JP3088894B2 - データ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、位相変調方式のディジ
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を幅広く自動修正
できるように構成したものである。
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を幅広く自動修正
できるように構成したものである。
【０００２】
【従来の技術】４値の位相変調方式であるπ／４シフト
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、各位相差の余弦と正弦とがそれぞ
れ０または１の２値情報を表わす。従って、１つの位相
差により、（０，０）（１，０）（０，１）または
（１，１）のいずれかの情報を伝えることができる。
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、各位相差の余弦と正弦とがそれぞ
れ０または１の２値情報を表わす。従って、１つの位相
差により、（０，０）（１，０）（０，１）または
（１，１）のいずれかの情報を伝えることができる。
【０００３】この位相差△φの信号点は、Ｉ軸を横軸、
Ｑ軸を縦軸に表示した位相ダイヤグラムにおいて、図６
の黒丸と重なる位置に表示される。各信号点に付された
矢印は、次の信号の遷移方向を示している。つまり、現
在の位相差△φがπ／４であるときは、次の位相差△φ
として、より大きい３π／４を取ることもできれば、よ
り小さい−π／４または−３π／４を取ることもでき
る。これに対して、現在の位相差△φが３π／４のとき
は、次の位相差△φとして、π／４、−π／４または−
３π／４に取ることはできるが、より大きい位相差を取
ることはできず、また、現在の位相差△φが−３π／４
のときは、次の位相差△φとして、−π／４、π／４ま
たは３π／４を取ることはできるが、さらに小さい位相
差を取ることはできない。
Ｑ軸を縦軸に表示した位相ダイヤグラムにおいて、図６
の黒丸と重なる位置に表示される。各信号点に付された
矢印は、次の信号の遷移方向を示している。つまり、現
在の位相差△φがπ／４であるときは、次の位相差△φ
として、より大きい３π／４を取ることもできれば、よ
り小さい−π／４または−３π／４を取ることもでき
る。これに対して、現在の位相差△φが３π／４のとき
は、次の位相差△φとして、π／４、−π／４または−
３π／４に取ることはできるが、より大きい位相差を取
ることはできず、また、現在の位相差△φが−３π／４
のときは、次の位相差△φとして、−π／４、π／４ま
たは３π／４を取ることはできるが、さらに小さい位相
差を取ることはできない。
【０００４】一方、受信側は、同期検波により受信信号
の変調位相を求め、その変調位相のシンボル間における
位相差△φを検出して、送られた情報を取出す。このと
き、受信した変調信号の中心周波数と同期検波に用いる
局部発振器の発振周波数との間に周波数誤差△ｆが存在
する場合には、検出した位相差に位相誤差θｅが含まれ
る。そのため、データ受信装置には、この位相誤差θｅ
を補償する手段が設けられており、この補償により、復
号における誤り率の改善が図られている。
の変調位相を求め、その変調位相のシンボル間における
位相差△φを検出して、送られた情報を取出す。このと
き、受信した変調信号の中心周波数と同期検波に用いる
局部発振器の発振周波数との間に周波数誤差△ｆが存在
する場合には、検出した位相差に位相誤差θｅが含まれ
る。そのため、データ受信装置には、この位相誤差θｅ
を補償する手段が設けられており、この補償により、復
号における誤り率の改善が図られている。
【０００５】この種の従来のデータ受信装置は、図５に
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力を基に受信信号のシンボル間の変調位相差の余弦
と正弦とを求め、各々同相成分Ｉおよび直交成分Ｑとし
て出力するベースバンド遅延検波回路12と、ベースバン
ド遅延検波回路12の出力からビット・タイミングを再生
するタイミング再生回路14と、ベースバンド遅延検波回
路12から出力された変調位相差の同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに含まれている位相誤差θｅの成分を除く自動周
波数制御回路15と、自動周波数制御回路15から出力され
た同相出力Ｉｅまたは直交出力Ｑｅに基づいて２値情報
を判定する判定器16、17と、判定器16、17の出力をシリ
アルデータに変換する並列直列変換器19と、並列直列変
換器19の出力を受信データとして出力する受信データ出
力端子20とを備えている。
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力を基に受信信号のシンボル間の変調位相差の余弦
と正弦とを求め、各々同相成分Ｉおよび直交成分Ｑとし
て出力するベースバンド遅延検波回路12と、ベースバン
ド遅延検波回路12の出力からビット・タイミングを再生
するタイミング再生回路14と、ベースバンド遅延検波回
路12から出力された変調位相差の同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに含まれている位相誤差θｅの成分を除く自動周
波数制御回路15と、自動周波数制御回路15から出力され
た同相出力Ｉｅまたは直交出力Ｑｅに基づいて２値情報
を判定する判定器16、17と、判定器16、17の出力をシリ
アルデータに変換する並列直列変換器19と、並列直列変
換器19の出力を受信データとして出力する受信データ出
力端子20とを備えている。
【０００６】Ａ／Ｄ変換器10、11は、ローパスフィルタ
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。
【０００７】また、自動周波数制御回路15は、タイミン
グ再生回路14の出力するビット・タイミング信号に同期
してベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力Ｉおよ
び直交成分出力Ｑを取込み、判定器18の出力を参照しな
がら、受信した被変調信号の中心周波数と局部発振器４
の発振周波数との周波数誤差△ｆに起因してベースバン
ド遅延検波回路12の各出力に生じている位相誤差θｅを
補償する。
グ再生回路14の出力するビット・タイミング信号に同期
してベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力Ｉおよ
び直交成分出力Ｑを取込み、判定器18の出力を参照しな
がら、受信した被変調信号の中心周波数と局部発振器４
の発振周波数との周波数誤差△ｆに起因してベースバン
ド遅延検波回路12の各出力に生じている位相誤差θｅを
補償する。
【０００８】図６は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変
調波信号から求めたシンボル間における変調位相差△φ
を表わす位相ダイアグラムであり、位相誤差θｅがゼロ
の場合を示している。また、図７の位相ダイアグラム
は、受信した被変調信号の中心周波数と直交検波部の局
部発振器４の発振周波数との間に周波数誤差△ｆがある
ために位相誤差θｅが生じているときの変調位相差を表
わしている。
調波信号から求めたシンボル間における変調位相差△φ
を表わす位相ダイアグラムであり、位相誤差θｅがゼロ
の場合を示している。また、図７の位相ダイアグラム
は、受信した被変調信号の中心周波数と直交検波部の局
部発振器４の発振周波数との間に周波数誤差△ｆがある
ために位相誤差θｅが生じているときの変調位相差を表
わしている。
【０００９】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝１／ＴS ＝Ｍ
