JP2885052B2 - 自動周波数制御装置 - Google Patents
自動周波数制御装置Info
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- JP2885052B2 JP2885052B2 JP6030895A JP3089594A JP2885052B2 JP 2885052 B2 JP2885052 B2 JP 2885052B2 JP 6030895 A JP6030895 A JP 6030895A JP 3089594 A JP3089594 A JP 3089594A JP 2885052 B2 JP2885052 B2 JP 2885052B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自動周波数制御装置に係
り、特にディジタル移動通信装置の復調装置において送
受信器間の周波数のずれを補正する自動周波数制御装置
に関する。
り、特にディジタル移動通信装置の復調装置において送
受信器間の周波数のずれを補正する自動周波数制御装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、同期検波に必要な位相同期回
路内で生成される制御電圧を利用した、送受信器間の周
波数のずれを補正する自動周波数制御装置が知られてい
る（例えば、特公平３−５８２１５号公報、特開平４−
３６７１４２号公報）。
路内で生成される制御電圧を利用した、送受信器間の周
波数のずれを補正する自動周波数制御装置が知られてい
る（例えば、特公平３−５８２１５号公報、特開平４−
３６７１４２号公報）。
【０００３】図７は上記の従来の自動周波数制御装置の
一例のブロック図を示す。同図において、入力端子１１
を介して受信信号が周波数変換器１２に入力され、ここ
で局部発振周波数信号発生器１５よりの局部発振周波数
信号によって周波数変換された後、検波回路１８に供給
されて検波される。この検波回路１８の出力検波信号は
出力端子１６へ出力される一方、制御回路１９に供給さ
れ、ここで周波数変換器１２の出力信号の搬送波の位相
誤差あるいは周波数誤差が検出され、この誤差に対応し
た誤差信号に変換される。この誤差信号は局部発振周波
数信号発生器１５に制御電圧として印加され、その出力
局部発振周波数信号の周波数を上記の誤差がゼロとなる
方向へ変化させる。
一例のブロック図を示す。同図において、入力端子１１
を介して受信信号が周波数変換器１２に入力され、ここ
で局部発振周波数信号発生器１５よりの局部発振周波数
信号によって周波数変換された後、検波回路１８に供給
されて検波される。この検波回路１８の出力検波信号は
出力端子１６へ出力される一方、制御回路１９に供給さ
れ、ここで周波数変換器１２の出力信号の搬送波の位相
誤差あるいは周波数誤差が検出され、この誤差に対応し
た誤差信号に変換される。この誤差信号は局部発振周波
数信号発生器１５に制御電圧として印加され、その出力
局部発振周波数信号の周波数を上記の誤差がゼロとなる
方向へ変化させる。
【０００４】このようにして、この従来装置では周波数
変換器１２、検波回路１８、制御回路１９及び局部発振
周波数信号発生器１５からなる一巡のフィードバックル
ープにより、受信信号の周波数ずれ及び変動の影響を低
減することができる。
変換器１２、検波回路１８、制御回路１９及び局部発振
周波数信号発生器１５からなる一巡のフィードバックル
ープにより、受信信号の周波数ずれ及び変動の影響を低
減することができる。
【０００５】ここで、上記の特公平３−５８２１５号公
報記載の従来装置（発明の名称「位相同期検波復調
器」）では、検波回路１８は位相検波器、搬送波抽出器
及び帯域フィルタよりなり、入力信号から抽出した搬送
波を帯域フィルタを介して位相検波器に入力し、ここで
この再生搬送波の位相を基準位相として周波数変換器１
２の出力信号の検波処理を行わせる。また、局部発振周
波数信号の制御にはコスタス型位相同期回路が用いられ
る。
報記載の従来装置（発明の名称「位相同期検波復調
器」）では、検波回路１８は位相検波器、搬送波抽出器
及び帯域フィルタよりなり、入力信号から抽出した搬送
波を帯域フィルタを介して位相検波器に入力し、ここで
この再生搬送波の位相を基準位相として周波数変換器１
２の出力信号の検波処理を行わせる。また、局部発振周
波数信号の制御にはコスタス型位相同期回路が用いられ
る。
【０００６】また、上記の特開平４−３６７１４２号公
報記載の従来装置（発明の名称「復調装置」）では、検
波回路１８として位相同期検波回路を構成し、その同期
検波により得られる位相誤差信号を２分岐し、一方は位
相同期検波回路内の再生搬送波発生用の発振回路を制御
し、他方は制御回路１９内のコンパレータで基準電圧と
レベル比較して、そのレベル差を積分器により平均化し
て局部発振周波数信号発生器１５に制御電圧として印加
し、検波回路１８の入力信号の中心周波数が一定となる
ように局部発振周波数を制御する構成である。
報記載の従来装置（発明の名称「復調装置」）では、検
波回路１８として位相同期検波回路を構成し、その同期
検波により得られる位相誤差信号を２分岐し、一方は位
相同期検波回路内の再生搬送波発生用の発振回路を制御
し、他方は制御回路１９内のコンパレータで基準電圧と
レベル比較して、そのレベル差を積分器により平均化し
て局部発振周波数信号発生器１５に制御電圧として印加
し、検波回路１８の入力信号の中心周波数が一定となる
ように局部発振周波数を制御する構成である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
