示すように最初の符
号要素Ａが相対振幅３、基準位相から １８ｏ°の位相
を有し、２番目の要素Ｂがたとえばデータ速度ａ、ｅｏ
ｏビット／秒では相対振幅 口、基準位相から３１５°
の位相を有する。
この交互要素が１２８シンボル期間継続した後、セグメ
ント３に移行する。勧告ｖ、２９の場合、セグメント３
では第４Ｂ図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３、
基準位相がら０°の位相を有し、他方の要素りがたとえ
ばデータ速度９，６００ビ、ト／秒では相対振幅３ａ、
基準位相から１３５°の位相を有する。セグメント３は
このようる。
ント３に移行する。勧告ｖ、２９の場合、セグメント３
では第４Ｂ図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３、
基準位相がら０°の位相を有し、他方の要素りがたとえ
ばデータ速度９，６００ビ、ト／秒では相対振幅３ａ、
基準位相から１３５°の位相を有する。セグメント３は
このようる。
このようなオークネーションから疑似ランダム系列への
移行は、受信側の変復調装置においてＡＢまたはＣＤの
２値の符号を判定すれば検出することができる。しかし
、等化器のタップ利７１ｔの初期設定において速やかに
収束を行なうために、このような２値の判定を行なわず
、受信側の変復調装置において参照符号を発生し、これ
と等化器初期設定パターンを比較してタップ利得の調整
を行なう方法が一般にとられる。
移行は、受信側の変復調装置においてＡＢまたはＣＤの
２値の符号を判定すれば検出することができる。しかし
、等化器のタップ利７１ｔの初期設定において速やかに
収束を行なうために、このような２値の判定を行なわず
、受信側の変復調装置において参照符号を発生し、これ
と等化器初期設定パターンを比較してタップ利得の調整
を行なう方法が一般にとられる。
つまり、等化器のタップ係数を修正する場合、トレーニ
ングの初期の段階では符号量干渉が大きく、またタイミ
ング調整や搬送波位相の調整が不十分であるので、２値
シンボルの判定も正確に行なえないことがある。したが
って、受信側において送信側から送信された疑似ランタ
ム系列と同じ符号系列を参照信号として発生し、これに
よって等化器のタップ係数を修正する方法がとられる。
ングの初期の段階では符号量干渉が大きく、またタイミ
ング調整や搬送波位相の調整が不十分であるので、２値
シンボルの判定も正確に行なえないことがある。したが
って、受信側において送信側から送信された疑似ランタ
ム系列と同じ符号系列を参照信号として発生し、これに
よって等化器のタップ係数を修正する方法がとられる。
これは、受信側でトレーニングシーケンスが既知のため
可能である。その場合、受信側で発生する疑似ランダム
系列は受信した符号系列と同期していなけれはならない
。そこでこの同期を確立するためには、トレーニングシ
ーケンスにおける変化点をＩＦ確に検知する必要がある
。
可能である。その場合、受信側で発生する疑似ランダム
系列は受信した符号系列と同期していなけれはならない
。そこでこの同期を確立するためには、トレーニングシ
ーケンスにおける変化点をＩＦ確に検知する必要がある
。
たとえば特開昭５２−Ｈ４０７では、信号空間において
連続した２つのサンプルのべりトル和をとり、その実数
部が最大となる時点を検出することが提案されている。
連続した２つのサンプルのべりトル和をとり、その実数
部が最大となる時点を検出することが提案されている。
別な方法では、復調した同相信号と直交信号との自乗和
によりエンベロープ信号を作成し、これが所定のレベル
以上になったことを検出してこの移行点を識別している
（たとえば特開昭５６−１１３３１ ）。また、受信し
た信号に搬送波成分を乗算し、その極性が反転する時点
を検出して変化点を識別する方法がある（たとえは特開
昭５６−１１９５６２ ） 。
によりエンベロープ信号を作成し、これが所定のレベル
以上になったことを検出してこの移行点を識別している
（たとえば特開昭５６−１１３３１ ）。また、受信し
た信号に搬送波成分を乗算し、その極性が反転する時点
を検出して変化点を識別する方法がある（たとえは特開
昭５６−１１９５６２ ） 。
しかし、これらの方法では、伝送路の歪が大きい場合、
信号の変化点前後において符号間の相互干渉が強く、と
くにトレーニングの初期では符号量干渉やタイミングの
