JPS59207751A - デ−タ伝送同期検出方式 - Google Patents
デ−タ伝送同期検出方式Info
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- JPS59207751A JPS59207751A JP58081665A JP8166583A JPS59207751A JP S59207751 A JPS59207751 A JP S59207751A JP 58081665 A JP58081665 A JP 58081665A JP 8166583 A JP8166583 A JP 8166583A JP S59207751 A JPS59207751 A JP S59207751A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/043—Pseudo-noise [PN] codes variable during transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
胤亙公」
本発明は同期検出方式、とくに、２次元変調されたデー
タを復調装置を介して受信するデータ伝送における同期
検出方式に関するものである。
タを復調装置を介して受信するデータ伝送における同期
検出方式に関するものである。
良米韮遺
周知のように、たとえばファクシミリ信号やデータなど
のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝送路を介
して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振幅
変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信する
際、変復調装置を初期設定して等化器や自動利得制御な
どの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立するた
めに、実体的な情報信号の受信に先立らで変復調装置の
トレーニングシーケンスが実行される。
のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝送路を介
して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振幅
変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信する
際、変復調装置を初期設定して等化器や自動利得制御な
どの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立するた
めに、実体的な情報信号の受信に先立らで変復調装置の
トレーニングシーケンスが実行される。
たとえば国際電信電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告ｖ
、２８では、トレーニングシーケンスの初期において２
値シンボルの交互の繰返しパターンすなわちオータネ−
ジョンが伝送され（セグメント２）、これに続いて等化
器の諸パラメータを収束させるための等化器設定パター
ンが伝送ぎれる（セグメント３）。勧告ｖ、２８の場合
、オータネ−ジョンは第４Ａ図の同相軸Ｉおよび直交軸
Ｑからなる信号空間に示すように最初の符号要素Ａが相
対振幅３、基準位相から １８０’の位相を有し、２番
目の要素Ｂがたとえばデータ速度９．Ｅｉ００ビット／
秒では相対振幅口、基準位相から３１５°の位相を有す
る。
、２８では、トレーニングシーケンスの初期において２
値シンボルの交互の繰返しパターンすなわちオータネ−
ジョンが伝送され（セグメント２）、これに続いて等化
器の諸パラメータを収束させるための等化器設定パター
ンが伝送ぎれる（セグメント３）。勧告ｖ、２８の場合
、オータネ−ジョンは第４Ａ図の同相軸Ｉおよび直交軸
Ｑからなる信号空間に示すように最初の符号要素Ａが相
対振幅３、基準位相から １８０’の位相を有し、２番
目の要素Ｂがたとえばデータ速度９．Ｅｉ００ビット／
秒では相対振幅口、基準位相から３１５°の位相を有す
る。
この交互要素が１２８シンボル期間継続した後、セグメ
ント３に移行する。勧告ｖ、２９の場合、セグメント３
では第４Ｂ図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３、