装置では、検波回路１８の検波出力信号を用いて制御回
路１９により受信信号の周波数ずれを位相ずれに変換し
た後、局部発振周波数信号制御電圧を生成する構成であ
り、位相ずれから周波数ずれを検出している。このた
め、この方式は制御回路１９の動作速度に比べて周波数
ずれが小さいときのみ有効であり、検波回路１８で一度
同期がとれた状態であれば問題ないが、同期が外れた状
態で、送受信器間の周波数ずれが大きい場合には同期が
とれなくなり、その結果周波数ずれ補正ができなくな
る。
装置では、検波回路１８の検波出力信号を用いて制御回
路１９により受信信号の周波数ずれを位相ずれに変換し
た後、局部発振周波数信号制御電圧を生成する構成であ
り、位相ずれから周波数ずれを検出している。このた
め、この方式は制御回路１９の動作速度に比べて周波数
ずれが小さいときのみ有効であり、検波回路１８で一度
同期がとれた状態であれば問題ないが、同期が外れた状
態で、送受信器間の周波数ずれが大きい場合には同期が
とれなくなり、その結果周波数ずれ補正ができなくな
る。
【０００８】例えば、入力信号が４相位相変調（ＰＳ
Ｋ）された変調波であるときは、二つの連続するデータ
が到達する期間内に、データの位相を±４５°以上回転
させてしまうような、送受信器間の周波数ずれがある場
合には、位相がどちらに回転しているかわからないため
に位相同期検波回路内で生成される制御電圧は正常な値
とならず、同期状態に引き込むことはできない。また、
１６値直交振幅変調（ＱＡＭ）のように多値化される
と、同期状態に引き込むために許される送受信器間の周
波数ずれの範囲は更に狭くなり、同期状態に引き込むこ
とがより厳しくなる。
Ｋ）された変調波であるときは、二つの連続するデータ
が到達する期間内に、データの位相を±４５°以上回転
させてしまうような、送受信器間の周波数ずれがある場
合には、位相がどちらに回転しているかわからないため
に位相同期検波回路内で生成される制御電圧は正常な値
とならず、同期状態に引き込むことはできない。また、
１６値直交振幅変調（ＱＡＭ）のように多値化される
と、同期状態に引き込むために許される送受信器間の周
波数ずれの範囲は更に狭くなり、同期状態に引き込むこ
とがより厳しくなる。
【０００９】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
送受信器間の周波数ずれが大きい場合でも、送受信器間
の同期がとれるようにした自動周波数制御装置を提供す
ることを目的とする。
送受信器間の周波数ずれが大きい場合でも、送受信器間
の同期がとれるようにした自動周波数制御装置を提供す
ることを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、請求項１記載の発明では、直交周波数分割多重方式
で変調された変調波を局部発振周波数信号によって周波
数変換する周波数変換器と、周波数変換器の出力信号を
フーリエ変換して周波数軸上の信号に変換するフーリエ
変換器と、フーリエ変換器の出力信号に基づき、周波数
変換器の出力信号の周波数ずれの大きさに対応した帯域
で、かつ、周波数ずれ方向に応じた極性の周波数制御信
号又は周波数制御データを生成出力する周波数ずれ検出
器と、周波数ずれ検出器の出力周波数制御信号又は周波
数制御データにより周波数変換器の出力信号の周波数ず
れを補正するように、周波数を変化させて発生した局部
発振周波数信号を前記周波数変換器へ出力する局部発振
周波数信号発生器とを有する構成としたものである。
め、請求項１記載の発明では、直交周波数分割多重方式
で変調された変調波を局部発振周波数信号によって周波
数変換する周波数変換器と、周波数変換器の出力信号を
フーリエ変換して周波数軸上の信号に変換するフーリエ
変換器と、フーリエ変換器の出力信号に基づき、周波数
変換器の出力信号の周波数ずれの大きさに対応した帯域
で、かつ、周波数ずれ方向に応じた極性の周波数制御信
号又は周波数制御データを生成出力する周波数ずれ検出
器と、周波数ずれ検出器の出力周波数制御信号又は周波
数制御データにより周波数変換器の出力信号の周波数ず
れを補正するように、周波数を変化させて発生した局部
発振周波数信号を前記周波数変換器へ出力する局部発振
周波数信号発生器とを有する構成としたものである。
【００１１】また、請求項２記載の発明では直交周波数
分割多重方式で変調された変調波を局部発振周波数信号
に基づいて復調する直交復調器と、直交復調器の出力復
調信号をディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、
Ａ／Ｄ変換器の出力データを周波数軸上のデータに変換
する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換部の出力
データを入力信号として受け、直交復調器の出力復調信
号の周波数ずれの大きさに対応した帯域で、かつ、周波
数ずれ方向に応じた極性を示す周波数制御データを生成
出力する周波数ずれ検出器と、周波数ずれ検出器の出力
周波数制御データにより直交復調器の出力復調信号の周
波数ずれを補正するように、周波数を変化させて発生し
た局部発振周波数信号を直交復調器へ出力する局部発振
周波数信号発生器とを有する構成としたものである。
分割多重方式で変調された変調波を局部発振周波数信号
に基づいて復調する直交復調器と、直交復調器の出力復
調信号をディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器と、
Ａ／Ｄ変換器の出力データを周波数軸上のデータに変換