ずれなどにより信号の歪が大きくなるので、セグメント
２から３への変化点“の検出に時間的に±１シンボル程
度の誤差を伴う。変復調装置を制御するだめのタイミン
グ情報を等化器のタンプから抽出する方式の場合、変化
点の検出にこのような±１シンボル程度の誤差を伴った
のでは正しいタイミング情報が抽出されず、１〜２サン
プル期間程度同期がずれることがしばしばあり、変復調
装置が正割に機能しない結果を招く。
信号の変化点前後において符号間の相互干渉が強く、と
くにトレーニングの初期では符号量干渉やタイミングの
ずれなどにより信号の歪が大きくなるので、セグメント
２から３への変化点“の検出に時間的に±１シンボル程
度の誤差を伴う。変復調装置を制御するだめのタイミン
グ情報を等化器のタンプから抽出する方式の場合、変化
点の検出にこのような±１シンボル程度の誤差を伴った
のでは正しいタイミング情報が抽出されず、１〜２サン
プル期間程度同期がずれることがしばしばあり、変復調
装置が正割に機能しない結果を招く。
■−腹
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、変復調装
置のトレーニングシーケンスにおける交互符号系列から
疑似ランダム符号系列への変化点の検出誤差を最小にす
る同期検出方式を提供することを目的とする。
置のトレーニングシーケンスにおける交互符号系列から
疑似ランダム符号系列への変化点の検出誤差を最小にす
る同期検出方式を提供することを目的とする。
なお、本明細書においてデータとは、符号化された信号
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
構−一戚
本発明の構成について以下、一実施例に基づいて説明す
る。
る。
第１図を参照すると、変復調装置の諸機能を実現するシ
グナルプロセンサの基本的な構成例では、主プロセンサ
１０および従プロセツサ２０がデータバス１２および制
御パス１４で相互に接続されている。
グナルプロセンサの基本的な構成例では、主プロセンサ
１０および従プロセツサ２０がデータバス１２および制
御パス１４で相互に接続されている。
一１Ｅプロセッサ１０はディジタル処理装舗で構成され
、本システム全体の動作を統括制御するシステム制御装
置である。また従プロセツサ２０は、同様にディジタル
プロセッサで構成され、主として波形整形フィルタ機能
や回線等化機能などの変復調装置機能を実現するための
シグナルプロセッサである。なお従プロセツサ２０は、
同様の構成のユニットを複数並列に接続し、負荷または
タスク分１１ｋを図ってもよい。
、本システム全体の動作を統括制御するシステム制御装
置である。また従プロセツサ２０は、同様にディジタル
プロセッサで構成され、主として波形整形フィルタ機能
や回線等化機能などの変復調装置機能を実現するための
シグナルプロセッサである。なお従プロセツサ２０は、
同様の構成のユニットを複数並列に接続し、負荷または
タスク分１１ｋを図ってもよい。
従プロセツサ２０は図示のように、制御部２２、命令デ
コーダ２４、Ｉ１０レジスタ２６．データＲＡＭ ２８
゜データＲＯに３０、乗算器３２、算術論理演算回路（
ＡＬＵ） ３４、およびプログラムＲＯＭ ３ｅなどを
有す。
コーダ２４、Ｉ１０レジスタ２６．データＲＡＭ ２８
゜データＲＯに３０、乗算器３２、算術論理演算回路（
ＡＬＵ） ３４、およびプログラムＲＯＭ ３ｅなどを
有す。
る。プログラムＲＩＪＭ ３Ｂには、変復調装置の波形
整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能を本システ
ムに実行させるだめの命令がプログラムシーケンスとし
て蓄積されている。これらの命令１ま命令デコーダ２４
で解読される。制御部２２は制御／ヘス１４に接続され
、主プロセンサ１０から命令を受（すてこれを解読し、
従プロセンサ２０内各部の動作を指示する。
整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能を本システ
ムに実行させるだめの命令がプログラムシーケンスとし
て蓄積されている。これらの命令１ま命令デコーダ２４
で解読される。制御部２２は制御／ヘス１４に接続され
、主プロセンサ１０から命令を受（すてこれを解読し、
従プロセンサ２０内各部の動作を指示する。
データＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０は、フイ
