JPH11355371A - 周波数再生回路および周波数再生方法 - Google Patents
周波数再生回路および周波数再生方法Info
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- JPH11355371A JPH11355371A JP10155955A JP15595598A JPH11355371A JP H11355371 A JPH11355371 A JP H11355371A JP 10155955 A JP10155955 A JP 10155955A JP 15595598 A JP15595598 A JP 15595598A JP H11355371 A JPH11355371 A JP H11355371A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】入力されるディジタル変調波にＣＷＭ妨害など
の妨害が加わった場合でも、再生搬送波信号の周波数誤
差を精度よく検出して正確な周波数再生を可能とした周
波数再生回路を提供する。 【解決手段】複素乗算器１７による周波数変換後のディ
ジタル変調波のシンボルのＩ−Ｑ平面上のＱ軸およびＩ
軸について、連続する二つの時刻間の座標値の差分を差
分器３２，４２でシンボル位相差として求め、これらが
閾値判定器３３，４３で設定された所定の検出範囲内に
あるときのみ切替器３４，４４により取り出し、これら
を符号判定器３５，４５を介してローパスフィルタ５２
に供給して積分することにより周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差信号を数値制御発振器５３に制御信号とし
て与え、サイン／コサイン変換器５４を通して再生搬送
波信号１８，１９を生成する。
の妨害が加わった場合でも、再生搬送波信号の周波数誤
差を精度よく検出して正確な周波数再生を可能とした周
波数再生回路を提供する。 【解決手段】複素乗算器１７による周波数変換後のディ
ジタル変調波のシンボルのＩ−Ｑ平面上のＱ軸およびＩ
軸について、連続する二つの時刻間の座標値の差分を差
分器３２，４２でシンボル位相差として求め、これらが
閾値判定器３３，４３で設定された所定の検出範囲内に
あるときのみ切替器３４，４４により取り出し、これら
を符号判定器３５，４５を介してローパスフィルタ５２
に供給して積分することにより周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差信号を数値制御発振器５３に制御信号とし
て与え、サイン／コサイン変換器５４を通して再生搬送
波信号１８，１９を生成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル変調波
の同期復調に際して使用される再生搬送波信号の周波数
をディジタル変調波に同期させるための周波数再生回路
に係り、特に入力のディジタル変調波に妨害が加わった
ときでも正しい動作を行うことができる周波数再生回路
および周波数再生方法に関する。
の同期復調に際して使用される再生搬送波信号の周波数
をディジタル変調波に同期させるための周波数再生回路
に係り、特に入力のディジタル変調波に妨害が加わった
ときでも正しい動作を行うことができる周波数再生回路
および周波数再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信やディジタル放送におい
て、受信側でＱＰＳＫ（４相位相シフトキーイング）変
調波のようなディジタル変調波を復調する際に同期復調
を行うと、非同期復調の場合よりも復調データの誤り率
を小さくできることが知られている。
て、受信側でＱＰＳＫ（４相位相シフトキーイング）変
調波のようなディジタル変調波を復調する際に同期復調
を行うと、非同期復調の場合よりも復調データの誤り率
を小さくできることが知られている。
【０００３】この同期復調に際しては、入力のディジタ
ル変調波からこれに周波数および位相が同期した再生搬
送波信号を生成する必要がある。このように再生搬送波
信号の周波数をディジタル変調波に同期（周波数同期）
させる操作が周波数再生であり、この周波数再生は具体
的には、再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、これに
基づいて再生搬送波信号の周波数を制御することにより
実現される。
ル変調波からこれに周波数および位相が同期した再生搬
送波信号を生成する必要がある。このように再生搬送波
信号の周波数をディジタル変調波に同期（周波数同期）
させる操作が周波数再生であり、この周波数再生は具体
的には、再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、これに
基づいて再生搬送波信号の周波数を制御することにより
実現される。
【０００４】この周波数再生のために再生搬送波信号の
周波数誤差を求める方法として、サンプリングされたデ
ィジタル変調波のシンボルの隣接サンプル間、つまり連
続する二つの時刻間の位相差から、周波数誤差を推定す
る方法が知られている（特開平７−３２７３０２）。す
なわち、図４に示すようにディジタル変調波のＩ−Ｑ平
面（直交座標平面）上のシンボルのシンボル位置Ｘの位
相θ１と、これより１サンプル分時間的にずれたシンボ
ル位置Ｙの位相θ２との差（シンボル位相差）Δθ＝θ
２−θ１を検出し、このシンボル位相差Δθを積分して
周波数誤差を求める方法である。
周波数誤差を求める方法として、サンプリングされたデ
ィジタル変調波のシンボルの隣接サンプル間、つまり連
続する二つの時刻間の位相差から、周波数誤差を推定す
る方法が知られている（特開平７−３２７３０２）。す
なわち、図４に示すようにディジタル変調波のＩ−Ｑ平
面（直交座標平面）上のシンボルのシンボル位置Ｘの位
相θ１と、これより１サンプル分時間的にずれたシンボ
ル位置Ｙの位相θ２との差（シンボル位相差）Δθ＝θ
２−θ１を検出し、このシンボル位相差Δθを積分して
周波数誤差を求める方法である。
【０００５】しかし、この方法では入力のディジタル変
調波に妨害が加わった場合に、周波数誤差を誤って検出
し、周波数再生を正しくできない場合がある。この問題
をディジタル変調波としてＱＰＳＫ変調波を想定した場
合を例にとり、図５および図６を用いて説明する。
調波に妨害が加わった場合に、周波数誤差を誤って検出
し、周波数再生を正しくできない場合がある。この問題
をディジタル変調波としてＱＰＳＫ変調波を想定した場
合を例にとり、図５および図６を用いて説明する。
【０００６】図５（ａ）はＱＰＳＫ変調波の本来のコン
ステレーションであり、各象限のシンボルはそれぞれ一
点に位置する。このようなディジタル変調波に対して、
ＣＷ（搬送波）妨害が加わったことを考える。ＣＷ妨害
は、ディジタル変調波に対してアナログＴＶ信号変調波
（ＦＭ変調波）が与える同一チャネル妨害の極端な例で
ある。このＣＷ妨害による妨害波の一例が図５（ｂ）で
あり、これがＱＰＳＫ変調波に加わった場合には、各象
限毎に一つのシンボルに着目したとき、そのシンボルは
図５（ｃ）に示すように円周上に分布する。各時刻のシ
ンボルは、それぞれの周上の一点に位置し、円周上を妨
害波の搬送波周波数で決まる角速度で矢印の方向に回転
する。
ステレーションであり、各象限のシンボルはそれぞれ一
点に位置する。このようなディジタル変調波に対して、
ＣＷ（搬送波）妨害が加わったことを考える。ＣＷ妨害
は、ディジタル変調波に対してアナログＴＶ信号変調波
（ＦＭ変調波）が与える同一チャネル妨害の極端な例で
ある。このＣＷ妨害による妨害波の一例が図５（ｂ）で
あり、これがＱＰＳＫ変調波に加わった場合には、各象
限毎に一つのシンボルに着目したとき、そのシンボルは
図５（ｃ）に示すように円周上に分布する。各時刻のシ
ンボルは、それぞれの周上の一点に位置し、円周上を妨
害波の搬送波周波数で決まる角速度で矢印の方向に回転
する。
【０００７】図６に、このようなＣＷ妨害が大きいとき
の様子を示す。図６は、大きなＣＷ妨害が加わったとき
の変調除去後のＩ−Ｑ平面上のシンボル位置の変化を示
している。ここで、変調除去とは周波数誤差検出に際し
てディジタル変調波のシンボル分布の影響を避けるため
に、シンボル位相を求める前段階の処理として行われる
操作である。これは、ＱＰＳＫ変調波の場合を例にとる
と、Ｉ−Ｑ平面上の第２〜第４象限に位置するシンボル
を位相方向に回転移動させて全て第１象限に集めること
により行われる。
の様子を示す。図６は、大きなＣＷ妨害が加わったとき
の変調除去後のＩ−Ｑ平面上のシンボル位置の変化を示
している。ここで、変調除去とは周波数誤差検出に際し
てディジタル変調波のシンボル分布の影響を避けるため
に、シンボル位相を求める前段階の処理として行われる
操作である。これは、ＱＰＳＫ変調波の場合を例にとる
と、Ｉ−Ｑ平面上の第２〜第４象限に位置するシンボル
を位相方向に回転移動させて全て第１象限に集めること
により行われる。
【０００８】ここで、再生搬送波信号の周波数ずれはな
く、位相ずれが９０°存在するとして、ＣＷ妨害波のパ
ワーがＱＰＳＫ変調波に対してＤ／Ｕ＝０ｄＢの妨害が
与えられたとする。このようなＣＷ妨害波が加わると、
図６に示すようにＱＰＳＫ変調波のシンボルの軌跡は上
記した変調除去により第１象限内に折り畳まれ、Ｉ軸よ
り下側（Ｑ＜０の方向）にはみ出た軌跡の部分は、Ｑ軸
から右側（Ｉ＜０の方向）に回転移動される。すなわ
ち、ＣＷ妨害により図６中のシンボルＳ１，Ｓ２は円周
上の点に移る。この円周上でＣＷ妨害の角速度に応じ
て、シンボルＳ１は時刻Ｔ＝ｔ０〜ｔ０＋１の間にθ１
だけ移動し、シンボルＳ２は時刻Ｔ＝ｔ１〜ｔ１＋１の
間にθ２だけ移動するものとすると、シンボルＳ１が時
刻Ｔ＝ｔ０のときに円周上のどの点にあっても、時刻Ｔ
＝ｔ０〜ｔ０＋１の間のシンボル位相差θ１はθ１≧０
であり、同様にシンボルＳ２は時刻Ｔ＝ｔ１のときに円
周上のどの点にあっても、時刻Ｔ＝ｔ１〜ｔ１＋１の間
のシンボル位相差θ２はθ２≧０である。このように再
生搬送波信号の周波数ずれがなくとも、シンボル位相差
は常に正の値をとり、これを積分すると正の周波数誤差
が検出されてしまう。
く、位相ずれが９０°存在するとして、ＣＷ妨害波のパ
ワーがＱＰＳＫ変調波に対してＤ／Ｕ＝０ｄＢの妨害が
与えられたとする。このようなＣＷ妨害波が加わると、
図６に示すようにＱＰＳＫ変調波のシンボルの軌跡は上
記した変調除去により第１象限内に折り畳まれ、Ｉ軸よ
り下側（Ｑ＜０の方向）にはみ出た軌跡の部分は、Ｑ軸
から右側（Ｉ＜０の方向）に回転移動される。すなわ
ち、ＣＷ妨害により図６中のシンボルＳ１，Ｓ２は円周
上の点に移る。この円周上でＣＷ妨害の角速度に応じ
て、シンボルＳ１は時刻Ｔ＝ｔ０〜ｔ０＋１の間にθ１
だけ移動し、シンボルＳ２は時刻Ｔ＝ｔ１〜ｔ１＋１の
間にθ２だけ移動するものとすると、シンボルＳ１が時
刻Ｔ＝ｔ０のときに円周上のどの点にあっても、時刻Ｔ
＝ｔ０〜ｔ０＋１の間のシンボル位相差θ１はθ１≧０
であり、同様にシンボルＳ２は時刻Ｔ＝ｔ１のときに円
周上のどの点にあっても、時刻Ｔ＝ｔ１〜ｔ１＋１の間
のシンボル位相差θ２はθ２≧０である。このように再
生搬送波信号の周波数ずれがなくとも、シンボル位相差
は常に正の値をとり、これを積分すると正の周波数誤差
が検出されてしまう。
【０００９】すなわち、連続する二つの時刻間のシンボ
ル位相差を検出し、このシンボル位相差から再生搬送波
信号の周波数誤差を求める方法では、周波数誤差がなく
とも周波数誤差があると誤検出されてしまう。これは周
波数誤差を求めるためにシンボル位相を求める際に、直
交座標−極座標変換を行うことが原因である。
ル位相差を検出し、このシンボル位相差から再生搬送波
信号の周波数誤差を求める方法では、周波数誤差がなく
とも周波数誤差があると誤検出されてしまう。これは周
波数誤差を求めるためにシンボル位相を求める際に、直
交座標−極座標変換を行うことが原因である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、入力
のディジタル変調波の連続する二つの時刻間のシンボル
位相差を求め、これに基づいて再生搬送波信号の周波数
誤差を検出して周波数再生を行う従来の技術では、ディ
ジタル変調波に妨害が加わると周波数誤差を誤って検出
してしまい、再生搬送波信号の周波数を正しくディジタ
ル変調波に同期させて周波数再生を行うことができない
という問題点があった。
のディジタル変調波の連続する二つの時刻間のシンボル
位相差を求め、これに基づいて再生搬送波信号の周波数
誤差を検出して周波数再生を行う従来の技術では、ディ
ジタル変調波に妨害が加わると周波数誤差を誤って検出
してしまい、再生搬送波信号の周波数を正しくディジタ
ル変調波に同期させて周波数再生を行うことができない
という問題点があった。
【００１１】従って、本発明は入力のディジタル変調波
にＣＷ妨害などの妨害が加わった場合でも、再生搬送波
信号の周波数誤差を精度よく検出して正確な周波数再生
を可能とした周波数再生回路および周波数再生方法を提
供することを目的とする。
にＣＷ妨害などの妨害が加わった場合でも、再生搬送波
信号の周波数誤差を精度よく検出して正確な周波数再生
を可能とした周波数再生回路および周波数再生方法を提
供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明は入力されるディジタル変調波を該ディジタ
ル変調波に同期した再生搬送波信号を用いて周波数変換
する際に、該再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差に基づいて該再生搬送波信号の周波数を制
御してディジタル変調波に周波数同期させる周波数再生
回路において、周波数変換後のディジタル変調波のシン
ボルの直交座標平面（Ｉ−Ｑ平面）上の少なくとも一方
の座標軸（Ｉ軸またはＱ軸）について連続する二つの時
刻間の座標値の差分を該二つの時刻間のシンボル位相差
として検出する差分手段と、この差分手段により検出さ
れた差分を積分して再生搬送波信号の周波数誤差を検出
する周波数誤差検出手段とを具備することを特徴とす
る。
め、本発明は入力されるディジタル変調波を該ディジタ
ル変調波に同期した再生搬送波信号を用いて周波数変換
する際に、該再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差に基づいて該再生搬送波信号の周波数を制
御してディジタル変調波に周波数同期させる周波数再生
回路において、周波数変換後のディジタル変調波のシン
ボルの直交座標平面（Ｉ−Ｑ平面）上の少なくとも一方
の座標軸（Ｉ軸またはＱ軸）について連続する二つの時
刻間の座標値の差分を該二つの時刻間のシンボル位相差
として検出する差分手段と、この差分手段により検出さ
れた差分を積分して再生搬送波信号の周波数誤差を検出
する周波数誤差検出手段とを具備することを特徴とす
る。
【００１３】このように本発明では、周波数変換後のデ
ィジタル変調波のシンボルのＩ−Ｑ平面上のＩ軸上の座
標値またはＱ軸上の座標値、あるいはその両方をシンボ
ル位相と見做し、この連続する二つの時刻間の座標値の
差分を該二つの時刻間のシンボル位相差として検出す
る。こうして検出される差分は、搬送波周波数信号の周
波数ずれに対しては、ずれの方向に応じた一定の極性を
持つため、これを積分することにより周波数誤差が検出
される。
ィジタル変調波のシンボルのＩ−Ｑ平面上のＩ軸上の座
標値またはＱ軸上の座標値、あるいはその両方をシンボ
ル位相と見做し、この連続する二つの時刻間の座標値の
差分を該二つの時刻間のシンボル位相差として検出す
る。こうして検出される差分は、搬送波周波数信号の周
波数ずれに対しては、ずれの方向に応じた一定の極性を
持つため、これを積分することにより周波数誤差が検出
される。
【００１４】一方、ＣＷ妨害などによる妨害波によって
ディジタル変調波のシンボルが円周上の軌跡を持ったと
きは、シンボルが円周上を一周する際のＩ軸またはＱ軸
上の座標値の積分結果はゼロとなる。従って、本発明の
ようにＩ軸またはＱ軸上の座標値の差分をシンボル位相
差と見做して周波数誤差検出を行うと、ＣＷ妨害などに
よってディジタル変調波のシンボルが円周上を一周する
際の差分も積分により平均的にゼロとなるので、妨害波
の影響で誤って周波数誤差が検出されることが防止され
る。
ディジタル変調波のシンボルが円周上の軌跡を持ったと
きは、シンボルが円周上を一周する際のＩ軸またはＱ軸
上の座標値の積分結果はゼロとなる。従って、本発明の
ようにＩ軸またはＱ軸上の座標値の差分をシンボル位相
差と見做して周波数誤差検出を行うと、ＣＷ妨害などに
よってディジタル変調波のシンボルが円周上を一周する
際の差分も積分により平均的にゼロとなるので、妨害波
の影響で誤って周波数誤差が検出されることが防止され
る。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態に係
る周波数再生回路を示す図である。同図において、入力
端子１１，１２には受信されたディジタル変調波のＩ，
Ｑのベースバンド信号１３，１４が入力される。これら
のベースバンド信号１３，１４は、Ａ／Ｄコンバータ１
５，１６によりサンプリングされて各サンプル値がディ
ジタル信号に変換された後、複素乗算器１７に入力さ
れ、後述する周波数再生回路により生成されたサイン特
性およびコサイン特性の再生搬送波信号１８，１９とそ
れぞれ乗算されることにより、周波数変換される。この
場合、周波数再生回路により再生搬送波信号１８，１９
の周波数を周波数誤差に応じて制御することで、入力の
ディジタル変調波の搬送波周波数に対して周波数同期が
とられる。
施の形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態に係
る周波数再生回路を示す図である。同図において、入力
端子１１，１２には受信されたディジタル変調波のＩ，
Ｑのベースバンド信号１３，１４が入力される。これら
のベースバンド信号１３，１４は、Ａ／Ｄコンバータ１
５，１６によりサンプリングされて各サンプル値がディ
ジタル信号に変換された後、複素乗算器１７に入力さ
れ、後述する周波数再生回路により生成されたサイン特
性およびコサイン特性の再生搬送波信号１８，１９とそ
れぞれ乗算されることにより、周波数変換される。この
場合、周波数再生回路により再生搬送波信号１８，１９
の周波数を周波数誤差に応じて制御することで、入力の
ディジタル変調波の搬送波周波数に対して周波数同期が
とられる。
【００１６】複素乗算器１７の出力信号は、それぞれロ
ーパスフィルタ２１，２２を通してＩ出力信号２３，Ｑ
出力信号２４となり、出力端子２５，２６より次段の回
路に入力される。次段の回路では、例えば位相同期回路
や波形等化回路を経てデータ再生が行われる。位相同期
回路は、再生搬送波信号の位相をディジタル変調波に同
期させる回路であるが、本発明の周波数再生とは関係が
ないので、詳細な説明は省く。ローパスフィルタ２１，
２２は、ディジタルフィルタにより構成され、ディジタ
ルデータ伝送における符号間干渉を防止するための伝達
特性を有し、一般には送信側のフィルタ特性と組み合わ
せられたときロールオフ特性が得られるように設計され
る。
ーパスフィルタ２１，２２を通してＩ出力信号２３，Ｑ
出力信号２４となり、出力端子２５，２６より次段の回
路に入力される。次段の回路では、例えば位相同期回路
や波形等化回路を経てデータ再生が行われる。位相同期
回路は、再生搬送波信号の位相をディジタル変調波に同
期させる回路であるが、本発明の周波数再生とは関係が
ないので、詳細な説明は省く。ローパスフィルタ２１，
２２は、ディジタルフィルタにより構成され、ディジタ
ルデータ伝送における符号間干渉を防止するための伝達
特性を有し、一般には送信側のフィルタ特性と組み合わ
せられたときロールオフ特性が得られるように設計され
る。
【００１７】ローパスフィルタ２１，２２からのＩ出力
信号２３およびＱ出力信号２４は、共に第１および第２
の周波数誤差検出回路３０，４０に入力される。第１の
周波数誤差検出回路３０は、後述するローパスフィルタ
５２と共働して出力信号２４から再生搬送波信号１８，
１９の周波数誤差を検出する回路であり、正負反転回路
３１、差分器３２、閾値判定器３３、切替器３４および
符号判定器３５から構成される。第２の周波数誤差検出
回路４０は、後述するローパスフィルタ５２と共働して
Ｉ出力信号２３から再生搬送波信号１８，１９の周波数
誤差を検出する回路であり、第１の周波数誤差検出回路
３０と同様に、正負反転回路４１、差分器４２、閾値判
定器４３、切替器４４および符号判定器４５から構成さ
れる。
信号２３およびＱ出力信号２４は、共に第１および第２
の周波数誤差検出回路３０，４０に入力される。第１の
周波数誤差検出回路３０は、後述するローパスフィルタ
５２と共働して出力信号２４から再生搬送波信号１８，
１９の周波数誤差を検出する回路であり、正負反転回路
３１、差分器３２、閾値判定器３３、切替器３４および
符号判定器３５から構成される。第２の周波数誤差検出
回路４０は、後述するローパスフィルタ５２と共働して
Ｉ出力信号２３から再生搬送波信号１８，１９の周波数
誤差を検出する回路であり、第１の周波数誤差検出回路
３０と同様に、正負反転回路４１、差分器４２、閾値判
定器４３、切替器４４および符号判定器４５から構成さ
れる。
【００１８】第１の周波数誤差検出回路３０について詳
細に説明すると、正負反転回路３１には入力信号として
Ｑ出力信号２４が与えられ、制御信号としてＩ出力信号
２３が与えられる。正負反転回路３１は、制御信号の正
負に応じて入力信号を正負反転して出力する回路であ
り、Ｉ出力信号２３が正のときはＱ出力信号２４をその
まま出力し、Ｉ出力信号２３が負のときはＱ出力信号２
４を正負反転して出力する。
細に説明すると、正負反転回路３１には入力信号として
Ｑ出力信号２４が与えられ、制御信号としてＩ出力信号
２３が与えられる。正負反転回路３１は、制御信号の正
負に応じて入力信号を正負反転して出力する回路であ
り、Ｉ出力信号２３が正のときはＱ出力信号２４をその
まま出力し、Ｉ出力信号２３が負のときはＱ出力信号２
４を正負反転して出力する。
【００１９】すなわち、正負判定回路３１は周波数誤差
を求める際にディジタル変調波のシンボル分布が妨害と
なるのを後述する閾値判定器３３と共働して避けるため
の変調除去操作の一部として、周波数変換後のディジタ
ル変調波のシンボルのＱ軸の座標値をＩ軸の座標値の正
負に応じて正負反転して極性を揃える操作を行う。この
正負反転回路３１の出力信号は、差分器３２および閾値
判定器３３に入力される。
を求める際にディジタル変調波のシンボル分布が妨害と
なるのを後述する閾値判定器３３と共働して避けるため
の変調除去操作の一部として、周波数変換後のディジタ
ル変調波のシンボルのＱ軸の座標値をＩ軸の座標値の正
負に応じて正負反転して極性を揃える操作を行う。この
正負反転回路３１の出力信号は、差分器３２および閾値
判定器３３に入力される。
【００２０】差分器３２では入力信号の差分ΔＱ、つま
り正負反転回路３１の出力信号の現在のサンプル値Ｑi
と、その直前のサンプル値Ｑi-1 との差ΔＱ＝Ｑi −Ｑ
i-1がとられ、これが周波数変換後のディジタル変調波
のシンボルの連続する二つの時刻間の位相差（シンボル
位相差）として求められる。すなわち、周波数変換後の
ディジタル変調波のシンボル位相差がＱ軸上の座標値の
連続する二つの時刻間の差分ΔＱとして求められる。
り正負反転回路３１の出力信号の現在のサンプル値Ｑi
と、その直前のサンプル値Ｑi-1 との差ΔＱ＝Ｑi −Ｑ
i-1がとられ、これが周波数変換後のディジタル変調波
のシンボルの連続する二つの時刻間の位相差（シンボル
位相差）として求められる。すなわち、周波数変換後の
ディジタル変調波のシンボル位相差がＱ軸上の座標値の
連続する二つの時刻間の差分ΔＱとして求められる。
【００２１】閾値判定器３３では、差分器３２で求めら
れた差分ΔＱが制御回路５０によって指定される二つの
閾値ＴＨ１，ＴＨ２（但し、ＴＨ１＞ＴＨ２とする）で
与えられる所定範囲（検出範囲）内にあるか否かが判定
される。この閾値判定器３３の判定結果により、切替器
３４が制御される。
れた差分ΔＱが制御回路５０によって指定される二つの
閾値ＴＨ１，ＴＨ２（但し、ＴＨ１＞ＴＨ２とする）で
与えられる所定範囲（検出範囲）内にあるか否かが判定
される。この閾値判定器３３の判定結果により、切替器
３４が制御される。
【００２２】すなわち、切替器３４では差分ΔＱが検出
範囲内にある場合（ＴＨ１≧ΔＱ≧ＴＨ２の場合）は差
分ΔＱが選択され、検出範囲内にない場合（ΔＱ＞ＴＨ
１、またはＴＨ２＞ΔＱの場合）は“０”が選択され
る。この切替器３４で選択された信号は、符号判定器３
５に供給される。符号判定器３５は、切替器３４から供
給される入力信号の正／負／“０”を判定し、正（ΔＱ
＞０）の場合は＋１、負（ΔＱ＜０）の場合は−１、
“０”の場合は０をそれぞれ出力する。この符号判定器
３５の出力が第１の周波数誤差検出回路３０の出力とな
る。
範囲内にある場合（ＴＨ１≧ΔＱ≧ＴＨ２の場合）は差
分ΔＱが選択され、検出範囲内にない場合（ΔＱ＞ＴＨ
１、またはＴＨ２＞ΔＱの場合）は“０”が選択され
る。この切替器３４で選択された信号は、符号判定器３
５に供給される。符号判定器３５は、切替器３４から供
給される入力信号の正／負／“０”を判定し、正（ΔＱ
＞０）の場合は＋１、負（ΔＱ＜０）の場合は−１、
“０”の場合は０をそれぞれ出力する。この符号判定器
３５の出力が第１の周波数誤差検出回路３０の出力とな
る。
【００２３】一方、第２の周波数誤差検出回路４０は、
後述するローパスフィルタ５２と共働してＩ出力信号２
３から再生搬送波信号１８，１９の周波数誤差を検出す
る回路であり、Ｉ出力信号２３に対して第１の周波数誤
