JP2003169101A - 信号復調装置及び信号復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 十分なキャリア周波数推定精度を実現しつつ
キャリア再生手段の回路規模を削減し、復調データ系列
のビット誤り率特性の優れた信号復調装置及び信号復調
方法を提供する。 【解決手段】 遅延型検波型のキャリア周波数偏差検出
手段とＤＦＴ手段を用いた再生キャリア信号生成手段と
を備え、両手段を互いに補完するように動作させること
により、回路規模増大を抑制しつつ、周波数精度の高い
再生キャリア信号を生成し、復調データ系列のビット誤
り率特性を改善する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、無線通信システムの
信号復調装置及び信号復調方法に関し、特にバースト状
に送信された信号を復調処理するバースト信号復調装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のディジタル無線通信システム用復
調器のキャリア再生手段として、例えば文献「バースト
信号復調装置」（特開平３−１６５１５２，発明者：吉
田）に記載されているような、“０π”変調信号を用い
た復調方式が提案されている。

【０００３】従来のバースト信号復調装置の動作を図１
１に従って説明する。図１１は、上記従来のバースト信
号復調装置の構成図である。まずバースト信号復調装置
は、無線周波数帯のバースト信号をアンテナ１で受信す
る。当該受信信号は、図１２に示すバーストフォーマッ
トで構成され、キャリア信号再生用のプリアンブルとし
て設けられた“０π”変調信号と、所定の方式で変調処
理された有意データとからなる。ここで“０π”変調信
号とは、１シンボル毎に±π［ｒａｄ］の位相遷移を繰
り返す信号であり、例えばＱＰＳＫ変調方式の場合では
“１１００”パターンや、“１００１”パターン等が該
当する。

【０００４】周波数変換手段２は、周波数変換ローカル
用発振器２１によって生成される所定周波数のローカル
信号を用いて無線周波数帯の受信信号を準同期検波処理
し、無線周波数帯からベースバンド帯に周波数変換す
る。ここで一般に、ローカル信号の周波数と受信信号の
中心周波数は完全には一致していないためキャリア周波
数偏差が生じ、ベースバンド帯に変換された受信信号の
キャリア位相が変動する。

【０００５】キャリア周波数偏差Δｆ＝０［Ｈｚ］の場
合には、上記“０π”変調信号は、図１３に示すように
信号点Ａと信号点Ｂとを１シンボル周期で交互に遷移す
る。ただし、図１３においてキャリア位相θ（ｔ）=θ
_０とする。これに対し、前記の通りオーバサンプルデー
タ系列にキャリア周波数偏差が含まれている場合は、キ
ャリア位相θ（ｔ）は、下記式１で表されるとおり時間
ｔと共に変動する。 θ（ｔ）＝２π（Δｆ／Ｒｓ）（ｔ／Ｔ）＋θ_０ ・・・式１ 但し、θ_０は初期のキャリア位相、Ｒｓはシンボルレー
ト［ｂａｕｄ］、Ｔをシンボル周期［ｓｅｃ］である。
式１より、１シンボル周期Ｔ当りのキャリア位相θ
（ｔ）の変化量は、２π（Δｆ／Ｒｓ）［ｒａｄ／ｓｙ
ｍｂｏｌ］となる。

【０００６】Ａ／Ｄ変換器３＿１、３＿２は、ベースバ
ンド帯の受信信号の同相成分と直交成分とを、それぞれ
別個に予め定められたサンプリング速度で標本化し、オ
ーバサンプルデータ系列に変換する。当該Ａ／Ｄ変換器
３＿１、３＿２のサンプリング速度はシンボルレートの
N倍に設定される。

【０００７】バースト検出手段７は、Ａ／Ｄ変換器３＿
１、３＿２から出力されるオーバサンプルデータ系列を
常時監視し、前記バーストフォーマットを有する受信信
号の到来を検出すると、バースト検出タイミング信号を
出力する。また、該バースト検出タイミングから予め定
められた前記”０π”変調信号のシンボル時間長を計測
し、該”０π”変調信号の受信完了タイミングを示す、
プリアンプル受信完了タイミング信号を生成して出力す
る。

【０００８】オーバサンプルデータ系列は、ナイキスト
点データ抽出手段５のシンボルクロック再生手段５０に
入力される。該シンボルクロック再生手段５０は、オー
バサンプルデータ系列に基づいて受信信号中の“０π”
変調信号の包絡線信号（エンベロープ）を検出し、当該
包括線信号を、シンボル周波数成分を抽出するために生
成された所定周波数の複素ローカル信号と乗算処理した
後に、ローパスフィルタにより前記乗算結果から高周波
成分を除去し両信号の相関値を算出する。さらに、当該
相関値の逆正接を算出し、該相関値の示す位相角に基づ
いて再生シンボルクロック信号を生成する。

【０００９】第１の遅延手段５１は、シンボルクロック
再生手段５０による再生シンボルクロック信号の生成処
理に要する所定時間だけ、前記オーバサンプルデータ系
列に遅延を付加する。サンプラ５２は、前記再生シンボ
ルクロック信号に基づいて、第１の遅延手段５１から出
力された遅延付加後のオーバサンプルデータ系列からナ
イキスト点に最も近接するデータを抽出し、ナイキスト
点データ系列として出力する。ここで、第１の遅延手段
５１は“０π”変調信号を含むバーストフォーマット全
体を遅延させるため、サンプラ５２から出力されるナイ
キスト点データ系列にも“０π”変調信号に対応するナ
イキスト点データが含まれる。

【００１０】次にキャリア再生手段１００は、サンプラ
５２から出力された“０π”変調信号のナイキスト点デ
ータに基づいて、受信信号のキャリア周波数及び位相を
所望の精度で推定し、これに基づいて再生キャリア信号
を生成する。

【００１１】以下で、当該キャリア再生手段１００の再
生キャリア信号生成処理について構成図１４に従って説
明する。２分周器７２は、前記再生シンボルクロック信
号を入力して２分周処理して、−１と＋１とを交互に繰
返す逆変調用ローカル信号を生成する。逆変調手段７１
は、“０π”変調信号を含むナイキスト点データ系列の
同相成分（Ｉ_ｉ）及び直交成分（Ｑ_ｉ）各々に対し前記
逆変調用ローカル信号を乗算して、ナイキスト点データ
系列を逆変調処理する。

【００１２】ここで、前述の図１３に示した通り、キャ
リア周波数偏差Δｆ＝０［Ｈｚ］の“０π”変調信号が
逆変調手段７１に入力された場合、逆変調手段７１から
出力される逆変調信号は、信号点Ａ若しくは信号点Ｂの
いずれか一方が連続する信号となる。しかし、前記受信
信号にキャリア周波数偏差が付加されている場合には、
逆変調手段７１から出力される逆変調信号は、信号点Ａ
若しくは信号点Ｂのいずれか一点に留まることはなく、
各ナイキスト点データ毎に原点を中心に回転していく。

【００１３】次に周波数変換手段７３は、前記逆変調信
号をフーリエ変換処理して周波数軸上のスペクトルを得
る。実際にはフーリエ変換処理をハードウェアで実現す
ることは困難であるため、予め定められた複数の特定周
波数について離散フーリエ変換処理（以下ＤＦＴ）を行
うことでスペクトルを得る方法が広く適用されている。
特定周波数をｆ_１〜ｆ_ｎの全ｎ個とした場合、周波数変
換手段７３は、第１〜第ｎのＤＦＴ手段７３＿１〜７３
＿ｎで構成される。

