JP2000004269A - 受信装置および受信方法、並びに記録媒体 - Google Patents
受信装置および受信方法、並びに記録媒体Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＡＦＣ回路による過剰な補正を抑制し、受信
特性を向上させる。 【解決手段】 入力されたベースバンド位相信号は、周
波数誤差検出部１１に供給されるとともに、加算器１５
に供給される。周波数誤差検出部１１においては、ベー
スバンド位相信号の周波数誤差が検出され、積分・平均
化部１２に供給される。積分・平均化部１２において
は、周波数誤差がシンボル毎に積分され、平均化された
後、数値制限部１３に供給される。数値制限部１３にお
いては、平均化された周波数誤差の値が所定の範囲内に
制限される。数値制限部１３により制限された周波数誤
差は、積分器１４において１シンボル毎に積分され、加
算器１５により、元のベースバンド位相信号から減算さ
れる。
特性を向上させる。 【解決手段】 入力されたベースバンド位相信号は、周
波数誤差検出部１１に供給されるとともに、加算器１５
に供給される。周波数誤差検出部１１においては、ベー
スバンド位相信号の周波数誤差が検出され、積分・平均
化部１２に供給される。積分・平均化部１２において
は、周波数誤差がシンボル毎に積分され、平均化された
後、数値制限部１３に供給される。数値制限部１３にお
いては、平均化された周波数誤差の値が所定の範囲内に
制限される。数値制限部１３により制限された周波数誤
差は、積分器１４において１シンボル毎に積分され、加
算器１５により、元のベースバンド位相信号から減算さ
れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信装置および受
信方法、並びに記録媒体に関し、特に、位相差分信号の
出力に制限を加えることにより、受信特性を改善するよ
うにした受信装置および受信方法、並びに記録媒体に関
する。
信方法、並びに記録媒体に関し、特に、位相差分信号の
出力に制限を加えることにより、受信特性を改善するよ
うにした受信装置および受信方法、並びに記録媒体に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、無線通信においては、送信側と受
信側の変調、復調に利用する周波数のずれを補正し、受
信特性の劣化を抑える為に、ＡＦＣ(Auto Frequency Co
ntroller)回路が用いられてきた。
信側の変調、復調に利用する周波数のずれを補正し、受
信特性の劣化を抑える為に、ＡＦＣ(Auto Frequency Co
ntroller)回路が用いられてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、周波数
誤差が大きく、ノイズも大きい場合や、フェージング等
の影響で一時的に位相が急激に回転した場合などに、Ａ
ＦＣ回路が過剰な補正を加え、受信特性を劣化させる場
合がある課題があった。
誤差が大きく、ノイズも大きい場合や、フェージング等
の影響で一時的に位相が急激に回転した場合などに、Ａ
ＦＣ回路が過剰な補正を加え、受信特性を劣化させる場
合がある課題があった。
【０００４】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、回路出力に数値制限を加えることにより、
受信特性を改善することができるようにするものであ
る。
ものであり、回路出力に数値制限を加えることにより、
受信特性を改善することができるようにするものであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の受信装
置は、変調側の出力信号の周波数と復調側の受信信号の
周波数との間の周波数誤差を補正し、受信状態の劣化を
防止するＡＦＣ回路を有する受信装置であって、受信信
号をベースバンド位相信号に変換する変換手段と、ベー
スバンド位相信号から周波数誤差を検出する検出手段
と、検出手段によって検出された周波数誤差を所定の範
囲内に制限する制限手段とを備えることを特徴とする。
また、受信信号をベースバンド位相信号に変換する変換
手段をさらに設け、検出手段は、ベースバンド位相信号
から周波数誤差を検出するようにすることができる。ま
た、検出手段によって検出された周波数誤差を平均化す
る平均化手段をさらに設けるようにし、制限手段は、平
均化手段によって平均化された周波数誤差を所定の範囲
内に制限するようにすることができる。また、制限手段
の出力を積分し、周波数誤差の累積を求める積分手段
と、受信信号から積分手段の出力を減算する減算手段と
をさらに設けるようにすることができる。また、受信信
号は、π／４ ｓｈｉｆｔ ＤＱＰＳＫ方式で変調され
た信号であるようにすることができる。また、制限手段
は、周波数誤差を、−π／４乃至π／４の範囲内に制限
するようにすることができる。また、検出手段は、ベー
スバンド位相信号を１シンボル分だけ遅延させ、入力さ
