JPS59208949A - デ−タ伝送同期検出方式 - Google Patents
デ−タ伝送同期検出方式Info
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- JPS59208949A JPS59208949A JP58082475A JP8247583A JPS59208949A JP S59208949 A JPS59208949 A JP S59208949A JP 58082475 A JP58082475 A JP 58082475A JP 8247583 A JP8247583 A JP 8247583A JP S59208949 A JPS59208949 A JP S59208949A
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- signal
- data transmission
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/043—Pseudo-noise [PN] codes variable during transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/046—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a dotting sequence
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
扼血翼」
本発明は同期検出方式、とくに、２次元変調された信号
を復調装置を介して受信するデータ伝送における同期検
出方式に関するものである。
を復調装置を介して受信するデータ伝送における同期検
出方式に関するものである。
ええ散層
周知のように、たとえばファクシミリ信号やデータなど
、のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝送路を
介して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振
幅変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信す
る際、変復調装置を初期設定して等止器や１動利得制御
などの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立する
ために、実体的な情報信号の受信に先立って変復調装置
のトレーニングシーケンスが実行される。
、のディジタル信号を電話回線などのアナログ伝送路を
介して伝送する場合、一般に変復調装置によって直交振
幅変調が多く行なわれている。伝送路から信号を受信す
る際、変復調装置を初期設定して等止器や１動利得制御
などの諸機能のパラメータを収束させ、同期を確立する
ために、実体的な情報信号の受信に先立って変復調装置
のトレーニングシーケンスが実行される。
たとえば国際電信電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告ｖ
、２９では、トレーニングシーケンスの初期において２
値シンボルの交互の繰返しパターンすなわちオータネ−
ジョンが伝送され（セグメント２）、これに続いて等化
器の諸パラメータを収束させるための等止器設定パター
ンが伝送される（セグメンＩ・３）。勧告ｖ、２８の場
合、オータネ−ジョンは第４Ａ図の同相軸重および直交
軸Ｑからなる信号空間に示すように最初の祠号要素Ａが
相対振幅３、基準位相から １８０°の位相を有し、２
番目の要素Ｂがたとえばデータ速度９，６００ビット／
秒では相対振幅 １、基準位相から３１５°の位相を有
する。
、２９では、トレーニングシーケンスの初期において２
値シンボルの交互の繰返しパターンすなわちオータネ−
ジョンが伝送され（セグメント２）、これに続いて等化
器の諸パラメータを収束させるための等止器設定パター
ンが伝送される（セグメンＩ・３）。勧告ｖ、２８の場
合、オータネ−ジョンは第４Ａ図の同相軸重および直交
軸Ｑからなる信号空間に示すように最初の祠号要素Ａが
相対振幅３、基準位相から １８０°の位相を有し、２
番目の要素Ｂがたとえばデータ速度９，６００ビット／
秒では相対振幅 １、基準位相から３１５°の位相を有
する。
この交互要素が１２８シンボル期間継続した後、セグメ
ンｌ−３に移行する。勧告ｖ、２９の場合、セグメント
３では第４Ｂ図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３
、基準位相から０°の位相を有し、他方の要素りがたと
えばデータ速度９，６００ピント／秒では相対振幅３ａ
、基準位相から１３５°の位相を有する。セグメント３
はこのよう一一−／ な要素ＣおよびＤの疑似ランタム系列からなる。