ｆR （Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出
力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）は次の式（１）、（２）のよ
うになる。 Ｘ(ｋＴS）＝ｃｏｓ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ｓｉｎ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴS）は受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相であり、Δｆは
この変調信号の中心周波数と局部発振器４の発振周波数
との間の周波数誤差である。
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝１／ＴS ＝Ｍ
ｆR （Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出
力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）は次の式（１）、（２）のよ
うになる。 Ｘ(ｋＴS）＝ｃｏｓ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ｓｉｎ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴS）は受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相であり、Δｆは
この変調信号の中心周波数と局部発振器４の発振周波数
との間の周波数誤差である。
【００１０】ベースバンド遅延検波回路12は、Ａ／Ｄ変
換器10、11の出力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS)と、その１シ
ンボル前の出力Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS）、Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS）と
を用いて、次の式（３）、（４）の演算を行なう。 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） この式（３）は、変調位相を表わす位相ダイアグラムの
同一円周上に位置する２点、つまり、点（Ｘ(ｋＴS)，
Ｙ(ｋＴS)）および点（Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS），Ｙ((ｋ−Ｍ)
ＴS））、の間の位相差の余弦を演算しており、また、
式（４）は、その位相差の正弦を演算している。
換器10、11の出力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS)と、その１シ
ンボル前の出力Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS）、Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS）と
を用いて、次の式（３）、（４）の演算を行なう。 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） この式（３）は、変調位相を表わす位相ダイアグラムの
同一円周上に位置する２点、つまり、点（Ｘ(ｋＴS)，
Ｙ(ｋＴS)）および点（Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS），Ｙ((ｋ−Ｍ)
ＴS））、の間の位相差の余弦を演算しており、また、
式（４）は、その位相差の正弦を演算している。
【００１１】この演算の結果、ベースバンド遅延検波回
路12は、次の式（５）、（６）で示すように、受信した
π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦お
よび正弦を、それぞれ同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出
力Ｑ(ｋＴS）として出力することになる。
路12は、次の式（５）、（６）で示すように、受信した
π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦お
よび正弦を、それぞれ同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出
力Ｑ(ｋＴS）として出力することになる。
【００１２】 Ｉ(ｋＴS）＝ｃｏｓ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ） （５） Ｑ(ｋＴS）＝ｓｉｎ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ） （６） このΔφ(ｋＴS）は、式（７）で表される本来の変調位
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS) （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS) （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）
【００１３】なお、π／４シフトＱＰＳＫ変調では、送
信側は変調位相差Δφとして±π／４または±３π／４
を送信するので、受信信号の識別時点での変調位相差Δ
φ（ｋＴS)は、式（５）（６）より、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上で図６
の黒丸の信号点によって表わされる。また、θｅ≠０
（Δｆ≠０）の時は、図７に示すように、位相ダイアグ
ラム上で変調位相差に対して一定の位相誤差θｅが生じ
る。その結果、判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズ
マージンが減少し、ノイズによっては判定境界を乗越え
る場合が生じるため、受信データの誤り率特性が劣化し
てしまう。
信側は変調位相差Δφとして±π／４または±３π／４
を送信するので、受信信号の識別時点での変調位相差Δ
φ（ｋＴS)は、式（５）（６）より、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上で図６
の黒丸の信号点によって表わされる。また、θｅ≠０
（Δｆ≠０）の時は、図７に示すように、位相ダイアグ
ラム上で変調位相差に対して一定の位相誤差θｅが生じ
る。その結果、判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズ
マージンが減少し、ノイズによっては判定境界を乗越え
る場合が生じるため、受信データの誤り率特性が劣化し
てしまう。
【００１４】自動周波数制御回路15は、このΔｆに起因
する位相誤差θｅを補償し、ベースバンド遅延検波回路
12の出力を各象限の判定点である（２ｎ＋１）・π／４
（ｎ：整数）の信号点に変換する動作を行なう。自動周
波数制御回路15は、先ず、タイミング再生回路14で再生
されたビット・タイミング信号に同期して、識別時点で
のベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎＴ)およびＱ
(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路15の出力Ｉｅ(ｎ
Ｔ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑ
ｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にするための演算