れたベースバンド位相信号と１シンボル前のベースバン
ド位相信号の差分に基づいて、周波数誤差を検出するよ
うにすることができる。請求項８に記載の受信方法は、
変調側の出力信号の周波数と復調側の受信信号の周波数
との間の周波数誤差を補正し、受信状態の劣化を防止す
るＡＦＣ回路を有する受信装置における受信方法であっ
て、受信信号をベースバンド位相信号に変換する変換ス
テップと、ベースバンド位相信号から周波数誤差を検出
する検出ステップと、検出ステップにおいて検出された
周波数誤差を所定の範囲内に制限する制限ステップとを
備えることを特徴とする。請求項９に記載の記録媒体
は、請求項８に記載の受信方法を実行可能なプログラム
を記録したことを特徴とする。本発明に係る受信装置お
よび受信方法、並びに記録媒体においては、受信信号か
ら周波数誤差を検出し、検出された周波数誤差を所定の
範囲内に制限する。
置は、変調側の出力信号の周波数と復調側の受信信号の
周波数との間の周波数誤差を補正し、受信状態の劣化を
防止するＡＦＣ回路を有する受信装置であって、受信信
号をベースバンド位相信号に変換する変換手段と、ベー
スバンド位相信号から周波数誤差を検出する検出手段
と、検出手段によって検出された周波数誤差を所定の範
囲内に制限する制限手段とを備えることを特徴とする。
また、受信信号をベースバンド位相信号に変換する変換
手段をさらに設け、検出手段は、ベースバンド位相信号
から周波数誤差を検出するようにすることができる。ま
た、検出手段によって検出された周波数誤差を平均化す
る平均化手段をさらに設けるようにし、制限手段は、平
均化手段によって平均化された周波数誤差を所定の範囲
内に制限するようにすることができる。また、制限手段
の出力を積分し、周波数誤差の累積を求める積分手段
と、受信信号から積分手段の出力を減算する減算手段と
をさらに設けるようにすることができる。また、受信信
号は、π／４ ｓｈｉｆｔ ＤＱＰＳＫ方式で変調され
た信号であるようにすることができる。また、制限手段
は、周波数誤差を、−π／４乃至π／４の範囲内に制限
するようにすることができる。また、検出手段は、ベー
スバンド位相信号を１シンボル分だけ遅延させ、入力さ
れたベースバンド位相信号と１シンボル前のベースバン
ド位相信号の差分に基づいて、周波数誤差を検出するよ
うにすることができる。請求項８に記載の受信方法は、
変調側の出力信号の周波数と復調側の受信信号の周波数
との間の周波数誤差を補正し、受信状態の劣化を防止す
るＡＦＣ回路を有する受信装置における受信方法であっ
て、受信信号をベースバンド位相信号に変換する変換ス
テップと、ベースバンド位相信号から周波数誤差を検出
する検出ステップと、検出ステップにおいて検出された
周波数誤差を所定の範囲内に制限する制限ステップとを
備えることを特徴とする。請求項９に記載の記録媒体
は、請求項８に記載の受信方法を実行可能なプログラム
を記録したことを特徴とする。本発明に係る受信装置お
よび受信方法、並びに記録媒体においては、受信信号か
ら周波数誤差を検出し、検出された周波数誤差を所定の
範囲内に制限する。
【０００６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の受信装置のＡＦ
Ｃ(Auto Frequency Controller)回路の概念図を示して
いる。ＡＦＣ回路は、無線通信において変調側（送信
側）の周波数と復調側（受信側）の周波数との間の周波
数誤差を補正し、受信状態の劣化を抑制するための回路
である。
Ｃ(Auto Frequency Controller)回路の概念図を示して
いる。ＡＦＣ回路は、無線通信において変調側（送信
側）の周波数と復調側（受信側）の周波数との間の周波
数誤差を補正し、受信状態の劣化を抑制するための回路
である。
【０００７】図１に示したように、周波数誤差検出部１
は、復調に用いる何らかの情報（例えば、位相情報）を
入力し、その情報から周波数誤差を検出し、出力する。
積分・平均化部２は、周波数誤差検出部により検出され
た周波数誤差の値に対して、積分処理、及び平均化処理
を行い、受信系に適する周波数オフセット補正値を計算
し、出力する。数値制限部３は、この出力値に数値制限
を加えた後、出力する。
は、復調に用いる何らかの情報（例えば、位相情報）を
入力し、その情報から周波数誤差を検出し、出力する。
積分・平均化部２は、周波数誤差検出部により検出され
た周波数誤差の値に対して、積分処理、及び平均化処理
を行い、受信系に適する周波数オフセット補正値を計算
し、出力する。数値制限部３は、この出力値に数値制限
を加えた後、出力する。
【０００８】次に、図２を参照して、本発明の受信装置
を応用したＰＨＳ(Personal HandyPhone System)の受信
機の一実施の形態の構成例について説明する。
を応用したＰＨＳ(Personal HandyPhone System)の受信
機の一実施の形態の構成例について説明する。
【０００９】図２は、ＰＨＳ復調部の構成例を示してい
る。ＲＦ(Radio Frequency)部４は、アンテナを介して
受信された信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号に
落とすようになされている。位相検出器６は、クロック
７に基づいて、ＲＦ部４より供給された信号からベース
バンド信号を生成するようになされている。ＡＦＣ部８
は、位相検出器６より供給されたベースバンド信号の周
波数誤差による位相のずれを補正するようになされてい
る。差動復号部９は、ＡＦＣ部８より供給された信号に
対して、差動復号を行うようになされている。判定部１
０は、差動復号部９からの信号に対して、判定処理を行
うようになされている。
る。ＲＦ(Radio Frequency)部４は、アンテナを介して
受信された信号をＩＦ(Intermediate Frequency)信号に
落とすようになされている。位相検出器６は、クロック
７に基づいて、ＲＦ部４より供給された信号からベース
バンド信号を生成するようになされている。ＡＦＣ部８
は、位相検出器６より供給されたベースバンド信号の周
波数誤差による位相のずれを補正するようになされてい
る。差動復号部９は、ＡＦＣ部８より供給された信号に
対して、差動復号を行うようになされている。判定部１
０は、差動復号部９からの信号に対して、判定処理を行
うようになされている。
【００１０】次に、その動作について説明する。アンテ
ナにより受信された信号は、ＲＦ部４に供給され、ＲＦ
部４においてｌｏｃａｌ信号５とミックスダウンされ、
ＩＦ信号に落とされる。次に、ＩＦ信号は、位相検出器
６に供給され、位相検出器６により、クロック７に基づ
いてベースバンドの位相信号（ベースバンド信号）に変
換される。ここで、ベースバンド信号を生成する（サン
プリングする）ときに用いられるクロック７は、ビット
同期が確立されているものとする。
ナにより受信された信号は、ＲＦ部４に供給され、ＲＦ
部４においてｌｏｃａｌ信号５とミックスダウンされ、
ＩＦ信号に落とされる。次に、ＩＦ信号は、位相検出器
６に供給され、位相検出器６により、クロック７に基づ
いてベースバンドの位相信号（ベースバンド信号）に変
換される。ここで、ベースバンド信号を生成する（サン
プリングする）ときに用いられるクロック７は、ビット
同期が確立されているものとする。
【００１１】ベースバンド信号に変換された位相信号
は、ＡＦＣ部８に供給され、ＡＦＣ部８において周波数
誤差による位相ずれが補正される。その後、差動復号部
９に供給され、差動復号された後、判定部１０において
判定され、復調される。
は、ＡＦＣ部８に供給され、ＡＦＣ部８において周波数
誤差による位相ずれが補正される。その後、差動復号部
９に供給され、差動復号された後、判定部１０において
判定され、復調される。
【００１２】次に、ＡＦＣ部８の構成及び動作について
説明する。図３は、図２のＡＦＣ部８の構成例を示して
いる。図３においては、図１に示した回路をオープンル
ープ型に配置し、計算された周波数誤差補正信号をこの
受信系に適応させるために、積分器１４を加えるように
している。
説明する。図３は、図２のＡＦＣ部８の構成例を示して
いる。図３においては、図１に示した回路をオープンル
ープ型に配置し、計算された周波数誤差補正信号をこの
受信系に適応させるために、積分器１４を加えるように
している。
【００１３】周波数誤差検出部１１は、位相検出器６よ
り供給されるベースバンド位相信号から、周波数誤差成
分を検出し、周波数誤差成分に対応する周波数誤差信号
を積分・平均化部１２に供給するようになされている。
積分・平均化部１２は、周波数誤差検出部１１より供給
された周波数誤差信号を積分し、平均化するようになさ
れている。そして、平均化した周波数誤差信号を数値制
限部１３に供給するようになされている。
り供給されるベースバンド位相信号から、周波数誤差成
分を検出し、周波数誤差成分に対応する周波数誤差信号
を積分・平均化部１２に供給するようになされている。
積分・平均化部１２は、周波数誤差検出部１１より供給
された周波数誤差信号を積分し、平均化するようになさ
れている。そして、平均化した周波数誤差信号を数値制
限部１３に供給するようになされている。
【００１４】数値制限部１３は、積分・平均化部１２よ
り供給された周波数誤差信号に対して、数値制限を行う
ようになされている。積分器１４は、数値制限部１３よ
り供給された数値制限された周波数誤差信号に対して、
１シンボル毎に積分を行うようになされている。積分さ
れた信号、即ち、周波数誤差補正信号は、加算器１５に
おいて、元のベースバンド位相信号から減算され、減算
結果が出力されるようになされている。
り供給された周波数誤差信号に対して、数値制限を行う
ようになされている。積分器１４は、数値制限部１３よ
り供給された数値制限された周波数誤差信号に対して、
１シンボル毎に積分を行うようになされている。積分さ
れた信号、即ち、周波数誤差補正信号は、加算器１５に
おいて、元のベースバンド位相信号から減算され、減算
結果が出力されるようになされている。
【００１５】ここで、積分・平均化部１２より供給され
た周波数誤差信号に対して、数値制限部１３により数値
制限を加えるのであるが、数値制限を含めたＡＦＣ部８
の詳細な動作については、後述する。なお、本発明はこ
のＡＦＣ部８に関するものであるため、復調部の他の部
分（ＲＦ部、位相検出器、差動復号部、判定回路）は、
特に規定しない。
た周波数誤差信号に対して、数値制限部１３により数値
制限を加えるのであるが、数値制限を含めたＡＦＣ部８
の詳細な動作については、後述する。なお、本発明はこ
のＡＦＣ部８に関するものであるため、復調部の他の部
分（ＲＦ部、位相検出器、差動復号部、判定回路）は、
特に規定しない。
【００１６】次に、図３に示したＡＦＣ部８の動作につ
いて、図４及び図５を参照して詳細に説明する。図４
は、図３に示したＡＦＣ部８の周波数誤差検出部１１の
構成例を示している。遅延回路２１は、入力されたベー
スバンド位相信号を１シンボル分だけ遅延させた後、出
力するようになされている。加算器２２は、入力された
ベースバンド位相信号から、遅延回路２１を介して供給
される１シンボル前の信号との差分を演算し、位相差分
信号を出力するようになされている。加算器２３は、加
算器２２より供給される位相差分信号から、本来あるべ
き値（この例の場合、図５に示した４つの位相点の位相
（データ真値）、±π／４、±３π／４の中で、位相差
分信号の位相に最も近いもの）を減算し、オフセットを
計算するようになされている。
いて、図４及び図５を参照して詳細に説明する。図４
は、図３に示したＡＦＣ部８の周波数誤差検出部１１の
構成例を示している。遅延回路２１は、入力されたベー
スバンド位相信号を１シンボル分だけ遅延させた後、出
力するようになされている。加算器２２は、入力された
ベースバンド位相信号から、遅延回路２１を介して供給
される１シンボル前の信号との差分を演算し、位相差分
信号を出力するようになされている。加算器２３は、加
算器２２より供給される位相差分信号から、本来あるべ
き値（この例の場合、図５に示した４つの位相点の位相
（データ真値）、±π／４、±３π／４の中で、位相差
分信号の位相に最も近いもの）を減算し、オフセットを
計算するようになされている。
【００１７】まず最初に、入力されたベースバンド位相
信号に対して、１シンボル前のベースバンド位相信号と
の差分が求められる。図４において、Ｚ−１は、１シン
ボル遅延を意味する。
信号に対して、１シンボル前のベースバンド位相信号と
の差分が求められる。図４において、Ｚ−１は、１シン
ボル遅延を意味する。
【００１８】ＰＨＳの変調方式は、π／４ ｓｈｉｆｔ
ＤＱＰＳＫ(Differential Quadrature Phase Shift K
eying)方式であるため、１シンボル差分信号、即ち、入
力されたベースバンド位相信号と１シンボル前のベース
バンド位相信号の差分を表わす信号の位相点は、ノイズ
・フェージングの影響が全くないと仮定すると、図５に
示したように、４つの点（±π／４，±３π／４）のみ
が可能となる。
ＤＱＰＳＫ(Differential Quadrature Phase Shift K
eying)方式であるため、１シンボル差分信号、即ち、入
力されたベースバンド位相信号と１シンボル前のベース
バンド位相信号の差分を表わす信号の位相点は、ノイズ
・フェージングの影響が全くないと仮定すると、図５に
示したように、４つの点（±π／４，±３π／４）のみ
が可能となる。
【００１９】位相の時間微分が周波数であるので、ここ
で、送信側の周波数と受信側の周波数（変調に用いるｌ
ｏｃａｌ信号の周波数と復調に用いるｌｏｃａｌ信号の
周波数）との間に一定の誤差があると、位相の差分信号
に一定のオフセットが現れる。
で、送信側の周波数と受信側の周波数（変調に用いるｌ
ｏｃａｌ信号の周波数と復調に用いるｌｏｃａｌ信号の
周波数）との間に一定の誤差があると、位相の差分信号
に一定のオフセットが現れる。
【００２０】例えば、１キロヘルツ（ｋＨｚ）の周波数
誤差があるとすると、１／１ｋ（秒（ｓ））の間に位相
が一回転（２πラジアン（ｒａｄ））だけずれる。従っ
て、ＰＨＳの１シンボル間（１／１９２ｋ（ｓ））に、
１／１９２回転（２π／１９２ｒａｄ（２度程度））ず
つずれていくことになる。即ち、位相差分信号に２π／
１９２ｒａｄのオフセットがかかることになる。従っ
て、位相差分信号から、本来あるべき値（この例の場
合、±π／４、±３π／４）を減算することにより、上
記オフセットを計算することができる。
誤差があるとすると、１／１ｋ（秒（ｓ））の間に位相
が一回転（２πラジアン（ｒａｄ））だけずれる。従っ
て、ＰＨＳの１シンボル間（１／１９２ｋ（ｓ））に、
１／１９２回転（２π／１９２ｒａｄ（２度程度））ず
つずれていくことになる。即ち、位相差分信号に２π／
１９２ｒａｄのオフセットがかかることになる。従っ
て、位相差分信号から、本来あるべき値（この例の場
合、±π／４、±３π／４）を減算することにより、上
記オフセットを計算することができる。
【００２１】このようにして検出された周波数誤差（上
記オフセット）は、白色ノイズの影響を少なくするため
に、図３に示した積分・平均化部１２において、ある一
定数のシンボルの間に渡って、積分され、平均化され
る。先ほどの例で考えると、１ｋＨｚの周波数オフセッ
トがあり、さらに白色ノイズが加わっていたとしても、
十分に長い時間の平均を取れば、出力される周波数誤差
信号は２π／１９２ｒａｄに収束するはずである。
記オフセット）は、白色ノイズの影響を少なくするため
に、図３に示した積分・平均化部１２において、ある一
定数のシンボルの間に渡って、積分され、平均化され
る。先ほどの例で考えると、１ｋＨｚの周波数オフセッ
トがあり、さらに白色ノイズが加わっていたとしても、
十分に長い時間の平均を取れば、出力される周波数誤差
信号は２π／１９２ｒａｄに収束するはずである。
【００２２】次に、平均化された周波数誤差信号に対し
て、数値制限部１３により数値制限が施される。上記実
施の形態においては、象限を超える補正が起こらないよ
うに、周波数誤差信号を−π／４乃至＋π／４の範囲内
に制限するようにする。即ち、数値制限部１３の入力を
ｘ、出力をｙとすると、 ｙ＝−π／４ （ただし、ｘ≦−π／４のとき） ｙ＝ｘ （ただし、−π／４＜ｘ＜π／４のと
き） ｙ＝π／４ （ただし、π／４≦ｘのとき） となる。
て、数値制限部１３により数値制限が施される。上記実
施の形態においては、象限を超える補正が起こらないよ
うに、周波数誤差信号を−π／４乃至＋π／４の範囲内
に制限するようにする。即ち、数値制限部１３の入力を
ｘ、出力をｙとすると、 ｙ＝−π／４ （ただし、ｘ≦−π／４のとき） ｙ＝ｘ （ただし、−π／４＜ｘ＜π／４のと
き） ｙ＝π／４ （ただし、π／４≦ｘのとき） となる。
【００２３】先ほどの例の場合、−π／４＜（２π／１
９２）＜π／４であるので、そのまま２π／１９２が周
波数誤差信号として出力されることになる。しかしなが
ら、ＰＨＳの場合、例えば、２４ｋＨｚ以上の周波数誤
差があるとき、ｘの絶対値がπ／４を越えるので、数値
制限がかかることになる。これは、規格上起こり得ない
ことではあるが、実際には、ノイズやフェージングの影
響により、入力ｘの値の絶対値がπ／４を越える場合が
あり、その場合に、この数値制限が効果を発揮する。
９２）＜π／４であるので、そのまま２π／１９２が周
波数誤差信号として出力されることになる。しかしなが
ら、ＰＨＳの場合、例えば、２４ｋＨｚ以上の周波数誤
差があるとき、ｘの絶対値がπ／４を越えるので、数値
制限がかかることになる。これは、規格上起こり得ない
ことではあるが、実際には、ノイズやフェージングの影
響により、入力ｘの値の絶対値がπ／４を越える場合が
あり、その場合に、この数値制限が効果を発揮する。
【００２４】最後に、積分器１４において、数値制限部
１３による数値制限後の周波数誤差信号に対して、１シ
ンボル毎に積分が行われ、積分された信号が出力され
る。この信号は、元のベースバンド位相信号から減算さ
れていく。
１３による数値制限後の周波数誤差信号に対して、１シ
ンボル毎に積分が行われ、積分された信号が出力され
る。この信号は、元のベースバンド位相信号から減算さ
れていく。
【００２５】ここで、積分器１４の意味について説明す
る。上記実施の形態においては、１シンボル間に周波数
誤差によってずれる位相量を求めているが、元のベース
バンド位相信号は、１シンボル毎にずれが蓄積され、ず
れが増加していく。従って、１シンボル間にずれる位相
量をシンボル毎に積分したものを周波数誤差補正信号と
して出力し、元のベースバンド位相信号からその出力
（周波数誤差補正信号）を減算することにより、周波数
誤差による位相ずれ成分を取り除かなければならない。
そのために、積分器１４が存在するのである。
る。上記実施の形態においては、１シンボル間に周波数
誤差によってずれる位相量を求めているが、元のベース
バンド位相信号は、１シンボル毎にずれが蓄積され、ず
れが増加していく。従って、１シンボル間にずれる位相
量をシンボル毎に積分したものを周波数誤差補正信号と
して出力し、元のベースバンド位相信号からその出力
（周波数誤差補正信号）を減算することにより、周波数
誤差による位相ずれ成分を取り除かなければならない。
そのために、積分器１４が存在するのである。
【００２６】先ほどの例では、数値制限後の値は、２π
／１９２であったが、これが１シンボル毎に２π／１９
２、４π／１９２、６π／１９２、…、と出力され、元
の信号から減算されていく。
／１９２であったが、これが１シンボル毎に２π／１９
２、４π／１９２、６π／１９２、…、と出力され、元
の信号から減算されていく。
【００２７】以上のようにして、上記実施の形態におい
ては、次のような効果を得ることができる。第１の効果
は、フェージング、ノイズ等の影響で、受信状態が悪い
時や、周波数誤差が大きい時に、受信特性を改善するこ
とできることである。その理由は、周波数誤差が大き
く、ノイズも大きい場合や、フェージング等の影響で一
時的に位相が急激に回転した場合等に、ＡＦＣ部８の周
波数誤差信号に制限を加えることにより、ＡＦＣ部８に
よる過剰な補正を制限し、出力数値の制限をしないとき
に比べて、受信特性を改善することができるからであ
る。実際には、上述した実施の形態においては、π／４
ｒａｄ（周波数誤差２４ｋＨｚ相当）以上の誤差は検出
できないので、π／４ｒａｄ以上の値を周波数誤差信号
として出力することは過剰な補正と考えられる。
ては、次のような効果を得ることができる。第１の効果
は、フェージング、ノイズ等の影響で、受信状態が悪い
時や、周波数誤差が大きい時に、受信特性を改善するこ
とできることである。その理由は、周波数誤差が大き
く、ノイズも大きい場合や、フェージング等の影響で一
時的に位相が急激に回転した場合等に、ＡＦＣ部８の周
波数誤差信号に制限を加えることにより、ＡＦＣ部８に
よる過剰な補正を制限し、出力数値の制限をしないとき
に比べて、受信特性を改善することができるからであ
る。実際には、上述した実施の形態においては、π／４
ｒａｄ（周波数誤差２４ｋＨｚ相当）以上の誤差は検出
できないので、π／４ｒａｄ以上の値を周波数誤差信号
として出力することは過剰な補正と考えられる。
【００２８】図６は、本発明の受信装置に用いるＡＦＣ
部８の他の実施の形態の構成例を示すブロック図であ
る。図６に示したＡＦＣ部８は、図３に示したＡＦＣ部
８をフィードバック型にしたものである。その動作は、
図３に示したものと同様であり、図２に示したようなＰ
ＨＳ受信系にも対応させることができる。従って、図６
に示した実施の形態の場合にも、図３に示した実施の形
態の場合と同様の効果を得ることができる。
部８の他の実施の形態の構成例を示すブロック図であ
る。図６に示したＡＦＣ部８は、図３に示したＡＦＣ部
８をフィードバック型にしたものである。その動作は、
図３に示したものと同様であり、図２に示したようなＰ
ＨＳ受信系にも対応させることができる。従って、図６
に示した実施の形態の場合にも、図３に示した実施の形
態の場合と同様の効果を得ることができる。
【００２９】以上説明したように、上記各実施の形態に
おいては、ＡＦＣ部８において、周波数誤差検出部の出
力数値に制限を加えることにより、受信系の誤り率特性
を改善することができる。特に受信状態が悪い時や周波
数誤差が大きい時に有効である。
おいては、ＡＦＣ部８において、周波数誤差検出部の出
力数値に制限を加えることにより、受信系の誤り率特性
を改善することができる。特に受信状態が悪い時や周波
数誤差が大きい時に有効である。
【００３０】なお、上記実施の形態においては、本発明
をＰＨＳ受信機に応用する場合について説明したが、そ
の他の無線通信受信機にも本発明を適用することができ
る。
をＰＨＳ受信機に応用する場合について説明したが、そ
の他の無線通信受信機にも本発明を適用することができ
る。
【００３１】また、上記実施の形態においては、変調方
式をπ／４ ｓｈｉｆｔ ＤＱＰＳＫとしたが、必ずし
もこれに限定されるものではない。
式をπ／４ ｓｈｉｆｔ ＤＱＰＳＫとしたが、必ずし
もこれに限定されるものではない。
【００３２】
【発明の効果】以上の如く、本発明に係る受信装置およ
び受信方法、並びに記録媒体によれば、受信信号から周
波数誤差を検出し、検出された周波数誤差を所定の範囲
内に制限するようにしたので、ＡＦＣ回路の過剰な補正
を制限することができ、受信特性を改善することができ
る。
び受信方法、並びに記録媒体によれば、受信信号から周
波数誤差を検出し、検出された周波数誤差を所定の範囲
内に制限するようにしたので、ＡＦＣ回路の過剰な補正
を制限することができ、受信特性を改善することができ
る。
【図１】本発明の受信装置を応用したＰＨＳ受信機のＡ
ＦＣ回路の一実施の形態の構成例を示すブロック図であ
る。
ＦＣ回路の一実施の形態の構成例を示すブロック図であ
る。
【図２】ＰＨＳ受信機の復調部の構成例を示すブロック
図である。
図である。
【図３】図２のＡＦＣ部８の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】図３の周波数誤差検出部１１の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】π／４シフトＤＱＰＳＫ位相点を説明するため
の図である。
の図である。
【図６】図２のＡＦＣ部８の他の構成例を示すブロック
図である。
図である。
１ 周波数誤差検出部 ２ 積分・平均化部 ３ 数値制限部 ４ ＲＦ部 ６ 位相検出器 ８ ＡＦＣ部 ９ 差動復号部 １０ 判定部 １１ 周波数誤差検出部 １２ 積分・平均化部 １３ 数値制限部 １４ 積分器 １５，２２，２３ 加算器 ２１ 遅延回路
Claims (9)
- 【請求項１】 変調側の出力信号の周波数と復調側の受
信信号の周波数との間の周波数誤差を補正し、受信状態
の劣化を防止するＡＦＣ回路を有する受信装置であっ
て、 前記受信信号から周波数誤差を検出する検出手段と、 前記検出手段によって検出された前記周波数誤差を所定
の範囲内に制限する制限手段とを備えることを特徴とす
る受信装置。 - 【請求項２】 前記受信信号をベースバンド位相信号に
変換する変換手段をさらに備え、 前記検出手段は、前記ベースバンド位相信号から周波数
誤差を検出することを特徴とする請求項１に記載の受信
装置。 - 【請求項３】 前記検出手段によって検出された周波数
誤差を平均化する平均化手段をさらに備え、 前記制限手段は、前記平均化手段によって平均化された
前記周波数誤差を所定の範囲内に制限することを特徴と
する請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項４】 前記制限手段の出力を積分し、前記周波
数誤差の累積を求める積分手段と、 前記受信信号から前記積分手段の出力を減算する減算手
段とをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の
受信装置。 - 【請求項５】 前記受信信号は、π／４ ｓｈｉｆｔ
ＤＱＰＳＫ方式で変調された信号であることを特徴とす
る請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項６】 前記制限手段は、前記周波数誤差を、−
π／４乃至π／４の範囲内に制限することを特徴とする
請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項７】 前記検出手段は、前記ベースバンド位相
信号を１シンボル分だけ遅延させ、入力されたベースバ
ンド位相信号と１シンボル前のベースバンド位相信号の
差分に基づいて、前記周波数誤差を検出することを特徴
とする請求項１に記載の受信装置。 - 【請求項８】 変調側の出力信号の周波数と復調側の受
信信号の周波数との間の周波数誤差を補正し、受信状態
の劣化を防止するＡＦＣ回路を有する受信装置における
受信方法であって、 前記受信信号をベースバンド位相信号に変換する変換ス
テップと、 前記ベースバンド位相信号から周波数誤差を検出する検
出ステップと、 前記検出ステップにおいて検出された前記周波数誤差を
所定の範囲内に制限する制限ステップとを備えることを
特徴とする受信方法。 - 【請求項９】 請求項８に記載の受信方法を実行可能な
プログラムを記録したことを特徴とする記録媒体。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10179834A JP2000004269A (ja) | 1998-06-12 | 1998-06-12 | 受信装置および受信方法、並びに記録媒体 |
| US09/327,597 US6587523B1 (en) | 1998-06-12 | 1999-06-08 | Radio signal receiving apparatus and a method of radio signal reception |
| CNB991090020A CN1143493C (zh) | 1998-06-12 | 1999-06-11 | 无线电信号接收装置和无线电信号接收方法 |
| AU35005/99A AU766105B2 (en) | 1998-06-12 | 1999-06-11 | A radio signal receiving apparatus and a method of radio signal reception |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10179834A JP2000004269A (ja) | 1998-06-12 | 1998-06-12 | 受信装置および受信方法、並びに記録媒体 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000004269A true JP2000004269A (ja) | 2000-01-07 |
Family
ID=16072721
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10179834A Pending JP2000004269A (ja) | 1998-06-12 | 1998-06-12 | 受信装置および受信方法、並びに記録媒体 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6587523B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000004269A (ja) |
| CN (1) | CN1143493C (ja) |