ンｌ−３に移行する。勧告ｖ、２９の場合、セグメント
３では第４Ｂ図に示すように一方の要素Ｃが相対振幅３
、基準位相から０°の位相を有し、他方の要素りがたと
えばデータ速度９，６００ピント／秒では相対振幅３ａ
、基準位相から１３５°の位相を有する。セグメント３
はこのよう一一−／ な要素ＣおよびＤの疑似ランタム系列からなる。
このようなオークネーションから疑似ランダム系列への
移行は、受信側の変復調装置においてＡＢまたはＣＤの
２値の符号を判定すれば検出することができる。しかし
、等化器の夕・ンプ利得の初期設定において速やかに収
束を行なうために、このような２僅の判定を行なわず、
受信側の変復調装置において参照符号を発生し、これと
等止器初期設定パターンを比較してタップ利得の調整を
行なう方法が一般にとられる。
移行は、受信側の変復調装置においてＡＢまたはＣＤの
２値の符号を判定すれば検出することができる。しかし
、等化器の夕・ンプ利得の初期設定において速やかに収
束を行なうために、このような２僅の判定を行なわず、
受信側の変復調装置において参照符号を発生し、これと
等止器初期設定パターンを比較してタップ利得の調整を
行なう方法が一般にとられる。
つまり、等化器のタップ係数を修正する場合、トレーニ
ングの初期の段階では符号量干渉が大きく、またタイミ
ング調整や搬送波位相の調整が不十分であるので、２値
シンボルの判定も正確に行、なえないことがある。した
がって、受信側において送信側から送信された疑似ラン
ダム系列と同じ符号系列を参照信号として発生し、これ
によって等化器のタップ係数を修正する方法がとられる
。
ングの初期の段階では符号量干渉が大きく、またタイミ
ング調整や搬送波位相の調整が不十分であるので、２値
シンボルの判定も正確に行、なえないことがある。した
がって、受信側において送信側から送信された疑似ラン
ダム系列と同じ符号系列を参照信号として発生し、これ
によって等化器のタップ係数を修正する方法がとられる
。
これは、受信側でトレーニングシーケンスが既知のため
可能である。その場合、受信側で発生する疑似ランダム
系列は受信した符号系列と同期していなければならない
。そこでこの同期を確立するためには、トレーニングシ
ーケンスにおける変化点を正確に検知する必要がある。
可能である。その場合、受信側で発生する疑似ランダム
系列は受信した符号系列と同期していなければならない
。そこでこの同期を確立するためには、トレーニングシ
ーケンスにおける変化点を正確に検知する必要がある。
たとえば特開昭５２−８９４０７では、信号空間におい
て連続した２つのザンプルのベクトル差をとり、その実
数部が最大となる時点を検出することが提案されている
。、別な方法では、復調した同相信号と直交信号との自
乗和によりエンベロープ信号を作成し、これが所定のレ
ベル以上になったことを検出してこの移行点を識別して
いる（たとえば特開昭５１３−１６３１ ）。また、受
信した価号に搬送波成分を乗算し、その極性が反転する
時点を検出して変化点を識別する方法がある（たとえば
特開昭５８ｉ１９５ｆ１２ ） 、。
て連続した２つのザンプルのベクトル差をとり、その実
数部が最大となる時点を検出することが提案されている
。、別な方法では、復調した同相信号と直交信号との自
乗和によりエンベロープ信号を作成し、これが所定のレ
ベル以上になったことを検出してこの移行点を識別して
いる（たとえば特開昭５１３−１６３１ ）。また、受
信した価号に搬送波成分を乗算し、その極性が反転する
時点を検出して変化点を識別する方法がある（たとえば
特開昭５８ｉ１９５ｆ１２ ） 、。
しかし、これらの方法では、伝送路の歪が大きい場合、
信号の変化点前後において符号間の相互干渉が強く、と
くにトレーニングの初期では符号量干渉やタイミングの
ずれなどにより信号の歪が大きくなるので、セグメント
２から３への変化点。
信号の変化点前後において符号間の相互干渉が強く、と
くにトレーニングの初期では符号量干渉やタイミングの
ずれなどにより信号の歪が大きくなるので、セグメント
２から３への変化点。
の検出に時間的に±１シンボル程度の誤差を伴う。変復
調装置を制御するためのタイミング情報奄等化器の夕・
ンプから抽出する方式の場合、変化点の検出にこのよう
な±１シンボル程度の誤差を伴ったのでは正しいタイミ
ング情報が抽出されず、１〜２サンプル期間程度同期が
ずれることがしばしばあり、変復調装置が正常に機能し
ない結果を招く。
調装置を制御するためのタイミング情報奄等化器の夕・
ンプから抽出する方式の場合、変化点の検出にこのよう
な±１シンボル程度の誤差を伴ったのでは正しいタイミ
ング情報が抽出されず、１〜２サンプル期間程度同期が
ずれることがしばしばあり、変復調装置が正常に機能し
ない結果を招く。
Ｉ−１的
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、変復調装