する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変換部の出力
データを入力信号として受け、直交復調器の出力復調信
号の周波数ずれの大きさに対応した帯域で、かつ、周波
数ずれ方向に応じた極性を示す周波数制御データを生成
出力する周波数ずれ検出器と、周波数ずれ検出器の出力
周波数制御データにより直交復調器の出力復調信号の周
波数ずれを補正するように、周波数を変化させて発生し
た局部発振周波数信号を直交復調器へ出力する局部発振
周波数信号発生器とを有する構成としたものである。
【００１２】更に、請求項３記載の発明では請求項２記
載の発明のＡ／Ｄ変換器の出力データを周波数制御デー
タによって周波数変換するディジタル周波数変換器と、
ディジタル周波数変換器の出力データを周波数軸上のデ
ータに変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変
換部の出力データを入力信号として受け、ディジタル周
波数変換器の出力データの周波数ずれの大きさに対応し
た帯域で、かつ、周波数ずれ方向に応じた極性を示す前
記周波数制御データを生成してディジタル周波数変換器
へ出力する周波数ずれ検出器とを有する構成としたもの
である。
載の発明のＡ／Ｄ変換器の出力データを周波数制御デー
タによって周波数変換するディジタル周波数変換器と、
ディジタル周波数変換器の出力データを周波数軸上のデ
ータに変換する高速フーリエ変換部と、高速フーリエ変
換部の出力データを入力信号として受け、ディジタル周
波数変換器の出力データの周波数ずれの大きさに対応し
た帯域で、かつ、周波数ずれ方向に応じた極性を示す前
記周波数制御データを生成してディジタル周波数変換器
へ出力する周波数ずれ検出器とを有する構成としたもの
である。
【００１３】
【作用】請求項１乃至３記載の発明では、周波数変換後
の入力信号をフーリエ変換器によりフーリエ変換するこ
とで周波数軸上の信号に変換し、そのフーリエ変換器の
出力信号を周波数ずれ検出器に入力するようにしている
ため、送受信器間の周波数のずれを直接的に検出するこ
とができ、この直接的に検出した周波数のずれを補正し
うる周波数制御信号又は周波数制御データを生成するこ
とができる。
の入力信号をフーリエ変換器によりフーリエ変換するこ
とで周波数軸上の信号に変換し、そのフーリエ変換器の
出力信号を周波数ずれ検出器に入力するようにしている
ため、送受信器間の周波数のずれを直接的に検出するこ
とができ、この直接的に検出した周波数のずれを補正し
うる周波数制御信号又は周波数制御データを生成するこ
とができる。
【００１４】また、本発明ではフーリエ変換器を用いて
いるため、請求項２及び３記載の発明のように、復調器
内部に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術を使用している
直交周波数分割多重方式の復調器に適用することができ
る。
いるため、請求項２及び３記載の発明のように、復調器
内部に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術を使用している
直交周波数分割多重方式の復調器に適用することができ
る。
【００１５】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の第１実施例のブロック図を示す。本実施例
はディジタル移動通信装置において、受信信号が入力端
子１１を介して入力される周波数変換器１２と、周波数
変換器１２の出力信号をフーリエ変換するフーリエ変換
器１３と、フーリエ変換器１３の出力信号の周波数ずれ
を検出する周波数ずれ検出器１４と、周波数ずれ検出器
１４の出力信号により出力局部発振周波数が可変される
局部発振周波数信号発生器１５とより構成されている。
１は本発明の第１実施例のブロック図を示す。本実施例
はディジタル移動通信装置において、受信信号が入力端
子１１を介して入力される周波数変換器１２と、周波数
変換器１２の出力信号をフーリエ変換するフーリエ変換
器１３と、フーリエ変換器１３の出力信号の周波数ずれ
を検出する周波数ずれ検出器１４と、周波数ずれ検出器
１４の出力信号により出力局部発振周波数が可変される
局部発振周波数信号発生器１５とより構成されている。
【００１６】周波数ずれ検出器１４は例えば図２のブロ
ック図に示すように、入力端子１４１を介して入力され
るデータＸの絶対値を計算する絶対値計算器１４３と、
入力端子１４２を介して入力されるデータパルスを周波
数の低い方から高い方へカウントするカウンタ１４４
と、このカウンタ１４４の出力カウント値をデコードす
るデコーダ１４５と、このデコーダ１４５の出力に応じ
て、”−１”，”０”及び”＋１”の３つのデータのい
ずれかを選択して出力するデータセレクタ１４６と、乗
算器１４７と、累積加算器１４８とよりなる。
ック図に示すように、入力端子１４１を介して入力され
るデータＸの絶対値を計算する絶対値計算器１４３と、
入力端子１４２を介して入力されるデータパルスを周波
数の低い方から高い方へカウントするカウンタ１４４
と、このカウンタ１４４の出力カウント値をデコードす
るデコーダ１４５と、このデコーダ１４５の出力に応じ
て、”−１”，”０”及び”＋１”の３つのデータのい
ずれかを選択して出力するデータセレクタ１４６と、乗
算器１４７と、累積加算器１４８とよりなる。
【００１７】乗算器１４７は各周波数成分毎にデータの
絶対値｜ａ（ｆi）｜とデータセレクタ１４６の出力Ｓi
とを乗算する。累積加算器１４８は乗算器１４７よりの
入力信号を累積加算し、データパルスでリセットされる