を次式によって行なう。
する位相誤差θｅを補償し、ベースバンド遅延検波回路
12の出力を各象限の判定点である（２ｎ＋１）・π／４
（ｎ：整数）の信号点に変換する動作を行なう。自動周
波数制御回路15は、先ず、タイミング再生回路14で再生
されたビット・タイミング信号に同期して、識別時点で
のベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎＴ)およびＱ
(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路15の出力Ｉｅ(ｎ
Ｔ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑ
ｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にするための演算
を次式によって行なう。
【００１５】 ＷＸ(ｎＴ） ＝Ｅ［Ｉd(nＴ)Ｉ(nＴ)＋Ｑd(nＴ)Ｑ(nＴ)］／Ｅ［Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2］ （９） ＷＹ(ｎＴ） ＝Ｅ［Ｉd(nＴ)Ｑ(nＴ)−Ｑd(nＴ)Ｉ(nＴ)］／Ｅ［Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2］ （１０） Ｉe(nＴ)＝Ｉ(nＴ)ＷＸ(nＴ)＋Ｑ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１１） Ｑe(nＴ)＝Ｑ(nＴ)ＷＸ(nＴ)−Ｉ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１２） 但し、式（９）、（１０）におけるＥ［・］は平均値演
算を示す。これらの式におけるＷＸ(ｎＴ)は位相誤差θ
ｅの余弦に、また、ＷＹ(ｎＴ)は位相誤差θｅの正弦に
相当しており、式（１１）（１２）では、位相ダイアグ
ラム上の点（Ｉ(ｎＴ)，Ｑ(ｎＴ)）を位相誤差θｅと逆
方向にθｅだけ回転したときの同相成分および直交成分
を求めていることになる。
算を示す。これらの式におけるＷＸ(ｎＴ)は位相誤差θ
ｅの余弦に、また、ＷＹ(ｎＴ)は位相誤差θｅの正弦に
相当しており、式（１１）（１２）では、位相ダイアグ
ラム上の点（Ｉ(ｎＴ)，Ｑ(ｎＴ)）を位相誤差θｅと逆
方向にθｅだけ回転したときの同相成分および直交成分
を求めていることになる。
【００１６】この時、受信した変調信号の中心周波数と
局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜Δｆ
｜＜ｆR ／８であるならば、位相誤差θｅは式（８）よ
り｜θｅ｜＜π／４となるので、判定器16、17は、図７
のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当初から定常的な
判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)またはＱｄ(ｎＴ)を
出力することができる。そのため、式（９）および（１
０）から、適切なＷＸ(ｎＴ)およびＷＹ(ｎＴ)を求める
ことができ、自動周波数制御回路15は、式（１１）およ
び（１２）を用いて、位相誤差θｅを補償した同相成分
Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ(ｎＴ)を出力することが
できる。また、判定器18は、それを受けて、さらに誤り
を含まない判定結果を出力することができる。
局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜Δｆ
｜＜ｆR ／８であるならば、位相誤差θｅは式（８）よ
り｜θｅ｜＜π／４となるので、判定器16、17は、図７
のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当初から定常的な
判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)またはＱｄ(ｎＴ)を
出力することができる。そのため、式（９）および（１
０）から、適切なＷＸ(ｎＴ)およびＷＹ(ｎＴ)を求める
ことができ、自動周波数制御回路15は、式（１１）およ
び（１２）を用いて、位相誤差θｅを補償した同相成分
Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ(ｎＴ)を出力することが
できる。また、判定器18は、それを受けて、さらに誤り
を含まない判定結果を出力することができる。
【００１７】このように、自動周波数制御回路15を備え
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆR ／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
できる。
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆR ／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
できる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のデータ
受信装置では、受信した変調信号の中心周波数と局部発
振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜
Δｆ｜＜ｆR／４（ｆR：シンボルレート）である場合に
は、ベースバンド遅延検波回路12の出力における位相誤
差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図７の
Ｉ，Ｑ平面上において、識別時点の信号点の存在する象
限が、本来の信号点のある象限から移ってしまい、Ｉ軸
およびＱ軸を判定閾値とする判定器16、17は、当初から
定常的な判定誤りを生じることになる。そのため、自動
周波数制御回路15は、位相誤差θｅの余弦に相当するＷ
Ｘ(ｎＴ)や正弦に相当するＷＹ(ｎＴ)を正しく得ること
ができず、誤った方向への位相補償を行なってしまう。
その結果、受信データの誤り率特性が著しく劣化すると
いう問題点がある。
受信装置では、受信した変調信号の中心周波数と局部発
振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜
Δｆ｜＜ｆR／４（ｆR：シンボルレート）である場合に
は、ベースバンド遅延検波回路12の出力における位相誤
差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図７の
Ｉ，Ｑ平面上において、識別時点の信号点の存在する象
限が、本来の信号点のある象限から移ってしまい、Ｉ軸
およびＱ軸を判定閾値とする判定器16、17は、当初から
定常的な判定誤りを生じることになる。そのため、自動
周波数制御回路15は、位相誤差θｅの余弦に相当するＷ
Ｘ(ｎＴ)や正弦に相当するＷＹ(ｎＴ)を正しく得ること
ができず、誤った方向への位相補償を行なってしまう。
その結果、受信データの誤り率特性が著しく劣化すると
いう問題点がある。
【００１９】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、ベースバン
ド遅延検波回路の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θ
ｅが生じる場合でも、それを補償することができる、広
い自動周波数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供す
ることを目的としている。
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、ベースバン