置のトレーニングシーケンスにおける交ｑ］符号系列か
ら疑似ランダム符号系列への変化点の検出誤差を最小に
する同期検出方式を提供することを目的とする。
置のトレーニングシーケンスにおける交ｑ］符号系列か
ら疑似ランダム符号系列への変化点の検出誤差を最小に
する同期検出方式を提供することを目的とする。
なお、本明細書においてデータとは、符号化された信号
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
自体に情報内容としての意味をもつ狭義のデータのみな
らず、たとえば画像などのパターンをディジタル信号に
変換した広義のデータをも包含するものとする。
横−一店
本発明の構成について以下、一実施例に基づいて説明す
る。
る。
第１図を参照すると、変復調装置の諸機能を実現するシ
グナルブロセ・ンサの基本的な構成例では、主プロセツ
サｌＯおよび従プロセツサ２０がデータ）＜ス１２およ
び制御バス１４で相互に接続されてい主プロセツサ１０
はディジタル処理装置で構成され、本システム全体の動
作を統括制御するシステム制御装置である。また従プロ
センサ２０は、同様にディジタルプロセンサで構成され
、主として波形整形フィルタ機能や回線等化機能などの
変復調装置機能を実現するためのシグナルプロセッサで
ある。なお従プロセンサ２０は、同様の構成のユニット
を複数並列に接続し、負荷またはタスク分散を図っても
よい。
グナルブロセ・ンサの基本的な構成例では、主プロセツ
サｌＯおよび従プロセツサ２０がデータ）＜ス１２およ
び制御バス１４で相互に接続されてい主プロセツサ１０
はディジタル処理装置で構成され、本システム全体の動
作を統括制御するシステム制御装置である。また従プロ
センサ２０は、同様にディジタルプロセンサで構成され
、主として波形整形フィルタ機能や回線等化機能などの
変復調装置機能を実現するためのシグナルプロセッサで
ある。なお従プロセンサ２０は、同様の構成のユニット
を複数並列に接続し、負荷またはタスク分散を図っても
よい。
従プロセツサ２０は図示のように、制御部２２、命令デ
コーダ２４、Ｉｌｏ、レジスタ２６、データＲＡＭ ２
８、データＲＯＭ ３（１、乗算器３２、算術論理演算
回路（ＡＬＵ） ３４、およびプログラムＲＯＭ ３８
なと゛を有する。プログラムＲＯＭ ３Ｂには、変復調
装置の波形整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能
を本システムに実行させるための命令カープログラムシ
ーケンスとして蓄積されている。これらの命令＋１命令
デコーダ２４で解読される。制御部２２ ｉｔ ｆｔｊ
ｌ ｉｉ１／＜ス１４に接続され、主プロセ・ンサ１０
から命令を受ζすてこれを解読し、従プロセンサ２０内
各部の動ｆ［を十旨示する。
コーダ２４、Ｉｌｏ、レジスタ２６、データＲＡＭ ２
８、データＲＯＭ ３（１、乗算器３２、算術論理演算
回路（ＡＬＵ） ３４、およびプログラムＲＯＭ ３８
なと゛を有する。プログラムＲＯＭ ３Ｂには、変復調
装置の波形整形フィルタ機能や等化器機能などの諸機能
を本システムに実行させるための命令カープログラムシ
ーケンスとして蓄積されている。これらの命令＋１命令
デコーダ２４で解読される。制御部２２ ｉｔ ｆｔｊ
ｌ ｉｉ１／＜ス１４に接続され、主プロセ・ンサ１０
から命令を受ζすてこれを解読し、従プロセンサ２０内
各部の動ｆ［を十旨示する。
データＲＡＭ ２ＢおよびデータＲＯＭ ３０は、フィ
ルりや等止器の機能を実行するのに必要な様々なデータ
を記憶するための記憶領域である。たとえζｆ１皮形整
形整形フィルタ・ンプ係数など番よごれら１こ蓄積され
る。
ルりや等止器の機能を実行するのに必要な様々なデータ
を記憶するための記憶領域である。たとえζｆ１皮形整
形整形フィルタ・ンプ係数など番よごれら１こ蓄積され
る。
乗算器３２およびＡＬＵ ’３４はプログラムＲＯＭ
３［こ記憶されている命令や主プロセ・ンサカ１らの命
令（と応動じてデータＲＡＭ ２８またはデータＲＯＭ
３０などのデータに演算を実行し、フィルタ機能など
の変復調装置としての所期の機能を実現゛するものであ
る。
３［こ記憶されている命令や主プロセ・ンサカ１らの命
令（と応動じてデータＲＡＭ ２８またはデータＲＯＭ
３０などのデータに演算を実行し、フィルタ機能など
の変復調装置としての所期の機能を実現゛するものであ
る。
Ｉｌｏ レジスタ２８はデータバス１２に接続され、デ
ータバス１２は端末インタフェース１６にも接続されて
いる。端末インタフェース１θを介して、たとえばファ
クシミリ装置などの端末装置が接続される。また、Ｉ１
０レジスタ２６は、接続線３８によってディジタル・ア
ナログ変換器（ＤＡＣ） ４０およびアナログやディジ
タル変換器（八〇〇） ４２に接続されている。ＤＡＣ
４０は低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４を介してたとえば
