JPS58156264A - 搬送波検出装置 - Google Patents
搬送波検出装置Info
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- JPS58156264A JPS58156264A JP57038739A JP3873982A JPS58156264A JP S58156264 A JPS58156264 A JP S58156264A JP 57038739 A JP57038739 A JP 57038739A JP 3873982 A JP3873982 A JP 3873982A JP S58156264 A JPS58156264 A JP S58156264A
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- output
- carrier wave
- bpf
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- Signal Processing (AREA)
- Facsimile Transmission Control (AREA)
- Facsimile Image Signal Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は搬送波検出装置、とくに、たとえばファクシミ
リなどのデータ信号を受信して復調する復調器を含む受
信装置に適用される搬送波検出装置に関するものである
。
リなどのデータ信号を受信して復調する復調器を含む受
信装置に適用される搬送波検出装置に関するものである
。
一般に、このような復調器を備えた受信装置ではデータ
信号の受信に先立って所定のトレーニングシーケンスを
実行し、搬送波検出および初期タイミング設定を行ない
、自動利得制御回路や自動適応等化器を信号レベルや回
線特性に適応させ、収束させている。たとえば、国際電
信電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告Ｖ、 ２７ ｂｉ
ｇ／ｌｅｒ。
信号の受信に先立って所定のトレーニングシーケンスを
実行し、搬送波検出および初期タイミング設定を行ない
、自動利得制御回路や自動適応等化器を信号レベルや回
線特性に適応させ、収束させている。たとえば、国際電
信電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告Ｖ、 ２７ ｂｉ
ｇ／ｌｅｒ。
および■、２９では初期トレーニングの最初の段階で２
値シンプルの交互の繰返し、すなわちオータネ−ジョン
によシトレーニングシーケンスを確実に起動するよう規
定されている。これは搬送波検出、ライン信号検出、高
速エネルギー検出などと称し、オータネ−ジョン到来の
時点を確実かつ迅速に検出することが要求される。
値シンプルの交互の繰返し、すなわちオータネ−ジョン
によシトレーニングシーケンスを確実に起動するよう規
定されている。これは搬送波検出、ライン信号検出、高
速エネルギー検出などと称し、オータネ−ジョン到来の
時点を確実かつ迅速に検出することが要求される。
従来の搬送波検出方式では、受信したライン信号のレベ
ルが所定の閾値を超えたか否かによってのみ搬送波到来
の有無を検出している。したがって雑音レベルがこの閾
値を超えると、搬送波あシとして検出され、誤って初期
トレーニング動作を実行してしまうことがある。
ルが所定の閾値を超えたか否かによってのみ搬送波到来
の有無を検出している。したがって雑音レベルがこの閾
値を超えると、搬送波あシとして検出され、誤って初期
トレーニング動作を実行してしまうことがある。
たとえば、搬送波がない遊休回線状態では受信装置に含
まれる自動利得制御回路（ＡＧＣ）の利得が最大に設定
されており、相対的に雑音レベルが上昇したことになる
。し九がって、わずかなレベルの雑音によっても誤って
搬送波検出と判定する可能性がある。また、回線の平均
的な雑音レベルは低くとも、公衆電話回線のようにたと
えば交換機などから時々発生するインパルス的な高レベ
ル雑音、たとえばダイヤルパルスの誘導雑音などは所定
の閾値を超えて搬送波として誤って検出されることがあ
る。これらは本来、信号レベルが十分に高く信号対雑音