【００１４】ＤＦＴ手段７３＿１において複素ローカル
信号生成手段７６は、当該第１のＤＦＴ手段７３＿１に
割当てられた特定周波数ｆ_１［Ｈｚ］の複素ローカル信
号ｃｋ_１＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ_１Ｔｉ）（但し、Ｔはシン
ボル周期［ｓｅｃ］、ｉ＝０、１、２．．．）を生成す
る。

【００１５】複素ローカル信号生成手段７６の動作につ
いて構成図Ｘ１４に従って説明する。まず、特定周波数
ｆ_１［Ｈｚ］より、複素ローカル信号ｃｋ_１の１シンボ
ル毎の回転位相角（即ち、瞬時角周波数）Ｆ_１は下記式
２で与えられる。 Ｆ_１＝２π（ｆ_１／Ｒ_ｅ）［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］ ・・・式２ ただし、Ｒ_ｅは受信信号のシンボルレート［ｂａｕｄ］
である。複素ローカル信号生成手段７６は、当該複素ロ
ーカル信号ｃｋ_１の１シンボル毎の回転位相角Ｆ_１を
「初期角周波数データ」として予め記憶している。

【００１６】加算器１１０は、初期角周波数データＦ_１
と、後に詳細説明するキャリア補正データΔＣ_ｉを加算
し、その結果を「合成角周波数データ」（＝Ｆ_１＋ΔＣ
_ｉ）として出力する。積分手段８５は、合成角周波数デ
ータを１シンボル周期Ｔに亘って積分処理し、その積分
結果をモジュロ３６０［ｄｅｇ］で出力する。なお、キ
ャリア再生手段１００が、”０π”変調信号に基づいて
再生キャリア信号の生成処理を行っている状態では、キ
ャリア補正データΔＣ_ｉは後述の通りゼロ固定となるた
め、積分手段８５は初期角周波数データＦ_１のみを積分
処理する。

【００１７】次にＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、前記
合成角周波数データの積分結果に基づき正弦値及び余弦
値を算出した後、当該正弦値及び余弦値に基づいて複素
ローカル信号ｃｋ_１＝ｅｘｐ（ｊ２πｆ_１Ｔｉ）を生成
する。

【００１８】複素乗算手段７５は、前記逆変調手段７１
から出力された逆変調信号と、前記複素ローカル信号ｃ
ｋ_１とを複素乗算処理する。平均化手段７７は、複素乗
算手段７５から出力された複素乗算結果を、プリアンブ
ルである“０π”変調信号に相当するシンボル時間だけ
平均化処理し特定周波数ｆ_１に関する相関値Γ_１として
出力する。

【００１９】以上、特定周波数ｆ_１が割当てられたＤＦ
Ｔ手段７３＿１による相関値Γ_１の算出処理について説
明したが、他のＤＦＴ手段７３＿２〜７３＿ｎも、これ
と同様に各特定周波数ｆ_２〜ｆ_ｎに関する相関値Γ_２〜
Γ_ｎをそれぞれ算出する。

【００２０】最大相関値検出手段７８は、各相関値Γ_１
〜Γ_ｎそれぞれについて、下記式３（若しくは式４）に
基づき、各相関値Γ_１〜Γ_ｎの評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎを算出
する。 Ｖ_ｌ＝｜Γ_ｌ｜^２ ・・・式３ Ｖ_ｌ＝｜Γ_ｌ｜ ・・・式４ 但し、ｌ＝１，２，・・・，ｎである。最大相関値検出
手段７８は、各相関値の評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎから最大値ｍ
ａｘ（Ｖ_ｋ）を検出し、該最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を特定
する最大値検出情報ｋ（∈｛１，２，・・・，ｎ｝）
と、対応する相関値Γ_ｋとを出力する。

【００２１】ここで、最大値検出情報ｋに対応したＤＦ
Ｔ手段から出力される複素ローカル信号ｃｋ_ｋに対応す
る特定周波数ｆ_ｋが、上記受信信号に付加されたキャリ
ア周波数偏差に最も近い周波数成分となる。そこでロー
カル信号選択手段７９は、ｎ個の複素ローカル信号ｃｋ
_１〜ｃｋ_ｎから、最大値検出情報ｋに対応する複素ロー
カル信号ｃｋ_ｋを選択して出力する。

【００２２】次に移相手段１０５は、前記選択された複
素ローカル信号ｃｋ_ｋと相関値Γ_ｋとを複素乗算処理す
ることにより複素ローカル信号ｃｋ_ｋを移相処理して、
キャリア周波数偏差を除去し、再生同相キャリア成分及
び再生直交キャリア成分からなる再生キャリア信号を生
成する。

【００２３】一方、前記ナイキスト点データ系列は、第
２の遅延手段１１によって前記再生キャリア信号を生成
に必要な所定時間の遅延が付加されて、周波数偏差・位
相誤差補正手段１２に対して出力される。周波数偏差・
位相誤差補正手段１２は、前記キャリア再生手段１００
から出力された再生キャリア信号と、前記第２の遅延手
段１１によって遅延が付加されたナイキスト点データ系
列とを複素乗算処理することによりキャリア位相を補正
し、ナイキスト点データ系列に含まれたキャリア周波数
偏差を補償する。

【００２４】このように、第２の遅延手段１１により再
生キャリア信号生成に要する時間だけナイキスト点デー
タ系列に遅延を付加しているため、周波数偏差・位相誤
差補正手段１２の出力には、キャリア周波数偏差が補償
された“０π”変調信号のナイキスト点データが含まれ
る。

【００２５】バーストフォーマット内の“０π”変調信
号に基づいて、再生キャリア信号が安定的に生成開始さ
れると、当該キャリア再生手段１００は新たなナイキス
ト点データに基づく相関値の算出処理等は行わず、既に
算出済の複素ローカル信号ｃｋ_ｋ及び相関値Γ_ｋに基づ
いて再生キャリア信号の生成を継続する。なお以下で
は、キャリア再生手段１００が“０π”変調信号に基づ
き複素ローカル信号ｃｋ_ｋ及び相関値Γ_ｋを算出し、再
生キャリア信号を生成するまでの動作状態を「初期キャ
リア状態」と呼び、一方、キャリア再生手段１００が既
に算出済の複素ローカル信号ｃｋ_ｋ及び相関値Γ_ｋに基
づいて再生キャリア信号の生成を継続している状態を
「キャリアホールド状態」と呼ぶ。

【００２６】キャリアホールド状態において、周波数偏
差・移送誤差補正手段１２から出力されたナイキスト点
データ系列は、再生キャリア信号に基づいてキャリア周
波数偏差が補正されるが、実際には前記図１２に示すユ
ーザデータ受信中に受信信号の周波数変動が生じ、キャ
リア周波数偏差が変動する場合がある。このような場合
に”０π”変調信号に基づき生成された再生キャリア信
号を固定的に用いてキャリア周波数偏差の補正を行う
と、ユーザデータの復調処理が正常に行われずビット誤
り特性が劣化する。