ことにより、入力信号の中心周波数のずれに応じた信号
Ｙを出力端子１４９へ出力する。なお、絶対値計算器１
４３及びデコーダ１４５はそれぞれリード・オンリ・メ
モリ（ＲＯＭ）で構成されている。
絶対値｜ａ（ｆi）｜とデータセレクタ１４６の出力Ｓi
とを乗算する。累積加算器１４８は乗算器１４７よりの
入力信号を累積加算し、データパルスでリセットされる
ことにより、入力信号の中心周波数のずれに応じた信号
Ｙを出力端子１４９へ出力する。なお、絶対値計算器１
４３及びデコーダ１４５はそれぞれリード・オンリ・メ
モリ（ＲＯＭ）で構成されている。
【００１８】次に、本実施例の動作について図３の周波
数スペクトラム図を併せ参照して説明する。まず、入力
端子１１を介して図３（Ａ）に示す如き周波数スペクト
ラムの入力信号が周波数変換器１２に供給され、ここで
後述の局部発振周波数信号によって周波数変換される。
上記の入力信号は図３（Ａ）に示したように中心周波数
ｆ1 の高周波数帯域の信号であり、周波数変換器１２に
より図３（Ｂ）に示す如き、帯域制限された中心周波数
ｆ0 の低周波数帯域の信号（例えば中間周波信号）に変
換される。
数スペクトラム図を併せ参照して説明する。まず、入力
端子１１を介して図３（Ａ）に示す如き周波数スペクト
ラムの入力信号が周波数変換器１２に供給され、ここで
後述の局部発振周波数信号によって周波数変換される。
上記の入力信号は図３（Ａ）に示したように中心周波数
ｆ1 の高周波数帯域の信号であり、周波数変換器１２に
より図３（Ｂ）に示す如き、帯域制限された中心周波数
ｆ0 の低周波数帯域の信号（例えば中間周波信号）に変
換される。
【００１９】この周波数変換器１２の出力信号は出力端
子１６へ出力される一方、フーリエ変換器１３に供給さ
れる。フーリエ変換器１３は入力信号を公知の方法でフ
ーリエ変換を行い、周波数軸上の信号に変換して出力す
る。従って、フーリエ変換器１３の出力信号は、図３
（Ｂ）に示した周波数スペクトラムそのものを示す。フ
ーリエ変換器１３の出力信号は周波数ずれ検出器１４に
供給され、ここで周波数ずれ検出器１４の内部で持って
いる、図３（Ｃ）に示すような周波数軸上の信号と掛け
合わされて、図３（Ｄ）に示すような周波数軸上の信号
が生成される。
子１６へ出力される一方、フーリエ変換器１３に供給さ
れる。フーリエ変換器１３は入力信号を公知の方法でフ
ーリエ変換を行い、周波数軸上の信号に変換して出力す
る。従って、フーリエ変換器１３の出力信号は、図３
（Ｂ）に示した周波数スペクトラムそのものを示す。フ
ーリエ変換器１３の出力信号は周波数ずれ検出器１４に
供給され、ここで周波数ずれ検出器１４の内部で持って
いる、図３（Ｃ）に示すような周波数軸上の信号と掛け
合わされて、図３（Ｄ）に示すような周波数軸上の信号
が生成される。
【００２０】この周波数ずれ検出器１４の出力信号は、
フーリエ変換器１３の出力信号に周波数ずれが無いとき
には、図３（Ｄ）に示すように中心周波数ｆ0 を中心と
して極めて小レベルの正の周波数信号と負の周波数信号
とが対称な周波数スペクトラムを示す。この周波数ずれ
検出器１４の出力信号は局部発振周波数信号発生器１５
に制御信号として印加されて時間平均され、その出力局
部発振周波数信号を可変制御する。
フーリエ変換器１３の出力信号に周波数ずれが無いとき
には、図３（Ｄ）に示すように中心周波数ｆ0 を中心と
して極めて小レベルの正の周波数信号と負の周波数信号
とが対称な周波数スペクトラムを示す。この周波数ずれ
検出器１４の出力信号は局部発振周波数信号発生器１５
に制御信号として印加されて時間平均され、その出力局
部発振周波数信号を可変制御する。
【００２１】ここで、入力端子１１の入力信号が図３
（Ｅ）に示すように、周波数が高い方にずれた場合に
は、周波数変換器１２の出力信号の周波数スペクトラム
は図３（Ｆ）に示すように、その中心周波数が本来の周
波数ｆ0 よりも高い周波数ｆ2 にずれる。その結果、周
波数ずれ検出器１４の出力信号の周波数スペクトラムは
図３（Ｇ）に示すように、中心周波数ｆ0 よりも高い周
波数領域に、周波数ずれの大きさに対応した帯域幅を持
った正の周波数制御信号となる。
（Ｅ）に示すように、周波数が高い方にずれた場合に
は、周波数変換器１２の出力信号の周波数スペクトラム
は図３（Ｆ）に示すように、その中心周波数が本来の周
波数ｆ0 よりも高い周波数ｆ2 にずれる。その結果、周
波数ずれ検出器１４の出力信号の周波数スペクトラムは
図３（Ｇ）に示すように、中心周波数ｆ0 よりも高い周
波数領域に、周波数ずれの大きさに対応した帯域幅を持
った正の周波数制御信号となる。
【００２２】また、上記とは逆に入力端子１１の入力信
号が周波数が低い方にずれた場合には、周波数変換器１
２の出力信号の周波数スペクトラムはその中心周波数が
本来の周波数ｆ0 よりも低い周波数にずれる。その結
果、周波数ずれ検出器１４の出力信号は中心周波数ｆ0
よりも低い周波数領域に、周波数ずれの大きさに対応し
た帯域幅を持った負の周波数制御信号となる。
号が周波数が低い方にずれた場合には、周波数変換器１
２の出力信号の周波数スペクトラムはその中心周波数が
本来の周波数ｆ0 よりも低い周波数にずれる。その結
果、周波数ずれ検出器１４の出力信号は中心周波数ｆ0
よりも低い周波数領域に、周波数ずれの大きさに対応し
た帯域幅を持った負の周波数制御信号となる。
【００２３】この周波数ずれ検出器１４の動作について
更に詳細に説明するに、フーリエ変換器１３のサンプル
点をＮとすると、フーリエ変換器１３の出力Ｘは次式で
示すように、Ｎ個の周波数成分ａ（ｆ1）、ａ
（ｆ2）、．．．、ａ（ｆN）の和で表される。