（Ｓ／Ｎ）比が十分大きい場合でも起シ得る。また、こ
のような瞬時雑音に感応しないように信号の長時間の平
均レベルで搬送波検出を行なう方式もあるが、このよう
にすると実際の搬送波検出応答時間が長くなり、初期ト
レーニングにおける早期の搬送波検出が困難になる。
まれる自動利得制御回路（ＡＧＣ）の利得が最大に設定
されており、相対的に雑音レベルが上昇したことになる
。し九がって、わずかなレベルの雑音によっても誤って
搬送波検出と判定する可能性がある。また、回線の平均
的な雑音レベルは低くとも、公衆電話回線のようにたと
えば交換機などから時々発生するインパルス的な高レベ
ル雑音、たとえばダイヤルパルスの誘導雑音などは所定
の閾値を超えて搬送波として誤って検出されることがあ
る。これらは本来、信号レベルが十分に高く信号対雑音
（Ｓ／Ｎ）比が十分大きい場合でも起シ得る。また、こ
のような瞬時雑音に感応しないように信号の長時間の平
均レベルで搬送波検出を行なう方式もあるが、このよう
にすると実際の搬送波検出応答時間が長くなり、初期ト
レーニングにおける早期の搬送波検出が困難になる。
公衆電話回線に変復調器（ＭＯＤＥＭ）を介してデータ
信号を送受信する場合には別な問題も加わる。たとえば
、電話加入者が会話音声でなくデータ信号を送信する旨
を表示するために特定の信号音を送信することがある。
信号を送受信する場合には別な問題も加わる。たとえば
、電話加入者が会話音声でなくデータ信号を送信する旨
を表示するために特定の信号音を送信することがある。
また、長距離電話回線では反響抑圧装置が介在するが、
データ信号の送信のために反響抑圧装置の機能を消勢す
る特定の信号音や、反響抑圧装置の機能を動作させたｔ
まその影響を最小にするための信号音を送信することが
ある。これらの信号音は本来の搬送波に先行して送信さ
れるので、従来の搬送波検出装置ではこれに応動して誤
った搬送波検出を行なってしまう。したがって、これら
の特定の信号音を識別する別な検出器を設けなければな
らない。また、送信端でＭＯＤＥＭを回線に接続するた
めに操作者が介入する場合には、受信端に操作者の声が
受！されることがらシ、受信側の搬送波検出装置はこの
ような音声によっても誤動作する可能性がある。
データ信号の送信のために反響抑圧装置の機能を消勢す
る特定の信号音や、反響抑圧装置の機能を動作させたｔ
まその影響を最小にするための信号音を送信することが
ある。これらの信号音は本来の搬送波に先行して送信さ
れるので、従来の搬送波検出装置ではこれに応動して誤
った搬送波検出を行なってしまう。したがって、これら
の特定の信号音を識別する別な検出器を設けなければな
らない。また、送信端でＭＯＤＥＭを回線に接続するた
めに操作者が介入する場合には、受信端に操作者の声が
受！されることがらシ、受信側の搬送波検出装置はこの
ような音声によっても誤動作する可能性がある。
本発明は、このような従来技術の欠点を解消し、雑音に
応動せず、搬送波を確実かつ迅速に検出することのでき
る搬送波検出装置を提供することを目的とする。
応動せず、搬送波を確実かつ迅速に検出することのでき
る搬送波検出装置を提供することを目的とする。
この目的は次のような本預、明・による搬送波検出装置
によって達成される。すなわちこの装置は、変調した搬
送波より復調された基底帯域信号から、デー速度の半分
に等しい周波数の近傍の周波数成分を抽出して第１の信
号を出力する第１の帯域フィルタと、第１の信号の複素
表示におけるベクトル長に関連した第２の信号を発生す
る演算回路と、第２の信号から前記デー速度に等しい周
波数成分を抽出して第３の信号を出力する第２の帯域フ
ィルタと、第３の信号を所定のレベルと比較して第３の
信号が所定のレベルを超えたことを検出し、搬送波の到
来を示す信号を出力する検出回路とを含むものである。
によって達成される。すなわちこの装置は、変調した搬
送波より復調された基底帯域信号から、デー速度の半分
に等しい周波数の近傍の周波数成分を抽出して第１の信
号を出力する第１の帯域フィルタと、第１の信号の複素
表示におけるベクトル長に関連した第２の信号を発生す
る演算回路と、第２の信号から前記デー速度に等しい周
波数成分を抽出して第３の信号を出力する第２の帯域フ
ィルタと、第３の信号を所定のレベルと比較して第３の