【００２７】そこで、キャリア追従手段１３は、再生キ
ャリア信号生成後ユーザデータ受信中（即ち、キャリア
ホールド状態）において、キャリア周波数偏差の変動を
観測して、当該変動量を補正するよう再生キャリア信号
の周波数を制御する。なお、以下ではキャリア周波数偏
差の変動により、前記キャリア再生手段１００及び周波
数偏差・移送誤差補正手段１２によって除去されなかっ
たキャリア周波数偏差若しくはキャリア位相誤差を、以
下では「キャリア残留周波数偏差」と呼ぶ。

【００２８】キャリア追従手段１３は、例えばコスタス
ループ等の２次ＰＬＬによって構成される。キャリアホ
ールド状態において、キャリア追従手段１３は、周波数
偏差・移送誤差補正手段１２から出力されたキャリア周
波数偏差補正後のナイキスト点データ系列に基づいて、
キャリア残留周波数偏差を検出し、当該キャリア残留周
波数偏差を除去するために適切な位相補正量であるキャ
リア補正データΔＣ_ｉ（ｉ＝１，２，３．．．）を算出
して、前記キャリア再生手段１００に出力する。キャリ
ア再生手段１００において、最大値検出情報ｋによって
特定されたＤＦＴ手段７３＿ｋの複素ローカル信号生成
手段７６は、前記キャリア補正データΔＣ_ｉに従い追従
補正後の合成角周波数データ（Ｆ_ｋ＋ΔＣ_ｉ）に基づい
て複素ローカル信号ｃｋ_ｋを生成する。

【００２９】なお、キャリア再生手段１００が再生キャ
リア信号の生成を行う初期キャリア状態では、キャリア
追従手段１３はキャリア残留周波数偏差の検出処理を行
わず、上記キャリア補正データΔＣ_ｉはゼロ固定とされ
る。

【００３０】データ判定手段１４は、前記周波数偏差・
位相誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏
差及びキャリア位相誤差補正後のナイキスト点データ系
列を、所定の復調方式に基づいて判定処理し｛０，１｝
の復調データ系列を出力する。例えば、ＱＰＳＫ変調方
式の場合には各ナイキスト点データの正負で判定処理
し、また１６ＱＡＭ変調方式の場合には、ナイキスト点
データの同相成分及び直交成分をそれぞれ所定の３つの
しきい値と比較判定処理する。

【００３１】以上の通り従来のバースト信号復調装置で
は、初期キャリア状態においてキャリア再生手段１００
が”０π”変調信号に基づいて再生キャリア信号の生成
を行い、キャリアホールド状態においてキャリア追従手
段１３がキャリア残留周波数偏差を検出して前記再生キ
ャリア信号の周波数を補正することにより、受信信号の
キャリア周波数変動を除去する。従って、ベースバンド
帯の受信信号にキャリア周波数偏差が含まれている場合
であっても、周波数偏差・位相誤差補正手段１２によっ
てキャリア周波数偏差が補正されて、復調データ系列の
ビット誤り率特性が改善される。

【００３２】

【発明が解決しようとする課題】前記従来のバースト信
号復調装置では、キャリア再生手段１００のキャリア周
波数偏差推定精度の制約により、初期キャリア状態から
キャリアホールド状態への遷移時にキャリア残留周波数
偏差が大きくなることが予想される場合には、キャリア
追従手段１３の２次ＰＬＬの周波数帯域幅を予め広く設
定し周波数検出特性を高める必要がある。しかし２次Ｐ
ＬＬの周波数帯域幅を広くすると、受信信号のＣＮ比が
劣化した場合には、キャリアスリップが頻繁に発生し、
復調データ系列のビット誤り率特性がかえって劣化して
しまうといった課題があった。

【００３３】これに対し、キャリア再生手段１００のキ
ャリア周波数偏差推定精度を向上させることによりキャ
リア残留周波数偏差をできるだけ小さく抑圧する方法が
考えられる。しかし、キャリア再生手段１００のキャリ
ア周波数偏差推定精度を向上させるためには、周波数変
換手段７３を構成するＤＦＴ手段の数ｎを増やす必要が
ある。例えば、周波数変換処理後の受信信号に生じるキ
ャリア周波数偏差の範囲が±Δｆ［Ｈｚ］、要求される
キャリア周波数偏差推定精度をｆ_STEP［Ｈｚ］とする
と、必要となるＤＦＴ手段の数ｎの数は最低で２Δｆ／
ｆ_STEPとなるが、キャリア周波数偏差推定精度の向上の
ためｆ_STEP［Ｈｚ］を小さくすると、ＤＦＴ手段の数ｎ
が増大し回路規模が大きくなるといった課題があった。

【００３４】一方、例えば「M相PSKのための多重開ルー
プ型AFC」（久保、村上、藤野、電子情報通信学会技術
報告、SAT95-92、1996/02）に記載された遅延型検波型
のキャリア再生手段によれば、複数のＤＦＴ手段を用い
たキャリア再生手段と比較して回路規模が削減され、オ
ーバーサンプリングによってキャリア周波数偏差の推定
特性がサンプリングタイミングによる影響を受けないと
いう利点を有するが、前記ＤＦＴ手段を用いたキャリア
再生手段と比較して、キャリア周波数偏差の推定精度が
劣るという課題があった。

【００３５】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたものであり、十分なキャリア周波数推定
精度を実現しつつキャリア再生手段の回路規模を削減
し、復調データ系列のビット誤り率特性の優れた信号復
調装置及び信号復調方法を得ることを目的とする。

【００３６】

【課題を解決するための手段】前記の課題を解決し、目
的を達成するために、本発明に係る信号復調装置にあっ
ては、キャリア再生用の所定信号パターンを含む受信信
号のオーバサンプリングデータ系列に基づいて、所定の
方法により前記受信信号のキャリア周波数偏差を推定す
るキャリア周波数偏差検出手段と、前記オーバサンプリ
ングデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽
出してナイキスト点データ系列を生成するナイキスト点
データ抽出手段と、ナイキスト点データ系列を逆変調し
て得られた前記キャリア再生用信号パターンの逆変調信
号を、前記推定周波数キャリアを中心とする所定の観測
周波数範囲内に配置された複数の特定周波数について離
散フーリエ変換処理して各特定周波数における相関値を
算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生
成する再生キャリア信号生成手段と、前記再生キャリア
信号に基づいて、前記ナイキスト点データ系列の周波数
偏差を補正し、所定の復調方式でデータ判定を行って復
調データ系列を得る復調データ生成手段とを備える。

【００３７】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、キャリア周波数偏差検出手段は、オーバサンプリン
グデータ系列に所定数のシンボル時間だけ遅延を付加し
て出力するサンプリングデータ遅延手段と、前記オーバ
サンプリングデータ系列に、遅延付加後のオーバサンプ
リングデータを複素乗算して遅延検波済データ系列を出
力する複素乗算手段と、前記遅延検波済データ系列を所
定時間に亘り平均化する平均化手段と、平均化処理後の
遅延検波済データ系列の逆正接値を算出する逆正接手段
と、前記逆正接値に基づき推定キャリア周波数偏差を算
出するキャリア周波数偏差算出手段とを備える構成とさ
れる。

【００３８】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、再生キャリア信号生成手段は、逆変調信号を記憶す
る記憶手段を有し、該記憶手段に記憶された逆変調信号
を、複数の特定周波数を切替えながら所定回数繰り返し
て離散フーリエ変換処理を行って各特定周波数における
相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア
信号を生成する構成とされる。