電話回線などのアナログ通信回線の送信線４６に、また
ＡＢＣ： ４２は帯域フィルタ（ＢＰＦ） ４８を介し
てその受信線５０にそれぞれ接続されている。
ータバス１２は端末インタフェース１６にも接続されて
いる。端末インタフェース１θを介して、たとえばファ
クシミリ装置などの端末装置が接続される。また、Ｉ１
０レジスタ２６は、接続線３８によってディジタル・ア
ナログ変換器（ＤＡＣ） ４０およびアナログやディジ
タル変換器（八〇〇） ４２に接続されている。ＤＡＣ
４０は低域フィルタ（ＬＰＦ） ４４を介してたとえば
電話回線などのアナログ通信回線の送信線４６に、また
ＡＢＣ： ４２は帯域フィルタ（ＢＰＦ） ４８を介し
てその受信線５０にそれぞれ接続されている。
従プロセンサ２０は、クロック発生器５８から接続線６
０を介して供給されるサンプリングクロックに応動して
変復調装置としての諸機能をディジタル処理によって実
現する。これによって変調されたデータはＩ１０レジス
タ２６からＤＡＣ４０および［、ＰＦ ４４を通して送
信線４６に送出される。また、受信線５０から受信した
信号はＢＰＦ ４８およびＡＯＣ４２を経由してＩ１０
レジスタ２６から従プロセツサ２０に取り込まれ、復調
処理される。
０を介して供給されるサンプリングクロックに応動して
変復調装置としての諸機能をディジタル処理によって実
現する。これによって変調されたデータはＩ１０レジス
タ２６からＤＡＣ４０および［、ＰＦ ４４を通して送
信線４６に送出される。また、受信線５０から受信した
信号はＢＰＦ ４８およびＡＯＣ４２を経由してＩ１０
レジスタ２６から従プロセツサ２０に取り込まれ、復調
処理される。
第２図を参照すると、第１図に示すディジタルプロセン
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているブロンクは同じ参照符号で示されている。
サで実現される変復調装置の受信側の機能がブロックで
概念的に示されている。同図において、第１図にも示さ
れているブロンクは同じ参照符号で示されている。
Ａｂｌｅ ４２でディジタル信号に変換された受信信号
］００は、従プロセツサ２０において、クロック発生器
５日からのサンプリングクロックによってサンプル１０
２が行なわれ、自動利得制御（ＡＧＣ；） １０４が行
なわれる。ＡＧＣ； １０４の出力は同相成分１と直交
成分Ｑとに分かれ、それぞれ復調（ＤＥに００） Ｉｎ
Ｉ。
］００は、従プロセツサ２０において、クロック発生器
５日からのサンプリングクロックによってサンプル１０
２が行なわれ、自動利得制御（ＡＧＣ；） １０４が行
なわれる。ＡＧＣ； １０４の出力は同相成分１と直交
成分Ｑとに分かれ、それぞれ復調（ＤＥに００） Ｉｎ
Ｉ。
１０６Ｑ、低域濾波１０８Ｉ、１０８Ｑ、サンプルｌｌ
０Ｉ。
０Ｉ。
１１０Ｑ、回線自動等化１１２ 、位相制御１１４ 、
量子化１１６が行なわれる。また、等止器１１２の各タ
ップからタイミング抽出１１８をか行なってクロック発
生器５８を制御し、また量子化機能ｔｔｅから搬送波抽
出１２０を行ない位相制御する。また受信信号の復号お
よびランダマイズは主プロセツサｌＯにて行なわれる。
量子化１１６が行なわれる。また、等止器１１２の各タ
ップからタイミング抽出１１８をか行なってクロック発
生器５８を制御し、また量子化機能ｔｔｅから搬送波抽
出１２０を行ない位相制御する。また受信信号の復号お
よびランダマイズは主プロセツサｌＯにて行なわれる。
このような変復調装置の諸機能は、主プロセッサ１０の
命令シーケンスや従プロセツサ２０のプログラムＲＯＭ
３Ｇに蓄積されているプログラムシーケンスに従って
データＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０の蓄積デ
ータを使用して演算を行なうことにより実現される。
命令シーケンスや従プロセツサ２０のプログラムＲＯＭ
３Ｇに蓄積されているプログラムシーケンスに従って
データＲＡＭ ２８およびデータＲＯＭ ３０の蓄積デ
ータを使用して演算を行なうことにより実現される。
ところでサンプル機能１１０■の同相成分出力＋３０Ｉ
およびサンプル機能１１０Ｑの直交成分出力１３０Ｑは
、変化点検出機能１３２にも供給される。変化点検出機
能１３２は、前述した変復調装置のトレーニングシーケ
ンスにおけるオータネ−ジョンから疑似ランタム系列へ
の変化点の検出を行なうもので、その詳細は第３図に概
念的に示されている。
およびサンプル機能１１０Ｑの直交成分出力１３０Ｑは
、変化点検出機能１３２にも供給される。変化点検出機
能１３２は、前述した変復調装置のトレーニングシーケ
ンスにおけるオータネ−ジョンから疑似ランタム系列へ
の変化点の検出を行なうもので、その詳細は第３図に概
念的に示されている。
ところで前述したようにＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２８を例に
とれば、変復調装置のトレーこングシーケンスにおいて
、第４Ａ図に示すＡおよびＢの２つの符号のオータネ−
ジョンに続いて、第４Ｂ図に示す符号ＣおよびＤの疑似
ランダム系列が受信される。つまり、トレーニング信号
がたとえば１ 、、、、Ａ Ｂ Ａ Ｂ ＣＤ ＣＤ 、、、。
とれば、変復調装置のトレーこングシーケンスにおいて
、第４Ａ図に示すＡおよびＢの２つの符号のオータネ−
ジョンに続いて、第４Ｂ図に示す符号ＣおよびＤの疑似
ランダム系列が受信される。つまり、トレーニング信号
がたとえば１ 、、、、Ａ Ｂ Ａ Ｂ ＣＤ ＣＤ 、、、。
などの符号系列をとり、この間にセグメント２から３に
移行する。
移行する。
ここで、これらの符号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄを第５図に示すよ
うな信号空間におけるベクトル演算考えると、相＃に２
サンプル期間、隔たった２つのベクトルのベクトル差Ｓ
は、−にの例の変化点近傍では次のようになる。
うな信号空間におけるベクトル演算考えると、相＃に２
サンプル期間、隔たった２つのベクトルのベクトル差Ｓ
は、−にの例の変化点近傍では次のようになる。
Ｓ＋ｎ−２＝Ａ−Ａ
ｎ−２＝Ａ−ＡＳ
ｉ−１＝Ｂ−
ＢＳ＋ｌ＝Ｂ−Ｄ
Ｓｍ＋２＝Ｃ−Ｃ
３ｍ＋３＝Ｄ−Ｄ
伝送路が理想的な回線状態にあると、第５図かられかる
ように、ベクトルＡとＣ１およびＢとＤは互いに大きさ
が等しく位相が反対であるから、これらのベクトル差の
うちＳ＋ａおよびＳ ｍａｌは同図に示すような大きな
絶対値を有するベクトルとなり、他のベクトルは０ベク
トルとなる。したがって、許容可能な回線歪の状態を考
慮して両者の間に閾値を設定し、これによって両ベクト
ルの相違を識別すれば、前述の変化点、すなわちセグメ
ント３の開始点を検出することができる。第３図に示す
機能構成はこのベクトル演算および判定を実行している
。
ように、ベクトルＡとＣ１およびＢとＤは互いに大きさ
が等しく位相が反対であるから、これらのベクトル差の
うちＳ＋ａおよびＳ ｍａｌは同図に示すような大きな
絶対値を有するベクトルとなり、他のベクトルは０ベク
トルとなる。したがって、許容可能な回線歪の状態を考
慮して両者の間に閾値を設定し、これによって両ベクト
ルの相違を識別すれば、前述の変化点、すなわちセグメ
ント３の開始点を検出することができる。第３図に示す
機能構成はこのベクトル演算および判定を実行している
。
第２図を参照すると、受信信号は同相成分■および直交
成分Ｑに分けられ、復調され、さらに復調の際発生する
倍周波数成分を除去されて変化点検出機能１３２に人力
される。
成分Ｑに分けられ、復調され、さらに復調の際発生する
倍周波数成分を除去されて変化点検出機能１３２に人力
される。
第３図を参照すると、受信信号の同相成分１３０Ｉは、
一方ではベクトル差演算機能２００■に与えられ、他方
でｌよ遅延２０２１を受けてベクトル差演算機能２００
Ｉに学えられる。同様に直交成分１３０Ｑは、一方では
ベクトル差演算機能２００Ｑに与えられ、他方では遅延
２０２Ｑを受けてベクトル差演算機能２００Ｑにｌ−え
られる。遅延２０２Ｉおよび２０２Ｑはそれぞれ２サン
プル分、すなわち２シンボル期間の時間８延を受信信号
に付加する。したがってベクトル差機能２００１！−３
よひ２００Ｑはそれぞれ、現時点の受信信号と２サンプ
ル期間前の受信信号とのベクトル差をとって前述の差ベ
クトルＳを形成する。
一方ではベクトル差演算機能２００■に与えられ、他方
でｌよ遅延２０２１を受けてベクトル差演算機能２００
Ｉに学えられる。同様に直交成分１３０Ｑは、一方では
ベクトル差演算機能２００Ｑに与えられ、他方では遅延
２０２Ｑを受けてベクトル差演算機能２００Ｑにｌ−え
られる。遅延２０２Ｉおよび２０２Ｑはそれぞれ２サン
プル分、すなわち２シンボル期間の時間８延を受信信号
に付加する。したがってベクトル差機能２００１！−３
よひ２００Ｑはそれぞれ、現時点の受信信号と２サンプ
ル期間前の受信信号とのベクトル差をとって前述の差ベ
クトルＳを形成する。
ｉｉ１イベクトル差機能２００Ｉおよび２００Ｑの出力
２０６■お。
２０６■お。
よひ２０６Ｑは演算機能２０８に人力ごれ、ここで差ベ
クトルＳの絶対値が計算される。ベクトルＳ０′）絶対
値の代りにその自乗和すなわち信号のＩＦ力を９出する
ように構成してもよい。いずれにせよその出力２１０は
、比較機能２１２においてノ、（べも信す発）１：機能
２１４からの基準信号２１８と比較される。このＪ、（
準信号２１６は、前述した閾値、すなわち実質的に大き
な値を有するベクトルＳｍおよびＳ ｍａｌと実質的に
Ｏベクトルに相当する他のベクトルとを１λ別する境界
値を示す信号である。そこで比較機能２１２は、その入
力２１０がこの閾値以−１−になった時に出力２１８お