信号が所定のレベルを超えたことを検出し、搬送波の到
来を示す信号を出力する検出回路とを含むものである。
次に添付図面を参照して本発明による搬送波検出装置の
実施例を詳細に説明する。
実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明による搬送波検出装置の実施例の全体の
構成を示すブロック図である０同図において、たとえば
電話回線などの通信回線からたとえばファクシミリ信号
などのライン信号を受信する信号入力端子ｌＧに復調器
ＤＥＭが接続され、復調器ＤＥＭは、たとえば直交振幅
変調または位相変調などの変調方式で変調された受信信
号を基底帯域信号に復調する。復調器の一方の出力１２
は自動適応等化器などの等化器ＥＱに接続され、他方の
出力１３は本発明による搬送波検出装置の第１の帯域フ
ィルタＢＰＦ １に接続されている。なお説明の複雑化
を避けるために第１図では、ライン信号に含まれる不要
帯域雑音を除去する帯域フィルタや、信号レベルを基準
化する自１ｙＰＪ得制御回路などは、本発明の理解に直
接関係ないので省略されている。
構成を示すブロック図である０同図において、たとえば
電話回線などの通信回線からたとえばファクシミリ信号
などのライン信号を受信する信号入力端子ｌＧに復調器
ＤＥＭが接続され、復調器ＤＥＭは、たとえば直交振幅
変調または位相変調などの変調方式で変調された受信信
号を基底帯域信号に復調する。復調器の一方の出力１２
は自動適応等化器などの等化器ＥＱに接続され、他方の
出力１３は本発明による搬送波検出装置の第１の帯域フ
ィルタＢＰＦ １に接続されている。なお説明の複雑化
を避けるために第１図では、ライン信号に含まれる不要
帯域雑音を除去する帯域フィルタや、信号レベルを基準
化する自１ｙＰＪ得制御回路などは、本発明の理解に直
接関係ないので省略されている。
復調器ＤＥＭの出力信号ＳＯは第３図に永すように実軸
！および虚軸Ｑで表現される２次元複素信号であシ、第
１図では２次元信号の転送されるリードを２重線で示し
ている。これについては後に詳述する。
！および虚軸Ｑで表現される２次元複素信号であシ、第
１図では２次元信号の転送されるリードを２重線で示し
ている。これについては後に詳述する。
第１図において等化器ＥＱは受信したライン信号の回線
特性を補償するたとえば自動適応等化器であり、その出
力１４は図示せざる判定回路、ディファレンシャルデコ
ーダおよびデスクランブラ等を通って他の利用装置、た
とえばファクシミリ装置や中央処理システムに結合され
る。
特性を補償するたとえば自動適応等化器であり、その出
力１４は図示せざる判定回路、ディファレンシャルデコ
ーダおよびデスクランブラ等を通って他の利用装置、た
とえばファクシミリ装置や中央処理システムに結合され
る。
本発明による搬送波検出装置は、帯域フィルタＢＰＦ
１の出力１６に接続された電力計算回路ＰＷを有する。
１の出力１６に接続された電力計算回路ＰＷを有する。
この回路ＰＷは入力１６の信号８１の瞬時電力を算出す
る。電力計算回路ｐｗの出力１８は第２の帯域フィルタ
ＢＰＦ ２に接続され、フィルタＢＰＦ ２の出力ｚＯ
は閾値検出器ＤＥＴに接続されている。閾値検出器ＤＥ
Ｔは入力２０の信号Ｓ３が所定の闇値を超えると出力２
２に搬送波検出を示す信号を発生する。
る。電力計算回路ｐｗの出力１８は第２の帯域フィルタ
ＢＰＦ ２に接続され、フィルタＢＰＦ ２の出力ｚＯ
は閾値検出器ＤＥＴに接続されている。閾値検出器ＤＥ
Ｔは入力２０の信号Ｓ３が所定の闇値を超えると出力２
２に搬送波検出を示す信号を発生する。
第２図は第１図に示す各プロ、りの構成を具体的に示し
た機能図であり、第１図に示す構成要素は同じ参照符号
で示されている。以下、第２図の回路について第３図〜
第６図を参照して本発明の詳細な説明する。
た機能図であり、第１図に示す構成要素は同じ参照符号
で示されている。以下、第２図の回路について第３図〜
第６図を参照して本発明の詳細な説明する。
復調器ＤＥＮはこの実施例では、周波数ｆｃ（＝２πω
ｃｔ）の搬送波鳴ωｃｔを発振する発振器ＯＳＣ、この
搬送波の位相を９０°遅らせる移相器Ｐｇ、２つの乗算
器ＭＬＴ １およびＭＬＴ ２、ならびに波形整形フィ
ルタＬＰＦが図のように接続されている。２次元信号の
実数部を表わす信号■および虚数部を表わす信号Ｑから
なる出力信号ＳＯは乗算器ＭＬＴ １およびＭＬＴ ２
の出力から帯域フィルタＢＰＦ １に供給される。
ｃｔ）の搬送波鳴ωｃｔを発振する発振器ＯＳＣ、この
搬送波の位相を９０°遅らせる移相器Ｐｇ、２つの乗算
器ＭＬＴ １およびＭＬＴ ２、ならびに波形整形フィ
ルタＬＰＦが図のように接続されている。２次元信号の
実数部を表わす信号■および虚数部を表わす信号Ｑから
なる出力信号ＳＯは乗算器ＭＬＴ １およびＭＬＴ ２
の出力から帯域フィルタＢＰＦ １に供給される。
帯域フィルタＢＰＦ １は２つの帯域フィルタＢＰＦ
ＩおよびＢＰＦ Ｑを有し、その一方のフィルタＢＰＦ
Ｉには、受信したライン信号の実数部工に対応する信
号が入力され、他方のフィルタＢＰＦ Ｑ Ｋは同虚数
部Ｑに対応する信号が入力される。これによって、後述
のように２値シンプルのオータネ−ジョンの交流成分が
抽出される。
ＩおよびＢＰＦ Ｑを有し、その一方のフィルタＢＰＦ
Ｉには、受信したライン信号の実数部工に対応する信
号が入力され、他方のフィルタＢＰＦ Ｑ Ｋは同虚数
部Ｑに対応する信号が入力される。これによって、後述
のように２値シンプルのオータネ−ジョンの交流成分が
抽出される。
復調器ＤＥＭの波形整形フィルタＬＰＦは、乗算器ＭＬ
、Ｔ ＩおよびＭＬＴ ２においてライン信号に発振周
波数ｆｃを乗することによる２ｆｃを中心とする周波数
成分を除去し、基底帯域信号のスペクトル形状を整える
低域フィルタである。帯域フィルタＢＰＦ １は、受信
したライン信号のデー速度をｆ、とするとｆ、／２を中
心とする周波数成分を抽出するように構成されている。
、Ｔ ＩおよびＭＬＴ ２においてライン信号に発振周
波数ｆｃを乗することによる２ｆｃを中心とする周波数
成分を除去し、基底帯域信号のスペクトル形状を整える
低域フィルタである。帯域フィルタＢＰＦ １は、受信
したライン信号のデー速度をｆ、とするとｆ、／２を中
心とする周波数成分を抽出するように構成されている。
したがって、２ｆｃを中心とする周波数成分がこの実施
例のように帯域フィルタＢＰＦ １で十分に除去できる
場合は、復調器ＤＥＨの低域フィルタＬＰＦ Ｏ入力側
から帯域フィルタＢＰＦ １の入力を抽出することがで
きる。しかし２ｆｃを中心とする周波数成分の除去がフ
ィルタＢＰＦ １で十分に行なえない場合は復調器ＤＥ
Ｍの出力すなわちフィルタＬＰＦの出力１２からフィル
タＢＰＦ １０入力を抽出することが望ましい。
例のように帯域フィルタＢＰＦ １で十分に除去できる
場合は、復調器ＤＥＨの低域フィルタＬＰＦ Ｏ入力側
から帯域フィルタＢＰＦ １の入力を抽出することがで
きる。しかし２ｆｃを中心とする周波数成分の除去がフ
ィルタＢＰＦ １で十分に行なえない場合は復調器ＤＥ
Ｍの出力すなわちフィルタＬＰＦの出力１２からフィル
タＢＰＦ １０入力を抽出することが望ましい。
復調器ＤＥＭは必ずしも第２図に示す方式によらずとも
よい。たとえば、ヒルベルト変換を用いたよく知られた
復調器であってもよい。
よい。たとえば、ヒルベルト変換を用いたよく知られた
復調器であってもよい。
電力計算回路ｐｗは図示のように、２つの自乗回路ＳＱ
ＩおよびＳＱＱと、加算器ＡＤＤとからなシ、これによ
ってエチャネルおよびＱチャネルの信号の平方の和、す
なわち瞬時出力を表わす信号Ｓ２をリード１８に出力す
る。
ＩおよびＳＱＱと、加算器ＡＤＤとからなシ、これによ
ってエチャネルおよびＱチャネルの信号の平方の和、す
なわち瞬時出力を表わす信号Ｓ２をリード１８に出力す
る。
第２の帯域フィルタＢＰＦ ２は信号Ｓ２中の周波数成
分子、を抽出する帯域フィルタである。その出力２０は
閾値検出器ＤＥＴの比較器ＣＯＭの一方の入力ＩＮに接
続され、比較器ＣＯＭの他方の入力ＲＥＦには所定のレ
ベルの設定値ＳＴＨが供給される。この比較器の出力３
０はセット・リセット・フリップフロップＦ／ＦのＳ入
力に接続され、このフリップフロップのＲ入力にはリセ
ット信号Ｒ８Ｔが供給される。リセット信号Ｒ８Ｔは本
装置が受信待機状態となる際に付勢される。
分子、を抽出する帯域フィルタである。その出力２０は
閾値検出器ＤＥＴの比較器ＣＯＭの一方の入力ＩＮに接
続され、比較器ＣＯＭの他方の入力ＲＥＦには所定のレ
ベルの設定値ＳＴＨが供給される。この比較器の出力３
０はセット・リセット・フリップフロップＦ／ＦのＳ入
力に接続され、このフリップフロップのＲ入力にはリセ
ット信号Ｒ８Ｔが供給される。リセット信号Ｒ８Ｔは本
装置が受信待機状態となる際に付勢される。
フリップフロップＦ／ＦのＱ出力は本装置の出力端子２
２に接続されている。
２に接続されている。
次に動作を説明する。説明を理解し易くするために、２
値シンプルＭＯおよびＭｌ（第３図）が交互にデー速度
（シンゲル速度）ｆ、で入力端子１Ｇに受信されている
定常状態を考える。
値シンプルＭＯおよびＭｌ（第３図）が交互にデー速度
（シンゲル速度）ｆ、で入力端子１Ｇに受信されている
定常状態を考える。
一般にＭＯ（−Ｍｌであるが、説明のためにＭＯ＝−Ｍ
ｌと仮定する。復調器ＤＥＭの出力ｓｏ。
ｌと仮定する。復調器ＤＥＭの出力ｓｏ。
または帯域フィルタＢＰＦ １の出力８１のベクトル軌
跡は、第３図に示すように一般に楕円１９０の形をとる
。この楕円１００のベクトル軌跡の周期は２Ｔ である
。ただしＴ、 ＝ １／ｆ、であり、同図のθは受信し
たライン信号の搬送波と発振器ＯＳＣの搬送波との間の
位相誤差を示す。本来、回線が介在しない理想的な場合
にはこのベクトル軌跡はＭＯとＭｌを結ぶ線分となるは
ずであるが、一般に入力端子１０で回線から受信したラ
イン信号の場合にはその回線特性のために楕円となる。
跡は、第３図に示すように一般に楕円１９０の形をとる
。この楕円１００のベクトル軌跡の周期は２Ｔ である
。ただしＴ、 ＝ １／ｆ、であり、同図のθは受信し
たライン信号の搬送波と発振器ＯＳＣの搬送波との間の
位相誤差を示す。本来、回線が介在しない理想的な場合
にはこのベクトル軌跡はＭＯとＭｌを結ぶ線分となるは
ずであるが、一般に入力端子１０で回線から受信したラ
イン信号の場合にはその回線特性のために楕円となる。
帯域フィルタＢＰＦ １は前述のようにその中心周波数
がｆ、／２であるが、説明の便宜上これに位相遅延がな
くその出力振幅も入力と同じとすると、その出力ｓｌは
第３図と同一のベクトル軌跡を描く。この意味では帯域
フィルタＢＰＦ １は不要のように思えるが、不要帯域
の雑音成分を除去する点で帯域フィルタＢＰＦ １は重
要す役目を果す。
がｆ、／２であるが、説明の便宜上これに位相遅延がな
くその出力振幅も入力と同じとすると、その出力ｓｌは
第３図と同一のベクトル軌跡を描く。この意味では帯域
フィルタＢＰＦ １は不要のように思えるが、不要帯域
の雑音成分を除去する点で帯域フィルタＢＰＦ １は重
要す役目を果す。
帯域フィルタＢＰＦ １の出力ｓ２はエチャネルおよび
Ｑチャネルとも電力計算回路ｐｗで平方され、相互に加
算されるので、第４図に示すような周期Ｔ、の周期波形
となる。この信号ｓ２の最大値は第３図の楕円１００の
長軸方向の２点、すなわちＭＯおよびＭｌに対応し、最
小値は短軸方向の２Ａに対応する。
Ｑチャネルとも電力計算回路ｐｗで平方され、相互に加
算されるので、第４図に示すような周期Ｔ、の周期波形
となる。この信号ｓ２の最大値は第３図の楕円１００の
長軸方向の２点、すなわちＭＯおよびＭｌに対応し、最
小値は短軸方向の２Ａに対応する。
このように信号Ｓ２には信号Ｓ１の瞬時電力の変動分子
、が含まれているので、中心周波数ｆ、を有する第２の
帯域フィルタＢＰＦ ２によってこれを抽出すると、そ
の出力Ｓ３は第５図に示すようにその直流分が除去され
た波形となる。
、が含まれているので、中心周波数ｆ、を有する第２の
帯域フィルタＢＰＦ ２によってこれを抽出すると、そ
の出力Ｓ３は第５図に示すようにその直流分が除去され
た波形となる。
実際には、信号Ｓ２にかなり含まれている雑音成分もこ
れによってほとんど除去される。
れによってほとんど除去される。
ところで、復調器または変復調器（ＭＯＤＥＭ）を有す
るたとえばファクシミリ信号などのデータ受信装置では
一般に、データ信号の受信に先立ってたとえば国際電信
電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告Ｖ、２７ ｂｉｇ／
ｌｅｒまたはｖ、２９などで規定されるトレー−レグシ
ーケンスを実行する。通常、このトレーニングシーケン
スは２値シンプルの交互の繰返しによるオータネ−ジョ
ンで開始される。したがって信号入力端子１０（第１図
）には、回線遊休状態から急峻に立ち上がる２値交互シ