Ｊレタや等止器の機能を実行するのに必要な様々なデー
タを記憶するための記憶領域である。たとえ＋ｉ波形整
形フィルタの夕・ンプ係数などはこれら番こ蓄積される
。
Ｊレタや等止器の機能を実行するのに必要な様々なデー
タを記憶するための記憶領域である。たとえ＋ｉ波形整
形フィルタの夕・ンプ係数などはこれら番こ蓄積される
。
乗算器３２およびＡＬＵ ３４はプログラムＲＯＭ ３
Ｅｉ４こ記憶されている命令や主プロセ・ンサからの命
令番こ応動じてデータＲＡＭ ２８またはデータＲＯＭ
３０などのデータに演算を実行し、フィルタ機能など
の変復調装置としての所期の機能を実現するものである
。
Ｅｉ４こ記憶されている命令や主プロセ・ンサからの命
令番こ応動じてデータＲＡＭ ２８またはデータＲＯＭ
３０などのデータに演算を実行し、フィルタ機能など
の変復調装置としての所期の機能を実現するものである
。
Ｉｌｏ レジスタ２６はデータバス１２に接続され、デ
ータバス１２は端末インタフェース１６にも接続されて
いる。端末インタフェース１６を介して、たとえばファ
クシミリ装置などの端末装置が接続される。また、Ｉ１
０レジスタ２６は、接続線３８によってディジタル−ア
ナログ変換器（ＤＡＣ） ４０およびアナログΦディジ
タル変換器（ＡＤＣ） ４２に接続されている。ＤＡＣ
４０は低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４を介してたとえば
電話回線などのアナログ通信回線の送信線４６に、また
ＡＤＯ４２は帯域フィルタ（ＢＰＦ） ４８を介してそ
の受信線５０にそれぞれ接続されている。
ータバス１２は端末インタフェース１６にも接続されて
いる。端末インタフェース１６を介して、たとえばファ
クシミリ装置などの端末装置が接続される。また、Ｉ１
０レジスタ２６は、接続線３８によってディジタル−ア
ナログ変換器（ＤＡＣ） ４０およびアナログΦディジ
タル変換器（ＡＤＣ） ４２に接続されている。ＤＡＣ
４０は低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４を介してたとえば
電話回線などのアナログ通信回線の送信線４６に、また
ＡＤＯ４２は帯域フィルタ（ＢＰＦ） ４８を介してそ
の受信線５０にそれぞれ接続されている。
従プロセンサ２０は、クロック発生器５日から接続線６
０を介して供給されるサンプリングクロックに応動して
変復調装置としての諸機能をディジタル処理によって実
現する。これによって変調されたデータはＩ１０レジス
タ２６からＤＡＣ４０およびＬＰＦ ４４を通して送信
線４６に送出される。また、受信線５０から受信した信
号はＢＰＦ ４８およびＡＤＯ４２を経由してＩ１０レ
ジスタ２６から従プロセツサ２０に取り込まれ、復調処
理される。
０を介して供給されるサンプリングクロックに応動して
変復調装置としての諸機能をディジタル処理によって実
現する。これによって変調されたデータはＩ１０レジス
タ２６からＤＡＣ４０およびＬＰＦ ４４を通して送信
線４６に送出される。また、受信線５０から受信した信
号はＢＰＦ ４８およびＡＤＯ４２を経由してＩ１０レ
ジスタ２６から従プロセツサ２０に取り込まれ、復調処
理される。
第２図を参照すると、第１図に示すディジタルプロセン
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているプロツタは同、し参照符号で示されている。
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているプロツタは同、し参照符号で示されている。
ＡＤＣ４２でディジタル信号に変換された受信信吐１０
０は、従プロセツサ２０において、クロ・ンク発生器５
８からのサンプリングクロックによってサンプル１０２
が行なわれ、自動利得制御（ＡＧＯ） １０４が行なわ
れる。ＡＣＣＩＯ２の出力は同相成分工と直交成分Ｑと
に分かれ、それぞれ復調（ＤＥＭＯ，Ｄ） １０８Ｌ１
０６Ｑ、低域濾波１０８１．１０８Ｑ、サンプル１１Ｏ
Ｎ。
０は、従プロセツサ２０において、クロ・ンク発生器５
８からのサンプリングクロックによってサンプル１０２
が行なわれ、自動利得制御（ＡＧＯ） １０４が行なわ
れる。ＡＣＣＩＯ２の出力は同相成分工と直交成分Ｑと
に分かれ、それぞれ復調（ＤＥＭＯ，Ｄ） １０８Ｌ１
０６Ｑ、低域濾波１０８１．１０８Ｑ、サンプル１１Ｏ
Ｎ。
