JPH04115726A - トレーニング信号検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は受信側モデムのトレーニング信号検出装置に関
し、特にＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、２７ｔｅｒ／　ｂ　ｉ　ｓ
セグメント３／１　（１８０’位相反転の連続）及びＶ
、２９／Ｖ、３３セグメント２／１（ＡＢ信号交互）の
各トレーニング信号を検圧するトレーニング信号検出装
置に関する。

［従来の技術］ ＣＣＩ　ＴＴ勧告Ｖ、２７ｔｅｒ型モデム及びｖ、２９
型モデムにおいては、送・受信モデムが通信回線を介し
て接続された後、送信側モデムは受信側モデムの各信号
処理部を初期設定するために、予め定められたトレーニ
ング信号シーケンス（ターンオンシーケンス）を送出す
る。例えば、Ｖ、２７ｔｅｒモデム、Ｖ、２９モデムに
おけるトレーニング信号シーケンスは、それぞれ第５図
（ａ）、（ｂ）に示す様に規定されている。

受信側モデムは、このトレーニング信号シーケンスを受
信して、受信部主要構成ブロックであるＡＧＣ・自動等
什器等の初期設定を行なう。図において、Ｖ、２７ｔｅ
ｒセグメント４．Ｖ、２９セグメント３は、受信側モデ
ムに備えられる自動等化器が、通信回線の逆特性を実現
しつるようにその初期設定段階でのタップ係数の調整を
行なうセグメントである。この等化器調整用セグメント
よりも時間的に早く受信されるＶ、２７ｔｅｒセグメン
ト３．Ｖ、２９セグメント２の開始時点カラ受信側モデ
ムの初期設定動作が行なわれる。

第２図（ａ）は、Ｖ、２７ｔｅｒ８相位相変調４８００
ｂｐｓ　（１６００ボー）でのセグメント３内の復調ベ
ースバンド信号構成を表している。

ベースバンド信号構成図上では、同図中、黒丸・で示す
ように、あ互いに１８００位相が反転した信号の連続と
して受信される。第２図（ｂ）は、このセグメントでの
バスバンド受信信号の周波数成分を表している。同図に
示すように、この時のパスバンド受信信号は■、２７ｔ
ｅｒのキャリヤ周波数（１８００Ｈｉ士ナイキスト周波
数（１６００／２Ｈ２）　であ６１０００　Ｈｚ　。

２６００Ｈ，に輝線スペクトラムを有する。

また、第３図（ａ）は、■、２９の１６値直交振幅変調
９６００ｂｐＳ　（２４００ボー）マノセグメント２内
の復調ベースバンド信号構成図を表している。伝送速度
が９６００ｂｐｓの場合、同図中、０で示すＡ点及びＢ
点の交互パターンが受信される。第３図（ｂ）は、この
時のパスバンド受信信号の周波数成分を示しており、■
、２９のキャリヤ周波数１７００Ｈｚ成分及び１７００
Ｈ！　”−（２４００Ｈｚ　／　２　）　（Ｄ　５００
　Ｈｚ成分。

２９００Ｈ，成分が輝線スペクトラムとして含まれてい
ることがわかる。

次に、従来のモデム用トレーニング信号検出装置の構成
を図面を参照して以下に説明する。

第４図は、従来のＶ、２７ｔｅｒ、４８００ｂｐｓ）レ
ーニングシーケンスにおけるセグメント３信号検出装置
である０図において、アナログ入力端子４０に到来した
アナログ受信信号は、Ａ／Ｄ変換器４１で９６００　Ｈ
ｚのサンプリング周波数によってサンプリングされ、離
散値信号に変換される。この離散値信号は、乗算器４１
ａで自乗される第１のバスとｔＫＨｚ　、２．６ＫＨ２
に各々中心周波数を持つ帯域通過型フィルタ４２及び４
３に入力される第２のバスとに分岐する。

第２のバスにおいて、各々の帯域通過フィルタ４２．４
３からの出力は１乗算器４２ａ、４３ａでそれぞれ自乗
され、加算器４４で加算される。

そして、第１のバスにおける乗算器４１ａからの出力と
第２のバスにおける加算器４４からの出力とは、各々受
信信号のバスバンドにおける全周波数成分のパワー、受
信信号が検出目標であるセグメント内にある時に持つ特
定周波数成分のパワーとなっている。このため、両バス
の出力は、受信信号がトレーニングシーケンス中、その
検出目標であるセグメント（この従来例の場合、■、２
７ｔｅｒセグメント３）内にある時に一致し、それ以外
の時点では不一致となるので、両バスの出力の差をとり
、その値がゼロに一致する時点をもってして、検出目標
セグメントの開始時点であると判定すればよい。