ンボル信号、すなわち搬送波が受信される。２つの帯域
フィルタＢＰＦ １およびＢＰＦ ２はある程度Ｑが高
く狭帯域であるので、それらの出力信号８１．８２およ
びＳ３の信号レベルはたとえば第６図に示すように比較
的緩やかに増大する。このように徐々に増大する。信号
Ｓ３のレベルが閾値検出器ＤＥＴの設定値Ｓ□を超える
と（第６図Ｐ点）比較器ＣＯＭによって一７リツグフロ
、プＦ／ＦのＳ入力が付勢され、そのＱ出力が高レベル
になる。したがって本装置の出力端子２２には搬送波検
出を示す信号が出力される。
るたとえばファクシミリ信号などのデータ受信装置では
一般に、データ信号の受信に先立ってたとえば国際電信
電話諮問委員会（ＣＣＩＴＴ）勧告Ｖ、２７ ｂｉｇ／
ｌｅｒまたはｖ、２９などで規定されるトレー−レグシ
ーケンスを実行する。通常、このトレーニングシーケン
スは２値シンプルの交互の繰返しによるオータネ−ジョ
ンで開始される。したがって信号入力端子１０（第１図
）には、回線遊休状態から急峻に立ち上がる２値交互シ
ンボル信号、すなわち搬送波が受信される。２つの帯域
フィルタＢＰＦ １およびＢＰＦ ２はある程度Ｑが高
く狭帯域であるので、それらの出力信号８１．８２およ
びＳ３の信号レベルはたとえば第６図に示すように比較
的緩やかに増大する。このように徐々に増大する。信号
Ｓ３のレベルが閾値検出器ＤＥＴの設定値Ｓ□を超える
と（第６図Ｐ点）比較器ＣＯＭによって一７リツグフロ
、プＦ／ＦのＳ入力が付勢され、そのＱ出力が高レベル
になる。したがって本装置の出力端子２２には搬送波検
出を示す信号が出力される。
第２図に示す本発明による搬送波検出装置の実施例は、
たとえば、デー速度ｆ、が１６００Ｈｚ。
たとえば、デー速度ｆ、が１６００Ｈｚ。
搬送波周波数ｆが１８００Ｈ−の直交振幅変調またけ位
相変調方式で、サンプリング周波数ｆｌＩが９６００
Ｈｚのディジタル回路で実現されるが、勿論これらの値
は一例にすぎず、本発明を限定するものではない。
相変調方式で、サンプリング周波数ｆｌＩが９６００
Ｈｚのディジタル回路で実現されるが、勿論これらの値
は一例にすぎず、本発明を限定するものではない。
このようなディジタル回路で実現される第１および第２
の帯域・フィルタＢＰＦ １およびＢＰＦ ２の例をそ
れぞれ第７図および第８図に示す。第７図に示すディジ
タルフィルタは、中心周波数８００Ｈｚ（すなわちｆ、
／２）、サンプリング周波Ｉ１１９６００ Ｈｚであり
、同じ構成の３つのセクション２００Ａ、２００Ｂおよ
び２００Ｃからなる帯域フィルタＢＰＦ ＩまたはＢＰ
Ｆ Ｑである。また第８図に示すディジタルフィルタは
、中心周波数１６００Ｈｚ、サンプリング周波数９６０
０Ｈｚの帯域フィルタＢＰＦ ２である。
の帯域・フィルタＢＰＦ １およびＢＰＦ ２の例をそ
れぞれ第７図および第８図に示す。第７図に示すディジ
タルフィルタは、中心周波数８００Ｈｚ（すなわちｆ、
／２）、サンプリング周波Ｉ１１９６００ Ｈｚであり
、同じ構成の３つのセクション２００Ａ、２００Ｂおよ
び２００Ｃからなる帯域フィルタＢＰＦ ＩまたはＢＰ
Ｆ Ｑである。また第８図に示すディジタルフィルタは
、中心周波数１６００Ｈｚ、サンプリング周波数９６０
０Ｈｚの帯域フィルタＢＰＦ ２である。
これらの帯域フィルタＢＰＦ １およびＢＰＦ ２はＱ
が比較的小さい値に選定され、フィルタＢＰＦ ２の出
力Ｓ３の信号レベルが比較的良好に立チ上す、トレーニ
ングシーケンスのオータネ−ジョンにおける２値７ンデ
ルが到来してからたとえば約１０シンプルに相当する期
間で信号Ｓ３のレベルが設定値ＳＴＨを超えるようにな
されている。したがって前述のＣＣＩＴＴ勧告に規定サ
レる初期トレーニングシーケンスの１４シンプル以下で
確実に搬送波検出を行なうことができる。
が比較的小さい値に選定され、フィルタＢＰＦ ２の出
力Ｓ３の信号レベルが比較的良好に立チ上す、トレーニ
ングシーケンスのオータネ−ジョンにおける２値７ンデ
ルが到来してからたとえば約１０シンプルに相当する期
間で信号Ｓ３のレベルが設定値ＳＴＨを超えるようにな
されている。したがって前述のＣＣＩＴＴ勧告に規定サ
レる初期トレーニングシーケンスの１４シンプル以下で
確実に搬送波検出を行なうことができる。
本発明による搬送波検出装置は以上のように構成したこ