１１０Ｑ、回線自動等化１１２、位相制御１１４ 、縫
子化１１６が行なわれる。また、等止器１１２の各夕・
ンプからタイミング抽出１１８を梃行なってクロ・ンク
発生器５８を制御し、また量子化機能ｉｔｅから搬送波
抽出１２０を行ない位相制御する。また受信信号の復号
およびランダマイズは主プロセ・ンサ１０にて行なわれ
る。
子化１１６が行なわれる。また、等止器１１２の各夕・
ンプからタイミング抽出１１８を梃行なってクロ・ンク
発生器５８を制御し、また量子化機能ｉｔｅから搬送波
抽出１２０を行ない位相制御する。また受信信号の復号
およびランダマイズは主プロセ・ンサ１０にて行なわれ
る。
このような変復調装置の諸機能は、主プロセ・ンサｌＯ
の命令シーケンスや従プロセンサ２０のプログラムＲＯ
Ｍ ３６に蓄積されているプログラムシーケンスに従っ
てデータＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０の蓄積
データを使用して演算を行なうことにより実現される。
の命令シーケンスや従プロセンサ２０のプログラムＲＯ
Ｍ ３６に蓄積されているプログラムシーケンスに従っ
てデータＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０の蓄積
データを使用して演算を行なうことにより実現される。
ところでサンプル機能１１０Ｉの同相成分出力１３０Ｉ
およびサンプル機能１１０Ｑの直交成分出力１３θＱは
、変化点検出機能１３２にも供給される。変化点検出機
能１３２は、前述した変復調装置のトレーニングシーケ
ンスにおけるオータネ−ジョンから疑似ランダム系列へ
の変化点の検出を行なうもので、その詳細は第３図に概
念的に示されている。
およびサンプル機能１１０Ｑの直交成分出力１３θＱは
、変化点検出機能１３２にも供給される。変化点検出機
能１３２は、前述した変復調装置のトレーニングシーケ
ンスにおけるオータネ−ジョンから疑似ランダム系列へ
の変化点の検出を行なうもので、その詳細は第３図に概
念的に示されている。
ところで前述したようにＣＣＩＴＴ勧告ｖ、２８を例に
とれば、変復調装置のトレーニングシーケンスにおいて
、第４Ａ図１こ示すＡおよびＢの２つの符号のオークネ
ーションに続いて、第４Ｂ図に示す符号ＣおよびＤの疑
似ランダム系列が受信される。つまり、トレーニング信
号がたとえば１ 、、、、Ａ Ｂ Ａ Ｂ Ｃ、Ｄ ＣＤ 、、、。
とれば、変復調装置のトレーニングシーケンスにおいて
、第４Ａ図１こ示すＡおよびＢの２つの符号のオークネ
ーションに続いて、第４Ｂ図に示す符号ＣおよびＤの疑
似ランダム系列が受信される。つまり、トレーニング信
号がたとえば１ 、、、、Ａ Ｂ Ａ Ｂ Ｃ、Ｄ ＣＤ 、、、。
などの符号系列をとり、この間にセグメント２から３に
移行する。
移行する。
ここで、これらの符号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄを第５図に示すよ
うな信号空間におけるベクトル量と考えると、相互に２
サンプル期間、隔たった２つのベクトルのベクトル和Ｓ
は、上の例の変化点近傍では次のようになる。
うな信号空間におけるベクトル量と考えると、相互に２
サンプル期間、隔たった２つのベクトルのベクトル和Ｓ
は、上の例の変化点近傍では次のようになる。
Ｓｍ−２＝Ａ＋Ａ
Ｓｍ−１＝Ｂ＋Ｂ
Ｓｍ ＝Ａ＋Ｃ
３＋ｎ＋Ｉ＝Ｂ＋Ｄ
Ｓｍ＋２＝Ｃ十〇
Ｓｍ＋３＝Ｄ＋Ｄ
伝送路が理想的な回線状態にあると、第５図かられかる
ように、ベクトルＡとＣ１およびＢとＤは互いに大きさ
が等しく位相が反対であるから、これらのベクトル和の
うちＳｍおよびＳ ｍ＋１は０ベクトルとなり、他のベ
クトルは同図に示すような大きな絶対値を有するベクト
ルとなる。したがって、許容可能な回線歪の状態を考慮
して両者の間に閾値を設定し、これによって両ベクトル
の相違を識別すれば、前述の変化点、すなわちセグメン
ト３の開始点を検出することができる。第３図に示す機
能構成はこのベクトル演算および判定を実行している。
ように、ベクトルＡとＣ１およびＢとＤは互いに大きさ
が等しく位相が反対であるから、これらのベクトル和の
うちＳｍおよびＳ ｍ＋１は０ベクトルとなり、他のベ
クトルは同図に示すような大きな絶対値を有するベクト
ルとなる。したがって、許容可能な回線歪の状態を考慮
して両者の間に閾値を設定し、これによって両ベクトル
の相違を識別すれば、前述の変化点、すなわちセグメン
ト３の開始点を検出することができる。第３図に示す機
能構成はこのベクトル演算および判定を実行している。
第２図を参照すると、受信信号は同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに分けられ、復調され、さらルこ復調の際発生す
る倍周波数成分を除去されて変化点検出機能１３２に入
力される。
成分Ｑに分けられ、復調され、さらルこ復調の際発生す
る倍周波数成分を除去されて変化点検出機能１３２に入
力される。
第３図を参照すると、受信信号の同相成分１３０■は、
一方ではベクトル和演算機能２００Ｉに与えられ、他方
そは遅延２０２■を受けてベクトル和演算機能２０ＱＩ
にケーえられる。同様に直交成分１３０Ｑは、一方では
ベクトル和演算機能２ＱＯＱに与えられ、他方では遅延
２０２Ｑを受けてベクトル和演算機能２００Ｑに怪えら
れる。遅延２０２Ｉおよび２０２Ｑはそれぞれ２サンプ
ル分、すなわち２シンボル期間の時間遅延を受信信号に
付加する。したがってベクトル和機能２００■および２
００Ｑはそれぞれ、現時点の受信信号と２サンプル期間
前の受信信号とのベクトル和をとって前述の和ベクトル
Ｓを形成する。
一方ではベクトル和演算機能２００Ｉに与えられ、他方
そは遅延２０２■を受けてベクトル和演算機能２０ＱＩ
にケーえられる。同様に直交成分１３０Ｑは、一方では
ベクトル和演算機能２ＱＯＱに与えられ、他方では遅延
２０２Ｑを受けてベクトル和演算機能２００Ｑに怪えら
れる。遅延２０２Ｉおよび２０２Ｑはそれぞれ２サンプ
ル分、すなわち２シンボル期間の時間遅延を受信信号に
付加する。したがってベクトル和機能２００■および２
００Ｑはそれぞれ、現時点の受信信号と２サンプル期間
前の受信信号とのベクトル和をとって前述の和ベクトル
Ｓを形成する。
両ベクトル和機能２００Ｉおよび２００Ｑの出力２０６
Ｉおよび２０６Ｑは演算機能２０８に入力され、ここで
和ベクトルＳの絶対値が計算される。ベクトルＳの絶対
値の代りにその自乗和すなわち信号の電力を算出するよ
うに構成してもよい。いずれにせよその出力２１０は、
比較機能２１２において基準信号発生機能２１４からの
基準信号２１Ｂと比較される。この基準信号２１Ｂは、
前述した閾値、すなわち実質的な０ベクトルに相当する
ベクトルＳｍおよびＳ ｍ＋１ と他の大きなベクトル
とを区別する境界値を示す信号である。そこで比較機能
２１２は、その人力２１０がこの閾値以下になった時に
出力２１８および２２０を有意な状態とする。これによ
って、交互符号系列から疑似ランダム符号系列への変化
点の検出がたとえばタイミング抽出１１８や搬送波抽出
１２０（第２図）に通報される。
Ｉおよび２０６Ｑは演算機能２０８に入力され、ここで
和ベクトルＳの絶対値が計算される。ベクトルＳの絶対
値の代りにその自乗和すなわち信号の電力を算出するよ
うに構成してもよい。いずれにせよその出力２１０は、
比較機能２１２において基準信号発生機能２１４からの
基準信号２１Ｂと比較される。この基準信号２１Ｂは、
前述した閾値、すなわち実質的な０ベクトルに相当する
ベクトルＳｍおよびＳ ｍ＋１ と他の大きなベクトル
とを区別する境界値を示す信号である。そこで比較機能
２１２は、その人力２１０がこの閾値以下になった時に
出力２１８および２２０を有意な状態とする。これによ
って、交互符号系列から疑似ランダム符号系列への変化
点の検出がたとえばタイミング抽出１１８や搬送波抽出
１２０（第２図）に通報される。
なお、本発明を変調および復調の両機能を備えた変復調
装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施例
に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装置
にも適用されることは言うまでもない。また、説明の便
宜］−１ＧＣＩＴＴ勧告Ｖ、２９（７） ）レーニング
シーケンスについて本発明の詳細な説明したが、勿論、
本発明はこれのみに限定されるものではなく、２種の符
号要素の交互符号系列から疑似ランブト符号系列に移行
するトレーニングシーケンスであれば本発明による同期
検出方式が有利に適用されることは言うまでもない。
装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施例
に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装置
にも適用されることは言うまでもない。また、説明の便
宜］−１ＧＣＩＴＴ勧告Ｖ、２９（７） ）レーニング
シーケンスについて本発明の詳細な説明したが、勿論、
本発明はこれのみに限定されるものではなく、２種の符
号要素の交互符号系列から疑似ランブト符号系列に移行
するトレーニングシーケンスであれば本発明による同期
検出方式が有利に適用されることは言うまでもない。
効−一釆
本発明によればこのように２サンプル期間隔たった２つ
の信号のベクトル和をとることにより、変復調装置のト
レーニングシーケンスにおける変化点を検出している。
の信号のベクトル和をとることにより、変復調装置のト
レーニングシーケンスにおける変化点を検出している。
＠接する２つの信号によって変化点を検出する方式と比
較すると、このように２サンプル隔たった２つの信号の
間では相〃の符号量干渉が明らかに小さいので、変化点
の検出精度は大きく向上する。したがって、回線歪が大
きい場合でも、変化点検出を高精度で行なうことができ
る。
較すると、このように２サンプル隔たった２つの信号の
間では相〃の符号量干渉が明らかに小さいので、変化点
の検出精度は大きく向上する。したがって、回線歪が大
きい場合でも、変化点検出を高精度で行なうことができ
る。
第１図は、本発明による同期検出力式を適用した変復調
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、第２図は、第１図に示すディ
ジタルプロセッザで実現される変復調装置の受信側機能
を概念的に示すブロック図、 第３図は第２図に示す変化点検出機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は、変復調装置のトレーニング
において使用される符号の一例を示す信号空間図、 第５図は本発明による同期検出方式の原理説明に使用す
る信号空間ベクトル図である。 −部′のイ、 の親日 １０、、、、主プロセツサ ２０’、 、 、、、 、従プロセッサ３ｅ、、、、プ
ログラムＲＯＭ ５８、 、 、 、クロンク発生器 ＋３２．． 、 、変化点検出 ２００１２００Ｑ、ベクトル和 ２０２Ｉ 、２ｏ２Ｑ、遅 延 ２０８、、 、 、ベクトル演算 ２＋２．、 、 、比 較 ２＋４．、 、 、基準信号発生 特許出願人 株式会社リコー ＝２７： 第４Ａ図 第４Ｂ図 第５図
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、第２図は、第１図に示すディ
ジタルプロセッザで実現される変復調装置の受信側機能
を概念的に示すブロック図、 第３図は第２図に示す変化点検出機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は、変復調装置のトレーニング
において使用される符号の一例を示す信号空間図、 第５図は本発明による同期検出方式の原理説明に使用す
る信号空間ベクトル図である。 −部′のイ、 の親日 １０、、、、主プロセツサ ２０’、 、 、、、 、従プロセッサ３ｅ、、、、プ
ログラムＲＯＭ ５８、 、 、 、クロンク発生器 ＋３２．． 、 、変化点検出 ２００１２００Ｑ、ベクトル和 ２０２Ｉ 、２ｏ２Ｑ、遅 延 ２０８、、 、 、ベクトル演算 ２＋２．、 、 、比 較 ２＋４．、 、 、基準信号発生 特許出願人 株式会社リコー ＝２７： 第４Ａ図 第４Ｂ図 第５図
Claims (1)
- １．２次元変調された信号を復調装置を介して受イδす
るデータ伝送のトレーニングシーケンスにおいて２つの
符号要素の交互符号系列から疑似ランダム符号系列に移
行する変化点を検出するデータ伝送同期検出方式におい
て、該方式は、時系列的に２符号要素間隔だけ隔たった
２つの信号の信号空間におけるベクトル和を算出し、該
ベクトル和を所定のスｊ値と比較し、該ベクトル和か該
閾値より低くなったことによって前記変化点を検出する
こｋを特徴とするデータ伝送同期検出方式。 ２、特許請求の範囲第１項記載のデータ伝送同期検出方
式において、前記ベクトル和と閾値との比較はベクトル
の絶対値について行なわれることを特徴とするデータ伝
送同期検出方式。 ３゜特許請求の範囲第１項記載のデータ伝送同期検出方
式において、前記ベクトル和と閾値との比。 較は信号電力について行なわれることを特徴とするデー