よび２２０を有意な状態とする。これによって、交〃符
号系列から疑似ランダム符号系列への変化点の検出がた
とえばタイミング抽出１１８や搬送波抽出１２０（第２
図）に通報される。
クトルＳの絶対値が計算される。ベクトルＳ０′）絶対
値の代りにその自乗和すなわち信号のＩＦ力を９出する
ように構成してもよい。いずれにせよその出力２１０は
、比較機能２１２においてノ、（べも信す発）１：機能
２１４からの基準信号２１８と比較される。このＪ、（
準信号２１６は、前述した閾値、すなわち実質的に大き
な値を有するベクトルＳｍおよびＳ ｍａｌと実質的に
Ｏベクトルに相当する他のベクトルとを１λ別する境界
値を示す信号である。そこで比較機能２１２は、その入
力２１０がこの閾値以−１−になった時に出力２１８お
よび２２０を有意な状態とする。これによって、交〃符
号系列から疑似ランダム符号系列への変化点の検出がた
とえばタイミング抽出１１８や搬送波抽出１２０（第２
図）に通報される。
このように２ザンプル瑚、れた２つの信号のベクトル差
をとると、右号間干渉が相殺される。これを次に説明す
る。
をとると、右号間干渉が相殺される。これを次に説明す
る。
伝送系全体のインパルス応答をｈ（Ｂとすると、交互符
号系列の信壮Ａを受信すべき時点で実際に受信した信号
２＾は、 信号Ｂについては同様に、 となる。ただしＴはサンプリング周期である。
号系列の信壮Ａを受信すべき時点で実際に受信した信号
２＾は、 信号Ｂについては同様に、 となる。ただしＴはサンプリング周期である。
インパルス応答ｈ（ｔ）のｔ＝ｎＴにおけるサンプル値
をｈ （ｎ）とし、ｈ（−（イ））ないしｈ （−３）
、およびｈ（３）ないしｈ（＋■）がｈ （ｏ）に比較
して無視できるほど十分に小さいとすると ｚＡ（ｔ）＝ Ａ （ｈ （−２）＋ ｈ （ｏ） ＋
ｈ （２） ）＋ Ｂ（ｈ （−１）＋−ｈ （１）
）ＺＢ（ｔ）＝ Ｂ （ｈ （−２）＋ ｈ （ｏ）
＋ ｈ （２） ）−１−Ａ （ｈ （−１）十ｈ
（＋） ）となる。
をｈ （ｎ）とし、ｈ（−（イ））ないしｈ （−３）
、およびｈ（３）ないしｈ（＋■）がｈ （ｏ）に比較
して無視できるほど十分に小さいとすると ｚＡ（ｔ）＝ Ａ （ｈ （−２）＋ ｈ （ｏ） ＋
ｈ （２） ）＋ Ｂ（ｈ （−１）＋−ｈ （１）
）ＺＢ（ｔ）＝ Ｂ （ｈ （−２）＋ ｈ （ｏ）
＋ ｈ （２） ）−１−Ａ （ｈ （−１）十ｈ
（＋） ）となる。
交互符号系列から疑似ランタム系列への変化点ｔ＝ｍＴ
の近傍では、 ＺＡ（（ｍ−２）Ｔ） −Ａ （ｈ （０） ＋
ｈ （２） ）＋Ｂ（ｈ（−１）→−ｈ（１） ）
＋Ｃｈ（−２）Ｚ Ａ（（ｍ−１）Ｔ） −Ｂ （ｈ
（０） ＋ ｈ （２） ）＋Ａ ｈ（］） ＋Ｃｈ
（−１）＋Ｄ ｈ（−２）Ｚ Ａ（ｍＴ） ＝ Ｃ（
ｈ （−２）＋ ｈ （０） ）＋Ｂ ｈ（１） 十
Ａ ｈ（２） ＋Ｄ ｈ（−１）Ｚ／ｌ（（ｍ＋１）Ｔ
） ＝ Ｄ （ｈ （−２）＋ ｈ （０） ）
＋Ｃ（ｈ（−１）＋ ｈ（１） ） ＋Ｂ ｈ（２）と
なる。したがって２サンプル隔たった２つの信号のベク
トル差をとると、 Ｓ ｍ−２＝ Ａ ｈ （−２） −Ｃｈ （−２）と
なり、ｈ （２）、 ｈ （１）、 ｈ （−１）など
の符号量干渉の項は消去される。
の近傍では、 ＺＡ（（ｍ−２）Ｔ） −Ａ （ｈ （０） ＋
ｈ （２） ）＋Ｂ（ｈ（−１）→−ｈ（１） ）
＋Ｃｈ（−２）Ｚ Ａ（（ｍ−１）Ｔ） −Ｂ （ｈ
（０） ＋ ｈ （２） ）＋Ａ ｈ（］） ＋Ｃｈ
（−１）＋Ｄ ｈ（−２）Ｚ Ａ（ｍＴ） ＝ Ｃ（
ｈ （−２）＋ ｈ （０） ）＋Ｂ ｈ（１） 十
Ａ ｈ（２） ＋Ｄ ｈ（−１）Ｚ／ｌ（（ｍ＋１）Ｔ
） ＝ Ｄ （ｈ （−２）＋ ｈ （０） ）
＋Ｃ（ｈ（−１）＋ ｈ（１） ） ＋Ｂ ｈ（２）と
なる。したがって２サンプル隔たった２つの信号のベク
トル差をとると、 Ｓ ｍ−２＝ Ａ ｈ （−２） −Ｃｈ （−２）と
なり、ｈ （２）、 ｈ （１）、 ｈ （−１）など
の符号量干渉の項は消去される。
同様の計算をＳｍ−１〜Ｓ ｍ＋３について行なうと、
Ｓ ｍ−１＝ Ｂ ｈ （−２）＋ Ａ ｈ （１
）−Ｃｈ （−１）−Ｄ ｈ （−２）Ｓｍ ＝Ａ
ｈ（０）’ ＋Ｂ ｈ（−１）−Ｃｈ（０）
−Ｄｈ（−１） Ｓ ｍ＋Ｉ ＝ Ｂ ｈ （０） ＋
Ａ ｈ （１）−Ｄ ｈ（０） −Ｃｈ（＋） Ｓ ｍ＋２ ＝ Ｂ ｈ （１） ＋ Ａ ｈ （
２）−Ｃｈ（２） −Ｄ ｈ（１） Ｓ ＋ｎ＋３ ＝ Ｂ ｈ （２） −Ｄ ｈ （
２）となる。また交互符号系列の中のｔ＝ｋＴでは、Ｓ
ｋ ＝ Ｚ Ａ（（ｋ−２）Ｔ） −Ｚ Ａ（ｋＴ）
＝ ０ となる。このように２サンプル離れた信号のベクトル差
をとると符号量干渉のすべて、あるいは一部が相殺され
る。
）−Ｃｈ （−１）−Ｄ ｈ （−２）Ｓｍ ＝Ａ
ｈ（０）’ ＋Ｂ ｈ（−１）−Ｃｈ（０）
−Ｄｈ（−１） Ｓ ｍ＋Ｉ ＝ Ｂ ｈ （０） ＋