とにより、２値クンゲルの交互の繰返しにのみ応動する
。また、たとえば同じ搬送波による多値または２値シン
プルのランダム系列にも応動することはない。したがっ
て前述の初期トレーニングシーケンスにおける最初の段
階、すなわち２値シンプルのオータネ−ジョンを確実か
つ迅速に検出し、それ以降の復調器またはＭＯＤＥＭの
トレーニングに速やかに移行するので、トレーニングシ
ーケンス全体の時間が短縮され、系を安定に収束するこ
とができる。さらに、２値シンプルの交互の繰返しのみ
に応動することは、耐雑音性も非常に良好であることを
意味し、雑音に応動して誤って搬送波検出信号を発生し
、復調器のトレーニング動作を開始させることがない。
とにより、２値クンゲルの交互の繰返しにのみ応動する
。また、たとえば同じ搬送波による多値または２値シン
プルのランダム系列にも応動することはない。したがっ
て前述の初期トレーニングシーケンスにおける最初の段
階、すなわち２値シンプルのオータネ−ジョンを確実か
つ迅速に検出し、それ以降の復調器またはＭＯＤＥＭの
トレーニングに速やかに移行するので、トレーニングシ
ーケンス全体の時間が短縮され、系を安定に収束するこ
とができる。さらに、２値シンプルの交互の繰返しのみ
に応動することは、耐雑音性も非常に良好であることを
意味し、雑音に応動して誤って搬送波検出信号を発生し
、復調器のトレーニング動作を開始させることがない。
図示の実施例では電力計算回路ｐｗによって信号８１の
電力が計算されているが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、信号Ｓ１のベクトル長の変動分すなわち周
波数成分子、が抽出できればいずれの方法によってもよ
いことは明らかである。たとえば電力計算回路ｐｗＯ代
りに、ベクトルの絶対値、またはＩ、Ｑチャネルの絶対
値の和を算出する回路を用いてもよい。
電力が計算されているが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、信号Ｓ１のベクトル長の変動分すなわち周
波数成分子、が抽出できればいずれの方法によってもよ
いことは明らかである。たとえば電力計算回路ｐｗＯ代
りに、ベクトルの絶対値、またはＩ、Ｑチャネルの絶対
値の和を算出する回路を用いてもよい。
以上の説明では２値シンプルＭＯおよびＭｌの値が固定
していたが、シンプル列が複素平面Ｉ−Ｑの原点０（第
３図）を中心に回転するよらな系列のものであってもよ
い。たとえばシンボル系列（Ｍ、７）（ｊは自然数）に
おいてＩ Ｍ、 ｌが一定であり、Ｍｉ＋、の位相ａｒ
ｇ （Ｍ７＋１）がＭ、の位相ａｒｇ（Ｍｉ）よシ２２
５０進んでいる、たとえハＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２６ｂｉ
ｓによる４相位相変調方式によるものでもよい。その場
合は、第３図における楕円１００全体が点０を中心とし
て回転するので帯域フィルタＢＰＦ １はこれに対応し
たやや広い帯域を有する必要があるが、ベクトル長の変
動分は第４図および第５図に示す信号と同様な信号とし
て得ることができる。した力ぶって本発明はこのような
位相変調方式にも良好に適用することができる。
していたが、シンプル列が複素平面Ｉ−Ｑの原点０（第
３図）を中心に回転するよらな系列のものであってもよ
い。たとえばシンボル系列（Ｍ、７）（ｊは自然数）に
おいてＩ Ｍ、 ｌが一定であり、Ｍｉ＋、の位相ａｒ
ｇ （Ｍ７＋１）がＭ、の位相ａｒｇ（Ｍｉ）よシ２２
５０進んでいる、たとえハＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２６ｂｉ
ｓによる４相位相変調方式によるものでもよい。その場
合は、第３図における楕円１００全体が点０を中心とし
て回転するので帯域フィルタＢＰＦ １はこれに対応し
たやや広い帯域を有する必要があるが、ベクトル長の変
動分は第４図および第５図に示す信号と同様な信号とし
て得ることができる。した力ぶって本発明はこのような
位相変調方式にも良好に適用することができる。
第１図は本発明による搬送波検出装置の全体構成を示す
ブロック図、 第２図は第１図に示す装置の詳細な構成例を示す機能図
、 第３図ないし第６図は第２図に示す装置の動作説明に使