更に詳細に説明するに、フーリエ変換器１３のサンプル
点をＮとすると、フーリエ変換器１３の出力Ｘは次式で
示すように、Ｎ個の周波数成分ａ（ｆ1）、ａ
（ｆ2）、．．．、ａ（ｆN）の和で表される。
【００２４】
【数１】 ここで、ａ（ｆi）はｉ番目の周波数ｆiの振幅である。
【００２５】周波数ずれが生じていないときには、Ｎ1
＜Ｎ2として ａ（ｆi）＝０ （１≦ｉ＜Ｎ1 ，Ｎ2＜ｉ≦Ｎ） （２） とすると、出力Ｘは次式で表されるように、３つの成分
に分割される。
＜Ｎ2として ａ（ｆi）＝０ （１≦ｉ＜Ｎ1 ，Ｎ2＜ｉ≦Ｎ） （２） とすると、出力Ｘは次式で表されるように、３つの成分
に分割される。
【００２６】 Ｘ＝Ｘ0＋Ｘ1＋Ｘ2 （３） ここで、Ｘ0、Ｘ1、Ｘ2はそれぞれ次式で与えられる。
【００２７】
【数２】 上式より明らかなように、入力信号の周波数ずれが生じ
ていないときは、Ｘ1＝Ｘ2＝０となり、Ｘ＝Ｘ0となる
が、 入力信号の中心周波数が低い方にずれたときは、
Ｘ1≠０となり、入力信号の入力信号の中心周波数が高
い方にずれたときは、Ｘ2≠０となる。
ていないときは、Ｘ1＝Ｘ2＝０となり、Ｘ＝Ｘ0となる
が、 入力信号の中心周波数が低い方にずれたときは、
Ｘ1≠０となり、入力信号の入力信号の中心周波数が高
い方にずれたときは、Ｘ2≠０となる。
【００２８】いま、図３（Ｃ）に対応するように、前記
図２のデータセレクタ１４６をＮカウントを行うカウン
タ１４４のカウント値に応じて次式の値Ｓiを出力する
ようにする。
図２のデータセレクタ１４６をＮカウントを行うカウン
タ１４４のカウント値に応じて次式の値Ｓiを出力する
ようにする。
【００２９】
【数３】 このデータセレクタ１４６の出力Ｓiを乗算器１４７で
各周波数成分毎に入力Ｘの絶対値｜ａ（ｆi）｜と乗算
し、その乗算結果を累積加算器１４８により累積加算
し、また、データパルスで累積加算器１４８をリセット
することにより、次式で表される入力信号の中心周波数
のずれに応じた信号Ｙを出力端子１４９へ出力すること
ができる。
各周波数成分毎に入力Ｘの絶対値｜ａ（ｆi）｜と乗算
し、その乗算結果を累積加算器１４８により累積加算
し、また、データパルスで累積加算器１４８をリセット
することにより、次式で表される入力信号の中心周波数
のずれに応じた信号Ｙを出力端子１４９へ出力すること
ができる。
【００３０】
【数４】 （５）式より明らかなように、Ｙの値の大きさは、入力
信号の中心周波数の周波数ずれの大きさに比例した値と
なり、また、その極性は入力信号の中心周波数が低い方
にずれたときには、Ｙ＜０となり、入力信号の中心周波
数が高い方にずれたときには、Ｙ＞０となる。
信号の中心周波数の周波数ずれの大きさに比例した値と
なり、また、その極性は入力信号の中心周波数が低い方
にずれたときには、Ｙ＜０となり、入力信号の中心周波
数が高い方にずれたときには、Ｙ＞０となる。
【００３１】これにより、局部発振周波数信号発生器１
５は、周波数ずれ検出器１４の出力信号Ｙに基づいて、
周波数変換器１２の出力信号の周波数スペクトラムが図
３（Ｂ）になるように、局部発振周波数信号の周波数を
変化させる。このとき、局部発振周波数信号の周波数変
化量は周波数ずれ検出器１４の出力信号の帯域幅に１対
応し、周波数変化方向は周波数ずれ検出器１４の出力信
号の極性に対応する。すなわち、局部発振周波数信号発
生器１５の制御入力をＶ i、局部発振周波数をｆL、αを
正の比例定数とし、更に、 ｆL＝α（Ｖi−Ｖ0）＋ｆX （６） とすると、次式が得られる。
５は、周波数ずれ検出器１４の出力信号Ｙに基づいて、
周波数変換器１２の出力信号の周波数スペクトラムが図
３（Ｂ）になるように、局部発振周波数信号の周波数を
変化させる。このとき、局部発振周波数信号の周波数変
化量は周波数ずれ検出器１４の出力信号の帯域幅に１対
応し、周波数変化方向は周波数ずれ検出器１４の出力信
号の極性に対応する。すなわち、局部発振周波数信号発
生器１５の制御入力をＶ i、局部発振周波数をｆL、αを
正の比例定数とし、更に、 ｆL＝α（Ｖi−Ｖ0）＋ｆX （６） とすると、次式が得られる。
【００３２】
【数５】 従って、周波数ずれ検出器１４の出力信号Ｙを時間平均
し、制御入力Ｖ iを次式
し、制御入力Ｖ iを次式
【００３３】
【数６】 とすると、入力信号の中心周波数が高い方にずれたとき
はｆL＞ｆXとなり、入力信号の中心周波数が低い方にず
れたときはｆL＜ｆXとなり、入力信号の中心周波数のず
れに応じて、局部発振周波数信号発生器１５の出力局部
発振周波数ｆLもずれ、周波数変換器１２の出力信号を
常に一定の周波数ｆ0を中心に分布させることができ
る。このようにして、本実施例によれば、局部発振周波
数信号発生器１５の出力信号の周波数を、入力信号の周
波数変化に追従させることができる。
はｆL＞ｆXとなり、入力信号の中心周波数が低い方にず
れたときはｆL＜ｆXとなり、入力信号の中心周波数のず
れに応じて、局部発振周波数信号発生器１５の出力局部
発振周波数ｆLもずれ、周波数変換器１２の出力信号を
常に一定の周波数ｆ0を中心に分布させることができ
る。このようにして、本実施例によれば、局部発振周波
数信号発生器１５の出力信号の周波数を、入力信号の周
波数変化に追従させることができる。
【００３４】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図４は本発明の第２実施例のブロック図を示す。同
図において、入力端子２１に入力された入力信号はＡ／
Ｄ変換器２２に供給され、ここでアナログ−ディジタル
変換された後ディジタル周波数変換器２３に供給され