ド遅延検波回路の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θ
ｅが生じる場合でも、それを補償することができる、広
い自動周波数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供す
ることを目的としている。
【００２０】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、受
信した被変調信号の直交検波に使用する局部発振器と、
被変調信号の変調位相差における余弦および正弦を同相
成分および直交成分として出力するベースバンド遅延検
波回路と、被変調信号の中心周波数と局部発振器の発振
周波数との間の周波数差に起因して前記同相成分および
直交成分に生じる位相誤差θｅを補償する自動周波数制
御回路と、自動周波数制御回路の出力を判定する判定器
とを備えるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信
装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力に生じ
ている位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼ
ロクロスの情報を用いて判定するゼロクロス判定手段
と、前記ゼロクロス判定手段が位相誤差θｅの大きさを
π／４≦｜θｅ｜と判定したときに判定器の出力データ
を位相誤差θｅの向きと逆方向にπＫ／４（Ｋは整数）
シフトしたデータに置換するデータ置換手段とを設けて
いる。
信した被変調信号の直交検波に使用する局部発振器と、
被変調信号の変調位相差における余弦および正弦を同相
成分および直交成分として出力するベースバンド遅延検
波回路と、被変調信号の中心周波数と局部発振器の発振
周波数との間の周波数差に起因して前記同相成分および
直交成分に生じる位相誤差θｅを補償する自動周波数制
御回路と、自動周波数制御回路の出力を判定する判定器
とを備えるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信
装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力に生じ
ている位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼ
ロクロスの情報を用いて判定するゼロクロス判定手段
と、前記ゼロクロス判定手段が位相誤差θｅの大きさを
π／４≦｜θｅ｜と判定したときに判定器の出力データ
を位相誤差θｅの向きと逆方向にπＫ／４（Ｋは整数）
シフトしたデータに置換するデータ置換手段とを設けて
いる。
【００２１】また、前記ゼロクロス判定手段が、位相ダ
イアグラムのＩ軸またはＱ軸を横切る（即ち、ゼロクロ
スする）信号の数に基づいて、位相誤差θｅの大きさの
範囲とその向きとを判定するように構成している。
イアグラムのＩ軸またはＱ軸を横切る（即ち、ゼロクロ
スする）信号の数に基づいて、位相誤差θｅの大きさの
範囲とその向きとを判定するように構成している。
【００２２】
【作用】そのため、位相誤差θｅがπ／４以上のときに
は、自動周波数制御回路は、従来の装置と同様の位相補
償を行ない、そのために判定器は、誤った判定データを
出力するが、この誤りは、データ置換手段が、ゼロクロ
ス判定手段の判定結果を使って訂正する。
は、自動周波数制御回路は、従来の装置と同様の位相補
償を行ない、そのために判定器は、誤った判定データを
出力するが、この誤りは、データ置換手段が、ゼロクロ
ス判定手段の判定結果を使って訂正する。
【００２３】ゼロクロス判定手段は、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式の信号点の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。
ＳＫ変調方式の信号点の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。
【００２４】
【実施例】本発明の実施例におけるデータ受信装置は、
図１に示すように、ベースバンド遅延検波回路12から出
力された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを取込み、それら
の成分で表わされる変調位相差に含まれている位相誤差
θｅの大きさおよびその正負を判定し、判定結果に従っ
て判定信号を出力するゼロクロス判定回路13と、判定信
号に応じて判定器16、17の出力データを置換するデータ
置換回路18とを備えている。その他の構成は、従来の装
置（図５）と変わりがない。
図１に示すように、ベースバンド遅延検波回路12から出
力された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを取込み、それら
の成分で表わされる変調位相差に含まれている位相誤差
θｅの大きさおよびその正負を判定し、判定結果に従っ
て判定信号を出力するゼロクロス判定回路13と、判定信
号に応じて判定器16、17の出力データを置換するデータ
置換回路18とを備えている。その他の構成は、従来の装
置（図５）と変わりがない。
【００２５】ゼロクロス判定回路13は、位相ダイアグラ
ムのＩ，Ｑ平面上においてベースバンド遅延検波回路12
から出力された変調位相差を表わす信号点が負のＩ軸を
横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸を横
切る回数をそれぞれカウントすることにより、位相誤差
θｅの大きさとその正負とを判定する。
ムのＩ，Ｑ平面上においてベースバンド遅延検波回路12
から出力された変調位相差を表わす信号点が負のＩ軸を
横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸を横
切る回数をそれぞれカウントすることにより、位相誤差
θｅの大きさとその正負とを判定する。
【００２６】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部およびベースバンド遅延検波回路12の動
作は従来の装置と同じである。いま、受信したπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／
Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝
１／ＴS ＝ＭｆR （Ｍ：正整数）、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力をそれぞれＸ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）とすると、 Ｘ(ｋＴS）＝ｃｏｓ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ｓｉｎ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） となる。ここで、φ(ｋＴS）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差
を表わす。
る。直交検波部およびベースバンド遅延検波回路12の動
作は従来の装置と同じである。いま、受信したπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／
Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝
１／ＴS ＝ＭｆR （Ｍ：正整数）、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力をそれぞれＸ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）とすると、 Ｘ(ｋＴS）＝ｃｏｓ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ｓｉｎ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） となる。ここで、φ(ｋＴS）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差
を表わす。
【００２７】ベースバンド遅延検波回路12は、Ａ／Ｄ変
換器10、11の出力から、 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） を演算し、同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出力Ｑ(ｋ
ＴS）として出力する。このＩ(ｋＴS）およびＱ(ｋ
ＴS）は、式（５）、（６）に示すように、受信したπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦およ
び正弦を表わしている。
換器10、11の出力から、 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） を演算し、同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出力Ｑ(ｋ
ＴS）として出力する。このＩ(ｋＴS）およびＱ(ｋ
ＴS）は、式（５）、（６）に示すように、受信したπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦およ
び正弦を表わしている。
【００２８】 Ｉ(ｋＴS）＝ｃｏｓ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ) （５） Ｑ(ｋＴS）＝ｓｉｎ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ) （６） このΔφ(ｋＴS）は、式（７）で表される送信された変
調位相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起
因する位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS） （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）
調位相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起
因する位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS） （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）
【００２９】さて、π／４シフトＱＰＳＫ変調における
受信信号の識別時点での変調位相差Δφ(ｋＴS）は、θ
ｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，
Ｑ平面上で図６の黒丸の信号点によって表わされる。こ
の図６から明らかなように、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場
合では、位相ダイアグラムの第２象限および第３象限に
おける信号点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だ
けに限られている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ
受信部によるノイズの影響を除いては、位相差の信号点
が負のＩ軸を横切ることはない。
受信信号の識別時点での変調位相差Δφ(ｋＴS）は、θ
ｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，
Ｑ平面上で図６の黒丸の信号点によって表わされる。こ
の図６から明らかなように、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場
合では、位相ダイアグラムの第２象限および第３象限に
おける信号点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だ
けに限られている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ
受信部によるノイズの影響を除いては、位相差の信号点
が負のＩ軸を横切ることはない。
【００３０】また、｜Δｆ｜＜ｆR ／８の周波数誤差Δ
ｆに起因して｜θｅ｜＜π／４の位相誤差θｅが生じて
いるときは、図７の位相ダイアグラムに示すように、受
信信号点と判定閾値（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズマー
ジンが減少する。ただ、この場合にも、ノイズの影響を
除いては、受信信号の位相差を表わす信号点が負のＩ軸
を定常的に横切ることはない。
ｆに起因して｜θｅ｜＜π／４の位相誤差θｅが生じて
いるときは、図７の位相ダイアグラムに示すように、受
信信号点と判定閾値（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズマー
ジンが減少する。ただ、この場合にも、ノイズの影響を
除いては、受信信号の位相差を表わす信号点が負のＩ軸
を定常的に横切ることはない。
【００３１】しかし、周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜Δ
ｆ｜＜ｆR／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図２に示すように、信号点の遷移経路が定常的に負
のＩ軸を横切るようになる。また、この時には、π／４
≦θｅ＜π／２であるならば、信号点の遷移経路が負の
Ｑ軸を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回数の方
が多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の場合に
は、逆に、信号点の遷移経路が負のＱ軸を横切る回数に
比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が少なくなる。
ｆ｜＜ｆR／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図２に示すように、信号点の遷移経路が定常的に負
のＩ軸を横切るようになる。また、この時には、π／４
≦θｅ＜π／２であるならば、信号点の遷移経路が負の
Ｑ軸を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回数の方
が多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の場合に
は、逆に、信号点の遷移経路が負のＱ軸を横切る回数に
比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が少なくなる。
【００３２】ゼロクロス判定回路13は、ベースバンド遅
延検波回路12の同相成分出力信号Ｉ(ｋＴS）および直交
成分出力信号Ｑ(ｋＴS）を取込み、これらの信号によっ
て表わされる位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上での信号
点が、負のＩ軸を横切る回数、正のＱ軸を横切る回数お
よび負のＱ軸を横切る回数をそれぞれカウントし、その
結果に従って３種類の判定信号ＤＥＳ(ｉ)（ｉ＝１，
２，３）を出力する。
延検波回路12の同相成分出力信号Ｉ(ｋＴS）および直交
成分出力信号Ｑ(ｋＴS）を取込み、これらの信号によっ
て表わされる位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上での信号