基準位相から０°の位相を有し、他方の要素りがたとえ
ばデータ速度９．Ｂｏ。
ント３に移行する。勧告ｖ、２９の場合、セグメント３
では第４Ｂ図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３、
基準位相から０°の位相を有し、他方の要素りがたとえ
ばデータ速度９．Ｂｏ。
ビット／秒では相対振幅３剥、基準位相から１３５°の
位相を有する。セグメント３はこのような要素Ｃおよび
Ｄの疑似ランダム系列からなる。
位相を有する。セグメント３はこのような要素Ｃおよび
Ｄの疑似ランダム系列からなる。
このようなオータネ−ジョンから疑似ランダム系列への
移行は、受信側の変復調装置においてＡＢまたはＣＤの
２値の符号を判定すれば検出することができる。しかし
、等化器のタップ利得の初期設定において速やかに収束
を行なうために、このような２僅の判定を行なわず、受
信側の変復調装置において参照符号を発生し、これと等
化器初期設定パターンを比較してタップ利得の調整を行
なう方法が一般にとられる。これは、受信側でトレーニ
ングシーケンスが既知の゛ため可能である。
移行は、受信側の変復調装置においてＡＢまたはＣＤの
２値の符号を判定すれば検出することができる。しかし
、等化器のタップ利得の初期設定において速やかに収束
を行なうために、このような２僅の判定を行なわず、受
信側の変復調装置において参照符号を発生し、これと等
化器初期設定パターンを比較してタップ利得の調整を行
なう方法が一般にとられる。これは、受信側でトレーニ
ングシーケンスが既知の゛ため可能である。
たとえば特開昭５２−８９４０７では、信号空間におい
て連続した２つのサンプルのベクトル和をとり、その実
数部が最大となる点を検出することが提案されている。
て連続した２つのサンプルのベクトル和をとり、その実
数部が最大となる点を検出することが提案されている。
別な方法では、復調した同相信号と直交信号との自乗和
によりエンベロープ信号を作成し、これが所定のレベル
以−にになったことを検出してこの移行点を識別してい
る（たとえば特開昭５８−１８３１ ）。また、受信し
た信号に搬送波成分を乗算し、その極性が反転する時点
を検出して変化点を識別する方法がある（たとえば特開
昭５Ｂ−１１１３５８２）。
によりエンベロープ信号を作成し、これが所定のレベル
以−にになったことを検出してこの移行点を識別してい
る（たとえば特開昭５８−１８３１ ）。また、受信し
た信号に搬送波成分を乗算し、その極性が反転する時点
を検出して変化点を識別する方法がある（たとえば特開
昭５Ｂ−１１１３５８２）。
しかし、これらのいずれかの方法によって変化点を検出
しても、伝送路の歪が大きい場合は、信号の変換点前後
において符号間の相互干渉が強くなるので、セグメント
２から３への変化点の検出に時間的に±１シンボル程度
の誤差を伴う。変復調装置を制御するためのタイミング
情報を等化器のタップから抽出する方式の場合、変化点
の検出にこのような±１シンボル程度の誤差を伴ったの
では正しいタイミング情報が抽出されず、変復調装置が
正常に機能しない結果を招く。
しても、伝送路の歪が大きい場合は、信号の変換点前後
において符号間の相互干渉が強くなるので、セグメント
２から３への変化点の検出に時間的に±１シンボル程度
の誤差を伴う。変復調装置を制御するためのタイミング
情報を等化器のタップから抽出する方式の場合、変化点
の検出にこのような±１シンボル程度の誤差を伴ったの
では正しいタイミング情報が抽出されず、変復調装置が
正常に機能しない結果を招く。
１−」
本発明はこのような従来技術の欠点に鑑み、変復調装置
のトレーニングシーケンスにおける繰返し符号系列から
疑似ランダム符号系列への変化点を正しく検出したか否
かを判定できる同期検出方式を提供することを目的とす
る。
のトレーニングシーケンスにおける繰返し符号系列から
疑似ランダム符号系列への変化点を正しく検出したか否
かを判定できる同期検出方式を提供することを目的とす
る。
なお、本明細書においてデータとは、符号化された信号
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
１−差
本発明の構成について以下、一実施例に基づいて説明す
る。
る。
第１図を参照すると、変復調装置の諸機能を実現するシ