Ａ ｈ （１）−Ｄ ｈ（０） −Ｃｈ（＋） Ｓ ｍ＋２ ＝ Ｂ ｈ （１） ＋ Ａ ｈ （
２）−Ｃｈ（２） −Ｄ ｈ（１） Ｓ ＋ｎ＋３ ＝ Ｂ ｈ （２） −Ｄ ｈ （
２）となる。また交互符号系列の中のｔ＝ｋＴでは、Ｓ
ｋ ＝ Ｚ Ａ（（ｋ−２）Ｔ） −Ｚ Ａ（ｋＴ）
＝ ０ となる。このように２サンプル離れた信号のベクトル差
をとると符号量干渉のすべて、あるいは一部が相殺され
る。
なお、本発明を変調および復調のＰｖ機能を備えた変復
調装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施
例に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装
置にも適用されることは汀うまでもない。また、説明の
便宜上、ＣＧＩＴＴ勧告ｖ、２８のトレーニングシーケ
ンスについて本発明の詳細な説明したが、勿論、本発明
はこれのみに限定されるものではなく、２種の符号要素
の交１ｊｌ符吟系列から疑似ランダム符号系列に移行す
るトレーニングシーケンスであれば本発明による同期検
出方式が有利に適用されることは宵うまでもない。
調装置の実施例について説明したが、本発明はこの実施
例に限定されるものではなく、復調機能のみを有する装
置にも適用されることは汀うまでもない。また、説明の
便宜上、ＣＧＩＴＴ勧告ｖ、２８のトレーニングシーケ
ンスについて本発明の詳細な説明したが、勿論、本発明
はこれのみに限定されるものではなく、２種の符号要素
の交１ｊｌ符吟系列から疑似ランダム符号系列に移行す
るトレーニングシーケンスであれば本発明による同期検
出方式が有利に適用されることは宵うまでもない。
効−一釆
本発明によればこのように２サンプル期間隔たった２つ
の信号のベクトル差をとることにより、変復調装置のト
レーニングシーケンスにおける変化点を検出している。
の信号のベクトル差をとることにより、変復調装置のト
レーニングシーケンスにおける変化点を検出している。
すでに詳述したように、２サンプル隔たった２つの信号
のベクトル差をとると相互の符号量干渉が実質的に相殺
されるので、変化点の検出精度は大きく向−１−する。
のベクトル差をとると相互の符号量干渉が実質的に相殺
されるので、変化点の検出精度は大きく向−１−する。
したがって、回線歪が大きい場合でも、変化点検出を高
精度で行なうことができる。
精度で行なうことができる。
第１図は、本発明による同期検出方式を適用した変復調
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、第２図は、第１図に示すディ
ジタルプロセッサで実現される変復調装置の受信側機能
を概念的に示すブロック図、 第３図は第２図に示す変化点検出機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は、変復調装置のトレーニング
において使用される符号の一例を示す信号空間図、 第５図は本発明による同期検出方式の原理説明に使用す
る信号空間ベクトル図である。 −：・。 のｈ：ｆ９の８ １０、、、、主プロセツサ ２０、 、 、 、従プロセツサ ３Ｂ、 、 、 、プログラムＲＯＭ ５８、 、 、 、クロンク発生器 ＋３２．． 、 、変化点検出 ２０θＩ、２００Ｑ、ベクトル差 ２０２１．２０２Ｑ、、遅 延 ２０８、、 、 、ベクトル演算 ２１２、、 、 、比 較 ２１４、、 、 、基準信号発生
装置の諸機能を実現するシグナルプロセッサの基本的な
構成例を示すブロック図、第２図は、第１図に示すディ
ジタルプロセッサで実現される変復調装置の受信側機能
を概念的に示すブロック図、 第３図は第２図に示す変化点検出機能の詳細な構成例を
示す機能ブロック図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は、変復調装置のトレーニング
において使用される符号の一例を示す信号空間図、 第５図は本発明による同期検出方式の原理説明に使用す
る信号空間ベクトル図である。 −：・。 のｈ：ｆ９の８ １０、、、、主プロセツサ ２０、 、 、 、従プロセツサ ３Ｂ、 、 、 、プログラムＲＯＭ ５８、 、 、 、クロンク発生器 ＋３２．． 、 、変化点検出 ２０θＩ、２００Ｑ、ベクトル差 ２０２１．２０２Ｑ、、遅 延 ２０８、、 、 、ベクトル演算 ２１２、、 、 、比 較 ２１４、、 、 、基準信号発生
Claims (1)
- １．２次元変調された信号を復調装置を介して受信する
データ伝送のトレーこングシーケンスにおいて２つの符
号要素の交互符号系列から疑似ランダム符号系列に移行
する変化点を検出するデータ伝送同期検出方式において
、該方式は、時系列的に２符号要素間隔だけ隔たった２
つの信号の信号空間におけるベクトル差を算出し、該ベ
クトル差を所定の閾値と比較し、該ベクトル差が該閾値