点が、負のＩ軸を横切る回数、正のＱ軸を横切る回数お
よび負のＱ軸を横切る回数をそれぞれカウントし、その
結果に従って３種類の判定信号ＤＥＳ(ｉ)（ｉ＝１，
２，３）を出力する。
【００３３】ゼロクロス判定回路13は、この処理を具体
的に次の手順で行なう。まず、Ｉ（ｋＴS)およびＱ(ｋ
ＴS）のサンプル値をＮ0個（Ｎ0：正整数）取込み、信
号点がＩ，Ｑ軸を横切る場合には、各サンプル値の間で
その軸に応じた符号反転が生じることを利用して、負の
Ｉ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸を横切る回数ＣＴ２
および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３をそれぞれ式（１
３）〜（１５）によって求める。ただし、サンプリング
周波数ｆS ＝１／ＴSはシンボルレートｆR に比べて十
分高いものとする。
的に次の手順で行なう。まず、Ｉ（ｋＴS)およびＱ(ｋ
ＴS）のサンプル値をＮ0個（Ｎ0：正整数）取込み、信
号点がＩ，Ｑ軸を横切る場合には、各サンプル値の間で
その軸に応じた符号反転が生じることを利用して、負の
Ｉ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸を横切る回数ＣＴ２
および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３をそれぞれ式（１
３）〜（１５）によって求める。ただし、サンプリング
周波数ｆS ＝１／ＴSはシンボルレートｆR に比べて十
分高いものとする。
【００３４】 ＣＴ１＝［Ｉ(ｋＴS)＜０：Ｑ(ｋＴS）Ｑ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数］ （１３） このＣＴ１は、Ｉ(ｋＴS）が負であり、且つ、Ｑ(ｋ
ＴS）の符号が反転する回数を表わしている。同様に、 ＣＴ２＝［Ｑ(ｋＴS)＞０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数］ （１４） ＣＴ３＝［Ｑ(ｋＴS)＜０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数］ （１５） を求める。この時、Ｎ1＜Ｎ0なる正整数Ｎ1 を閾値とし
て設定し、 ＣＴ１＜Ｎ1 （１６） であるならば、ゼロクロス判定回路13は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＤＥＳ
（１）を出力する。
ＴS）の符号が反転する回数を表わしている。同様に、 ＣＴ２＝［Ｑ(ｋＴS)＞０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数］ （１４） ＣＴ３＝［Ｑ(ｋＴS)＜０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数］ （１５） を求める。この時、Ｎ1＜Ｎ0なる正整数Ｎ1 を閾値とし
て設定し、 ＣＴ１＜Ｎ1 （１６） であるならば、ゼロクロス判定回路13は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＤＥＳ
（１）を出力する。
【００３５】また、 ［ＣＴ１≧Ｎ1］∩［ＣＴ２＞ＣＴ３］ （１７） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路13
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＤＥＳ（２）を出力する。
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路13
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＤＥＳ（２）を出力する。
【００３６】また、 ［ＣＴ１≧Ｎ1］∩［ＣＴ２＜ＣＴ３］ （１８） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ1 以上で、かつ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路13
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＤＥＳ（３）を出力する。
がＮ1 以上で、かつ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路13
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＤＥＳ（３）を出力する。
【００３７】一方、自動周波数制御回路15は、従来の装
置と同じように、ベースバンド遅延検波回路12から出力
された識別時点の信号を、その信号が存在する象限の判
定点である（２ｎ＋１）・π／４（ｎ：整数）に変換す
る動作を行なう。従って、図３に示すように、ベースバ
ンド遅延検波回路12の出力の信号点がＩ，Ｑ平面上のＡ
ｅに位置しているときは信号点Ｂの信号に変換し、同様
に、ＢｅはＣに、ＣｅはＤに、ＤｅはＡに変換する。
置と同じように、ベースバンド遅延検波回路12から出力
された識別時点の信号を、その信号が存在する象限の判
定点である（２ｎ＋１）・π／４（ｎ：整数）に変換す
る動作を行なう。従って、図３に示すように、ベースバ
ンド遅延検波回路12の出力の信号点がＩ，Ｑ平面上のＡ
ｅに位置しているときは信号点Ｂの信号に変換し、同様
に、ＢｅはＣに、ＣｅはＤに、ＤｅはＡに変換する。
【００３８】この変換の動作は、具体的に次のように行
なう。自動周波数制御回路15は、先ずタイミング再生回
路14で再生されたビット・タイミング信号に同期して、
識別時点でのベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎ
Ｔ)およびＱ(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路15の
出力Ｉｅ(ｎＴ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ
(ｎＴ)、Ｑｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にする
ための演算を次式によって行なう。
なう。自動周波数制御回路15は、先ずタイミング再生回
路14で再生されたビット・タイミング信号に同期して、
識別時点でのベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎ
Ｔ)およびＱ(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路15の
出力Ｉｅ(ｎＴ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ
(ｎＴ)、Ｑｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にする
ための演算を次式によって行なう。
【００３９】 ＷＸ(ｎＴ） ＝Ｅ［Ｉd(nＴ)Ｉ(nＴ)＋Ｑd(nＴ)Ｑ(nＴ)］／Ｅ［Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2］ （９） ＷＹ(ｎＴ） ＝Ｅ［Ｉd(nＴ)Ｑ(nＴ)−Ｑd(nＴ)Ｉ(nＴ)］／Ｅ［Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2］ （１０） Ｉe(nＴ)＝Ｉ(nＴ)ＷＸ(nＴ)＋Ｑ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１１） Ｑe(nＴ)＝Ｑ(nＴ)ＷＸ(nＴ)−Ｉ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１２） 但し、式（９）、（１０）におけるＥ［・］は平均値演