この従来例においては、上述の乗算器４１ａの出力に定
数α（＜１．０）を乗じた信号Ｘを第１のパスの出力と
し、第２のパスの出力信号Ｙとの差Ｙ−Ｘを加算器４５
でとり、この値を加算積分器４６で数サンプル分加算積
分し、その結果Ｚを判定器４７に入力する。なお、加算
積分器４６で加算積分を行なうのは、雑音による誤検出
を防止するためである。そして、判定器４７は、信号２
が正（Ｚ＞Ｏ）の時、セグメント検出を、また２が負の
時、セグメント非検出をそれぞれ示す判定信号４８を発
生し、この信号４８によって受信側モデムでは調整動作
開始時点を決定している。

［発明が解決しようとしている課題］ しかしながら、上記従来例では、受信信号の特定周波数
成分のパワーから全周波数成分のパワーを差し引いた値
の極性でセグメントの検出を行なうので、受信信号にパ
ワーが全周波数域にわたって−様なレベルにある加法的
白色雑音が付加されている場合でも、確実に目標セグメ
ントを検出することができるが、パワーのピーク値が上
述の特定周波数成分付近にある有色雑音が付加されてい
る場合や、特定周波数成分付近のシングル、トーン信号
を入力する場合に、セグメントの誤検出を起こしやすい
という欠点があった。

また、受信側モデムの他の信号処理部と全く独立に、別
途セグメント検出装置を設けなければならないので、受
信側モデムのハードウェア規模が増大するという欠点も
あった。

本発明は、上記課題を解決するために成されたもので、
簡単な構成で、横比精度の高いセグメント検出を可能と
するトレーニング信号検出装置を提供することを目的と
する。

［課題を解決するための手段及び作用］上記目的を達成
するために、本発明のトレーニング信号検出装置は以下
の構成からなる。即ち、トレーニングシーケンスのうち
、繰り返しパターンセグメントを検出するトレーニング
信号検出装置であって、パスバンド信号から、送受信間
のサンプリングタイミング位相誤差に応じたタイミング
位相誤差信号を生成するタイミング抽出手段と、該タイ
ミング抽出手段で抽出されたタイミング位相誤差信号と
該信号に直交する信号との絶対値をそれぞれ加算する加
算手段と、該加算手段で加算された信号と所定の閾値と
を比較する比較手段と、該比較手段での結果に応じて前
記繰り返しパターンセグメントを検出した旨を出力する
出力手段とを備える。

また、好ましくは、前記圧力手段は、前記加算手段から
の信号が所定の閾値以上である期間を計数する計数手段
を含み、該計数手段で所定数を計数することにより、繰
り返しパターンセグメントを検出した旨を出力すること
を一態様とする。

［実施例］ 以下、添付図面を参照して本発明に係る好適な一実施例
を詳細に説明する。

まず、説明に先立ち、本発明の検出原理を簡単に説明す
る。本発明は、検出目標である繰り返しパターンセグメ
ントの次のような性質に基づいている。すなわち、繰り
返しパターンセグメントはＶ、２９／Ｖ、３３（７）場
合、Ａ、Ｂ信号を、■。

２７ｔｅｒ／ｂｉｓの場合には、１８０”位相反転信号
の交互信号から成るデータパターンを有するために、後
続の等止器調整用パターンやユーザデータ期間等に比較
して豊富なポータイミング成分を含んでいる。そして、
タイミング抽出部によって得られるポータイミング成分
の抽出量は、全データ期間中で繰り返しパターンセグメ
ントの中が最も多（、その他の期間中では比較的少量で
ある。よって、この抽出量に着目すれば、従来例では誤
検出を起こすような有色雑音や、シングルトーン信号の
入力に際してもセグメントの誤検出が防止できる。

また、互いに直交する１組のタイミング位相差信号の絶
対値の和をもって、予め定められた閾値と比較する構成
をとっているので、送受信モデム間のサンプリングクロ
ック位相に任意の初期タイミング位相差が付随している
場合や、同タイミング位相差が時間的に変動するような
伝送劣化要因（タイミング周波数誤差）が存在する場合
にも、固定的に定めた閾値との比較により、安定に目標
セグメントの検出・非検出の判定が行なえる。

更に、同期式データ伝送における受信側モデムには、送
受信間のサンプリングクロックの同期をとるためのタイ
ミング抽圧・制御部は必須のものであるが、本発明に使
用されるタイミング抽出部は、従来の信号処理部におけ
るタイミング抽出部を全て共用することが可能であり、
大幅なハードウェア規模の削減を図れることとなる。

次に、本実施例でのトレーニング信号の検出について第
１図を参照して以下に説明する。

第１図は、本実施例におけるトレーニング信号検出装置
の構成を示すブロック図である。

同図中、１０は入力端子であり、伝送路からのアナログ
変調信号が到来する。１１はＡ／Ｄコンバータであり、
アナログ変調信号をサンプリングしてデジタル信号に変
換する。ここで、デジタル化された変調パスバンド信号
は、図示しない復調部へ送られるとともに、キャリヤ周
波数をｆｃ＋ボーレート周波周波数上して次に示す中心
周波数を持つ帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ）１２．１３
でそれぞれフィルタリングされる。

フィルタリングされたＢＰＦ１２，１３からの出力は、
乗算器１４で乗算され、中心周波数ｆゎのＢＰＦ１５に
入力される。

上述の構成によって所望のポータイミング成分が抽出さ
れることは、以下の一連の成度形が可能なことによりわ
かる。すなわち、 ｂ ＢＰＦ１２の出力・−５Ｌｎ　（２π（ｆｃ＋　−）ｔ
）ｆゎ ＢＰＦ１３の出力−ｓｉｎ　（２π（ｆ、　−−）ｔ）
ｆゎ 乗算器１４の出力・・−５ｉｎ　（２π（ｆｃ　＋　−
）ｔ）ｆ。

−ｓｉｎ　　（２ｉ　（ｆｃ　　−−）ｔ）＝ｓｉｎ　
　（２＄　ｆｃｔ＋πｆｂｔ）　・５ｉｎ（２πｆｃｔ
−πｆ＋＋ｔ　）＝ｃｏｓ”（πｆ＋＋ｔ）−ｃｏｓ”
（２πｆｃｔ）＝’Ａ　　（ｃｏｓ　　（２πｆｅｔ）
−ｃｏｓ（４πｆｃ１））ＢＰＦ１５の出力−・ｌ　ｃ
ｏｓ（２πｆＩｌｔ）実際の伝送では、ボークイミング
周波数誤差を△ｆＩｌとして、ＢＰＦ１５の出力は、ｃ
ｏｓ　（２π（ｆｂ＋△ｔｏ　）ｔ）に比例した余弦波
となっている。

このようにして得られたＢＰＦ１５の出力は、デジタル
ＰＬＬ　（ＤＰＬＬ）１６に入力され、ここで基準発振
周波数信号５ｉｎ２πｆｂｔとの位相比較が行なわれる
。このＤＰＬＬＩ６における信号処理動作は次の通りで
ある。

すなわち、ＤＰＬＬＩ　６の位相比較器が乗算型とする
と、 ｃｏｓ　（２π（ｆｍ＋△ｆｂ）ｔ）−ｓｉｎ　２ｉｆ
ｂｔ＝Ｈ（ｓｉｎ　（４ｉｆｂｔ＋　２πΔｆ＋ｔ）−
ｓｉｎ　２ｉΔｆ１．１　）上式の第１項はＤＰＬＬ　
１６に内蔵されている低域通過型フィルタ（ＬＰＦ）に
より除去されるとすると、結局、ＤＰＬＬＩ６の出力は
、５ｉｎ２ｉ△ｆＩ、ｔに比例した信号、すなわち、２
πΔｆｂ　ｔ＝△ψ（タイミング位相誤差信号）と書く
と、△ψの正弦値に比例したタイミング位相誤差信号と
なっている。

第１図中、点線で囲んだ部分は受信側モデムの主要信号
処理部の１つであるタイミング抽出部と共用化される。

このタイミング位相誤差信号は、図示しないタイミング
制御部へと送られる一方、全波整流器（ＡＢＳ）１７ａ
に入力され、ここで絶対値がとられる。また、上述のタ
イミング位相誤差信号ｓｉｎ　（△ψ）は、９０°位相
シフト器１８にも入力され、位相が９０°シフトされる
。