る。このディジタル周波数変換器２３はディジタル周波
数ずれ検出器２５よりの周波数制御データとＡ／Ｄ変換
器２２よりの入力データとをディジタル信号処理により
周波数変換して、図３（Ｂ）に示したような周波数スペ
クトラムの周波数変換データを生成出力する。
る。図４は本発明の第２実施例のブロック図を示す。同
図において、入力端子２１に入力された入力信号はＡ／
Ｄ変換器２２に供給され、ここでアナログ−ディジタル
変換された後ディジタル周波数変換器２３に供給され
る。このディジタル周波数変換器２３はディジタル周波
数ずれ検出器２５よりの周波数制御データとＡ／Ｄ変換
器２２よりの入力データとをディジタル信号処理により
周波数変換して、図３（Ｂ）に示したような周波数スペ
クトラムの周波数変換データを生成出力する。
【００３５】この周波数変換データは出力端子２６へ出
力される一方、フーリエ変換器２４に供給され、前記フ
ーリエ変換器１３と同様のフーリエ変換をディジタル信
号処理により行われた後、ディジタル周波数ずれ検出器
２５に入力されて周波数ずれに応じた図３（Ｄ）あるい
は同図（Ｇ）に示す周波数スペクトラムの周波数ずれに
応じた極性と帯域幅の周波数ずれ検出データに変換され
る。この周波数ずれ検出データは周波数制御データとし
てディジタル周波数変換器２３に供給される。これによ
り、本実施例も第１実施例と同様に、ディジタル周波数
変換器２３の出力データの中心周波数が所定の周波数と
なるように追従制御ができる。
力される一方、フーリエ変換器２４に供給され、前記フ
ーリエ変換器１３と同様のフーリエ変換をディジタル信
号処理により行われた後、ディジタル周波数ずれ検出器
２５に入力されて周波数ずれに応じた図３（Ｄ）あるい
は同図（Ｇ）に示す周波数スペクトラムの周波数ずれに
応じた極性と帯域幅の周波数ずれ検出データに変換され
る。この周波数ずれ検出データは周波数制御データとし
てディジタル周波数変換器２３に供給される。これによ
り、本実施例も第１実施例と同様に、ディジタル周波数
変換器２３の出力データの中心周波数が所定の周波数と
なるように追従制御ができる。
【００３６】ところで、本発明はフーリエ変換により周
波数変換後の信号を周波数軸上の信号に変換しているた
め、特に多数の直交する搬送波を使用し、各搬送波をＰ
ＳＫやＱＡＭで変調する直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の伝送
系では復調器内部に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術を
使用していることから、このＯＦＤＭ方式の復調器に適
用して好適である。図５及び図６はそれぞれこのＯＦＤ
Ｍ方式の復調器に適用した本発明の第３及び第４実施例
のブロック図を示す。
波数変換後の信号を周波数軸上の信号に変換しているた
め、特に多数の直交する搬送波を使用し、各搬送波をＰ
ＳＫやＱＡＭで変調する直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉ
ｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の伝送
系では復調器内部に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術を
使用していることから、このＯＦＤＭ方式の復調器に適
用して好適である。図５及び図６はそれぞれこのＯＦＤ
Ｍ方式の復調器に適用した本発明の第３及び第４実施例
のブロック図を示す。
【００３７】図５の本発明の第３実施例のブロック図に
おいて、図１と同一構成部分には同一符号を付してあ
る。図５において、ＯＦＤＭ伝送系を経てディジタル移
動通信装置で受信された受信信号は入力端子３１を介し
て直交復調器３２に供給され、ここで局部発振周波数信
号発生器１５よりの局部発振周波数信号と周波数変換さ
れてベースバンドの復調信号に変換された後、Ａ／Ｄ変
換器３３に供給されてアナログ−ディジタル変換され
る。
おいて、図１と同一構成部分には同一符号を付してあ
る。図５において、ＯＦＤＭ伝送系を経てディジタル移
動通信装置で受信された受信信号は入力端子３１を介し
て直交復調器３２に供給され、ここで局部発振周波数信
号発生器１５よりの局部発振周波数信号と周波数変換さ
れてベースバンドの復調信号に変換された後、Ａ／Ｄ変
換器３３に供給されてアナログ−ディジタル変換され
る。
【００３８】Ａ／Ｄ変換器３３より取り出されたディジ
タル復調データは時間軸上のデータであるが、ＦＦＴ部
３４に供給されて周波数軸上のデータに変換されて出力
端子３５へ出力される一方、周波数ずれ検出器１４に供
給される。周波数ずれ検出器１４は図１と共に説明した
ように、周波数ずれに対応した極性及び帯域の周波数制
御信号を生成してこれを局部発振周波数信号発生器１５
に供給し、その出力局部発振周波数信号を入力信号周波
数の変化に追従させ、入力信号の周波数ずれを補正す
る。
タル復調データは時間軸上のデータであるが、ＦＦＴ部
３４に供給されて周波数軸上のデータに変換されて出力
端子３５へ出力される一方、周波数ずれ検出器１４に供
給される。周波数ずれ検出器１４は図１と共に説明した
ように、周波数ずれに対応した極性及び帯域の周波数制
御信号を生成してこれを局部発振周波数信号発生器１５
に供給し、その出力局部発振周波数信号を入力信号周波
数の変化に追従させ、入力信号の周波数ずれを補正す
る。
【００３９】次に、本発明の第４実施例について図６と
共に説明する。図６は本発明の第４実施例のブロック図