より高くなったことによって前記変化点を検出すること
を特徴とするデータ伝送同期検出方式。 ２、特許請求の範囲第１項記載のデータ伝送同期検出方
式において、前記ベクトル差と閾値との比較はベクトル
の絶対値について行なわれることを特徴とするデータ伝
送同期検出方式。 ３、特許請求の範囲第１項記載のデータ伝送同期検出方
式において、前記ベクトル差と閾値との比。 較は信号電力について行なわれることを特徴とするデー
タ伝送同期検出方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58082475A JPH0683104B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
| US06/608,625 US4608703A (en) | 1983-05-12 | 1984-05-09 | Synchronization detection system for data transmission |
| DE19843417867 DE3417867A1 (de) | 1983-05-12 | 1984-05-14 | System zum feststellen von synchronisation bei einer datenuebertragung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58082475A JPH0683104B2 (ja) | 1983-05-13 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59208949A true JPS59208949A (ja) | 1984-11-27 |
| JPH0683104B2 JPH0683104B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=13775533
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58082475A Expired - Lifetime JPH0683104B2 (ja) | 1983-05-12 | 1983-05-13 | デ−タ伝送同期検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683104B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01241249A (ja) * | 1988-03-22 | 1989-09-26 | Fujitsu Ltd | トレーニング信号検出装置 |
| EP0413108A2 (en) * | 1989-06-21 | 1991-02-20 | Nec Corporation | Method of detecting a particular signal sequence which reduces the effects of multipath transmission |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57112142A (en) * | 1980-12-29 | 1982-07-13 | Fujitsu Ltd | System for discrimination of training signal |
-
1983
- 1983-05-13 JP JP58082475A patent/JPH0683104B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57112142A (en) * | 1980-12-29 | 1982-07-13 | Fujitsu Ltd | System for discrimination of training signal |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01241249A (ja) * | 1988-03-22 | 1989-09-26 | Fujitsu Ltd | トレーニング信号検出装置 |
| EP0413108A2 (en) * | 1989-06-21 | 1991-02-20 | Nec Corporation | Method of detecting a particular signal sequence which reduces the effects of multipath transmission |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0683104B2 (ja) | 1994-10-19 |
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