そして、移相された信号ＣＯＳ　（△ψ）は、全波整流
器１７ｂで絶対値がとられ、上述の全波整流されたタイ
ミング位相誤差信号５ｉｎ（△ψ）と加算器１９で加算
される。

２０は比較器であって、予め定められた閾値が与えられ
ており、その閾値と上述の加算された信号１ｓｉｎ（△
ψ）ｌ＋Ｉｃｏｓ　（△ψ）（１・１は絶対値）との大
小関係が比較される。

その結果、比較器２０からは１ｓｉｎ（△ψ）＋１ｃｏ
ｓ（Δψ）ｌが閾値以上の値となるサンプル値に対して
カウントアツプ信号を、閾値より小となる値のサンプル
値に対してカウントリセット信号をカウンタ２１へａカ
する。このカウンタ２１は、上述の比較器２０からの制
御信号によりカウントアツプ、リセット動作を行ない、
予め定められた個数以上のサンプル値が連続して閾値以
上の値となった時にセグメント検出信号２１ａを後続の
モデムメイン信号処理部へ出力する。

以上説明したように、検出目標である繰り返しパターン
セグメント中と、他のデータ受信時とでは、１ｓｉｎ（
△ψ）ｌ＋Ｉｃｏｓ　（△ψ）１が閾値を越えるサンプ
ル数の個数は任意のタイミング位相誤差△ψが存在する
場合でも、明確な差があり、これにより確実に、繰り返
しパターンセグメントを捕捉することができる。

従って、有色雑音・特定シングルトーン信号等による誤
検出を抑え、検出精度の高いセグメント検出が行なえる
。また、本構成の主要部分たるタイミング抽出部は、受
信モデムのタイミング抽出・制御部と同一のものを共用
することができるので、ハードウェア規模の削減を図る
ことも可能であるという効果がある。

前述した実施例では、タイミング位相誤差信号を生成す
るタイミング抽出部を狭帯域ＢＰＦとＤＰＬＬにより構
成しているが、この部分の信号処理をこれと等価な構成
のブロックで実現してもよい。

また、９０°位相シフト器１８は、デジタルフィルタに
よる構成はもちろん、三角関数演算・ＲＯＭテーブル参
照などの手段によって実現することも可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、簡単な構成で、
有色雑音や特定シングルトーン信号等による誤検出を抑
え、検出精度の高いセグメント検出が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本実施例におけるトレーニング信号検出装置の
構成を示すブロック図、 第２図（ａ）はＶ、２７ｔｅｒでのセグメント３内の復
調ベースバンド信号構成図、 第２図（ｂ）はセグメント３のバスバンド受信信号の周
波数成分を示す図、 第３図（ａ）は■、２９でのセグメント２内の復調ベー
スバンド信号構成図、 第３図（ｂ）はセグメント２のパスバンド受信信号の周
波数成分を示す図、 第４図は従来例でのトレーニング信号検出装置の構成を
示すブロック図、 第５図（ａ）及び（ｂ）はＶ、２７ｔｅｒ及び■、２９
モデムでのトレーニング信号シーケンスを示す図である
。 図中、１１・・・Ａ／Ｄ変換器、１２，１３．１５・・
・狭帯域フィルタ、１６・・・デジタルＰＬＬ、１７ａ
、ｂ・・・全波整流器、１８・・・９０＠位相シフト器
、１９・・・加算器、２０・・・比較器、２１・・・カ
ウンタである。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）トレーニングシーケンスのうち、繰り返しパター
   ンセグメントを検出するトレーニング信号検出装置であ
   つて、 パスバンド信号から、送受信間のサンプリングタイミン
   グ位相誤差に応じたタイミング位相誤差信号を生成する
   タイミング抽出手段と、 該タイミング抽出手段で抽出されたタイミング位相誤差
   信号と該信号に直交する信号との絶対値をそれぞれ加算
   する加算手段と、 該加算手段で加算された信号と所定の閾値とを比較する
   比較手段と、 該比較手段での結果に応じて前記繰り返しパターンセグ
   メントを検出した旨を出力する出力手段とを備えること
   を特徴とするトレーニング信号検出装置。
2. （２）前記出力手段は、前記加算手段からの信号が所定
   の閾値以上である期間を計数する計数手段を含み、該計
   数手段で所定数を計数することにより、繰り返しパター
   ンセグメントを検出した旨を出力することを特徴とする
   請求項第１項に記載のトレーニング信号検出装置。