算を示す。
算を示す。
【００４０】この結果、自動周波数制御回路15は、ベー
スバンド遅延検波回路12の出力における位相誤差θｅが
｜θｅ｜＜π／４のときは、受信信号の変調位相差から
誤差分を除いたデータを出力するが、ベースバンド遅延
検波回路12の出力にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤
差θｅが生じているときには、本来の変調位相差△φか
らπ／２または−π／２シフトしたデータを出力するこ
とになる。自動周波数制御回路15がこうした補償を行な
うため、自動周波数制御回路15の出力を判定する判定器
16、17は、位相誤差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の
ときには誤った判定データを出力するが、この判定器1
6、17の判定誤りは、データ置換回路18が訂正する。
スバンド遅延検波回路12の出力における位相誤差θｅが
｜θｅ｜＜π／４のときは、受信信号の変調位相差から
誤差分を除いたデータを出力するが、ベースバンド遅延
検波回路12の出力にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤
差θｅが生じているときには、本来の変調位相差△φか
らπ／２または−π／２シフトしたデータを出力するこ
とになる。自動周波数制御回路15がこうした補償を行な
うため、自動周波数制御回路15の出力を判定する判定器
16、17は、位相誤差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の
ときには誤った判定データを出力するが、この判定器1
6、17の判定誤りは、データ置換回路18が訂正する。
【００４１】データ置換回路18は、ゼロクロス判定回路
13から送られた判定信号に応じて判定データの置換を行
なう。ゼロクロス判定回路13から判定信号ＤＥＳ（１）
を受けたときは、ベースバンド遅延検波回路12の出力に
｜θｅ｜＜π／４の位相誤差θｅが生じているときであ
るから、自動周波数制御回路15により正常な位相補償が
行なうわれているので、データ置換回路18は、判定器1
6、17の出力を置換せず、そのまま出力する。
13から送られた判定信号に応じて判定データの置換を行
なう。ゼロクロス判定回路13から判定信号ＤＥＳ（１）
を受けたときは、ベースバンド遅延検波回路12の出力に
｜θｅ｜＜π／４の位相誤差θｅが生じているときであ
るから、自動周波数制御回路15により正常な位相補償が
行なうわれているので、データ置換回路18は、判定器1
6、17の出力を置換せず、そのまま出力する。
【００４２】また、ゼロクロス判定回路13から判定信号
ＤＥＳ（２）を受けたときは、ベースバンド遅延検波回
路12の出力にπ／４≦θｅ＜π／２の位相誤差θｅが生
じているときであるから、データ置換回路18は、判定器
16、17の出力を−π／２シフトしたデータに置換する。
即ち、図４に示すように、 （判定器16、17出力Ｉｄ，Ｑｄ） （データ置換回路18出力Ｉｃ，Ｑｃ） 信号点Ａ（π／４） → 信号点Ｄ（−π／４） 信号点Ｂ（３π／４） → 信号点Ａ（π／４） 信号点Ｃ（−３π／４） → 信号点Ｂ（３π／４） 信号点Ｄ（−π／４） → 信号点Ｃ（−３π／４） へのデータ置換を行なう。
ＤＥＳ（２）を受けたときは、ベースバンド遅延検波回
路12の出力にπ／４≦θｅ＜π／２の位相誤差θｅが生
じているときであるから、データ置換回路18は、判定器
16、17の出力を−π／２シフトしたデータに置換する。
即ち、図４に示すように、 （判定器16、17出力Ｉｄ，Ｑｄ） （データ置換回路18出力Ｉｃ，Ｑｃ） 信号点Ａ（π／４） → 信号点Ｄ（−π／４） 信号点Ｂ（３π／４） → 信号点Ａ（π／４） 信号点Ｃ（−３π／４） → 信号点Ｂ（３π／４） 信号点Ｄ（−π／４） → 信号点Ｃ（−３π／４） へのデータ置換を行なう。
【００４３】また、ゼロクロス判定回路13から判定信号
ＤＥＳ（３）を受けたときは、ベースバンド遅延検波回
路12の出力に−π／２＜θｅ≦−π／４の位相誤差θｅ
が生じているときであるから、データ置換回路18は、判
定器16、17の出力をπ／２シフトしたデータに置換す
る。即ち、図４に示すように、 （判定器16、17出力Ｉｄ、Ｑｄ） （データ置換回路18出力Ｉｃ，Ｑｃ） 信号点Ａ（π／４） → 信号点Ｂ（３π／４） 信号点Ｂ（３π／４） → 信号点Ｃ（−３π／４） 信号点Ｃ（−３π／４） → 信号点Ｄ（−π／４） 信号点Ｄ（−π／４） → 信号点Ａ（π／４） へのデータ置換を行なう。
ＤＥＳ（３）を受けたときは、ベースバンド遅延検波回
路12の出力に−π／２＜θｅ≦−π／４の位相誤差θｅ
が生じているときであるから、データ置換回路18は、判
定器16、17の出力をπ／２シフトしたデータに置換す
る。即ち、図４に示すように、 （判定器16、17出力Ｉｄ、Ｑｄ） （データ置換回路18出力Ｉｃ，Ｑｃ） 信号点Ａ（π／４） → 信号点Ｂ（３π／４） 信号点Ｂ（３π／４） → 信号点Ｃ（−３π／４） 信号点Ｃ（−３π／４） → 信号点Ｄ（−π／４） 信号点Ｄ（−π／４） → 信号点Ａ（π／４） へのデータ置換を行なう。
【００４４】この置換の結果、位相誤差θｅがπ／４≦
｜θｅ｜＜π／２の場合の判定器16、17の判定誤りが訂
正され、並列直列変換器19および受信データ出力端子20
を介して正しい受信データが出力される。
｜θｅ｜＜π／２の場合の判定器16、17の判定誤りが訂
正され、並列直列変換器19および受信データ出力端子20
を介して正しい受信データが出力される。
【００４５】このように、実施例の装置では、受信され
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４の周波数誤差Δｆが存在
し、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦｜θ
ｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じているときでも、ゼ
ロクロス判定回路13がその誤差の大きさの範囲とその向
き（正負）とを検出し、データ置換回路18が、その検出
結果に応じて、判定器16、17の出力した判定データを、
位相誤差θｅと逆方向にπ／２シフトしたデータに置換
することにより、正しいデータを得ることができる。従
って、この装置は、等価的に従来の装置の２倍の周波数
範囲において自動周波数制御を行なうことが可能とな
る。
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４の周波数誤差Δｆが存在
し、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦｜θ
ｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じているときでも、ゼ
ロクロス判定回路13がその誤差の大きさの範囲とその向
き（正負）とを検出し、データ置換回路18が、その検出
結果に応じて、判定器16、17の出力した判定データを、
位相誤差θｅと逆方向にπ／２シフトしたデータに置換
することにより、正しいデータを得ることができる。従
って、この装置は、等価的に従来の装置の２倍の周波数
範囲において自動周波数制御を行なうことが可能とな
る。
【００４６】なお、実施例では位相誤差θｅがπ／４≦
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、この位相誤差θｅの大きさの範
囲とその向きとの判定をゼロクロス判定回路13で行な
い、ゼロクロス判定回路13の判定結果に基づいて、デー
タ置換回路18が判定器16、17の判定データをπＫ／２
（Ｋは正または負の整数、Ｋは、位相誤差θｅの大きさ
の範囲および向きに応じて設定する）シフトしたデータ