用するベクトル図および波形図、第７図および第８図は
第２図に示す帯域フィルタの構成例を示す回路図である
。 主要部分の符号の説明 ＢＰＦ １ 、 ＢＰＦ ２・・・帯域フィルタＤＥＴ
・・・閾値検出器。 猫・・・電力計算回路 特許出願人 株式会社リコー 第２図 第３図 第４図 ５Ｅ
ブロック図、 第２図は第１図に示す装置の詳細な構成例を示す機能図
、 第３図ないし第６図は第２図に示す装置の動作説明に使
用するベクトル図および波形図、第７図および第８図は
第２図に示す帯域フィルタの構成例を示す回路図である
。 主要部分の符号の説明 ＢＰＦ １ 、 ＢＰＦ ２・・・帯域フィルタＤＥＴ
・・・閾値検出器。 猫・・・電力計算回路 特許出願人 株式会社リコー 第２図 第３図 第４図 ５Ｅ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 変調した搬送波より復調された基底帯域信号から、デー
速度の半分に等しい周波数の近傍の周波数成分を抽出し
て第１１の信号を出力する第１の帯域フィルタと、 第１の信号の複素表示におけるベクトル長に関連した第
２の信号を発生する演算回路と、第２の信号から前記デ
ー速度に等しい周波数成分を抽出して第３の信号を出力
する第２の帯域フィルタと、 第３の信号を所定のレベルと比較して第３の信号が゛該
所定のレベルを超えたことを検出し、搬送波の到来を示
す信号を出力する検出回路とを含むことを特徴とする搬
送波検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57038739A JPS58156264A (ja) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | 搬送波検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57038739A JPS58156264A (ja) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | 搬送波検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58156264A true JPS58156264A (ja) | 1983-09-17 |
| JPH0378826B2 JPH0378826B2 (ja) | 1991-12-16 |
Family
ID=12533685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57038739A Granted JPS58156264A (ja) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | 搬送波検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58156264A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1110178C (zh) * | 1996-05-14 | 2003-05-28 | 阿尔卡塔尔公司 | 检测数字信号载波存在的系统及包括这种系统的接收器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012112394A (ja) * | 2010-11-19 | 2012-06-14 | Nippon Gasket Co Ltd | シリンダヘッドガスケット |
-
1982
- 1982-03-11 JP JP57038739A patent/JPS58156264A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1110178C (zh) * | 1996-05-14 | 2003-05-28 | 阿尔卡塔尔公司 | 检测数字信号载波存在的系统及包括这种系统的接收器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0378826B2 (ja) | 1991-12-16 |
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