グナルプロセッサの基本的な構成例では、主プロセツサ
ｌＯおよび従プロセツサ２０がデータバス１２および制
御バス１４で相互に接続されている。
グナルプロセッサの基本的な構成例では、主プロセツサ
ｌＯおよび従プロセツサ２０がデータバス１２および制
御バス１４で相互に接続されている。
主プロセッサエ０はディジダル処理装置で構成され、本
システム全体の動作を統括制御するシステム制御装置で
ある。また従プロセツサ２０は、同様にディジタルプロ
セッサで構成され、主として波形整形フィルタ機能や回
線等化機能などの変復調装置機能を実現するためのシグ
ナルプロセッサである。なお従プロセツサ２θは、同様
の構成のユニットを複数並列に接続し、負荷またはタス
ク分散を図ってもよい。
システム全体の動作を統括制御するシステム制御装置で
ある。また従プロセツサ２０は、同様にディジタルプロ
セッサで構成され、主として波形整形フィルタ機能や回
線等化機能などの変復調装置機能を実現するためのシグ
ナルプロセッサである。なお従プロセツサ２θは、同様
の構成のユニットを複数並列に接続し、負荷またはタス
ク分散を図ってもよい。
従プロセツサ２０は図示のように、制御部２２、命令デ
コーダ２４、Ｉ１０レジスタ２６、データＲＡＭ ２Ｂ
、データＲＯＭ ３０、乗算器３２、算術論理演算回路
（ＡＬＵ） ３４、およびプログラムＲＯＭ ３８など
を有する。プログラムＲＯＭ ３Ｂには、変復調装置の
波形整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能を本シ
ステムに実行させるための命令がプログラムシーケンス
として蓄積されている。これらの命令は命令デコーダ２
４で解読される。制御部２２は制御バス１４に接続され
、主プロセツサ１０から命令を受けてこれを解読し、従
プロセッサ２０内各部の動作を指示する。
コーダ２４、Ｉ１０レジスタ２６、データＲＡＭ ２Ｂ
、データＲＯＭ ３０、乗算器３２、算術論理演算回路
（ＡＬＵ） ３４、およびプログラムＲＯＭ ３８など
を有する。プログラムＲＯＭ ３Ｂには、変復調装置の
波形整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能を本シ
ステムに実行させるための命令がプログラムシーケンス
として蓄積されている。これらの命令は命令デコーダ２
４で解読される。制御部２２は制御バス１４に接続され
、主プロセツサ１０から命令を受けてこれを解読し、従
プロセッサ２０内各部の動作を指示する。
データＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０は、フィ
ルタや等止器の機能を実行するのに必要な様々なデータ
を記憶するための記憶領域である。たとえば波形整形フ
ィルタのタップ定数などはこれらに蓄積される。
ルタや等止器の機能を実行するのに必要な様々なデータ
を記憶するための記憶領域である。たとえば波形整形フ
ィルタのタップ定数などはこれらに蓄積される。
乗算器３２およびＡＬＵ ３４はプログラムＲＯＭ ３
Ｅｉに記憶されている命令や主プロセツサからの命令に
応動してデータＲＡＭ ２８またはデータＲＯＭ ３０
などのデータに演算を実行し、フィルタ機能などの変復
調装置としての所期の機能を実現するものである。
Ｅｉに記憶されている命令や主プロセツサからの命令に
応動してデータＲＡＭ ２８またはデータＲＯＭ ３０
などのデータに演算を実行し、フィルタ機能などの変復
調装置としての所期の機能を実現するものである。
Ｉｌｏ レジスタ２６はデータバス１２に接続され、デ
ータバス１２は端末インタフェース１８にも接続されて
いる。端末インタフェース１６を介して、たとえばファ
クシミリ装置などの端末装置が接続される。また、Ｉ１
０レジスタ２Ｂは、接続線３８によってディジタル番ア
ナログ変換器（ＤＡＣ） ４０およびアナログ・ディジ
タル変換器（ＡＤＣ） ４２に接続されている。ＤＡ（
Ｅ ４０は低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４を介してたと
えば、電話回線などのアナログ通信回線の送信線４６に
、またＡＤＣ４２は帯域フィルタ（ＢＰＦ） ４８を介
してその受信線５０にそれぞれ接続されている。
ータバス１２は端末インタフェース１８にも接続されて
いる。端末インタフェース１６を介して、たとえばファ