で、図４と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図６に示す第４実施例は周波数制御データ
をディジタル周波数変換器２３に入力する場合の実施例
で、ＯＦＤＭ伝送系を経てディジタル移動通信装置で受
信された受信信号は入力端子４１を介して直交復調器４
２に供給され、ここで局部発振周波数信号発生器４３よ
りの局部発振周波数信号によって周波数変換される。な
お、直交復調器４２は直交変調器と逆操作をする回路
で、アナログの周波数変換器の一種であり、変調波の復
調は、後段のＡ／Ｄ変換器２２、ＦＦＴ部４４による処
理だけでなく、それ以降の各周波数データの検波部も含
めた回路で行われる。
共に説明する。図６は本発明の第４実施例のブロック図
で、図４と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。図６に示す第４実施例は周波数制御データ
をディジタル周波数変換器２３に入力する場合の実施例
で、ＯＦＤＭ伝送系を経てディジタル移動通信装置で受
信された受信信号は入力端子４１を介して直交復調器４
２に供給され、ここで局部発振周波数信号発生器４３よ
りの局部発振周波数信号によって周波数変換される。な
お、直交復調器４２は直交変調器と逆操作をする回路
で、アナログの周波数変換器の一種であり、変調波の復
調は、後段のＡ／Ｄ変換器２２、ＦＦＴ部４４による処
理だけでなく、それ以降の各周波数データの検波部も含
めた回路で行われる。
【００４０】直交復調器４２より取り出された信号はＡ
／Ｄ変換器２２によりディジタル復調データに変換され
た後、ディジタル周波数変換器２３を介してＦＦＴ部４
４に供給されて周波数軸上のデータに変換される。ＦＦ
Ｔ部４４の出力データは２分配され、一方は出力端子４
５へ出力され、他方は周波数ずれ検出器２５に供給され
て周波数ずれに対応した極性及び帯域の周波数制御デー
タを生成してこれをディジタル周波数変換器２３に供給
する。
／Ｄ変換器２２によりディジタル復調データに変換され
た後、ディジタル周波数変換器２３を介してＦＦＴ部４
４に供給されて周波数軸上のデータに変換される。ＦＦ
Ｔ部４４の出力データは２分配され、一方は出力端子４
５へ出力され、他方は周波数ずれ検出器２５に供給され
て周波数ずれに対応した極性及び帯域の周波数制御デー
タを生成してこれをディジタル周波数変換器２３に供給
する。
【００４１】本実施例によれば、Ａ／Ｄ変換器２２とＦ
ＦＴ部４４との間に配置されたディジタル周波数変換器
２３に、周波数ずれ検出器２５の出力周波数制御データ
を入力することにより、入力信号周波数の変化に追従す
ることができる。
ＦＴ部４４との間に配置されたディジタル周波数変換器
２３に、周波数ずれ検出器２５の出力周波数制御データ
を入力することにより、入力信号周波数の変化に追従す
ることができる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
周波数変換後の入力信号をフーリエ変換器によりフーリ
エ変換することで周波数軸上の信号に変換し、そのフー
リエ変換器の出力信号を周波数ずれ検出器に入力するこ
とにより、送受信器間の周波数のずれを直接的に検出す
るようにしているため、送受信器間の周波数ずれが大き
い場合でも同期状態に引き込むことができ、送受信器の
局部発振周波数信号発生器の精度及び周波数安定度を高
めずとも良いので、安価な構成とすることができる。
周波数変換後の入力信号をフーリエ変換器によりフーリ
エ変換することで周波数軸上の信号に変換し、そのフー
リエ変換器の出力信号を周波数ずれ検出器に入力するこ
とにより、送受信器間の周波数のずれを直接的に検出す
るようにしているため、送受信器間の周波数ずれが大き
い場合でも同期状態に引き込むことができ、送受信器の
局部発振周波数信号発生器の精度及び周波数安定度を高
めずとも良いので、安価な構成とすることができる。
【００４３】また、本発明ではフーリエ変換器を用いて
いるため、復調器内部に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技
術を使用しているＯＦＤＭ方式の復調器に適用して好適
であり、よって、ＯＦＤＭ方式のディジタル移動通信装
置の信頼性向上に寄与するところ大である。
いるため、復調器内部に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技
術を使用しているＯＦＤＭ方式の復調器に適用して好適
であり、よって、ＯＦＤＭ方式のディジタル移動通信装
置の信頼性向上に寄与するところ大である。
【図１】本発明の第１実施例のブロック図である。
【図２】周波数ずれ検出器の一例のブロック図である。
【図３】図１の各部の信号の周波数スペクトラムを示す
図である。
図である。
【図４】本発明の第２実施例のブロック図である。
【図５】本発明の第３実施例のブロック図である。
【図６】本発明の第４実施例のブロック図である。
【図７】従来の一例のブロック図である。
１１、２１ 入力端子 １２ 周波数変換器 １３、２４ フーリエ変換器 １４ 周波数ずれ検出器 １５、４３ 局部発振周波数信号発生器 ２２、３３ Ａ／Ｄ変換器 ２３ ディジタル周波数変換器 ２５ ディジタル周波数ずれ検出器 ３２、４２ 直交復調器 ３４、４４ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
Claims (3)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重方式で変調された変
調波を局部発振周波数信号によって周波数変換する周波
数変換器と、 該周波数変換器の出力信号をフーリエ変換して周波数軸