【００３９】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、再生キャリア信号生成手段は、各離散フーリエ変換
処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔を狭めなが
ら特定周波数を切替える構成とされる。

【００４０】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、再生キャリア信号生成手段は、各離散フーリエ変換
処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値を選択する
最大相関値検出手段をさらに備え、初回の離散フーリエ
変換処理では、キャリア周波数偏差検出手段から出力さ
れた推定キャリア周波数偏差を中心とする所定の観測周
波数範囲内に複数の特定周波数を配置し、２回目以降の
離散フーリエ変換処理では、前記最大相関値検出手段の
選択結果に基づいて特定された特定周波数を中心とする
観測周波数範囲内に各特定周波数を配置する構成とされ
る。

【００４１】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、復調データ生成手段は、複数の復調方式を切替えて
データ判定することが可能な構成とされる。

【００４２】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列に含ま
れたキャリア再生用信号パターンに基づいて回線品質を
検出し、所定の方法により当該回線品質に応じた変復調
方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知
する回線品質検出手段をさらに備える構成とされる。

【００４３】次の発明にかかる信号復調装置にあって
は、復調データ系列のビット誤り率に基づいて回線品質
を検出し、所定の方法により当該回線品質に応じた変復
調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通
知する回線品質検出手段をさらに備える構成とされる。

【００４４】次の発明にかかる信号復調方法にあって
は、キャリア再生用の所定信号パターンを含む受信信号
のオーバサンプリングデータ系列に基づいて、所定の方
法により前記受信信号のキャリア周波数偏差を推定する
キャリア周波数偏差検出工程と、前記オーバサンプリン
グデータ系列からナイキスト点近傍のデータのみを抽出
してナイキスト点データ系列を生成するナイキスト点デ
ータ抽出工程と、ナイキスト点データ系列を逆変調して
得られた前記キャリア再生用信号パターンの逆変調信号
を、前記推定周波数キャリアを中心とする所定の観測周
波数範囲内に配置された複数の特定周波数について離散
フーリエ変換処理して各特定周波数における相関値を算
出し、複数の相関値に基づいて再生キャリア信号を生成
する再生キャリア信号生成工程と、前記再生キャリア信
号に基づいて、前記ナイキスト点データ系列の周波数偏
差を補正し、所定の復調方式でデータ判定を行って復調
データ系列を得る復調データ生成工程とを備える。

【００４５】次の発明にかかる信号復調方法にあって
は、再生キャリア信号生成工程は、逆変調信号を記憶手
段に記憶する記憶工程を有し、記憶手段に記憶された逆
変調信号を、複数の特定周波数を切替えながら所定回数
繰り返して離散フーリエ変換処理を行って各特定周波数
における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再生
キャリア信号を生成する。

【００４６】次の発明にかかる信号復調方法にあって
は、再生キャリア信号生成工程は、各離散フーリエ変換
処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔を狭めなが
ら特定周波数を切替える。

【００４７】次の発明にかかる信号復調方法にあって
は、再生キャリア信号生成工程は、各離散フーリエ変換
処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値を選択する
最大相関値検出工程をさらに備え、初回の離散フーリエ
変換処理では、キャリア周波数偏差検出工程で得られた
推定キャリア周波数偏差を中心とする所定の観測周波数
範囲内に複数の特定周波数を配置し、２回目以降の離散
フーリエ変換処理では、前記最大相関値検出工程の選択
結果に基づいて特定された特定周波数を中心とする観測
周波数範囲内に各特定周波数を配置する。

【００４８】

【発明の実施の形態】実施の形態１．本実施の形態１の
バースト信号復調装置は、遅延型検波型のキャリア周波
数偏差検出手段とＤＦＴ手段を用いた再生キャリア信号
生成手段とを備え、両手段を互いに補完するように動作
させることにより、回路規模増大を抑制しつつ、周波数
精度の高い再生キャリア信号を生成し、復調データ系列
のビット誤り率特性を改善する。

【００４９】図１は、本実施の形態１のバースト信号復
調装置の構成図である。図１において、１は無線信号を
受信するアンテナ、２は周波数変換ローカル用発振器２
１から出力される所定周波数のローカル信号に基づいて
無線周波数帯の受信信号を準同期検波処理しベースバン
ド帯に周波数変換処理する周波数変換手段、３＿１及び
３＿２はそれぞれベースバンド帯の受信信号を標本化し
てオーバサンプルデータ系列に変換するＡ／Ｄ変換器、
５は受信信号のオーバサンプルデータ系列からナイキス
ト点近傍のデータのみを抽出しナイキスト点データ系列
として出力するナイキスト点データ抽出手段、５０は受
信信号中の“０π”変調信号に基づいて再生シンボルク
ロック信号を生成するシンボルクロック再生手段、５１
は前記オーバサンプルデータ系列を所定時間遅延させる
第一の遅延手段、５２は前記再生シンボルクロック信号
に基づいて前記オーバサンプルデータ系列からナイキス
ト点に近接するデータを抽出するサンプラである。

【００５０】また、６は前記オーバサンプルデータ系列
から再生キャリア信号を生成するキャリア生成手段、６
１は前記オーバサンプルデータ系列を遅延検波処理して
推定キャリア周波数偏差を算出するキャリア周波数偏差
検出手段、６２は上記ナイキスト点データ系列をＤＦＴ
処理して再生キャリア信号を生成する再生キャリア信号
生成手段、１１はナイキスト点データ系列に再生キャリ
ア信号生成に要する所定時間の遅延を付加する第２の遅
延手段、１２はキャリア生成手段６から出力された再生
キャリア信号に基づいて遅延付加されたナイキスト点デ
ータ系列からキャリア周波数偏差やキャリア位相誤差を
除去する周波数偏差・位相誤差補正手段、１３はナイキ
スト点データ系列のキャリア残留周波数偏差を検出しキ
ャリア補正データΔＣ_ｉを生成するキャリア追従手段、
１４はキャリア周波数偏差が補正されたナイキスト点デ
ータ系列を所定の復調方式に従い判定処理し復調データ
系列を出力するデータ判定手段である。

【００５１】次に、上記の通り構成される本実施の形態
１のバースト信号復調装置の動作について説明する。ま
ずバースト信号復調装置は、所定の変調方式（例えばＱ
ＰＳＫ、１６ＱＡＭ等）で変調された、無線周波数帯の
バースト信号をアンテナ１で受信する。当該受信信号
は、前記図１２に示すバーストフォーマットで構成さ
れ、キャリア信号再生用のプリアンブルとして設けられ
た“０π”変調信号と、所定の方式で変調処理された有
意データとからなる。

【００５２】周波数変換手段２は、周波数変換ローカル
用発振器２１によって生成される所定周波数のローカル
信号を用いて無線周波数帯の受信信号を準同期検波処理
し、無線周波数帯からベースバンド帯に周波数変換す
る。ここで一般に、ローカル信号の周波数と受信信号の
中心周波数は完全には一致していないためキャリア周波
数偏差が生じ、ベースバンド帯に変換された受信信号の
キャリア位相θ（ｔ）は、前述の式１で表されるとおり
時間ｔと共に変動する。式１より、１シンボル周期Ｔ当
りのキャリア位相θ（ｔ）の変化量は、２π（Δｆ／Ｒ
ｓ）［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］となる。

【００５３】Ａ／Ｄ変換器３＿１及び３＿２は、ベース
バンド帯の受信信号の同相成分と直交成分とを、それぞ
れ別個に予め定められたサンプリング速度で標本化しオ
ーバサンプルデータ系列に変換する。当該Ａ／Ｄ変換器
３＿１、３＿２のサンプリング速度はシンボルレートの
N倍に設定される。

【００５４】バースト検出手段７は、Ａ／Ｄ変換器３＿
１、３＿２から出力されるオーバサンプルデータ系列を
常時監視し、前記バーストフォーマットを有する受信信
号の到来を検出すると、バースト検出タイミング信号を
出力する。また、該バースト検出タイミングから予め定
められた前記”０π”変調信号のシンボル時間長を計測
し、該”０π”変調信号の受信完了タイミングを示す、
プリアンプル受信完了タイミング信号を生成して出力す
る。

【００５５】オーバサンプルデータ系列は、ナイキスト
点データ抽出手段５のシンボルクロック再生手段５０に
入力される。該シンボルクロック再生手段５０は、オー
バサンプルデータ系列に基づいて受信信号中の“０π”
変調信号の包絡線信号（エンベロープ）を検出し、当該
包括線信号に、シンボル周波数成分を抽出するために生
成された、所定周波数の複素ローカル信号を乗算した後
に、ローパスフィルタにより前記乗算結果から高周波成
分を除去し両信号の相関値を算出する。さらに、当該相
関値の逆正接を算出し、該相関値の示す位相角に基づい
て再生シンボルクロック信号を生成する。

【００５６】第１の遅延手段５１は、シンボルクロック
再生手段５０による再生シンボルクロック信号の生成処
理に要する所定時間だけ、前記オーバサンプルデータ系
列に遅延を付加する。サンプラ５２は、前記再生シンボ
ルクロック信号に基づいて、第１の遅延手段５１から出
力された遅延付加後のオーバサンプルデータ系列からナ
イキスト点に最も近接するデータを抽出し、ナイキスト
点データ系列として出力する。ここで、第１の遅延手段
５１は“０π”変調信号を含むバーストフォーマット全
体を遅延させるため、サンプラ５２０から出力されるナ
イキスト点データ系列にも“０π”変調信号に対応する
ナイキスト点データが含まれる。

【００５７】次にキャリア再生手段６において、キャリ
ア周波数偏差検出手段６１は前記Ａ／Ｄ変換器３＿１及
び３＿２から出力されたオーバサンプルデータ系列を入
力する。図２は、キャリア周波数偏差検出手段の構成図
である。図2において、６５はオーバサンプルデータ系
列に所定シンボル時間の遅延を付加するシフトレジス
タ、６６はオーバサンプルデータ系列と遅延付加後のデ
ータとを複素乗算処理して遅延検波済データ系列を出力
する複素乗算手段、６７は前記遅延検波済データ系列を
平均化処理する平均化手段、６８は平均化処理後の遅延
検波済データ系列の逆正接値を算出する逆正接手段、６
９は前記逆正接値に基づいて受信信号の推定キャリア周
波数偏差を算出するキャリア周波数偏差算出手段であ
る。

【００５８】まずオーバサンプルデータ系列はシフトレ
ジスタ６５に入力される。前記Ａ／Ｄ変換器３＿１、３
＿２のオーバーサンプル数がＮ［ｓａｍｐｌｅ／ｓｙｍ
ｂｏｌ］、遅延検波シンボル数がLである場合、シフト
レジスタ６５はＮ×Ｌ段の構成とされ、オーバサンプル
データ系列にＬシンボル時間分の遅延が付加される。複
素乗算手段６６は、前記オーバサンプルデータ系列と、
前記Ｌシンボル遅延付加後のオーバサンプルデータ系列
とを複素乗算処理して複素共役値を算出し、これをＬシ
ンボル遅延検波処理後の遅延検波済データ系列として出
力する。当該遅延検波済データ系列は同相成分と直交成
分とからなる複素信号であり、Ｎ［ｓａｍｐｌｅ／ｓｙ
ｍｂｏｌ］の情報速度を有する。

【００５９】平均化手段６８は、遅延検波済データ系列
の同相成分及び直交成分を、それぞれ“０π”変調信号
区間にわたって平均化処理することにより雑音成分を除
去する。

【００６０】図３は、オーバサンプリング数Ｎ＝２［ｓ
ａｍｐｌｅ／ｓｙｍｂｏｌ］、遅延検波シンボル数Ｌ＝
１、キャリア周波数偏差Δθ_ｃ＝−０．２［ｒａｄ／ｓ
ｙｍｂｏｌ］の場合における“０π”変調信号の遅延検
波済データ系列を示した波形図である。図3において、
横軸はシンボル周期Ｔを単位とした時間を表し、各ナイ
キスト点データは時刻ｉ（＝０，１，２，３，．．．）
［ｓｙｍｂｏｌ］に位置する。また、縦軸は“０π”変
調信号の包絡線を「１」とした場合の正規化振幅を表
す。

【００６１】図３より、“０π”変調信号の遅延検波済
データ系列は、シンボル周期Ｔで振幅の増減を繰返す周
期信号であり、かつ同相成分と直交成分の示すベクトル
角は、時刻（ｉ＋０．５）［ｓｙｍｂｏｌ］の場合を除
き一定となる。従って、オーバーサンプリング数Ｎ≧２
であれば、前記周波数変換手段２において生じたナイキ
スト点からのタイミング誤差とは無関係に、前記平均化
手段６７から出力される信号は一定の値となる。図３の
例では、縦の実線で示されたタイミング誤差５π／８
［ｒａｄ］を有する受信信号の遅延検波済データ系列
（同相成分，直交成分）は、（−０．２５，０．１８）
及び（−０．５６，０．４１）を交互に繰り返し、一
方、縦の点線で示されたタイミング誤差π／４［ｒａ
ｄ］を有する受信信号の遅延検波済データ系列は（−
０．６９，０．５０）及び（−０．１２，０．０９）を
交互に繰り返す。この場合、タイミング誤差が５π／８
［ｒａｄ］又はπ／４［ｒａｄ］のいずれであっても、
遅延検波済データ系列の各信号成分（同相成分，直交成
分）のＬシンボル時間の平均値は（−０．４８）で一定
となる。

【００６２】次に逆正接手段６８は、平均化手段６７か
ら出力される平均化処理後の遅延検波済データ系列の同
相成分と直交成分とに基づいて逆正接値θ_Ｔを算出す
る。

【００６３】ここで、上記逆正接値θ_Ｔ［ｒａｄ］、キ
ャリア周波数偏差Δθ_ｃ［ｒａｄ／ｓｙｍｂｏｌ］、遅
延検波シンボル数Ｌの間には、式５ａ及び式５ｂの関係
が成立する。 Δθ_ｃ＝（θ_Ｔ−π）／Ｌ （Ｌ=１，３，５・・・） ・・・式５ａ Δθ_ｃ＝θ_Ｔ／Ｌ （Ｌ=２，４，６・・・） ・・・式５ｂ キャリア周波数偏差算出手段６９は、上記式５ａ、５ｂ
に基づいて前記逆正接値θ_Ｔから推定キャリア周波数偏
差Δθ_ｃを算出する。

【００６４】次にキャリア補正値合成手段１０は、キャ
リア周波数偏差検出手段６１から出力される推定キャリ
ア周波数偏差Δθ_ｃと、後述するキャリア追従手段１３
から出力されるキャリア補正データΔＣ_ｉとを加算し、
キャリア補正値ΔＤ_ｉを算出する。なお、“０π”変調
信号受信時を受信しキャリア周波数偏差検出手段６１が
推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを算出するまでの「初期
キャリア状態」においては、後述する通り、キャリア追
従手段１３は動作せずキャリア補正データΔＣ_ｉはゼロ
固定であるため、キャリア補正値ΔＤ_ｉは推定キャリア
周波数偏差Δθ_ｃと等しくなる。

【００６５】キャリア再生手段６の動作タイミングを図
４に従って説明する。図４に示すように、第１の遅延手
段５１において、シンボルクロック再生手段５０による
再生シンボルクロック信号の生成処理に要する時間
（“０π”変調信号の受信時間長以下）だけ遅延付加さ
れたオーバサンプルデータ系列は、サンプラ５２によっ
て前記再生シンボルクロック信号に基づきナイキスト点
データ系列に変換される。

【００６６】バースト状の受信信号が入力され、前記バ
ースト信号検出手段７からバースト検出タイミング信号
が出力されると、ナイキスト点データ抽出手段５及びキ
ャリア再生手段６は「初期キャリア状態」となり、シン
ボルクロック再生手段５０が再生シンボルクロック信号
生成処理を開始し、キャリア周波数偏差検出手段６１は
推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの算出処理を開始する。
また”０π”変調信号の受信が完了し、バースト信号検
出手段７からプリアンプル受信完了タイミング信号が出
力されると、シンボルクロック再生手段５０は再生シン
ボルクロック信号の出力を開始し、キャリア周波数偏差
検出手段６１も推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを出力す
る。

【００６７】ここで、受信信号に付加されたキャリア周
波数の変動や伝送路上で付加される誤差信号の影響によ
り、キャリア周波数偏差検出手段６１における推定キャ
リア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度が劣化する場合があ
る。したがって、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃのみに
基づいてキャリア周波数偏差の補正を行うと、キャリア
残留周波数偏差が大きくなり復調データ系列のビット誤
り特性が劣化する場合がある。

【００６８】そこで再生キャリア信号生成手段６２は、
キャリア周波数偏差検出手段６１における推定キャリア
周波数偏差Δθ_ｃの周波数偏差推定誤差の範囲で、ＤＦ
Ｔ処理を適用して実際に受信信号に付加されたキャリア
周波数偏差を再度高精度に推定し、周波数精度の高い再
生キャリア信号を生成する。なお以下では、再生キャリ
ア信号生成手段６２によって推定された高精度なキャリ
ア周波数偏差を「二次推定周波数偏差Δθ_ｄ」と呼び、
再生キャリア信号生成手段６２によるＤＦＴ処理を適用
した高精度な二次推定周波数偏差Δθ_ｄの推定処理を
「二次推定処理」と呼ぶ。

【００６９】再生キャリア信号生成手段６２は、前述の
図１４と同様の構成とされ、サンプラ５２から出力され
た“０π”変調信号のナイキスト点データに基づいて二
次推定処理を行って二次推定周波数偏差Δθ_ｄし、再生
キャリア信号を生成処理を行う。

【００７０】まず２分周器７２は、前記再生シンボルク
ロック信号を入力して２分周処理して、−１と＋１とを
交互に繰返す逆変調用ローカル信号を生成する。逆変調
手段７１は、“０π”変調信号を含むナイキスト点デー
タ系列の同相成分（Ｉ_ｉ）及び直交成分（Ｑ_ｉ）各々に
対して前記逆変調用ローカル信号を乗算し、ナイキスト
点データ系列を逆変調処理する。

【００７１】次に周波数変換手段７３は、全ｎ個のＤＦ
Ｔ手段７３＿１〜７３＿ｎを備え、各特定周波数ｆ_１〜
ｆ_ｎについてＤＦＴ処理を行い周波数軸上のスペクトル
を得る。ここで、周波数変換手段７３のＤＦＴ手段の個
数ｎ及び特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎは、前記キャリア周波数
偏差検出手段６１の推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推
定精度に基づいて、予め決定される。

【００７２】例えば、予備的な計算機シミュレーション
や実験等により、キャリア周波数偏差検出手段６１の推
定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度が±Δｆ_ｅ［Ｈ
ｚ］と算出されており、所望のビット誤り率特性を得る
ために必要とされる再生キャリア信号の周波数推定精度
がｆ_STEP［Ｈｚ］である場合には、ＤＦＴ手段の個数ｎ
は（2Δｆ_ｅ／ｆ_STEP）となる。一般に、キャリア周波
数偏差検出手段６１による推定精度±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］
は、前記周波数変換手段２において付加されるキャリア
周波数偏差の周波数範囲±Δｆ［Ｈｚ］よりも小さくな
る（｜Δｆ｜≫｜Δｆ_ｅ｜）。したがって、推定キャリ
ア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］に基づ
いて決定されたＤＦＴ手段の個数ｎ（＝2Δｆ_ｅ／ｆ
_STEP）は、キャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ［Ｈ
ｚ］全域についてＤＦＴ処理を行う場合（ｎ＝2Δｆ／
ｆ_STEP）と比べてはるかに少ない個数で足りる。具体的
に、キャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ＝±１５０
ｋ［Ｈｚ］、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度
±Δｆ_ｅ＝±２５ｋ［Ｈｚ］、所望の再生キャリア信号
の周波数推定精度ｆ_STEP＝５ｋ［Ｈｚ］である場合に
は、キャリア周波数偏差の周波数範囲±Δｆ［Ｈｚ］全
域についてＤＦＴ処理を行う前記従来のキャリア再生手
段１００ではｎ＝６０となるのに対し、本実施の形態１
の再生キャリア信号生成手段６２ではｎ＝１０となる。

【００７３】図６は各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎの
複素ローカル信号生成手段７６の構成図である。図６に
おいて、７０は前記キャリア補正値合成手段１０から出
力されたキャリア補正値ΔＤ_ｉに従い各特定周波数ｆ_１
〜ｆ_ｎを周波数シフト処理し、複素ローカル信号ｃｋ_１
〜ｃｋ_ｎの１シンボル毎の回転位相角である角周波数デ
ータＦ_１〜Ｆ_ｎを算出する周波数シフト手段、８５は各
周波数データＦ_１〜Ｆ _ｎを所定時間積分処理する積分手
段、８７は積分結果から正弦値及び余弦値を算出して、
複素ローカル信号ｃｋ_１〜ｃｋ_ｎを生成するＣＯＳ・Ｓ
ＩＮ変換手段である。

【００７４】各周波数シフト手段７０には、二次推定処
理の中心周波数を０［Ｈｚ］とした場合の特定周波数の
初期値ｆ_０１〜ｆ_０ｎが予めそれぞれに割当てられ保存
されている。

【００７５】前記キャリア補正値合成手段１０からキャ
リア補正値ΔＤ_ｉが出力されると、周波数シフト手段７
０は、キャリア補正値ΔＤ_ｉに基づいて下記式６に従い
特定周波数ｆ_ｍ（添え字ｍはＤＦＴ手段を特定する符
号、ｍ＝１，２，・・・，ｎ）の周波数シフト量ΔＦ_ｃ
を算出する。 ΔＦ_ｃ＝ΔＤ_ｉ／２π×ｆ_ｓ ・・・式６ 但し、ｆ_ｓはシンボル周波数である。各周波数シフト手
段７０は、それぞれに前記特定周波数の初期値ｆ_０ｍに
周波数シフト量ΔＦ_ｃを加算し、実際にＤＦＴ処理を行
う特定周波数ｆ_ｍを決定する。

【００７６】図５は周波数シフト手段７０における特定
周波数ｆ_１〜ｆ_ｎの配置例を示した説明図である。図５
においてＤＦＴ手段の個数ｎは５である。図５（ａ）
は、各周波数シフト手段７０にキャリア補正値ΔＤ_ｉが
入力される前の特定周波数の初期値ｆ_０１〜ｆ_０５の配
置を示している。この時、推定範囲±Δｆ_ｅの中心に位
置する周波数ｆ_０３は０［Ｈｚ］に配置される。図5
（ｂ）は、各周波数シフト手段７０にキャリア補正値Δ
Ｄ_ｉが入力された後の特各特定周波数ｆ_１〜ｆ_５を示し
ている。各特定周波数ｆ_１〜ｆ_５は、前述の式６に従い
算出された周波数シフト量ΔＦ_ｃ［Ｈｚ］だけ周波数シ
フト処理され、推定範囲±Δｆ_ｅの中心に配置された特
定周波数ｆ_３はｆ_０３＝０［Ｈｚ］からΔＦ_ｃ［Ｈｚ］
にシフトする。

【００７７】各周波数シフト手段７０は、前記の通り周
波数シフト処理された特定周波数ｆ _ｍに基づいて、当該
複素ローカル信号生成手段７６で生成される複素ローカ
ル信号ｃｋ_ｍの１シンボル毎の回転位相角である角周波
数データＦ_ｍを上述の式２に従い算出する。

【００７８】各周波数シフト手段７０は、前記キャリア
補正値合成手段１０に入力される推定キャリア周波数偏
差Δθ_ｃ及びキャリア補正データΔＣ_ｉが変動し、キャ
リア補正値ΔＤ_ｉが更新される毎に、特定周波数ｆ_ｍの
周波数シフト処理及び角周波数データＦ_ｍの算出処理を
おこなって、当該複素ローカル信号生成手段７６で生成
される複素ローカル信号ｃｋ_ｍの周波数を調整する。

【００７９】次に積分手段８５は、角周波数データＦ_ｍ
を１シンボル周期Ｔに亘って積分処理し、その積分結果
をモジュロ３６０［ｄｅｇ］で出力する。ＣＯＳ・ＳＩ
Ｎ変換手段８７は、角周波数データＦ_ｍの積分結果に基
づき正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦値及び余
弦値に基づいて複素ローカル信号ｃｋ_ｍ＝ｅｘｐ（ｊ２
πｆ_ｍＴｉ）を生成する。

【００８０】複素乗算手段７５は、前記逆変調手段７１
から出力された逆変調信号と、前記複素ローカル信号ｃ
ｋ_ｍとを複素乗算する。平均化手段７７は、複素乗算手
段７５から出力された複素乗算結果を、プリアンブルで
ある“０π”変調信号の長さに相当するシンボル時間だ
け平均化処理し、前記逆変調信号の特定周波数ｆ_ｍに関
する相関値Γ_ｍとして出力する。

【００８１】最大相関値検出手段７８は、各相関値Γ_１
〜Γ_ｎそれぞれについて、上述の式３（若しくは式４）
に基づき、各相関値Γ_１〜Γ_ｎの評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎを算
出し、各相関値の評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎから最大値ｍａｘ
（Ｖ_ｋ）を検出して、該最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を特定す
る最大値検出情報ｋ（∈｛１，２，・・・、ｎ｝）と、
対応する相関値Γ_ｋとを出力する。ここで、最大値検出
情報ｋに対応したＤＦＴ手段から出力される複素ローカ
ル信号ｃｋ_ｋに対応する特定周波数ｆ_ｋが、上記受信信
号に実際に付加されたキャリア周波数偏差に最も近接す
る二次推定周波数偏差Δθ_ｄに対応する周波数成分とな
る。

【００８２】ローカル信号選択手段７９は、ｎ個の複素
ローカル信号ｃｋ_１〜ｃｋ_ｎから、最大値検出情報ｋに
対応する複素ローカル信号ｃｋ_ｋを選択して出力する。

【００８３】次に移相手段１０５は、前記選択された複
素ローカル信号ｃｋ_ｋと相関値Γ_ｋとを複素乗算処理す
ることにより複素ローカル信号ｃｋ_ｋを移相処理して、
キャリア周波数偏差を除去し、再生同相キャリア成分及
び再生直交キャリア成分からなる再生キャリア信号を生
成する。

【００８４】一方、サンプラ５２から出力されたナイキ
スト点データ系列は第２の遅延手段１１によって予め定
められた所定時間だけ遅延を付加される。前述の図４で
は、第２の遅延手段１１において、ナイキスト点データ
系列に“０π”変調信号の受信時間の１／２の長さの遅
延が付加された場合について示している。キャリア再生
手段６はナイキスト点データ系列に含まれた“０π”変
調信号に基づいて再生キャリア信号の生成を行うため、
図中のＡ時点より再生キャリア信号が出力される。

【００８５】周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、再
生キャリア信号と、前記第２の遅延手段１１によって遅
延が付加されたナイキスト点データ系列とを複素乗算処
理することによりキャリア位相を補正し、ナイキスト点
データ系列に含まれたキャリア周波数偏差を補償する。
ここでナイキスト点データ系列には、“０π”変調信号
の受信時間の１／２の長さの遅延が付加されているた
め、Ａ時点以降に周波数偏差・位相誤差補正手段１２に
入力される“０π”変調信号区間の１／２以降とユーザ
データ領域がキャリア周波数偏差及び位相誤差の補正処
理の対象とされる。

【００８６】キャリアホールド状態において、周波数偏
差・移送誤差補正手段１２から出力されたナイキスト点
データ系列は、再生キャリア信号に基づいてキャリア周
波数偏差の補正処理が行われるが、実際にはユーザデー
タ受信中にも受信信号の周波数変動が生じ、キャリア周
波数偏差が変動するため、キャリア周波数偏差補正処理
後のナイキスト点データ系列にキャリア残留周波数偏差
が含まれる場合がある。そこで、キャリア追従手段１３
は、キャリアホールド状態においてキャリア残留周波数
偏差を検出し、該キャリア残留周波数偏差を除去するた
めに再生キャリア信号の周波数を調整する。

【００８７】キャリア追従手段１３は、前記従来のバー
スト信号復調装置と同様に、例えばコスタスループ等の
２次ＰＬＬによって構成される。キャリア追従手段１３
は、キャリアホールド状態において、周波数偏差・移送
誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差補
正後のナイキスト点データ系列に基づいてキャリア残留
周波数偏差を検出し、当該キャリア残留周波数偏差を除
去するために適切な位相補正量であるキャリア補正デー
タΔＣ_ｉ（ｉ＝１，２，３．．．）を算出して、前記キ
ャリア補正値合成手段１０に出力する。