に置換することにより正しい受信データを得ることがで
きる。
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、この位相誤差θｅの大きさの範
囲とその向きとの判定をゼロクロス判定回路13で行な
い、ゼロクロス判定回路13の判定結果に基づいて、デー
タ置換回路18が判定器16、17の判定データをπＫ／２
（Ｋは正または負の整数、Ｋは、位相誤差θｅの大きさ
の範囲および向きに応じて設定する）シフトしたデータ
に置換することにより正しい受信データを得ることがで
きる。
【００４７】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦
｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動
周波数制御を行なうことができ、Δｆに起因する誤り率
特性の劣化を幅広く改善することができる。
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦
｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動
周波数制御を行なうことができ、Δｆに起因する誤り率
特性の劣化を幅広く改善することができる。
【図１】本発明のデータ受信装置における一実施例の構
成を示すブロック図、
成を示すブロック図、
【図２】前記装置のベースバンド遅延検波回路の出力す
る信号の信号点を表わす位相ダイアグラム（π／４≦｜
θｅ｜＜π／２の場合）
る信号の信号点を表わす位相ダイアグラム（π／４≦｜
θｅ｜＜π／２の場合）
【図３】前記装置の自動周波数制御回路における信号点
の補償方向を示す位相ダイアグラム、
の補償方向を示す位相ダイアグラム、
【図４】前記装置のデータ置換回路でのデータ置換方法
を示す位相ダイアグラム、
を示す位相ダイアグラム、
【図５】従来のデータ受信装置の構成を示すブロック
図、
図、
【図６】ベースバンド遅延検波回路の出力信号の信号点
を表わす位相ダイアグラム（θｅ＝０の場合）、
を表わす位相ダイアグラム（θｅ＝０の場合）、
【図７】ベースバンド遅延検波回路の出力信号の信号点
を表わす位相ダイアグラム（θｅ＜π／４の場合）であ
る。
を表わす位相ダイアグラム（θｅ＜π／４の場合）であ
る。
１ アンテナ ２ 受信用ルートナイキスト・バンドパス・フィルタ ３ リミタアンプ ４ 局部発振器 ５ π／２移相器 ６、７ 乗算器 ８、９ ローパスフィルタ 10、11 Ａ／Ｄ変換器 12 ベースバンド遅延検波回路 13 ゼロクロス判定回路 14 タイミング再生回路 15 自動周波数制御回路 16、17 判定器 18 データ置換回路 19 並列直列変換器 20 受信データ出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−212422（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212423（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212424（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−224960（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128550（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−508495（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (2)
- 【請求項１】 受信した被変調信号の直交検波に使用す
る局部発振器と、前記被変調信号の変調位相差における
余弦および正弦を同相成分および直交成分として出力す
るベースバンド遅延検波回路と、前記被変調信号の中心
周波数と前記局部発振器の発振周波数との間の周波数差
に起因して前記同相成分および直交成分に生じる位相誤
差θｅを補償する自動周波数制御回路と、前記自動周波
数制御回路の出力を判定する判定器とを備えるπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信装置において、 前記ベースバンド遅延検波回路の出力に生じている前記
位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼロクロ
スの情報を用いて判定するゼロクロス判定手段と、 前記ゼロクロス判定手段が前記位相誤差θｅの大きさを
π／４≦｜θｅ｜と判定したとき、前記判定器の出力デ
ータを、位相誤差θｅの向きと逆方向にπＫ／４（Ｋは
整数）シフトしたデータに置換するデータ置換手段とを
設けたことを特徴とするデータ受信装置。 - 【請求項２】 前記ゼロクロス判定手段が、位相ダイア
グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定す
ることを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06015710A JP3088894B2 (ja) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | データ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06015710A JP3088894B2 (ja) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | データ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212425A JPH07212425A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3088894B2 true JP3088894B2 (ja) | 2000-09-18 |
Family
ID=11896333
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06015710A Expired - Fee Related JP3088894B2 (ja) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | データ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3088894B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013191463A1 (ko) * | 2012-06-20 | 2013-12-27 | Kim Jong Hoon | 보호커버를 구비하는 깁스용 신발 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5161820B2 (ja) * | 2009-03-24 | 2013-03-13 | 株式会社アドバンテスト | ローカル周波数誤差測定装置、方法、プログラムおよび記録媒体 |
-
1994
- 1994-01-17 JP JP06015710A patent/JP3088894B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013191463A1 (ko) * | 2012-06-20 | 2013-12-27 | Kim Jong Hoon | 보호커버를 구비하는 깁스용 신발 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07212425A (ja) | 1995-08-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |