JPH0683104B2 - デ−タ伝送同期検出方式 - Google Patents
デ−タ伝送同期検出方式Info
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- JPH0683104B2 JPH0683104B2 JP58082475A JP8247583A JPH0683104B2 JP H0683104 B2 JPH0683104 B2 JP H0683104B2 JP 58082475 A JP58082475 A JP 58082475A JP 8247583 A JP8247583 A JP 8247583A JP H0683104 B2 JPH0683104 B2 JP H0683104B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/043—Pseudo-noise [PN] codes variable during transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は同期検出方式、とくに、２次元変調された信号
を復調装置を介して受信するデータ伝送における同期検
出方式に関するものである。
を復調装置を介して受信するデータ伝送における同期検
出方式に関するものである。
従来技術 周知のように、たとえばファクシミリ信号やデータなど
のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝送路を介
して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振幅
変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信する
際、変復調装置を初期設定して等化器や自動利得制御な
どの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立するた
めに、実体的な情報信号の受信に先立って変復調装置の
トレーニングシーケンスが実行される。
のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝送路を介
して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振幅
変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信する
際、変復調装置を初期設定して等化器や自動利得制御な
どの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立するた
めに、実体的な情報信号の受信に先立って変復調装置の
トレーニングシーケンスが実行される。
たとえば国際電信電話諮問委員会（CCITT）勧告V.29で
は、トレーニングシーケンスの初期において２値シンボ
ルの交互の繰返しパターンすなわちオータネーションが
伝送され（セグメント２）、これに続いて等化器の諸パ
ラメータを収束させるための等化器設定パターンが伝送
される（セグメント３）。勧告V.29の場合、オータネー
ションは第4A図の同相軸Ｉおよび直交軸Ｑからなる信号
空間に示すように最初の符号要素Ａが相対振幅３、基準
位相から180゜の位相を有し、２番目の要素Ｂがたとえ
ばデータ速度9,600ビット／秒では 基準位相から315゜の位相を有する。
は、トレーニングシーケンスの初期において２値シンボ
ルの交互の繰返しパターンすなわちオータネーションが
伝送され（セグメント２）、これに続いて等化器の諸パ
ラメータを収束させるための等化器設定パターンが伝送
される（セグメント３）。勧告V.29の場合、オータネー
ションは第4A図の同相軸Ｉおよび直交軸Ｑからなる信号
空間に示すように最初の符号要素Ａが相対振幅３、基準
位相から180゜の位相を有し、２番目の要素Ｂがたとえ
ばデータ速度9,600ビット／秒では 基準位相から315゜の位相を有する。
この交互要素が128シンボル期間継続した後、セグメン
ト３に移行する。勧告V.29の場合、セグメント３では第
4B図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３、基準位相
から０゜の位相を有し、他方の要素Ｄがたとえばデータ
速度9,600ビット／秒では 基準位相から135゜の位相を有する。セグメント３はこ
のような要素ＣおよびＤの疑似ランダム系列からなる。
ト３に移行する。勧告V.29の場合、セグメント３では第
4B図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３、基準位相
から０゜の位相を有し、他方の要素Ｄがたとえばデータ
速度9,600ビット／秒では 基準位相から135゜の位相を有する。セグメント３はこ
のような要素ＣおよびＤの疑似ランダム系列からなる。