| AU (1) | AU766105B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015104110A (ja) * | 2013-11-28 | 2015-06-04 | 富士通株式会社 | 周波数オフセット推定回路および周波数オフセット推定方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4301227B2 (ja) * | 2005-09-15 | 2009-07-22 | セイコーエプソン株式会社 | 電気光学装置及びその製造方法、電子機器並びにコンデンサー |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR960011125B1 (ko) * | 1993-01-30 | 1996-08-20 | 삼성전자 주식회사 | 시분할 다중 통신 채널용 디지탈 복조 회로 |
| JPH07115448A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-05-02 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | Ｐｓｋ受信機のａｆｃ装置 |
| JPH07297872A (ja) * | 1994-04-28 | 1995-11-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 復調装置 |
| JPH0880798A (ja) | 1994-07-11 | 1996-03-26 | Kansei Corp | 車両用助手席エアバッグ装置 |
| JP3190808B2 (ja) | 1995-10-12 | 2001-07-23 | エヌイーシーワイヤレスネットワークス株式会社 | 搬送波同期回路 |
| JP3091956B2 (ja) | 1995-10-20 | 2000-09-25 | ミネベア株式会社 | スピーカ用磁気回路 |
| JP3388079B2 (ja) | 1995-12-13 | 2003-03-17 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置 |
| JPH09168039A (ja) | 1995-12-15 | 1997-06-24 | Toshiba Corp | 搬送波再生回路 |
| JPH09331307A (ja) | 1996-06-13 | 1997-12-22 | Hitachi Ltd | スペクトル拡散復調装置 |
| JPH10224420A (ja) * | 1997-02-05 | 1998-08-21 | Toshiba Corp | デジタル復調装置のａｆｃ回路 |
| US5940450A (en) * | 1997-02-28 | 1999-08-17 | Hitachi America, Ltd. | Carrier recovery method and apparatus |
| US6046630A (en) * | 1997-06-27 | 2000-04-04 | Hyundai Electronics Industries Co., Ltd. | π/4 QPSK digital demodulating apparatus and a method thereof |
| US6002721A (en) * | 1998-07-20 | 1999-12-14 | Stanford Telecommunications, Inc. | Carrier frequency estimator for a signal receiver |
-
1998
- 1998-06-12 JP JP10179834A patent/JP2000004269A/ja active Pending
-
1999
- 1999-06-08 US US09/327,597 patent/US6587523B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-06-11 AU AU35005/99A patent/AU766105B2/en not_active Ceased
- 1999-06-11 CN CNB991090020A patent/CN1143493C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015104110A (ja) * | 2013-11-28 | 2015-06-04 | 富士通株式会社 | 周波数オフセット推定回路および周波数オフセット推定方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6587523B1 (en) | 2003-07-01 |
| CN1239367A (zh) | 1999-12-22 |
| AU3500599A (en) | 1999-12-23 |
| AU766105B2 (en) | 2003-10-09 |
| CN1143493C (zh) | 2004-03-24 |
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