タ伝送同期検出方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58082474A JPS59208948A (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
| US06/608,625 US4608703A (en) | 1983-05-12 | 1984-05-09 | Synchronization detection system for data transmission |
| DE19843417867 DE3417867A1 (de) | 1983-05-12 | 1984-05-14 | System zum feststellen von synchronisation bei einer datenuebertragung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58082474A JPS59208948A (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59208948A true JPS59208948A (ja) | 1984-11-27 |
Family
ID=13775504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58082474A Pending JPS59208948A (ja) | 1983-05-12 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59208948A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07212343A (ja) * | 1993-12-23 | 1995-08-11 | Sgs Thomson Microelectron Sa | モデムにおけるワードシーケンス検出方法及び装置 |
| US8059750B2 (en) | 2007-02-08 | 2011-11-15 | Samsung Electronics Co., Ltd | Method and apparatus for generating training sequence code in a communication system |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5274207A (en) * | 1975-12-17 | 1977-06-22 | Nec Corp | Carrier frequency control unit |
| JPS55114042A (en) * | 1979-02-23 | 1980-09-03 | Nec Corp | Training sequence discrimination circuit |
-
1983
- 1983-05-13 JP JP58082474A patent/JPS59208948A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5274207A (en) * | 1975-12-17 | 1977-06-22 | Nec Corp | Carrier frequency control unit |
| JPS55114042A (en) * | 1979-02-23 | 1980-09-03 | Nec Corp | Training sequence discrimination circuit |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07212343A (ja) * | 1993-12-23 | 1995-08-11 | Sgs Thomson Microelectron Sa | モデムにおけるワードシーケンス検出方法及び装置 |
| US8059750B2 (en) | 2007-02-08 | 2011-11-15 | Samsung Electronics Co., Ltd | Method and apparatus for generating training sequence code in a communication system |
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