このようなオータネーションから疑似ランダム系列への
移行は、受信側の変復調装置においてABまたはCDの２値
の符号を判定すれば検出することができる。しかし、等
化器のタップ利得の初期設定において速やかに収束を行
なうために、このような２値の判定を行なわず、受信側
の変復調装置において参照符号を発生し、これ等化器初
期設定パターンを比較してタップ利得の調整を行なう方
法が一般にとられる。
移行は、受信側の変復調装置においてABまたはCDの２値
の符号を判定すれば検出することができる。しかし、等
化器のタップ利得の初期設定において速やかに収束を行
なうために、このような２値の判定を行なわず、受信側
の変復調装置において参照符号を発生し、これ等化器初
期設定パターンを比較してタップ利得の調整を行なう方
法が一般にとられる。
つまり、等化器のタップ係数を修正する場合、トレーニ
ングの初期の段階では符号間干渉が大きく、またタイミ
ング調整や搬送波位相の調整が不十分であるので、２値
シンボルの判定も正確に行なえないことがある。したが
って、受信側において送信側から送信された疑似ランダ
ム系列と同じ符号系列を参照信号として発生し、これに
よって等化器のタップ係数を修正する方法がとられる。
これは、受信側でトレーニングシーケンスが既知のため
可能である。その場合、受信側で発生する疑似ランダム
系列は受信した符号系列と同期していなければならな
い。そこでこの同期を確立するためには、トレーニング
シーケンスにおける変化点を正確に検知する必要があ
る。
ングの初期の段階では符号間干渉が大きく、またタイミ
ング調整や搬送波位相の調整が不十分であるので、２値
シンボルの判定も正確に行なえないことがある。したが
って、受信側において送信側から送信された疑似ランダ
ム系列と同じ符号系列を参照信号として発生し、これに
よって等化器のタップ係数を修正する方法がとられる。
これは、受信側でトレーニングシーケンスが既知のため
可能である。その場合、受信側で発生する疑似ランダム
系列は受信した符号系列と同期していなければならな
い。そこでこの同期を確立するためには、トレーニング
シーケンスにおける変化点を正確に検知する必要があ
る。
たとえば特開昭52−89407では、信号空間において連続
した２つのサンプルのベクトル差をとり、その実数部が
最大となる時点を検出することが提案されている。別な
方法では、復調した同相信号と直交信号との自乗和によ
りエンベロープ信号を作成し、これが所定のレベル以上
になったことを検出してこの移行点を識別している（た
とえば特開昭56−1631）。また、受信した信号に搬送波
成分を乗算し、その極性が反転する時点を検出して変化
点を識別する方法がある（たとえば特開昭56−11956
2）。
した２つのサンプルのベクトル差をとり、その実数部が
最大となる時点を検出することが提案されている。別な
方法では、復調した同相信号と直交信号との自乗和によ
りエンベロープ信号を作成し、これが所定のレベル以上
になったことを検出してこの移行点を識別している（た
とえば特開昭56−1631）。また、受信した信号に搬送波
成分を乗算し、その極性が反転する時点を検出して変化
点を識別する方法がある（たとえば特開昭56−11956
2）。
しかし、これらの方法では、伝送路の歪が大きい場合、
信号の変化点前後において符号間の相互干渉が強く、と
くにトレーニングの初期では符号間干渉やタイミングの
ずれなどにより信号の歪が大きくなるので、セグメント
２から３への変化点の検出に時間的に±１シンボル程度
の誤差を伴う。変復調装置を制御するためのタイミング
情報を等化器のタップから抽出する方式の場合、変化点
の検出にこのような±１シンボル程度の誤差を伴ったの
では正しいタイミング情報が抽出されず、１〜２サンプ
ル期間程度同期がずれることがしばしばあり、変復調装
置が正常に機能しない結果を招く。
信号の変化点前後において符号間の相互干渉が強く、と
くにトレーニングの初期では符号間干渉やタイミングの
ずれなどにより信号の歪が大きくなるので、セグメント
２から３への変化点の検出に時間的に±１シンボル程度
の誤差を伴う。変復調装置を制御するためのタイミング
情報を等化器のタップから抽出する方式の場合、変化点
の検出にこのような±１シンボル程度の誤差を伴ったの
では正しいタイミング情報が抽出されず、１〜２サンプ
ル期間程度同期がずれることがしばしばあり、変復調装
置が正常に機能しない結果を招く。
目 的 本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、変復調装
置のトレーニングシーケンスにおける交互符号系列から
疑似ランダム符号系列への変化点の検出誤差を最小にす
る同期検出方式を提供することを目的とする。
置のトレーニングシーケンスにおける交互符号系列から
疑似ランダム符号系列への変化点の検出誤差を最小にす
る同期検出方式を提供することを目的とする。
なお、本明細書においてデータとは、符号化された信号
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
構 成 本発明の構成について以下、一実施例に基づいて説明す
る。
る。
第１図を参照すると、変復調装置の諸機能を実現するシ
グナルプロセッサの基本的な構成例では、主プロセッサ
10および従プロセッサ20がデータバス12および制御バス
14で相互に接続されている。
グナルプロセッサの基本的な構成例では、主プロセッサ
10および従プロセッサ20がデータバス12および制御バス
14で相互に接続されている。
主プロセッサ10はディジタル処理装置で構成され、本シ
ステム全体の動作を統括制御するシステム制御装置であ
る。また従プロセッサ20は、同様にディジタルプロセッ
サで構成され、主として波形整形フィルタ機能や回線等
化機能などの変復調装置機能を実現するためのシグナル
プロセッサである。なお従プロセッサ20は、同様の構成
のユニットを複数並列に接続し、負荷またはタスク分散
を図ってもよい。
ステム全体の動作を統括制御するシステム制御装置であ
る。また従プロセッサ20は、同様にディジタルプロセッ
サで構成され、主として波形整形フィルタ機能や回線等
化機能などの変復調装置機能を実現するためのシグナル
プロセッサである。なお従プロセッサ20は、同様の構成
のユニットを複数並列に接続し、負荷またはタスク分散
を図ってもよい。
従プロセッサ20は図示のように、制御部22、命令デコー
ダ24、I/Oレジスタ26、データRAM28、データROM30、乗
算器32、算術論理演算回路（ALU）34、およびプログラ
ムROM36などを有する。プログラムROM36には、変復調装
置の波形整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能を
本システムに実行させるための命令がプログラムシーケ
ンスとして蓄積されている。これらの命令は命令デコー
ダ24で解読される。制御部22は制御バス14に接続され、
主プロセッサ10から命令を受けてこれを解読し、従プロ
セッサ20内各部の動作を指示する。
ダ24、I/Oレジスタ26、データRAM28、データROM30、乗
算器32、算術論理演算回路（ALU）34、およびプログラ
ムROM36などを有する。プログラムROM36には、変復調装
置の波形整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能を
本システムに実行させるための命令がプログラムシーケ
ンスとして蓄積されている。これらの命令は命令デコー
ダ24で解読される。制御部22は制御バス14に接続され、
主プロセッサ10から命令を受けてこれを解読し、従プロ
セッサ20内各部の動作を指示する。
データRAM28およびデータROM30は、フィルタや等化器の
機能を実行するのに必要な様々なデータを記憶するため
の記憶領域である。たとえば波形整形フィルタのタップ
係数などはこれらに蓄積される。
機能を実行するのに必要な様々なデータを記憶するため
の記憶領域である。たとえば波形整形フィルタのタップ
係数などはこれらに蓄積される。
乗算器32およびALU34はプログラムROM36に記憶されてい
る命令や主プロセッサからの命令に応動してデータRAM2
8またはデータROM30などのデータに演算を実行し、フィ
ルタ機能などの変復調装置としての所期の機能を実現す
るものである。
る命令や主プロセッサからの命令に応動してデータRAM2
8またはデータROM30などのデータに演算を実行し、フィ
ルタ機能などの変復調装置としての所期の機能を実現す
るものである。
I/Oレジスタ26はデータバス12に接続され、データバス1
2は端末インタフェース16にも接続されている。端末イ
ンタフェース16を介して、たとえばファクシミリ装置な
どの端末装置が接続される。また、I/Oレジスタ26は、
接続線38によってディジタル・アナログ変換器（DAC）4
0およびアナログ・ディジタル変換器（ADC）42に接続さ
れている。DAC40は低域フィルタ（LPF）44を介してたと
えば電話回線などのアナログ通信回線の送信線46に、ま
たADC42は帯域フィルタ（BPF）48を介してその受信線50
にそれぞれ接続されている。
2は端末インタフェース16にも接続されている。端末イ
ンタフェース16を介して、たとえばファクシミリ装置な
どの端末装置が接続される。また、I/Oレジスタ26は、
接続線38によってディジタル・アナログ変換器（DAC）4
0およびアナログ・ディジタル変換器（ADC）42に接続さ
れている。DAC40は低域フィルタ（LPF）44を介してたと
えば電話回線などのアナログ通信回線の送信線46に、ま
たADC42は帯域フィルタ（BPF）48を介してその受信線50
にそれぞれ接続されている。
従プロセッサ20は、クロック発生器58から接続線60を介
して供給されるサンプリングロックに応動して変復調装
置として諸機能をディジタル処理によって実現する。こ
れによって変調されたデータはI/Oレジスタ26からDAC40
およびLPF44を通して送信線46に送出される。また、受
信線50から受信した信号はBPF48およびADC42を経由して
I/Oレジスタ26から従プロセッサ20に取り込まれ、復調
処理される。
して供給されるサンプリングロックに応動して変復調装
置として諸機能をディジタル処理によって実現する。こ
れによって変調されたデータはI/Oレジスタ26からDAC40
およびLPF44を通して送信線46に送出される。また、受
信線50から受信した信号はBPF48およびADC42を経由して
I/Oレジスタ26から従プロセッサ20に取り込まれ、復調
処理される。
第２図を参照すると、第１図に示すディジタルプロセッ
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているブロックは同じ参照符号で示されている。
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているブロックは同じ参照符号で示されている。
ADC42でディジタル信号に変換された受信信号100は、従
プロセッサ20において、クロック発生器58からのサンプ
リングクロックによってサンプル102が行なわれ、自動
利得制御（AGC）104が行なわれる。AGC104の出力は同相
成分Ｉの直交成分Ｑとに分かれ、それぞれ復調部（DEMO
D）106I,106Q、低域瀘波器108I,108Q、サンプル部110I,
110Q、回線自動等化器112、位相制御部114、量子化部11
6により、復調、低域瀘波、サンプル、回線自動等化、
位相制御、量子化が行なわれる。また、タイミング抽出
部118では、等化器112の各タップからタイミング抽出を
行なって、クロック発生器58を制御し、また、搬送波抽
出部120では、量子化部116からの出力から搬送波抽出を
行なって、位相制御する。また受信信号の復号およびラ
ンダマイズは主プロセッサ10にて行なわれる。
プロセッサ20において、クロック発生器58からのサンプ
リングクロックによってサンプル102が行なわれ、自動
利得制御（AGC）104が行なわれる。AGC104の出力は同相
成分Ｉの直交成分Ｑとに分かれ、それぞれ復調部（DEMO
D）106I,106Q、低域瀘波器108I,108Q、サンプル部110I,
110Q、回線自動等化器112、位相制御部114、量子化部11
6により、復調、低域瀘波、サンプル、回線自動等化、
位相制御、量子化が行なわれる。また、タイミング抽出
部118では、等化器112の各タップからタイミング抽出を
行なって、クロック発生器58を制御し、また、搬送波抽
出部120では、量子化部116からの出力から搬送波抽出を
行なって、位相制御する。また受信信号の復号およびラ
ンダマイズは主プロセッサ10にて行なわれる。
このような変復調装置の諸機能は、主プロセッサ10の命
令シーケンスや従プロセッサ20のプログラムROM36に蓄
積されているプログラムシーケンスに従ってデータRAM2
8およびデータROM30の蓄積データを使用して演算を行な
うことにより実現される。
令シーケンスや従プロセッサ20のプログラムROM36に蓄
積されているプログラムシーケンスに従ってデータRAM2
8およびデータROM30の蓄積データを使用して演算を行な
うことにより実現される。
ところでサンプル部110Iの同相成分出力130Iおよびサン
プル部110Qの直交成分出力130Qは、変化点検出部132に
も供給される。変化点検出部132は、前述した変復調装
置のトレーニングシーケンスにおけるオータネーション
から疑似ランダム系列への変化点を検出を行なうもの
で、その詳細は第３図に概念的に示されている。
プル部110Qの直交成分出力130Qは、変化点検出部132に
も供給される。変化点検出部132は、前述した変復調装
置のトレーニングシーケンスにおけるオータネーション
から疑似ランダム系列への変化点を検出を行なうもの
で、その詳細は第３図に概念的に示されている。
ところで前述したようにCCITT勧告V.29を例にとれば、
変復調装置のトレーニングシーケンスにおいて、第4A図
に示すＡおよびＢの２つの符号のオータネーションに続
いて、第4B図に示す符号ＣおよびＤの疑似ランダム系列
が受信される。つまり、トレーニング信号がたとえば、 ....ABABCDAD.... などの符号系列をとり、この間にセグメント２から３に
移行する。
変復調装置のトレーニングシーケンスにおいて、第4A図
に示すＡおよびＢの２つの符号のオータネーションに続
いて、第4B図に示す符号ＣおよびＤの疑似ランダム系列
が受信される。つまり、トレーニング信号がたとえば、 ....ABABCDAD.... などの符号系列をとり、この間にセグメント２から３に
移行する。
ここで、これらの符号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄを第５図に示すよ
うな信号空間におけるベクトル量と考えると、相互に２
サンプル期間、隔たった２つのベクトルのベクトル差Ｓ
は、上の例の変化点近傍では次のようになる。
うな信号空間におけるベクトル量と考えると、相互に２
サンプル期間、隔たった２つのベクトルのベクトル差Ｓ
は、上の例の変化点近傍では次のようになる。
Sm-2＝Ａ−Ａ Sm-1＝Ｂ−Ｂ Sm＝Ａ−Ｃ Sm+1＝Ｂ−Ｄ Sm+2＝Ｃ−Ｃ Sm+3＝Ｄ−Ｄ 伝送路が理想的な回線状態にあると、第５図からわかる
ように、ベクトルＡとＣ、およびＢとＤは互いに大きさ
が等しく位相が反対であるから、これらのベクトル差の
うちSmおよびSm+1は同図に示すような大きな絶対値を有
するベクトルとなり、他のベクトルは０ベクトルとな
る。したがって、許容可能な回線歪の状態を考慮して両
者の間に閾値を設定し、これによって両ベクトルの相違
を識別すれば、前述の変化点、すわちセグメント３の開
始点を検出することができる。第３図に示す機能構成は
このベクトル演算および判定を実行している。
ように、ベクトルＡとＣ、およびＢとＤは互いに大きさ
が等しく位相が反対であるから、これらのベクトル差の
うちSmおよびSm+1は同図に示すような大きな絶対値を有
するベクトルとなり、他のベクトルは０ベクトルとな
る。したがって、許容可能な回線歪の状態を考慮して両
者の間に閾値を設定し、これによって両ベクトルの相違
を識別すれば、前述の変化点、すわちセグメント３の開
始点を検出することができる。第３図に示す機能構成は
このベクトル演算および判定を実行している。
第２図を参照すると、受信信号は同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに分けられ、復調され、さらに復調の際発生する
倍周波数成分を除去されて変化点検出部132に入力され
る。
成分Ｑに分けられ、復調され、さらに復調の際発生する
倍周波数成分を除去されて変化点検出部132に入力され
る。
第３図を参照すると、受信信号の同相成分103Iは、一方
ではベクトル差演算部200Iに与えられ、他方では遅延部
202Iによる遅延を受けてベクトル差演算部200Iに与えら
れる。同様に直交成分130Qは、一方ではベクトル差演算
部200Qに与えられ、他方では遅延部200Qによる遅延を受
けてベクトル差演算部200Qに与えられる。遅延部202Iお
よび202Qはそれぞれ２サンプル分、すなわち２シンボル
期間の時間遅延を受信信号に付加する。したがってベク
トル差部200Iおよび200Qはそれぞれ、現時点の受信信号
と２サンプル期間前の受信信号とのベクトル差をとって
前述の差ベクトルＳを形成する。
ではベクトル差演算部200Iに与えられ、他方では遅延部
202Iによる遅延を受けてベクトル差演算部200Iに与えら
れる。同様に直交成分130Qは、一方ではベクトル差演算
部200Qに与えられ、他方では遅延部200Qによる遅延を受
けてベクトル差演算部200Qに与えられる。遅延部202Iお
よび202Qはそれぞれ２サンプル分、すなわち２シンボル
期間の時間遅延を受信信号に付加する。したがってベク
トル差部200Iおよび200Qはそれぞれ、現時点の受信信号
と２サンプル期間前の受信信号とのベクトル差をとって
前述の差ベクトルＳを形成する。
両ベクトル差部200Iおよび200Qの出力206Iおよび206Qは
ベクトル演算部208に入力され、ここで差ベクトルＳの
絶対値が例えば自乗和として計算される。より明確に
は、ベクトル演算部208は、例えば、ベクトル差部200I
からの出力206Iの自乗をとり、また、ベクトル差部200Q
からの出力206Qの自乗をとり、出力206Iの自乗と出力20
6Q自乗との和をとるように構成されており、この構成に
より差ベクトルＳの絶対値を自乗和として計算するよう
になっている。
ベクトル演算部208に入力され、ここで差ベクトルＳの
絶対値が例えば自乗和として計算される。より明確に
は、ベクトル演算部208は、例えば、ベクトル差部200I
からの出力206Iの自乗をとり、また、ベクトル差部200Q
からの出力206Qの自乗をとり、出力206Iの自乗と出力20
6Q自乗との和をとるように構成されており、この構成に
より差ベクトルＳの絶対値を自乗和として計算するよう
になっている。
すなわち、ベクトル差演算部200Iでは、受信信号の同相
成分130Iとその遅延成分204Iとのベクトル差（130I−20
4I）が求められてベクトル演算部206に出力206Iとして
加わり、また、ベクトル差演算部200Qでは、受信信号の
直交成分130Qとその遅延成分204Qとのベクトル差（130Q
−204Q）が求められてベクトル演算部206に出力206Qと
して加わる。
成分130Iとその遅延成分204Iとのベクトル差（130I−20
4I）が求められてベクトル演算部206に出力206Iとして
加わり、また、ベクトル差演算部200Qでは、受信信号の
直交成分130Qとその遅延成分204Qとのベクトル差（130Q
−204Q）が求められてベクトル演算部206に出力206Qと
して加わる。
差ベクトルＳの絶対値は、 ｜（1301I−204I）＋ｊ（130Q−204Q）｜ ＝|206I＋j206Q|＝（206I）２＋（206Q）２ として得られる。ベクトル演算部206では、ベクトル差
演算部200Iからの出力206Iの自乗（206I）２を求め、ま
た、ベクトル差演算部200Qからの出力206Qの自乗（206
Q）２を求め、これらの和〔（206I）２＋（206Q）２〕
を求めることにより、差ベクトルＳの絶対値を得ること
ができて、これを絶対値信号210として出力する。この
絶対値信号210は、比較部212において基準信号発生部21
4からの基準信号と比較される。基準信号216は、前述し
た閾値、すなわち実質的に大きな地を有するベクトルSm
およびSm+1と実質的に０ベクトルに相当する他のベクト
ルとを区別する境界値を示す信号である。そこで比較部
212は、ベクトル演算部208からの差ベクトルＳの絶対値
信号210,すなわち〔（206I）２＋（206Q）２〕がこの閾
値以上になった時に出力218および220を有意な状態とす
る。これによって、交互符号系列から疑似ランダム符号
系列への変化点の検出がたとえばタイミング抽出部118
や搬送波抽出部120（第２図）に通報される。
演算部200Iからの出力206Iの自乗（206I）２を求め、ま
た、ベクトル差演算部200Qからの出力206Qの自乗（206
Q）２を求め、これらの和〔（206I）２＋（206Q）２〕
を求めることにより、差ベクトルＳの絶対値を得ること
ができて、これを絶対値信号210として出力する。この
絶対値信号210は、比較部212において基準信号発生部21
4からの基準信号と比較される。基準信号216は、前述し
た閾値、すなわち実質的に大きな地を有するベクトルSm
およびSm+1と実質的に０ベクトルに相当する他のベクト
ルとを区別する境界値を示す信号である。そこで比較部
212は、ベクトル演算部208からの差ベクトルＳの絶対値
信号210,すなわち〔（206I）２＋（206Q）２〕がこの閾
値以上になった時に出力218および220を有意な状態とす
る。これによって、交互符号系列から疑似ランダム符号
系列への変化点の検出がたとえばタイミング抽出部118
や搬送波抽出部120（第２図）に通報される。
このように２サンプル離れた２つの信号のベクトル差を
とると、符号間干渉が相殺される。これを次に説明す
る。
とると、符号間干渉が相殺される。これを次に説明す
る。
伝送系全体のインパルス応答をｈ（ｔ）とすると、交互
符号系列の信号Ａを受信すべき時点で実際に受信した信
号ZAは、 信号Ｂについては同様に、 となる。ただしＴはサンプリング周期である。
符号系列の信号Ａを受信すべき時点で実際に受信した信
号ZAは、 信号Ｂについては同様に、 となる。ただしＴはサンプリング周期である。
インパルス応答ｈ（ｔ）のｔ＝nTにおけるサンプル値を
ｈ（ｎ）とし、ｈ（−∞）ないしｈ（−３）、およびｈ
（３）ないしｈ（＋∞）がｈ（０）に比較して無視でき
るほど十分に小さいとすると、 ZA（ｔ）＝Ａ（ｈ（−２）＋ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ｂ（ｈ（−１）＋ｈ（１）） ZB（ｔ）＝Ｂ（ｈ（−２）＋ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ａ（ｈ（−１）＋ｈ（１）） となる。
ｈ（ｎ）とし、ｈ（−∞）ないしｈ（−３）、およびｈ
（３）ないしｈ（＋∞）がｈ（０）に比較して無視でき
るほど十分に小さいとすると、 ZA（ｔ）＝Ａ（ｈ（−２）＋ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ｂ（ｈ（−１）＋ｈ（１）） ZB（ｔ）＝Ｂ（ｈ（−２）＋ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ａ（ｈ（−１）＋ｈ（１）） となる。
交互符号系列から疑似ランダム系列への変化点ｔ＝mTの
近傍では、 ZA（（ｍ−２）Ｔ）＝Ａ（ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ｂ（ｈ（−１）＋ｈ（１））＋Ch（−２） ZA（（ｍ−１）Ｔ）＝Ｂ（ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ah（１）＋Ch（−１）＋Dh（−２） ZA（mT）＝Ｃ（ｈ（−２）＋ｈ（０）） ＋Bh（１）＋Ah（２）＋Dh（−１） ZA（（ｍ＋１）Ｔ）＝Ｄ（ｈ（−２）＋ｈ（０）） ＋Ｃ（ｈ（−１）＋ｈ（１））＋Bh（２） となる。したがって２サンプル隔たった２つの信号のベ
クトル差をとると、 Sm-2＝Ah（−２）−Ch（−２） となり、ｈ（２）,h（１）,h（−１）などの符号間干渉
の項は消去される。
近傍では、 ZA（（ｍ−２）Ｔ）＝Ａ（ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ｂ（ｈ（−１）＋ｈ（１））＋Ch（−２） ZA（（ｍ−１）Ｔ）＝Ｂ（ｈ（０）＋ｈ（２）） ＋Ah（１）＋Ch（−１）＋Dh（−２） ZA（mT）＝Ｃ（ｈ（−２）＋ｈ（０）） ＋Bh（１）＋Ah（２）＋Dh（−１） ZA（（ｍ＋１）Ｔ）＝Ｄ（ｈ（−２）＋ｈ（０）） ＋Ｃ（ｈ（−１）＋ｈ（１））＋Bh（２） となる。したがって２サンプル隔たった２つの信号のベ
クトル差をとると、 Sm-2＝Ah（−２）−Ch（−２） となり、ｈ（２）,h（１）,h（−１）などの符号間干渉
の項は消去される。
同様の計算をSm-1〜Sm+3について行なうと、 Sm-1＝Bh（−２）＋Ah（−１）−Ch（−１）−Dh（−
２） Sm＝Ah（０）＋Bh（−１）−Ch（０）−Dh（−１） Sm+1＝Bh（０）＋Ah（１）−Dh（０）−Ch（１） Sm+2＝Bh（１）＋Ah（２）−Ch（２）−Dh（１） Sm+3＝Bh（２）−Dh（２） となる。また交互符号系列の中のｔ＝kTでは、 Sk＝ZA（（ｋ−２）Ｔ）−ZA（kT） ＝０ となる。このように２サンプル離れた信号のベクトル差
をとると符号間干渉のすべて、あるいは一部が相殺され
る。
２） Sm＝Ah（０）＋Bh（−１）−Ch（０）−Dh（−１） Sm+1＝Bh（０）＋Ah（１）−Dh（０）−Ch（１） Sm+2＝Bh（１）＋Ah（２）−Ch（２）−Dh（１） Sm+3＝Bh（２）−Dh（２） となる。また交互符号系列の中のｔ＝kTでは、 Sk＝ZA（（ｋ−２）Ｔ）−ZA（kT） ＝０ となる。このように２サンプル離れた信号のベクトル差
をとると符号間干渉のすべて、あるいは一部が相殺され
る。
なお、本発明を変調および復調の両機能を備えた変復調
装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施例
に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装置
にも適用されることは言うまでもない。また、説明の便
宜上、CCITT勧告V.29のトレーニングシーケンスについ
て本発明の実施例を説明したが、勿論、本発明はこれの
みに限定されるものではなく、２種の符号要素の交互符
号系列から疑似ランダム符号系列に移行するトレーニン
グシーケンスであれば本発明による同期検出方式が有利
に適用されることは言うまでもない。
装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施例
に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装置
にも適用されることは言うまでもない。また、説明の便
宜上、CCITT勧告V.29のトレーニングシーケンスについ
て本発明の実施例を説明したが、勿論、本発明はこれの
みに限定されるものではなく、２種の符号要素の交互符
号系列から疑似ランダム符号系列に移行するトレーニン
グシーケンスであれば本発明による同期検出方式が有利
に適用されることは言うまでもない。
効 果 本発明によればこのように２サンプル期間隔たった２つ
の信号のベクトル差をとることにより、変復調装置のト
レーニングシーケンスにおける変化点を検出している。
すでに詳述したように、２サンプル隔たった２つの信号
のベクトル差をとると相互の符号間干渉が実質的に相殺
されるので、変化点の検出精度は大きく向上する。した
がって、回線歪が大きい場合でも、変化点検出を高精度
で行なうことができる。
の信号のベクトル差をとることにより、変復調装置のト
レーニングシーケンスにおける変化点を検出している。
すでに詳述したように、２サンプル隔たった２つの信号
のベクトル差をとると相互の符号間干渉が実質的に相殺
されるので、変化点の検出精度は大きく向上する。した
がって、回線歪が大きい場合でも、変化点検出を高精度
で行なうことができる。
第１図は、本発明による同期検出方式を適用した変復調
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、 第２図は、第１図に示すディジタルプロセッサで実現さ
れる変復調装置の受信側機能を概念的に示すブロック
図、 第３図は第２図に示す変化点検出機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第4A図および第4B図は、変復調装置のトレーニングにお
いて使用される符号の一例を示す信号空間図、 第５図は本発明による同期検出方式の原理説明に使用す
る信号空間ベクトル図である。 主要部分の符号の説明 10……主プロセッサ 20……従プロセッサ 36……プログラムROM 58……クロック発生器 132……変化点検出部 200I,200Q……ベクトル差部 202I,202Q……遅延部 208……ベクトル演算部 212……比較部 214……基準信号発生部