クシミリ装置などの端末装置が接続される。また、Ｉ１
０レジスタ２Ｂは、接続線３８によってディジタル番ア
ナログ変換器（ＤＡＣ） ４０およびアナログ・ディジ
タル変換器（ＡＤＣ） ４２に接続されている。ＤＡ（
Ｅ ４０は低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４を介してたと
えば、電話回線などのアナログ通信回線の送信線４６に
、またＡＤＣ４２は帯域フィルタ（ＢＰＦ） ４８を介
してその受信線５０にそれぞれ接続されている。
従プロセツサ２０は、クロック発生器５８から接続線６
０を介して供給されるサンプリングクロックに応動して
変復調装置としての諸機能をディジタル処理によって実
現する。これによって変調されたデータはＩ１０レジス
タ２ＢからＤＡＣ４０およびＬＰＦ ４４を通して送信
線４６に送出される。また、受信線５０から受信した信
号はＢＰＦ ４８および ＡＤＣ４２を経由してＩ１０
レジスタ２Ｂから従プロセツサ２０に取り込まれ、復調
処理される。
０を介して供給されるサンプリングクロックに応動して
変復調装置としての諸機能をディジタル処理によって実
現する。これによって変調されたデータはＩ１０レジス
タ２ＢからＤＡＣ４０およびＬＰＦ ４４を通して送信
線４６に送出される。また、受信線５０から受信した信
号はＢＰＦ ４８および ＡＤＣ４２を経由してＩ１０
レジスタ２Ｂから従プロセツサ２０に取り込まれ、復調
処理される。
第２図を参照すると、第１図に示すディジタルプロセッ
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているブロックは同じ参照符号で示されている。
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているブロックは同じ参照符号で示されている。
ＡＤＯ４２でディジタル信号に変換された受信信号１０
０ハ、従プロセツサ２Ｇにおいて、クロック発生器５８
からのサンプリングクロックによってサンプル１０２が
行なわれ、自動利得制御（ＡＧＣ） １０４が行なわれ
る。ＡＧＩＩＩ： １０４の出力は同相成分■と直交成
分Ｑとに分かれ、それぞれ復調（ＯＥＭＯＤ） １０Ｂ
１゜１０６Ｑ、低域濾波１０８１．１０８Ｑ、サンプル
１１０Ｉ。
０ハ、従プロセツサ２Ｇにおいて、クロック発生器５８
からのサンプリングクロックによってサンプル１０２が
行なわれ、自動利得制御（ＡＧＣ） １０４が行なわれ
る。ＡＧＩＩＩ： １０４の出力は同相成分■と直交成
分Ｑとに分かれ、それぞれ復調（ＯＥＭＯＤ） １０Ｂ
１゜１０６Ｑ、低域濾波１０８１．１０８Ｑ、サンプル
１１０Ｉ。
１１０Ｑ、回線自動等化１１２、位相制御１１４、量子
化１１８が行なわれる。また、等止器１１２の各タップ
からタイミング抽出１１８をか行なってクロック発生器
５８を制御し、また量子化機能１１６から搬送波抽出１
２０を行ない位相制御する。また受信信号の復号および
ランダマイズは主プロセツサ１０にて行なわれる。
化１１８が行なわれる。また、等止器１１２の各タップ
からタイミング抽出１１８をか行なってクロック発生器
５８を制御し、また量子化機能１１６から搬送波抽出１
２０を行ない位相制御する。また受信信号の復号および
ランダマイズは主プロセツサ１０にて行なわれる。
このような変復調装置の諸機能は、主プロセツサｌＯの
命令シーケンスや従プロセツサ２０のプログラムＲＯＭ
３８に蓄積されているプログラムシーケンスに従って
データＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０の蓄積デ
ータを使用して演算を行なうことにより実現される。
命令シーケンスや従プロセツサ２０のプログラムＲＯＭ
３８に蓄積されているプログラムシーケンスに従って
データＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０の蓄積デ
ータを使用して演算を行なうことにより実現される。
ところでサンプル機能１１０１の同相成分出力１３０Ｉ
およびサンプル機能１１０Ｑの直交成分出力１３０Ｑは
、変化点判定機能１３２にも供給される。変化点判定機
能１３２は、前述した変復調装置のトレーニングシーケ
ンスにおけるオータネ−ジョンから疑似ランダム系列へ
の変化点の判定を行なうもので、その詳細は第３図に概