上の信号に変換するフーリエ変換器と、 該フーリエ変換器の出力信号に基づき、該周波数変換器
の出力信号の周波数ずれの大きさに対応した帯域で、か
つ、周波数ずれ方向に応じた極性の周波数制御信号又は
周波数制御データを生成出力する周波数ずれ検出器と、 該周波数ずれ検出器の出力周波数制御信号又は周波数制
御データにより前記周波数変換器の出力信号の周波数ず
れを補正するように、周波数を変化させて発生した前記
局部発振周波数信号を前記周波数変換器へ出力する局部
発振周波数信号発生器とを有することを特徴とする自動
周波数制御装置。 - 【請求項２】 直交周波数分割多重方式で変調された変
調波を局部発振周波数信号に基づいて復調する直交復調
器と、 該直交復調器の出力復調信号をディジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器の出力データを周波数軸上のデータに変
換する高速フーリエ変換部と、 該高速フーリエ変換部の出力データを入力信号として受
け、該直交復調器の出力復調信号の周波数ずれの大きさ
に対応した帯域で、かつ、周波数ずれ方向に応じた極性
を示す周波数制御データを生成出力する周波数ずれ検出
器と、 該周波数ずれ検出器の出力周波数制御データにより前記
直交復調器の出力復調信号の周波数ずれを補正するよう
に、周波数を変化させて発生した前記局部発振周波数信
号を前記直交復調器へ出力する局部発振周波数信号発生
器とを有することを特徴とする自動周波数制御装置。 - 【請求項３】 直交周波数分割多重方式で変調された変
調波を復調する直交復調回路部と、 該直交復調回路部の出力復調信号をディジタルデータに
変換するＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換器の出力データを周波数制御データによっ
て周波数変換するディジタル周波数変換器と、 該ディジタル周波数変換器の出力データを周波数軸上の
データに変換する高速フーリエ変換部と、 該高速フーリエ変換部の出力データを入力信号として受
け、該ディジタル周波数変換器の出力データの周波数ず
れの大きさに対応した帯域で、かつ、周波数ずれ方向に
応じた極性を示す前記周波数制御データを生成して前記
ディジタル周波数変換器へ出力する周波数ずれ検出器と
を有することを特徴とする自動周波数制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6030895A JP2885052B2 (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | 自動周波数制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6030895A JP2885052B2 (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | 自動周波数制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221805A JPH07221805A (ja) | 1995-08-18 |
| JP2885052B2 true JP2885052B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=12316473
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6030895A Expired - Fee Related JP2885052B2 (ja) | 1994-02-02 | 1994-02-02 | 自動周波数制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2885052B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3639839B2 (ja) * | 2003-02-03 | 2005-04-20 | 株式会社数理設計研究所 | スペクトラム拡散方式の通信装置、及び、その高速同期確立法 |
| ES2294631T3 (es) * | 2005-02-25 | 2008-04-01 | Nemerix Sa | Discriminador de frecuencia lineal half bin. |
| KR100688329B1 (ko) * | 2005-05-30 | 2007-03-02 | 가부시키가이샤 수우리 섹케이 겐큐쇼 | 스펙트럼 확산방식의 통신장치, 및, 그 고속동기 확립법 |
| EP1837994B1 (en) * | 2006-03-22 | 2009-12-02 | Qualcomm Incorporated | Wideband frequency discriminator and radiolocalization receiver |
| JP2010193195A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Toshiba Corp | 周波数誤差検出回路及び周波数誤差検出方法 |
-
1994
- 1994-02-02 JP JP6030895A patent/JP2885052B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07221805A (ja) | 1995-08-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |