JP3088891B2 - データ受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、位相変調方式のディジ
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を広い範囲にわた
って自動修正できるように構成したものである。

【０００２】

【従来の技術】４値の位相変調方式であるπ／４シフト
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、それぞれの位相差が予め決められ
た（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）のいずれ
かの情報を表わしている。

【０００３】この位相差△φ_rは、Ｉ軸を横軸、Ｑ軸を
縦軸に表示した位相ダイヤグラムにおいて、図６の黒丸
と重なる位置に表示される。各黒丸に付された矢印は、
次の信号の遷移方向を示している。つまり、現在の位相
差△φ_rがπ／４であるときは、次の位相差△φ_rとし
て、より大きい３π／４を取ることもできれば、より小
さい−π／４または−３π／４を取ることもできる。こ
れに対して、現在の位相差△φ_rが３π／４のときは、
次の位相差△φ_rとして、より大きい位相差を取ること
はできず、また、現在の位相差△φ_rが−３π／４のと
きは、次の位相差△φ_rとして、さらに小さい位相差を
取ることはできない。

【０００４】一方、受信側は、受信信号を同期検波して
同相成分と直交成分とを検出し、それらの成分で表わさ
れる位相（変調位相）のシンボル間の位相差を判別し
て、送られた情報を取出す。このとき、受信した変調信
号の中心周波数と同期検波に用いる局部発振器の発振周
波数との間に周波数誤差△ｆが存在する場合には、変調
位相の位相差△φ_rに位相誤差θｅが含まれてしまう。
こうした事態に対処するため、データ受信装置には、こ
の位相誤差θｅを補償する手段が設けられており、それ
により復号における誤り率の改善が図られている。

【０００５】この種の従来のデータ受信装置は、図５に
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
から出力された同相入力信号と直交入力信号とを用いて
変調位相を求める位相変換回路12と、１シンボル周期に
おける変調位相の位相差△φ_rを検出するための位相遅
延検波部を構成する遅延器13および減算器14と、位相遅
延検波部の出力からビット・タイミングを再生するタイ
ミング再生回路16と、位相遅延検波部から出力された変
調位相△φ_rの位相差に含まれる位相誤差θｅを補償す
る自動周波数制御回路17と、誤差の補償された変調位相
の位相差△φ_rに基づいて各シンボルの位相を判定する
判定器18と、判定器18の出力を２値データに変換するデ
コーダ20と、デコーダ20の出力を受信データとして出力
する受信データ出力端子21とを備えている。

【０００６】Ａ／Ｄ変換器10、11は、ローパスフィルタ
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。

【０００７】また、位相遅延検波部を構成する遅延器13
は、位相変換回路12の出力を１シンボル周期分遅延さ
せ、また、減算器14は、現時点の変調位相である位相変
換回路12の出力から１シンボル前の変調位相である遅延
器13の出力を減算する。

【０００８】また、自動周波数制御回路17は、タイミン
グ再生回路16の出力するビット・タイミング信号に同期
して位相遅延検波部の出力を取込み、判定器18の出力を
参照しながら、位相遅延検波部の出力である変調位相差
△φ_rに生じた位相誤差θｅを補償する。

【０００９】図６は、位相遅延検波部が、受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号を基に位相遅延検波して得
た変調位相差△φ_rを表わす位相ダイアグラムであり、
位相誤差θｅがゼロの場合を示している。また、図７の
位相ダイアグラムは、受信した被変調信号の中心周波数
と直交検波部の局部発振器４の発振周波数との間に周波
数誤差△ｆがあるために位相誤差θｅが生じているとき
の変調位相差△φ_rを表わしている。

【００１０】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆ_R ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆ_S＝１／Ｔ_S＝Ｍｆ
_R（Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出力
Ｘ(ｋＴ_S）、Ｙ(ｋＴ_S）は次の式（１）、（２）のよう
になる。 Ｘ(ｋＴ_S）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （１） Ｙ(ｋＴ_S）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴ_S）は受信されたπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の送信変調位相であり、
Δｆはこの変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波
数との間の周波数誤差である。

【００１１】一方、位相変換回路12は、Ｘ(ｋＴ_S）およ
びＹ(ｋＴ_S）をそれぞれ同相および直交入力信号とし
て、ｔａｎ^-1（Ｘ(ｋＴ_S）／Ｙ(ｋＴ_S））に対応する変
調位相データφ_r(ｋＴ_S)を出力する。これを受けて位相
遅延検波部では、減算器14が、このφ_r(ｋＴ_S)から、遅
延器13の出力する１シンボル周期分遅延したφ_r(（ｋ−
Ｍ)Ｔ_S）を減算し、次式（３）で表される受信変調位相
差Δφ_rを出力する。

【００１２】 Δφ_r(ｋＴ_S)＝φ_r(ｋＴ_S）−φ_r(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S） ＝Δφ(ｋＴ_S)＋θｅ （３） このΔφ（ｋＴｓ）は、式（４）で表される送信変調位
相差成分であり、θｅは、式（５）で表されるΔｆに起
因する位相誤差である。 Δφ(ｋＴ_S）＝φ(ｋＴ_S）−φ(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S) （４） θｅ＝−２πΔｆＭＴ_S＝−２πΔｆＴ （５）

【００１３】この位相遅延検波部の出力を位相ダイヤグ
ラムで表示すると（位相ダイヤグラムでは、Ｉ，Ｑ平面
上の横軸ＩにＣＯＳΔφ_rが、縦軸ＱにＳＩＮΔφ_rが表
示される）、θｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、式（３）
よりΔφ_r(ｋＴ_S)＝Δφ(ｋＴ_S）となり、また、π／４
シフトＱＰＳＫ変調の送信変調位相差Δφ(ｋＴ_S）が±
π／４または±３π／４であるから、受信変調位相差△
φ_rは、図６のように表わせる。また、θｅ≠０（Δｆ
≠０）の時は、図７に示すように、位相ダイアグラム上
で送信変調位相差△φと受信変調位相差△φ_rとの間に
一定の位相誤差θｅが生じる。その結果、受信変調位相
差△φ_rと判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズマー
ジンが減少し、ノイズによっては判定境界を乗越える場
合が生じるため、受信データの誤り率特性が劣化してし
まう。

【００１４】自動周波数制御回路17は、このΔｆに起因
する位相誤差θｅを補償する。即ち、位相遅延検波部の
出力を、現時点で存在する象限の判定点である（２ｎ＋
１）・π／４（ｎ：整数）の角度に変換する。

【００１５】そのために、具体的に次のような動作を行
なう。先ず、タイミング再生回路16で再生されたビット
・タイミング信号に同期して、識別する時点での位相遅
延検波部の出力Δφ_r(ｎＴ）を取込み、次式（６）によ
り判定器18の出力Δφ_d(ｎＴ）（なお、判定器18は、自
動周波数制御回路17の出力が第１象限にあると判定した
ときはπ／４を、第２象限にあると判定したときは３π
／４を、第３象限にあると判定したときは−３π／４
を、第４象限にあると判定したときは−π／４を出力す
る）との平均誤差βを求め、これを位相誤差θｅの推定
値とする。 β＝（１／Ｎ_S）Σ［Δφ_r((ｎ−ｉ)Ｔ)−Δφ_d((ｎ−ｉ)Ｔ)］ （６） （Σはｉ＝０からＮ_S−１まで加算、Ｎ_S：正整数） 次に、式（７）により、Δφ_r(ｎＴ）からβを減算して
位相誤差θｅの補償された変調位相差Δφ_e(ｎＴ）を得
る。

【００１６】 Δφ_e(ｎＴ）＝Δφ_r(ｎＴ)−β （７） この時、受信された変調信号の中心周波数と局部発振器
４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜Δｆ｜＜ｆ_R ／
８であるならば、位相誤差θｅは式（５）より｜θｅ｜
＜π／４となるので、判定器18は、判定境界（判定閾
値）を図７のＩ軸およびＱ軸に採ることにより、当初か
ら定常的な判定誤りを侵すことなく判定結果を出力する
ことができる。そのため、平均誤差βは、位相誤差θｅ
の正しい推定値となり、式（７）により位相誤差θｅを
補償することが可能となる。また、判定器18は、それを
受けて、さらに誤りを含まない判定結果を出力すること
ができる。

【００１７】このように、自動周波数制御回路17を備え
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆ_R ／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
出来る。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のデータ
受信装置では、受信された変調信号の中心周波数と局部
発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆがｆ_R／８≦
｜Δｆ｜＜ｆ_R／４（ｆ_R：シンボルレート）である場合
には、位相遅延検波部の出力に含まれる位相誤差θｅが
π／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図７のＩ，Ｑ平
面上において識別時点でのΔφ_r(ｎＴ）の信号点の存在
する象限が変わってしまい、判定器18は当初から定常的
な判定誤りを生じることになる。そのため、自動周波数
制御回路17は、θｅの正しい推定値を得ることができ
ず、誤った方向に位相補償を行なってしまう。その結
果、受信データの誤り率特性が著しく劣化するという問
題点がある。

【００１９】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、位相遅延検
波部の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる
場合でも、それを補償することができる、広い自動周波
数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供することを目
的としている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、受
信した被変調信号の直交検波に使用する局部発振器と、
被変調信号における変調位相の１シンボル周期での位相
差を求める位相遅延検波部と、位相遅延検波部から出力
された角度を最も近い判定点の角度に変換する自動周波
数制御回路と、自動周波数制御回路から出力された角度
を判定する判定器とを具備し、被変調信号の中心周波数
と局部発振器の発振周波数との間の周波数差に起因して
前記位相差に生じる位相誤差θｅを補償する機能を備え
たπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信装置にお
いて、位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼ
ロクロスの情報を用いて判定するゼロクロス判定手段
と、前記ゼロクロス判定手段が位相誤差θｅの大きさを
π／４≦｜θｅ｜と判定したとき、判定器の判定した角
度を位相誤差θｅの向きと逆方向にπ／２の整数倍だけ
シフトするデータ置換手段とを設けている。

【００２１】また、前記ゼロクロス判定手段が、位相ダ
イアグラムのＩ軸またはＱ軸を横切る（即ち、ゼロクロ
スする）信号の数に基づいて、位相誤差θｅの大きさの
範囲とその向きとを判定するように構成している。

【００２２】

【作用】そのため、位相誤差θｅがπ／４以上のときに
は、判定器は、従来の装置と同じように、自動周波数制
御回路から出力された位相差を、本来の送信変調位相差
とは違って判定するが、この判定の誤りは、データ置換
手段が修正する。

【００２３】ゼロクロス判定手段は、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式の信号の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。

【００２４】

【実施例】本発明の実施例におけるデータ受信装置は、
図１に示すように、位相遅延検波部から出力された変調
位相差Δφ_rにおける位相誤差θｅの正負または｜θｅ
｜＜π／４であるかどうかを判定してその結果を判定信
号として出力するゼロクロス判定回路15と、判定器18の
出力をゼロクロス判定回路15からの判定信号に応じて置
換するデータ置換回路19とを備えている。その他の構成
は、従来の装置（図５）と変わりがない。

【００２５】データ置換回路19は、ゼロクロス判定回路
15の判定信号が｜θｅ｜≧π／４を表わしているとき、
判定器18の出力データを、生じている位相誤差θｅと逆
方向にπ／２シフトした角度データに置換する。

【００２６】図２は、位相遅延検波部が出力する変調位
相差△φ_rにπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の範囲の位相誤
差θｅが生じているときの位相ダイアグラムであり、図
３は、このときの自動周波数制御回路17の出力を示す位
相ダイアグラムである。また、図４の位相ダイアグラム
は、このときのデータ置換回路19における角度データの
置換方法を示している。

【００２７】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部、位相変換回路12および位相遅延検波部
の動作は、従来の装置と同じである。ただ、Ａ／Ｄ変換
器10、11は、シンボルレートに対して十分大きいサンプ
リング周波数を用いてＡ／Ｄ変換を行なう。いま、受信
したπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレート
をｆ_R ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11のサンプリング周
波数をｆ_S ＝１／Ｔ_S ＝Ｍｆ_R （Ｍ：十分大きな正整
数）、Ａ／Ｄ変換器10、11の出力をＸ(ｋＴ_S）、Ｙ(ｋ
Ｔ_S）とすると、 Ｘ(ｋＴ_S）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （１） Ｙ(ｋＴ_S）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （２） となる。ここで、φ(ｋＴ_S）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の送信変調位相、Δｆはこの変調信
号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数
誤差を表わす。

【００２８】また、位相変換回路12は、ｔａｎ^-1（Ｘ
(ｋＴ_S）／Ｙ(ｋＴ_S））に対応する変調位相データφ
_r(ｋＴ_S)を出力し、これを受けて位相遅延検波部は、次
式に示す受信変調位相差Δφ_rを出力する。

【００２９】 Δφ_r(ｋＴ_S)＝φ_r(ｋＴ_S）−φ_r(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S） ＝Δφ(ｋＴ_S)＋θｅ （３） このΔφ（ｋＴｓ）は送信変調位相差成分であり、θｅ
はΔｆに起因する位相誤差である。Δφ（ｋＴｓ）とθ
ｅとは、次式で表わされる。 Δφ(ｋＴ_S）＝φ(ｋＴ_S）−φ(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S) （４） θｅ＝−２πΔｆＭＴ_S＝−２πΔｆＴ （５）

【００３０】位相遅延検波部の出力する変調位相差Δφ
_rは、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場合には、図６の位相ダ
イアグラムで表わされ、また、θｅ≠０（Δｆ≠０）の
場合には、｜θｅ｜＜π／４のときは図７の位相ダイヤ
グラムで、また、π／４≦｜θｅ｜＜π／２のときは図
２の位相ダイヤグラムで表わされる。

【００３１】この図６に示すように、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の場合では、第２象限および第３象限における信号
点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だけに限られ
ている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ受信部によ
るノイズの影響を除いては、Δφ_rの信号点が負のＩ軸
を横切ることはない。

【００３２】また、図７に示すように、｜Δｆ｜＜ｆ_R
／８の周波数誤差Δｆに起因して｜θｅ｜＜π／４の位
相誤差θｅが生じている時には、判定境界(判定閾値)と
なるＩ軸およびＱ軸までのノイズマージンが減少し、受
信データの誤り率特性が劣化するが、この影響は、自動
周波数制御回路17によって補償され、誤り率特性が改善
される。なお、この｜θｅ｜＜π／４の場合にも、ノイ
ズの影響を除いては、Δφ_rの信号点が負のＩ軸を定常
的に横切ることはない。

【００３３】しかし、周波数誤差Δｆがｆ_R／８≦｜Δ
ｆ｜＜ｆ_R／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図２から分かるように、信号点の遷移経路が定常的
に負のＩ軸を横切る。また、この時には、π／４≦θｅ
＜π／２であるならば、Δφ_rの信号点の遷移経路が負
のＱ軸を横切る回数よりも正のＱ軸を横切る回数の方が
多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の場合に
は、逆に負のＱ軸を横切る回数よりも正のＱ軸を横切る
回数の方が少なくなる。

【００３４】ゼロクロス判定回路15は、位相誤差の大き
さや方向を検出するため、位相遅延検波部の出力Δφ
_r(ｋＴ_S)を取込み、位相ダイヤグラムにおいてΔφ_r(ｋ
Ｔ_S)の信号点が、負のＩ軸を横切る回数、正のＱ軸を横
切る回数および負のＱ軸を横切る回数をそれぞれカウン
トし、その結果に従って３種類の判定信号ＤＥＳ(ｉ)
（ｉ＝１，２，３）を出力する。このゼロクロス判定回
路15は、具体的に次の手順によってその処理を行なう。

【００３５】いま、Δφ_r(ｋＴ_S)の角度をｎビットを使
って表わそうとすると、２πを２ⁿ個に区分したπ／２
^n-1を１単位として、その大きさを表わすことができ
る。言換えると、Δφ_r(ｋＴ_S)の分解能をｎビットとす
ると、各時刻でのΔφ_r(ｋＴ_S)の値は、次の式（８）に
よって表わされる。 Δφ_r(ｋＴ_S)＝（π／２^n-1)×ｍ （８） ｍ＝０，１，２，‥，２^n-1 この時、図２、図６、図７に示すように、第１象限、第
２象限、第３象限、第４象限に存在するΔφ_r(ｋＴ_S)
は、それぞれ、ｍの値によって次のように区別される。 ０≦ｍ＜２^n-2 ： 第１象限 ２^n-2 ≦ｍ＜２^n-1 ： 第２象限 （９） ２^n-1 ≦ｍ＜３・２^n-2 ： 第３象限 ３・２^n-2 ≦ｍ≦２^n-1 ： 第４象限。

【００３６】さて、ゼロクロス判定回路15は、まず、Δ
φ_r(ｋＴ_S)のＮ₀ 個（Ｎ₀ ：正整数）のサンプル値を取
込み、Δφ_r(ｋＴ_S)の示す信号点がＩ，Ｑ軸を横切る場
合には、各サンプル値の存在する象限が変わってくるこ
とを利用して、負のＩ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸
を横切る回数ＣＴ２および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３
をそれぞれ次のように求める。

【００３７】ＣＴ１は、サンプル値が第２象限から第３
象限に変化した回数と第３象限から第２象限に変化した
回数との和であり、式（９）の関係を用いて、次式（１
０）により求めることができる。ただし、サンプリング
周波数ｆ_S ＝１／Ｔ_S はシンボルレートｆ_R にくらべて
十分高いものとする。 ＣＴ１＝{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：２^n-2≦ｍ＜２^n-1]∩ [Δφ_r(kＴ_S)：２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2］である回数｝ ＋{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2]∩ [Δφ_r(kＴ_S)：２^n-2≦ｍ＜２^n-1]である回数} （１０） なお、「Ａ∩Ｂ」は、集合Ａ、Ｂの両方に属している要
素の集合を表わす。

【００３８】また、同様にＣＴ２は、サンプル値が第１
象限から第２象限に変化した回数と第２象限から第１象
限に変化した回数との和として、次式（１１）により求
めることができる。 ＣＴ２＝{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：０≦ｍ＜２^n-2］∩ [Δφ_r(kＴ_S)：２^n-2≦ｍ＜２^n-1］である回数｝ ＋{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S):２^n-2≦ｍ＜２^n-1]∩ [Δφ_r(kＴ_S):０≦ｍ＜２^n-2］である回数｝ （１１） 同じくＣＴ３は、サンプル値が第３象限から第４象限に
変化した回数と第４象限から第３象限に変化した回数と
の和として、次式（１２）により求めることができる。 ＣＴ３＝{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2］∩ [Δφ_r(kＴ_S)：３・２^n-2≦ｍ＜２^n-1］である回数｝ ＋{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：３・２^n-2≦ｍ＜２ⁿ−１］∩ [Δφ_r(kＴ_S):２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2］である回数} （１２） この時、Ｎ₁＜Ｎ₀なる正整数Ｎ₁ を閾値として設定し、 ＣＴ１＜Ｎ₁ （１３） であるならば、ゼロクロス判定回路15は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＤＥＳ
（１）を出力する。

【００３９】また、 ［ＣＴ１≧Ｎ₁］∩［ＣＴ２＞ＣＴ３］ （１４） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ₁ 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路15
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＤＥＳ（２）を出力する。

【００４０】また、 ［ＣＴ１≧Ｎ₁］∩［ＣＴ２＜ＣＴ３］ （１５） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ₁ 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路15
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＤＥＳ（３）を出力する。

【００４１】一方、自動周波数制御回路17は、図３に示
すように、位相遅延検波部の出力Δφ_rが識別時点にお
いてＩ，Ｑ平面上のＡｅ、Ｂｅ、Ｃｅ、Ｄｅの信号点に
存在したときは、これを各象限の判定点である（２ｎ＋
１）・π／４（ｎ：整数）の角度の信号点Ａ、Ｂ、Ｃ、
Ｄに変換する。

【００４２】その具体的な動作は、前述した従来の装置
の自動周波数制御回路17のそれと同じであり、先ずタイ
ミング再生回路16により再生されたビット・タイミング
信号に同期して識別時点での位相遅延検波部の出力Δφ
_r(ｎＴ）を取込み、次式（１７）により、判定器18の出
力Δφ_d(ｎＴ）との平均誤差βを求め、これを各象限に
おける判定値とΔφ_rとの間の位相差を表わす推定値と
する。 β＝（１／Ｎ_S）Σ［Δφ_r((ｎ−ｉ)Ｔ)−Δφ_d((ｎ−ｉ)Ｔ)] （１７） （Σはｉ＝０からＮ_S−１まで加算、Ｎ_S：正整数） 次に、式（１８）により、Δφ_r(ｎＴ）からβを減算
し、その値Δφ_e(ｎＴ）を出力する。 Δφ_e(ｎＴ）＝Δφ_r(ｎＴ）−β （１８） こうすることにより、Δφ_r(ｎＴ）は、各象限の判定点
である信号点Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄに変換される。

【００４３】この式（１７）による推定値は、位相誤差
θｅがπ／４未満であるときは、位相誤差θｅを正しく
推定しており、判定器18は、自動周波数制御回路17の出
力Δφ_e に基づいて、本来送信された変調位相差Δφを
正しく判定する。しかし、位相誤差θｅがπ／４≦｜θ
ｅ｜＜π／２のときは、判定器18は、自動周波数制御回
路17の出力Δφ_e を、本来送信された変調位相差Δφに
対してπ／２または、−π／２シフトしたデータとして
誤って判定する。

【００４４】データ置換回路19は、この判定誤りを訂正
するために、ゼロクロス判定回路15から送られた判定信
号に応じて、判定器18で判定された角度データの置換を
行なう。この具体的な動作は次のように行なわれる。

【００４５】データ置換回路19は、ゼロクロス判定回路
15から判定信号ＤＥＳ（１）を受けたときは、判定器18
の出力を置換せず、そのまま出力する。この場合には、
位相誤差θｅが｜θｅ｜＜π／４であるため、自動周波
数制御回路17において正常な位相補償が行なわれている
からである。

【００４６】また、ゼロクロス判定回路15から、位相誤
差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であることを示す判定信
号ＤＥＳ（２）を受けたときは、データ置換回路19は、
判定器18の出力を−π／２シフトした角度データに置換
する。即ち、図４に示すように、 （判定器18出力Δφ_d） （データ置換回路19出力Δφ_c） π／４（信号点Ａ） → −π／４（信号点Ｄ） ３π／４（信号点Ｂ） → π／４（信号点Ａ） −３π／４（信号点Ｃ） → ３π／４（信号点Ｂ） −π／４（信号点Ｄ） → −３π／４（信号点Ｃ） に角度データを置換する。

【００４７】また、ゼロクロス判定回路15から、位相誤
差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であることを示す判
定信号ＤＥＳ（３）を受けたときは、データ置換回路19
は、判定器18の出力をπ／２シフトした角度データに置
換する。即ち、図４に示すように、 （判定器18出力Δφ_d） （データ置換回路19出力Δφ_c） π／４（信号点Ａ） → ３π／４（信号点Ｂ） ３π／４（信号点Ｂ） → −３π／４（信号点Ｃ） −３π／４（信号点Ｃ） → −π／４（信号点Ｄ） −π／４（信号点Ｄ） → π／４（信号点Ａ） に角度データを置換する。

【００４８】この結果、π／４≦｜θｅ｜＜π／２の位
相誤差θｅによる判定誤りが訂正され、デコーダ20を介
して正しい受信データが得られる。

【００４９】このように、実施例の装置では、受信され
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆ_R／８≦｜Δｆ｜＜ｆ_R／４の周波数誤差Δｆが存在
し、位相遅延検波部の出力にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２
の位相誤差θｅが生じているときでも、ゼロクロス判定
回路15がその誤差を検出し、データ置換回路19が、その
検出結果に応じて、判定器18で判定された角度データ
を、生じている位相誤差θｅと逆方向にπ／２シフト
し、正しい受信データに置換する。その結果、等価的に
自動周波数制御範囲を従来の装置の２倍に広げることが
できる。

【００５０】なお、実施例では位相誤差θｅがπ／４≦
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、データ置換回路19において、θ
ｅの大きさに応じて、θｅの向きの逆方向に判定器18の
出力をπ／２の整数倍の角度だけシフトすることによ
り、正しい受信データを得ることができる。

【００５１】

【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、位相遅延検波部の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位
相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動周波数制御を
行なうことができ、Δｆに起因する誤り率特性の劣化を
幅広く改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデータ受信装置における一実施例の構
成を示すブロック図、

【図２】実施例の装置の位相遅延検波部における出力の
位相ダイアグラム（位相誤差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜
π／２の場合）、

【図３】実施例の装置の自動周波数制御回路における出
力の位相ダイアグラム、

【図４】実施例の装置のデータ置換回路でのデータ置換
方法を示す位相ダイアグラム、

【図５】従来のデータ受信装置の構成を示すブロック
図、

【図６】位相遅延検波部の出力を表わす位相ダイアグラ
ム（θｅ＝０の場合）、

【図７】位相遅延検波部の出力を表わす位相ダイアグラ
ム（｜θｅ｜＜π／４の場合）である。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ 受信用ルートナイキスト・バンドパス・フィルタ ３ リミタアンプ ４ 局部発振器 ５ π／２移相器 ６、７ 乗算器 ８、９ ローパスフィルタ 10、11 Ａ／Ｄ変換器 12 位相変換回路 13 遅延器 14 減算器 15 ゼロクロス判定回路 16 タイミング再生回路 17 自動周波数制御回路 18 判定器 19 データ置換回路 20 デコーダ 21 受信データ出力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−212423（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212424（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212425（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−224960（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128550（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−508495（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信した被変調信号の直交検波に使用す
   る局部発振器と、前記被変調信号における変調位相の１
   シンボル周期での位相差を求める位相遅延検波部と、前
   記位相遅延検波部から出力された角度を最も近い判定点
   の角度に変換する自動周波数制御回路と、前記自動周波
   数制御回路から出力された角度を判定する判定器とを具
   備し、前記被変調信号の中心周波数と前記局部発振器の
   発振周波数との間の周波数差に起因して前記位相差に生
   じる位相誤差θｅを補償する機能を備えたπ／４シフト
   ＱＰＳＫ変調方式のデータ受信装置において、 前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼロ
   クロスの情報を用いて判定するゼロクロス判定手段と、 前記ゼロクロス判定手段が前記位相誤差θｅの大きさを
   π／４≦｜θｅ｜と判定したとき、前記判定器の判定し
   た角度を前記位相誤差θｅの向きと逆方向にπ／２の整
   数倍だけシフトするデータ置換手段とを設けたことを特
   徴とするデータ受信装置。
2. 【請求項２】 前記ゼロクロス判定手段が、位相ダイア
   グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
   前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定す
   ることを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。