念的に示され−ている。
およびサンプル機能１１０Ｑの直交成分出力１３０Ｑは
、変化点判定機能１３２にも供給される。変化点判定機
能１３２は、前述した変復調装置のトレーニングシーケ
ンスにおけるオータネ−ジョンから疑似ランダム系列へ
の変化点の判定を行なうもので、その詳細は第３図に概
念的に示され−ている。
第３図に示すように、同相成分１３０Ｉおよび直交成分
１３０Ｑは変化点検出機能２００に供給され、変化点の
検出が行なわれる。これは、たとえば前述した３つの方
法などの任意の方法で行なってよい。
１３０Ｑは変化点検出機能２００に供給され、変化点の
検出が行なわれる。これは、たとえば前述した３つの方
法などの任意の方法で行なってよい。
たとえば、２つのサンプルのベクトル和の実数部の最大
点を検出してもよく、またはエンベロープが所定のレベ
ルを越えたことを検出してもよく、または受信信号とキ
ャリア成分の積の極性反転を検出してもよい。
点を検出してもよく、またはエンベロープが所定のレベ
ルを越えたことを検出してもよく、または受信信号とキ
ャリア成分の積の極性反転を検出してもよい。
ところで前述したように、変復調装置のトレーニングシ
ーケンスにおいて、第４Ａ図に示すＡおよびＢの２つの
符号のオータネ−ジョンに続いて、時刻ｔで第４Ｂ図に
示す符号ＣおよびＤの疑似ランダム系列に変化したとす
る。受信側ではこれを何らかの方法で検出するが、回線
歪の大きい場合には±１シンボル期間程度の誤差が生ず
る可能性がある。つまり、トレーニング信号がたとえば
、ＡＢＡＢ、 、 、 、 ＡＢＡＢＣＤＣＯＤＣＣＤ
ＤＣ，、、。
ーケンスにおいて、第４Ａ図に示すＡおよびＢの２つの
符号のオータネ−ジョンに続いて、時刻ｔで第４Ｂ図に
示す符号ＣおよびＤの疑似ランダム系列に変化したとす
る。受信側ではこれを何らかの方法で検出するが、回線
歪の大きい場合には±１シンボル期間程度の誤差が生ず
る可能性がある。つまり、トレーニング信号がたとえば
、ＡＢＡＢ、 、 、 、 ＡＢＡＢＣＤＣＯＤＣＣＤ
ＤＣ，、、。
となるとき、最初のＣの前後のＢまたはＤを最初のＣと
して誤検出してしまうことがある。
して誤検出してしまうことがある。
信号のサンプリング間隔をＴｓとすれば、時刻ｔで正し
く符号Ｃを検出していれば、その時点ｔから偶数サンプ
ル期間前の時点ｔ −２ｎ’Ｔｇでは符号Ａを、また奇
数サンプル期間前の時点ｔ −（２ｎ−１）Ｔｓでは符
号Ｂを受信しているはずである。ただしｎは正の整数で
ある。前述したように、回線歪が大きい場合、変化点の
検出に±１シンボル期間程度の誤差が生ずると、すなわ
ち最初のＣの前後のＢまたはＤを最初のＣとして誤検出
してしまうと、この符号の関係が逆になる。
く符号Ｃを検出していれば、その時点ｔから偶数サンプ
ル期間前の時点ｔ −２ｎ’Ｔｇでは符号Ａを、また奇
数サンプル期間前の時点ｔ −（２ｎ−１）Ｔｓでは符
号Ｂを受信しているはずである。ただしｎは正の整数で
ある。前述したように、回線歪が大きい場合、変化点の
検出に±１シンボル期間程度の誤差が生ずると、すなわ
ち最初のＣの前後のＢまたはＤを最初のＣとして誤検出
してしまうと、この符号の関係が逆になる。
そこで、時刻ｔで変化点を検出した場合、それより前の
隣接した２つの時刻ｔ −２ｎＴｓおよびｔ −（２ｎ
−１）Ｔｓにおける受信信号を調べればその変化点検出
が正しかったか否かを判定することができる。つまり、
これによって変化点検出における検出誤りに対する保護
機能を実現することができる。なお、ｎの値は比較的大
きい方が、すなわち変化点から比較的離れた方が、変化
点付近の符号に起因する符号量干渉が少ないので、有利
である。このように本発明では、オータネ−ジョンは符
号量干渉が比較的弱く、また、あっても符号識別が容易
であるという性質を利用して変化点誤検出に対する保護
機能を実現している。
隣接した２つの時刻ｔ −２ｎＴｓおよびｔ −（２ｎ
−１）Ｔｓにおける受信信号を調べればその変化点検出
が正しかったか否かを判定することができる。つまり、
これによって変化点検出における検出誤りに対する保護
機能を実現することができる。なお、ｎの値は比較的大
きい方が、すなわち変化点から比較的離れた方が、変化
点付近の符号に起因する符号量干渉が少ないので、有利
である。このように本発明では、オータネ−ジョンは符
号量干渉が比較的弱く、また、あっても符号識別が容易
であるという性質を利用して変化点誤検出に対する保護
機能を実現している。
１
符号ＡおよびＢは、たとえばベクトル外積をとることで
識別してもよい。つまり、符号ＡおよびＢを示すベクト
ルＡおよびＢの外積ＡＢｓｉｎθから位相関係が求まる
。ただし、Ａ、Ｂはベクトルの絶対値、またθはベクト
ルＡからＢへ右ネジの法則に従って見る角度である。し
たがって、符号ＡＢの順に受信したときはこの外積は正
となり、逆に符号ＢＡの順に受信したときは負となる。
識別してもよい。つまり、符号ＡおよびＢを示すベクト
ルＡおよびＢの外積ＡＢｓｉｎθから位相関係が求まる
。ただし、Ａ、Ｂはベクトルの絶対値、またθはベクト
ルＡからＢへ右ネジの法則に従って見る角度である。し
たがって、符号ＡＢの順に受信したときはこの外積は正
となり、逆に符号ＢＡの順に受信したときは負となる。
符号ＡおよびＢの同相成分および直交成分をそれぞれ呼
字ＩおよびＱで示せば、符号ＡＢの順に受信したときは
ＡＩＢＱ−ＡＱＢＩを計算し、符号ＢＡの順に受信した
ときはＢＩＡＱ−ＢＱＡＩを計算するが、計算結果の絶
対値は等しく、符号が反対になる。
字ＩおよびＱで示せば、符号ＡＢの順に受信したときは
ＡＩＢＱ−ＡＱＢＩを計算し、符号ＢＡの順に受信した
ときはＢＩＡＱ−ＢＱＡＩを計算するが、計算結果の絶
対値は等しく、符号が反対になる。
判定精度を向」ニさせるためには、数サンプルの平均を
とって位相関係を調べるのが有利である。
とって位相関係を調べるのが有利である。
たとえば、時刻ｔ −２ｋＴｓでの受信符号をＸｋ、ま
た時刻ｔ −（２に−１）での受信符号をＹｋとすると
、２ に２ に＝ｋｌ ２ Ｙｋ＝ （１／Ｃ） Σ Ｙｋ ｋ＝ｋｌ なる平均をとる。ただし、Ｃ，ｋｌおよびに２は定数で
あ−る。このような平均演算によって同相および直交成
分の平均値を求め、 Ｘｋｌ −ＹｋＱ −ＸｋＱ −ＹｋＩを計算してその
符号を調べる。これが正ならばその変化点検出が正しく
、負ならば誤りであったことになる。
た時刻ｔ −（２に−１）での受信符号をＹｋとすると
、２ に２ に＝ｋｌ ２ Ｙｋ＝ （１／Ｃ） Σ Ｙｋ ｋ＝ｋｌ なる平均をとる。ただし、Ｃ，ｋｌおよびに２は定数で
あ−る。このような平均演算によって同相および直交成
分の平均値を求め、 Ｘｋｌ −ＹｋＱ −ＸｋＱ −ＹｋＩを計算してその
符号を調べる。これが正ならばその変化点検出が正しく
、負ならば誤りであったことになる。
このような判定は、たとえば第３図に示す機能ブロック
の遅延２０２■および２０２Ｑ、ならびにベクトル外積
演算機能２０４によって実行される。これによれば、受
信信号の同相成分１３０■は遅延２０２■を受け、直交
成分１３０Ｑは遅延２０２Ｑを受ける。両遅延２０２Ｉ
および２０２Ｑの２ｎシンボル期間および２ｎ−１シン
ポル期間前の遅延出力がそれぞれベクトル外積機能２０
４に入力され、これらに前述のベクトル外積演算が行な
われる。
の遅延２０２■および２０２Ｑ、ならびにベクトル外積
演算機能２０４によって実行される。これによれば、受
信信号の同相成分１３０■は遅延２０２■を受け、直交
成分１３０Ｑは遅延２０２Ｑを受ける。両遅延２０２Ｉ
および２０２Ｑの２ｎシンボル期間および２ｎ−１シン
ポル期間前の遅延出力がそれぞれベクトル外積機能２０
４に入力され、これらに前述のベクトル外積演算が行な
われる。
なお、遅延２０２Ｉおよび２０２ＱはたとえばＲＡＭに
よって実現してもよいが、ＲＡＭの記憶容量を相当の程
度以下におさめるためには、符号判定のための遅延時間
、すなわち前述のｔ −２ｎＴｓおよびｔ（２ｎｌ）Ｔ
ｓはあまり大きくない方が有利である。
よって実現してもよいが、ＲＡＭの記憶容量を相当の程
度以下におさめるためには、符号判定のための遅延時間
、すなわち前述のｔ −２ｎＴｓおよびｔ（２ｎｌ）Ｔ
ｓはあまり大きくない方が有利である。
変化点検出機能２００が時刻ｔで変化点を検出すると、
線２０６で示すようにベクトル外積機能２０４が付勢さ
れ、これは遅延２０２Ｉおよび２０２Ｑの出力である時
点ｔ−２ｎｆｓの符号と時点ｔ −（２ｎ−１）Ｔｓの
符号との外積をとり、その結果を出力２０８に出力する
。出力２０８は、ベクトル外積が正であればたとえば高
レベルを、負であれば低レベルをとるものとする。正で
あれば、論理和機能２１０により、変化点検出２００の
出力２０６との論理和をとり、その出力２１２および２
１４が高レベルになる。この出力２１２および２１４は
、たとえばタイミング抽出機能１１８および搬送波抽出
機能１２０にそれぞれ供給され、変化点検出が正しいと
判定されたときはそのタイミングおよび搬送波検出で以
後のトレーニングを続行する。
線２０６で示すようにベクトル外積機能２０４が付勢さ
れ、これは遅延２０２Ｉおよび２０２Ｑの出力である時
点ｔ−２ｎｆｓの符号と時点ｔ −（２ｎ−１）Ｔｓの
符号との外積をとり、その結果を出力２０８に出力する
。出力２０８は、ベクトル外積が正であればたとえば高
レベルを、負であれば低レベルをとるものとする。正で
あれば、論理和機能２１０により、変化点検出２００の
出力２０６との論理和をとり、その出力２１２および２
１４が高レベルになる。この出力２１２および２１４は
、たとえばタイミング抽出機能１１８および搬送波抽出
機能１２０にそれぞれ供給され、変化点検出が正しいと
判定されたときはそのタイミングおよび搬送波検出で以
後のトレーニングを続行する。
このように本発明では、２つの符号要素の交互系列では
符号量干渉が比較的弱く、またその符号系列が既知であ
るという特徴を利用して変化点の検出が正しいか否かの
検出を行なっている。したがって、前述の実施例では、
変化点検出の時点から偶数サンプル間隔遡った時点とそ
の直前のサンンプル時点における符号を判定しているが
、これに限らず、交互符号系列における隣接しない任意
の２つの時点での符号を識別するように構成してもよい
。また、単一の時点における符号が所期の符号と一致す
るか否かを識別するように構成してもよい。
符号量干渉が比較的弱く、またその符号系列が既知であ
るという特徴を利用して変化点の検出が正しいか否かの
検出を行なっている。したがって、前述の実施例では、
変化点検出の時点から偶数サンプル間隔遡った時点とそ
の直前のサンンプル時点における符号を判定しているが
、これに限らず、交互符号系列における隣接しない任意
の２つの時点での符号を識別するように構成してもよい
。また、単一の時点における符号が所期の符号と一致す
るか否かを識別するように構成してもよい。
なお、本発明を変調および復調の両機能を備えた変復調
装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施例
に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装置
にも適用されることは言う５ までもない。また、説明の便宜上、ＣＣＩＴＴ勧告ｖ、
２８のトレーニングシーケンスについて本発明の詳細な
説明したが、勿論、本発明はこれのみに限定されるもの
ではなく、２種の符号要素の交互符号系列から疑似ラン
ダム符号系列に移行するトレーニングシーケンスであれ
ば本発明による同期検出方式が有利に適用されることは
言うまで・もない。
装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施例
に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装置
にも適用されることは言う５ までもない。また、説明の便宜上、ＣＣＩＴＴ勧告ｖ、
２８のトレーニングシーケンスについて本発明の詳細な
説明したが、勿論、本発明はこれのみに限定されるもの
ではなく、２種の符号要素の交互符号系列から疑似ラン
ダム符号系列に移行するトレーニングシーケンスであれ
ば本発明による同期検出方式が有利に適用されることは
言うまで・もない。
効−一釆
本発明によればこのように、変復調装置のトレーニング
シーケンスにおける変化点の検出が正しかったか否かを
交互符号系列を利用して判定することによって誤検出の
保護機能を実現している。したがって、回線歪が大きい
場合でも、変化点検出の当否を判定できるので、変復調
装置としての性能が向上する。
シーケンスにおける変化点の検出が正しかったか否かを
交互符号系列を利用して判定することによって誤検出の
保護機能を実現している。したがって、回線歪が大きい
場合でも、変化点検出の当否を判定できるので、変復調
装置としての性能が向上する。
第１図は、本発明による同期検出方式を適用した変復調
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、６ 第２図は、第１図に示すディジタルプロセッサで実現さ
れる変復調装置の受信側機能を概念的に示すブロック図
、 第３図は第２図に示す変化点判定機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は、変復調装置のトレーニング
において使用される符号の一例を示す信号空間図である
。 の、 の雲 ｌＯ・・・・主プロセツサ ２０、 、 、 、従プロセツサ ３Ｂ、 、 、 、プログラムＲＯＭ ５８・・０．クロ・ンク発生器 １３２、、 、 、変化点判定 ２００、、 、 、変化点検出 ２０２１．２０２Ｑ、遅 延 ２０４、、 、 、ベクトル外積 特許出願人 株式会社リコー 代 理 人 香取 孝雄霞■■
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、６ 第２図は、第１図に示すディジタルプロセッサで実現さ
れる変復調装置の受信側機能を概念的に示すブロック図
、 第３図は第２図に示す変化点判定機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は、変復調装置のトレーニング
において使用される符号の一例を示す信号空間図である
。 の、 の雲 ｌＯ・・・・主プロセツサ ２０、 、 、 、従プロセツサ ３Ｂ、 、 、 、プログラムＲＯＭ ５８・・０．クロ・ンク発生器 １３２、、 、 、変化点判定 ２００、、 、 、変化点検出 ２０２１．２０２Ｑ、遅 延 ２０４、、 、 、ベクトル外積 特許出願人 株式会社リコー 代 理 人 香取 孝雄霞■■
Claims (1)
- １．２次元変調されたデータを復調装置を介して受信す
るデータ伝送のトレーニングシーケンスにおいて２つの
符号要素の交互符号系列から疑似ランダム符号系列に移
行する変化点を検出するデータ伝送同期検出方式におい
て、該方式は、前記符号系列の変化点を検出し、 該変化点を検出した時点から第１の所定の長さの期間だ
け遡った第１の時点および第２の所定の長さの期間だけ
遡った第２の時点における符号が前記交互符号系列にお
ける所期の２つの符号要素に対応するか否かを検出し、 対応したときは前記変化点検出が正しいと判定すること
を特徴とするデータ伝送同期検出方式。 ２、特許請求の範囲第１項記載のデータ伝送同期検出方
式において、第１および第２の時点は受信信号の１符号
要素期間相互に離間していることを特徴とするデータ伝
送同期検出方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58081665A JPS59207751A (ja) | 1983-05-12 | 1983-05-12 | デ−タ伝送同期検出方式 |
| US06/608,625 US4608703A (en) | 1983-05-12 | 1984-05-09 | Synchronization detection system for data transmission |
| DE19843417867 DE3417867A1 (de) | 1983-05-12 | 1984-05-14 | System zum feststellen von synchronisation bei einer datenuebertragung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58081665A JPS59207751A (ja) | 1983-05-12 | 1983-05-12 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59207751A true JPS59207751A (ja) | 1984-11-24 |
Family
ID=13752623
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58081665A Pending JPS59207751A (ja) | 1983-05-12 | 1983-05-12 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59207751A (ja) |
-
1983
- 1983-05-12 JP JP58081665A patent/JPS59207751A/ja active Pending
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