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、 第２図は、第１図に示すディジタルプロセッサで実現さ
れる変復調装置の受信側機能を概念的に示すブロック
図、 第３図は第２図に示す変化点検出機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第4A図および第4B図は、変復調装置のトレーニングにお
いて使用される符号の一例を示す信号空間図、 第５図は本発明による同期検出方式の原理説明に使用す
る信号空間ベクトル図である。 主要部分の符号の説明 10……主プロセッサ 20……従プロセッサ 36……プログラムROM 58……クロック発生器 132……変化点検出部 200I,200Q……ベクトル差部 202I,202Q……遅延部 208……ベクトル演算部 212……比較部 214……基準信号発生部
Claims (1)
- 【請求項１】２次元変調された信号を復調装置を介して
受信するデータ伝送のトレーニングシーケンスにおいて
２つの符号要素の交互符号系列から疑似ランダム符号系
列に移行する変化点を検出するデータ伝送同期検出方式
において、 時系列的に２符号要素間隔だけ隔たった２つの信号の信
号空間におけるベクトル差の絶対値を算出し、 該ベクトル差の絶対値を所定の閾値と比較し、該ベクト
ル差の絶対値が該閾値より高くなったことによって前記
変化点を検出することを特徴とするデータ伝送同期検出
方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58082475A JPH0683104B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
| US06/608,625 US4608703A (en) | 1983-05-12 | 1984-05-09 | Synchronization detection system for data transmission |
| DE19843417867 DE3417867A1 (de) | 1983-05-12 | 1984-05-14 | System zum feststellen von synchronisation bei einer datenuebertragung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58082475A JPH0683104B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59208949A JPS59208949A (ja) | 1984-11-27 |
| JPH0683104B2 true JPH0683104B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=13775533
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58082475A Expired - Lifetime JPH0683104B2 (ja) | 1983-05-12 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683104B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2708768B2 (ja) * | 1988-03-22 | 1998-02-04 | 富士通株式会社 | トレーニング信号検出装置 |
| EP0413108B1 (en) * | 1989-06-21 | 1995-04-26 | Nec Corporation | Method of detecting a particular signal sequence which reduces the effects of multipath transmission |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57112142A (en) * | 1980-12-29 | 1982-07-13 | Fujitsu Ltd | System for discrimination of training signal |
-
1983
- 1983-05-13 JP JP58082475A patent/JPH0683104B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59208949A (ja) | 1984-11-27 |
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