差検出回路３０と全く同様の動作を行う。
後述するローパスフィルタ５２と共働してＩ出力信号２
３から再生搬送波信号１８，１９の周波数誤差を検出す
る回路であり、Ｉ出力信号２３に対して第１の周波数誤
差検出回路３０と全く同様の動作を行う。
【００２４】すなわち、正負反転回路４１は入力信号と
してＩ出力信号２３、制御信号としてＱ出力信号２４が
それぞれ与えられ、Ｑ出力信号２４が正のときはＩ出力
信号２３をそのまま出力し、Ｑ出力信号２４が負のとき
はＩ出力信号２３を正負反転して出力する。次に、差分
器４２で正負反転回路４１の出力信号の差分、つまり周
波数変換後のディジタル変調波のＩ軸上の座標値の連続
する二つの時刻間の差分ΔＩがシンボル位相差として求
められる。この差分ΔＩが閾値判定器４３で制御回路５
０によって指定される二つの閾値ＴＨ１，ＴＨ２で与え
られる検出範囲内にあるか否かが判定される。そして、
閾値判定器４３の判定結果により制御される切替器４４
から、差分ΔＩが検出範囲内にあるか否かにより差分Δ
Ｉまたは“０”が選択されて符号判定器４５に供給され
る。符号判定器４５からは、切替器４４より供給される
入力信号の正／負／“０”に対応してそれぞれ＋１／−
１／０が出力され、これが第２の周波数誤差検出回路４
０の出力となる。
してＩ出力信号２３、制御信号としてＱ出力信号２４が
それぞれ与えられ、Ｑ出力信号２４が正のときはＩ出力
信号２３をそのまま出力し、Ｑ出力信号２４が負のとき
はＩ出力信号２３を正負反転して出力する。次に、差分
器４２で正負反転回路４１の出力信号の差分、つまり周
波数変換後のディジタル変調波のＩ軸上の座標値の連続
する二つの時刻間の差分ΔＩがシンボル位相差として求
められる。この差分ΔＩが閾値判定器４３で制御回路５
０によって指定される二つの閾値ＴＨ１，ＴＨ２で与え
られる検出範囲内にあるか否かが判定される。そして、
閾値判定器４３の判定結果により制御される切替器４４
から、差分ΔＩが検出範囲内にあるか否かにより差分Δ
Ｉまたは“０”が選択されて符号判定器４５に供給され
る。符号判定器４５からは、切替器４４より供給される
入力信号の正／負／“０”に対応してそれぞれ＋１／−
１／０が出力され、これが第２の周波数誤差検出回路４
０の出力となる。
【００２５】こうして得られた第１および第２の周波数
誤差検出回路３０，４０の出力信号は加算器５１で加算
された後、ローパスフィルタ５２に入力される。ローパ
スフィルタ５２では、加算器５１からの出力信号が積分
（平滑化）されることにより高周波雑音が除去されると
共に、周波数誤差検出信号となる。このローパスフィル
タ５２の出力信号は、数値制御発振器（ＮＣＯ）５３に
制御信号として供給される。数値制御発振器５３は、制
御信号に従って出力周波数が変化する回路であり、アナ
ログ回路における電圧制御発振器（ＶＣＯ）に対応す
る。この数値制御発振器５３の出力信号は鋸歯状の信号
であり、サイン／コサイン変換器５４によって直交座標
変換されてサインおよびコサインの再生搬送波信号１
８，１９となり、複素乗算器１７に供給される。
誤差検出回路３０，４０の出力信号は加算器５１で加算
された後、ローパスフィルタ５２に入力される。ローパ
スフィルタ５２では、加算器５１からの出力信号が積分
（平滑化）されることにより高周波雑音が除去されると
共に、周波数誤差検出信号となる。このローパスフィル
タ５２の出力信号は、数値制御発振器（ＮＣＯ）５３に
制御信号として供給される。数値制御発振器５３は、制
御信号に従って出力周波数が変化する回路であり、アナ
ログ回路における電圧制御発振器（ＶＣＯ）に対応す
る。この数値制御発振器５３の出力信号は鋸歯状の信号
であり、サイン／コサイン変換器５４によって直交座標
変換されてサインおよびコサインの再生搬送波信号１
８，１９となり、複素乗算器１７に供給される。
【００２６】次に、本実施形態の動作を具体的に説明す
る。図２（ａ）（ｂ）は、入力されるディジタル変調波
がＱＰＳＫ変調波の場合の動作を説明するための図であ
る。ＱＰＳＫ変調波のシンボルＳのＱ軸上の座標値また
はＩ軸上の座標値は、搬送波信号の周波数誤差に伴って
Ｉ−Ｑ平面上を移動する。
る。図２（ａ）（ｂ）は、入力されるディジタル変調波
がＱＰＳＫ変調波の場合の動作を説明するための図であ
る。ＱＰＳＫ変調波のシンボルＳのＱ軸上の座標値また
はＩ軸上の座標値は、搬送波信号の周波数誤差に伴って
Ｉ−Ｑ平面上を移動する。
【００２７】ここで、差分器３２は正負反転回路３１を
介して入力されたＩ出力信号２３およびＱ出力信号２４
で形成されるＩ−Ｑ平面上のある時刻におけるシンボル
のＱ軸上の座標値Ｑi と、その直前の時刻におけるＱ軸
上の座標値Ｑi-1 との差分ΔＱ＝Ｑi −Ｑi-1 を求め
る。Ｑ軸上の座標値は、図２から明らかなようにシンボ
ルが再生搬送波信号の周波数誤差（位相ずれ）によって
移動した位相の余弦である。従って、Ｑ軸の上の座標値
の大小はシンボル位相の大小に応じて奇関数的に変化す
るので、Ｑ軸上の座標値をシンボル位相と見做し、シン
ボル位相差そのものでなく差分ΔＱを求めるようにして
も、この差分ΔＱによって位相ずれの正負の方向を表す
ことができる。
介して入力されたＩ出力信号２３およびＱ出力信号２４
で形成されるＩ−Ｑ平面上のある時刻におけるシンボル
のＱ軸上の座標値Ｑi と、その直前の時刻におけるＱ軸
上の座標値Ｑi-1 との差分ΔＱ＝Ｑi −Ｑi-1 を求め
る。Ｑ軸上の座標値は、図２から明らかなようにシンボ
ルが再生搬送波信号の周波数誤差（位相ずれ）によって
移動した位相の余弦である。従って、Ｑ軸の上の座標値
の大小はシンボル位相の大小に応じて奇関数的に変化す
るので、Ｑ軸上の座標値をシンボル位相と見做し、シン
ボル位相差そのものでなく差分ΔＱを求めるようにして
も、この差分ΔＱによって位相ずれの正負の方向を表す
ことができる。
【００２８】同様に、差分器４２は正負反転回路４１を
介して入力されたＩ出力信号２３およびＱ出力信号２４
で形成されるＩ−Ｑ平面上のある時刻におけるシンボル
のＩ軸上の座標値Ｉi と、その直前の時刻におけるＱ軸
上の座標値Ｉi-1 との差分ΔＩ＝Ｉi −Ｉi-1 を求める
が、Ｉ軸上の座標値はシンボルが再生搬送波信号の周波
数誤差（位相ずれ）によって移動した位相の正弦である
から、Ｉ軸の上の座標値をシンボル位相と見做して差分
ΔＩを求めれば、この差分ΔＩによって位相ずれの正負
の方向を表すことができる。
介して入力されたＩ出力信号２３およびＱ出力信号２４
で形成されるＩ−Ｑ平面上のある時刻におけるシンボル
のＩ軸上の座標値Ｉi と、その直前の時刻におけるＱ軸
上の座標値Ｉi-1 との差分ΔＩ＝Ｉi −Ｉi-1 を求める
が、Ｉ軸上の座標値はシンボルが再生搬送波信号の周波
数誤差（位相ずれ）によって移動した位相の正弦である
から、Ｉ軸の上の座標値をシンボル位相と見做して差分
ΔＩを求めれば、この差分ΔＩによって位相ずれの正負
の方向を表すことができる。
【００２９】図１の周波数再生回路はフィードバックル
ープを構成しているので、まず制御方向、つまり再生搬
送波信号の周波数を増加させるか減少させるかが正確な
動作に重要であって、シンボル位相差の代替値として差
分ΔＱ，ΔＩを検出するようにしても、周波数再生動作
の上で何ら問題はない。
ープを構成しているので、まず制御方向、つまり再生搬
送波信号の周波数を増加させるか減少させるかが正確な
動作に重要であって、シンボル位相差の代替値として差
分ΔＱ，ΔＩを検出するようにしても、周波数再生動作
の上で何ら問題はない。
【００３０】このように周波数変換後のディジタル変調
波のシンボル位相差をＱ軸またはＩ軸上の座標値の連続
する二つの時刻間の差分ΔＱまたはΔＩから求め、これ
に基づき再生搬送波信号の周波数誤差を検出して周波数
再生を行うようにすると、入力されるディジタル変調波
に大きなＣＷ妨害が加わっても、周波数誤差を誤って検
出することがなく、再生搬送波信号の本来の周波数誤差
を正しく検出することができる。
波のシンボル位相差をＱ軸またはＩ軸上の座標値の連続
する二つの時刻間の差分ΔＱまたはΔＩから求め、これ
に基づき再生搬送波信号の周波数誤差を検出して周波数
再生を行うようにすると、入力されるディジタル変調波
に大きなＣＷ妨害が加わっても、周波数誤差を誤って検
出することがなく、再生搬送波信号の本来の周波数誤差
を正しく検出することができる。
【００３１】すなわち、ＣＷ妨害などによってディジタ
ル変調波のシンボルが例えば図６の下側に示す円周上の
軌跡に沿って半時計回りに移動する際、例えば差分ΔＱ
の極性は前半では＋、後半では−となるので、これをロ
ーパスフィルタ５２により積分すると平均的にゼロとな
り、再生搬送波信号の周波数誤差としては検出されない
ことになる。
ル変調波のシンボルが例えば図６の下側に示す円周上の
軌跡に沿って半時計回りに移動する際、例えば差分ΔＱ
の極性は前半では＋、後半では−となるので、これをロ
ーパスフィルタ５２により積分すると平均的にゼロとな
り、再生搬送波信号の周波数誤差としては検出されない
ことになる。
【００３２】次に、閾値判定器３３，４３について説明
する。前述したように、閾値判定器３３，４３は正負判
定回路３１，４１と共に変調除去操作の目的で用いられ
る。図２（ａ）（ｂ）中に、入力されたディジタル変調
がＱＰＳＫ変調波の場合の閾値判定器３３，４３に制御
回路５０により指定される二つの閾値ＴＨ１，ＴＨ２で
与えられる検出範囲Ａ，Ｂをそれぞれ示す。
する。前述したように、閾値判定器３３，４３は正負判
定回路３１，４１と共に変調除去操作の目的で用いられ
る。図２（ａ）（ｂ）中に、入力されたディジタル変調
がＱＰＳＫ変調波の場合の閾値判定器３３，４３に制御
回路５０により指定される二つの閾値ＴＨ１，ＴＨ２で
与えられる検出範囲Ａ，Ｂをそれぞれ示す。
【００３３】図２（ａ）（ｂ）によると、二つの閾値Ｔ
Ｈ１，ＴＨ２はそれぞれ１／√２，−１／√２であり、
閾値判定器３３，４３はＱ軸上の座標値の差分ΔＱおよ
びＩ軸上の座標値の差分ΔＩが１／√２〜−１／√２の
検出範囲Ａ，Ｂ内にあるときΔＱ，ΔＩをそれぞれ出力
し、これ以外のときは“０”を出力することになる。こ
こで、１／√２，−１／√２はＱＰＳＫ変調波のシンボ
ルが半径１（シンボル振幅）の円周上にあるものとして
正規化した値である。このように閾値ＴＨ１，ＴＨ２を
定めると、正負判定回路３１，４１の動作と合わせて、
常に一つのシンボルのみが範囲Ａの中に存在するように
することができるので、前述した変調除去が実現される
ことになる。
Ｈ１，ＴＨ２はそれぞれ１／√２，−１／√２であり、
閾値判定器３３，４３はＱ軸上の座標値の差分ΔＱおよ
びＩ軸上の座標値の差分ΔＩが１／√２〜−１／√２の
検出範囲Ａ，Ｂ内にあるときΔＱ，ΔＩをそれぞれ出力
し、これ以外のときは“０”を出力することになる。こ
こで、１／√２，−１／√２はＱＰＳＫ変調波のシンボ
ルが半径１（シンボル振幅）の円周上にあるものとして
正規化した値である。このように閾値ＴＨ１，ＴＨ２を
定めると、正負判定回路３１，４１の動作と合わせて、
常に一つのシンボルのみが範囲Ａの中に存在するように
することができるので、前述した変調除去が実現される
ことになる。
【００３４】さらに、図３（ａ）（ｂ）には入力された
ディジタル変調波が８ＰＳＫ変調波の場合の閾値判定器
３３，４３における検出範囲を示す。８ＰＳＫ変調波の
シンボル配置に対しては、図３（ａ）（ｂ）に示すよう
に閾値判定器３３における検出範囲をＣ＝ｓｉｎ２２．
５°〜ｓｉｎ６７．５°，Ｄ＝−ｓｉｎ６７．５°〜−
ｓｉｎ２２．５°，Ｅ＝−ｓｉｎ２２．５°〜ｓｉｎ２
２．５°の３段階、閾値判定器４３における検出範囲を
Ｆ＝ｃｏｓ６７．５°〜ｃｏｓ２２．５°，Ｇ＝−ｃｏ
ｓ２２．５°〜−ｃｏｓ６７．５°，Ｈ＝−ｃｏｓ６
７．５°〜ｃｏｓ６７．５°の３段階とする。この場
合、閾値判定器３３，４３の閾値はそれぞれ３つとな
る。
ディジタル変調波が８ＰＳＫ変調波の場合の閾値判定器
３３，４３における検出範囲を示す。８ＰＳＫ変調波の
シンボル配置に対しては、図３（ａ）（ｂ）に示すよう
に閾値判定器３３における検出範囲をＣ＝ｓｉｎ２２．
５°〜ｓｉｎ６７．５°，Ｄ＝−ｓｉｎ６７．５°〜−
ｓｉｎ２２．５°，Ｅ＝−ｓｉｎ２２．５°〜ｓｉｎ２
２．５°の３段階、閾値判定器４３における検出範囲を
Ｆ＝ｃｏｓ６７．５°〜ｃｏｓ２２．５°，Ｇ＝−ｃｏ
ｓ２２．５°〜−ｃｏｓ６７．５°，Ｈ＝−ｃｏｓ６
７．５°〜ｃｏｓ６７．５°の３段階とする。この場
合、閾値判定器３３，４３の閾値はそれぞれ３つとな
る。
【００３５】そして、閾値判定器３３，４３は各検出範
囲の中に連続してシンボルが存在した場合にのみ、差分
器３２，４２の出力を符号判定器３５，４５に入力し、
それ以外の場合、つまりシンボルが検出範囲内にない
か、または連続して同じ検出範囲内になく他の検出範囲
内に移動した場合には、“０”を出力するように切替器
３４，４４を制御する。
囲の中に連続してシンボルが存在した場合にのみ、差分
器３２，４２の出力を符号判定器３５，４５に入力し、
それ以外の場合、つまりシンボルが検出範囲内にない
か、または連続して同じ検出範囲内になく他の検出範囲
内に移動した場合には、“０”を出力するように切替器
３４，４４を制御する。
【００３６】閾値判定器３３，４３の閾値（検出範囲）
は、上述したように入力されるディジタル変調波の種
類、つまりディジタル変調方式によって決まる。入力さ
れるディジタル変調波が単一の変調方式によるものと予
め分かっているときには、閾値（検出範囲）は固定値に
設定される。
は、上述したように入力されるディジタル変調波の種
類、つまりディジタル変調方式によって決まる。入力さ
れるディジタル変調波が単一の変調方式によるものと予
め分かっているときには、閾値（検出範囲）は固定値に
設定される。
【００３７】さらに、入力されるディジタル変調波の種
類がＱＰＳＫ変調波、８ＰＳＫ変調波…のように種々変
化する場合には、制御回路５０でその種類を識別し、そ
れに基づいて閾値判定器３３，４３に与える閾値を制御
することにより、検出範囲を切り替えるようにすればよ
い。制御回路５０でのディジタル変調波の種類の識別
は、例えばディジタル変調波の復調結果または復号結果
（原データ）、あるいは復調または復号の過程で得られ
るデータ、例えばディジタル変調波のＣ／Ｎ判定結果の
信号や、リセット信号を復号した結果など判定すること
により行うことができる。
類がＱＰＳＫ変調波、８ＰＳＫ変調波…のように種々変
化する場合には、制御回路５０でその種類を識別し、そ
れに基づいて閾値判定器３３，４３に与える閾値を制御
することにより、検出範囲を切り替えるようにすればよ
い。制御回路５０でのディジタル変調波の種類の識別
は、例えばディジタル変調波の復調結果または復号結果
（原データ）、あるいは復調または復号の過程で得られ
るデータ、例えばディジタル変調波のＣ／Ｎ判定結果の
信号や、リセット信号を復号した結果など判定すること
により行うことができる。
【００３８】なお、図１における符号判別器３５，４５
は、シンボル位相差の符号成分を取り出すものであり、
ＡＦＣループの誤動作防止のために設けられるものであ
る。このような誤動作が問題とならない場合は、切替器
３４，４４により選択された信号をそのまま周波数誤差
検出回路３０，４０の出力としても構わない。
は、シンボル位相差の符号成分を取り出すものであり、
ＡＦＣループの誤動作防止のために設けられるものであ
る。このような誤動作が問題とならない場合は、切替器
３４，４４により選択された信号をそのまま周波数誤差
検出回路３０，４０の出力としても構わない。
【００３９】また、図１の実施形態では二つの周波数誤
差検出回路３０，４０を設け、正負判定回路３１，４１
０を介して差分器３２，４２によりＱ軸上およびＩ軸上
の座標値についてそれぞれ連続する二つの時刻間の差分
ΔＱ，ΔＩを求め、これらを切替器３４，４４および符
号判定器３５，４５をそれぞれ介した後に加算器５１で
合成してローパスフィルタ５２に供給するようにした
が、周波数誤差検出回路３０，４０のいずれか一方のみ
とし、その出力をローパスフィルタ５２に供給するよう
にしてもよい。
差検出回路３０，４０を設け、正負判定回路３１，４１
０を介して差分器３２，４２によりＱ軸上およびＩ軸上
の座標値についてそれぞれ連続する二つの時刻間の差分
ΔＱ，ΔＩを求め、これらを切替器３４，４４および符
号判定器３５，４５をそれぞれ介した後に加算器５１で
合成してローパスフィルタ５２に供給するようにした
が、周波数誤差検出回路３０，４０のいずれか一方のみ
とし、その出力をローパスフィルタ５２に供給するよう
にしてもよい。
【００４０】さらに、本発明に係る周波数再生回路は一
部または全部の処理をＣＰＵによるソフトウェア処理に
よって実現することも可能である。その他、本発明はそ
の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することが
できる。
部または全部の処理をＣＰＵによるソフトウェア処理に
よって実現することも可能である。その他、本発明はそ
の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することが
できる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば周
波数再生のための再生搬送波信号の周波数誤差検出の
際、周波数変換後のディジタル変調波のシンボルのＩ−
Ｑ平面上のＩ軸上の座標値またはＱ軸上の座標値、ある
いはその両方をシンボル位相と見做して、これらの連続
する二つの時刻間の座標値の差分を二つの時刻間のシン
ボル位相差として検出し、これを積分して周波数誤差検
出を行うことにより、従来の周波数再生回路に比較して
ＣＭ妨害などの妨害の影響を受けることなく精度の高い
周波数誤差検出が可能であり、入力されるディジタル変
調波に大きな妨害が加わった場合でも正確な周波数再生
を行うことができる。
波数再生のための再生搬送波信号の周波数誤差検出の
際、周波数変換後のディジタル変調波のシンボルのＩ−
Ｑ平面上のＩ軸上の座標値またはＱ軸上の座標値、ある
いはその両方をシンボル位相と見做して、これらの連続
する二つの時刻間の座標値の差分を二つの時刻間のシン
ボル位相差として検出し、これを積分して周波数誤差検
出を行うことにより、従来の周波数再生回路に比較して
ＣＭ妨害などの妨害の影響を受けることなく精度の高い
周波数誤差検出が可能であり、入力されるディジタル変
調波に大きな妨害が加わった場合でも正確な周波数再生
を行うことができる。
【図１】本発明の一実施形態に係る周波数再生回路の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図２】入力されるディジタル変調波がＱＰＳＫ変調波
の場合の同実施形態の動作を説明するための図
の場合の同実施形態の動作を説明するための図
【図３】入力されるディジタル変調波が８ＰＳＫ変調波
の場合の同実施形態の動作を説明するための図
の場合の同実施形態の動作を説明するための図
【図４】従来の周波数再生回路における周波数誤差検出
方法を説明するための図
方法を説明するための図
【図５】ディジタル変調波に加わるＣＷ妨害について説
明するための図
明するための図
【図６】従来の周波数再生回路において入力されるディ
ジタル変調波に加わるＣＷ妨害が加わった場合の問題点
を説明するための図
ジタル変調波に加わるＣＷ妨害が加わった場合の問題点
を説明するための図
１１，１２…入力端子、１３，１４…Ｉ，Ｑ入力信号、
１５，１６…Ａ／Ｄコンバータ、１７…複素乗算器、１
８，１９…再生搬送波信号、２１，２２…ローパスフィ
ルタ、２３，２４…Ｉ，Ｑ出力信号、２５，２６…出力
端子、３０，４０…周波数誤差検出回路、３１，４１…
正負反転回路、３２，４２…差分器、３３，４３…閾値
判定器、３４，４４…切替器、３５，４５…符号判定
器、５１…加算器、５２…ローパスフィルタ、５３…数
値制御発振器、５４…サイン／コサイン変換器。
１５，１６…Ａ／Ｄコンバータ、１７…複素乗算器、１
８，１９…再生搬送波信号、２１，２２…ローパスフィ
ルタ、２３，２４…Ｉ，Ｑ出力信号、２５，２６…出力
端子、３０，４０…周波数誤差検出回路、３１，４１…
正負反転回路、３２，４２…差分器、３３，４３…閾値
判定器、３４，４４…切替器、３５，４５…符号判定
器、５１…加算器、５２…ローパスフィルタ、５３…数
値制御発振器、５４…サイン／コサイン変換器。
Claims (6)
- 【請求項１】入力されるディジタル変調波を該ディジタ
ル変調波に同期した再生搬送波信号を用いて周波数変換
する際に、該再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差に基づいて該再生搬送波信号の周波数を制
御して前記ディジタル変調波に周波数同期させる周波数
再生回路において、 前記周波数変換後のディジタル変調波のシンボルの直交
座標平面上の少なくとも一方の座標軸について連続する
二つの時刻間の座標値の差分を該二つの時刻間のシンボ
ル位相差として検出する差分手段と、 前記差分手段により検出された差分を積分して前記再生
搬送波信号の周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段
とを具備することを特徴とする周波数再生回路。 - 【請求項２】入力されるディジタル変調波を該ディジタ
ル変調波に同期した再生搬送波信号を用いて周波数変換
する際に、該再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差に基づいて該再生搬送波信号の周波数を制
御して前記ディジタル変調波に周波数同期させる周波数
再生回路において、 前記周波数変換後のディジタル変調波のシンボルの直交
座標平面上の直交する二つの座標軸についてそれぞれ連
続する二つの時刻間の座標値の差分を該二つの時刻間の
シンボル位相差として検出する第１および第２の差分手
段と、 前記第１および第２の差分手段の出力信号を合成する合
成手段と、 前記合成手段の出力信号を積分して前記再生搬送波信号
の周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、 前記周波数誤差検出手段により検出された周波数誤差に
基づいて前記再生搬送波信号の周波数を制御する制御手
段とを具備することを特徴とする周波数再生回路。 - 【請求項３】前記シンボルの一方の座標軸の座標値を他
方の座標軸の座標値の正負に応じて正負反転して極性を
揃える正負反転手段をさらに有し、この正負反転手段の
出力から前記差分手段により前記差分を検出することを
特徴とする請求項１または２記載の周波数再生回路。 - 【請求項４】前記差分検出手段が前記差分を検出する際
の座標値の検出対象範囲に制限を設ける手段をさらに有
することを特徴とする請求項１または２記載の周波数再
生回路。 - 【請求項５】前記差分検出手段が前記差分を検出する際
の座標値の検出対象範囲に制限を設ける手段と、該検出
対象範囲の制限を前記ディジタル変調波の種類によって
切り替える手段とをさらに有することを特徴とする請求
項１または２記載の周波数再生回路。 - 【請求項６】入力されるディジタル変調波を該ディジタ
ル変調波に同期した再生搬送波信号を用いて周波数変換
する際に、該再生搬送波信号の周波数誤差を検出し、こ
の周波数誤差に基づいて該再生搬送波信号の周波数を制
御して前記ディジタル変調波に周波数同期させる周波数
再生方法において、前記周波数変換後のディジタル変調
波のシンボルの直交座標平面上の少なくとも一方の座標
軸について連続する二つの時刻間の座標値の差分を該二
つの時刻間のシンボル位相差として検出し、この差分を
積分して前記再生搬送波信号の周波数誤差を検出するこ
とを特徴とする周波数再生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10155955A JPH11355371A (ja) | 1998-06-04 | 1998-06-04 | 周波数再生回路および周波数再生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10155955A JPH11355371A (ja) | 1998-06-04 | 1998-06-04 | 周波数再生回路および周波数再生方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355371A true JPH11355371A (ja) | 1999-12-24 |
Family
ID=15617194
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10155955A Pending JPH11355371A (ja) | 1998-06-04 | 1998-06-04 | 周波数再生回路および周波数再生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11355371A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014099804A (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-29 | Kddi Corp | 光受信装置 |
-
1998
- 1998-06-04 JP JP10155955A patent/JPH11355371A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014099804A (ja) * | 2012-11-15 | 2014-05-29 | Kddi Corp | 光受信装置 |
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