【００８８】キャリア補正値合成手段１０は、キャリア
補正データΔＣ_ｉと前記キャリア周波数偏差検出手段６
１から出力される推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃとを加
算し、キャリア補正値ΔＤ_ｉを更新する。キャリア位相
検出手段最大値検出情報ｋによって特定されたＤＦＴ手
段７３＿ｋの複素ローカル信号生成手段７６は、キャリ
ア補正値ΔＤ_ｉに従い複素ローカル信号ｃｋ_ｋの特定周
波数ｆ_ｋを調整して、再生キャリア信号のキャリア残留
周波数偏差を補正する。

【００８９】なお、キャリア再生手段６が基づいて再生
キャリア信号の生成を行う初期キャリア状態では、キャ
リア追従手段１３はキャリア残留周波数偏差の検出処理
を行わず、上記キャリア補正データΔＣ_ｉはゼロ固定と
される。

【００９０】次にデータ判定手段１４は、前記周波数偏
差・位相誤差補正手段１２から出力されたキャリア周波
数偏差補正処理後のナイキスト点データ系列を、所定の
復調方式に基づいて判定処理し、｛０，１｝の復調デー
タ系列を出力する。

【００９１】以上の通り、本実施の形態１のバースト信
号復調装置は、遅延検波型のキャリア周波数偏差検出手
段６１と複数のＤＦＴ手段を有する再生キャリア信号生
成手段６２とを備える構成とされ、再生キャリア信号生
成手段６２は、キャリア周波数偏差検出手段６１から出
力された周波数シフト量ΔＦ_ｃを中心とする推定キャリ
ア周波数偏差Δθ_ｃの周波数推定精度±Δｆ_ｅの範囲内
に配置された複数の特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎについてＤＦ
Ｔ処理を行い、キャリア周波数偏差を高精度に二次推定
して再生キャリア信号を生成する。従って、従来のバー
スト信号復調装置におけるキャリア再生手段と比較し
て、キャリア周波数偏差の推定に要するＤＦＴ手段の個
数ｎを大幅に削減することができ、小さな回路規模で周
波数精度の高い再生キャリア信号を生成することができ
る。

【００９２】また、キャリア周波数偏差検出手段６１
は、”０π”変調信号のオーバサンプリングデータに基
づいて推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃを算出するため、
ナイキスト点データ抽出手段５によるナイキスト点デー
タ系列の抽出処理とキャリア周波数偏差検出手段６１に
よる推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの演算処理とを並行
処理することが可能であり、第２の遅延手段は前記従来
のバースト信号復調装置と同様に、キャリア再生手段６
が再生キャリア信号の生成に要する時間だけナイキスト
点データ系列を遅延させればよく、キャリア周波数偏差
検出手段６１を追加したことによる遅延時間の増加は生
じない。

【００９３】実施の形態２．実施の形態１において、再
生キャリア信号生成手段は、キャリア周波数偏差検出手
段によって演算された推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃに
基づいて決定された周波数シフト量ΔＦ_ｃを中心とし
て、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ
の範囲内に配置された複数の特定周波数ｆ_１〜ｆ_ｎにつ
いてＤＦＴ処理を行い、キャリア周波数偏差を高精度に
二次推定して再生キャリア信号を生成したが、本実施の
形態２の再生キャリア信号生成手段は予め定められた個
数のＤＦＴ手段を備え、各特定周波数を切替えながら
“０π”変調信号のナイキスト点データを複数回繰返し
てＤＦＴ処理し、キャリア周波数偏差を高精度に二次推
定して再生キャリア信号を生成する。

【００９４】なお、本実施の形態２のバースト信号復調
装置は、前記実施の形態１とは再生キャリア信号生成手
段の構成及び動作が異なるものでありその他の構成は同
様であるため、以下では再生キャリア信号生成手段の動
作について説明し、同一の構成には同一の符号を付して
説明を省略する。

【００９５】図７は、本実施の形態２の再生キャリア信
号生成手段６２の構成図である。図７において、７４は
逆変調手段７１から出力された逆変調信号を記憶するＲ
ＡＭ、８０は複数回のＤＦＴ処理の結果に基づき再生キ
ャリア信号の周波数補正データを算出する逆正接手段、
８１は各ＤＦＴ処理における特定周波数を決定する周波
数設定手段である。実施の形態１において再生キャリア
信号生成手段６２のＤＦＴ手段の個数ｎは、推定キャリ
ア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ、及び所望の再
生キャリア信号の周波数推定精度ｆ_STEPに基づいて予め
決定されたが、本実施の形態２の再生キャリア信号生成
手段６２では、回路規模の制約等に基づいて予め定めら
れたｎ’個のＤＦＴ手段を備えるものとし、該個数ｎ’
は推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ等
とは直接関係なく決定される。

【００９６】上記の通り構成される、本実施の形態２の
再生キャリア信号生成手段６２の動作について説明す
る。キャリア周波数偏差検出手段６１により”０π”変
調信号のオーバサンプリングデータに基づいて推定キャ
リア周波数偏差Δθ_ｃが算出され、キャリア補正値合成
手段１０からキャリア補正値ΔＤ_ｉが出力されると、再
生キャリア信号生成手段６２は１回目のＤＦＴ処理を開
始する。

【００９７】第ｍのＤＦＴ手段の複素ローカル信号生成
手段７６において、周波数シフト手段７０は、キャリア
補正値ΔＤ_ｉに基づいて前記式６に従い周波数シフト量
ΔＦ _ｃを算出し、当該ＤＦＴ手段に割当てられた第１回
目の特定周波数ｆ（１，ｍ）（但し、カッコ内の第一パ
ラメータ”１”はＤＦＴ処理の回数、第２パラメータ”
ｍ”はＤＦＴ手段を特定する変数を表す）下記式７に従
って算出する。 ｆ（１，ｍ）＝ΔＦ_ｃ＋（ｍ−０．５ｎ’＋０．５）・ｆ_Ｓ＿１ ・・・式７ 但し、ｍ＝１，２，・・・，ｎ’であり、ｆ_Ｓ＿１は第
１回目のＤＦＴ処理における特定周波数の周波数間隔を
表わす。第１回目の周波数間隔ｆ_Ｓ＿１は、前記キャリ
ア周波数偏差検出手段６１における推定キャリア周波数
偏差Δθ_ｃの推定精度±Δｆ_ｅ［Ｈｚ］と、ＤＦＴ手段
の個数ｎ’に基づいて予め決定され、一般に所望の再生
キャリア信号の周波数推定精度ｆ_STEPより大きくなる。

【００９８】また各周波数シフト手段７０は、特定周波
数ｆ（１，ｍ）に基づいて、当該複素ローカル信号生成
手段７６で生成される複素ローカル信号ｃｋ_ｍの１シン
ボル毎の回転位相角である角周波数データＦ_ｍを上述の
式２に従い算出する。

【００９９】次に積分手段８５は、角周波数データＦ_ｍ
を１シンボル周期Ｔに亘って積分処理し、その積分結果
をモジュロ３６０［ｄｅｇ］で出力する。加算器８６
は、角周波数データＦ_ｍの積分結果と後述する周波数補
正データＰθ（第１回目のＤＦＴ処理ではＰθ＝０）と
を加算し、ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、加算器８６
の出力信号の正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦
値及び余弦値に基づいて周波数ｆ（１，ｍ）の複素ロー
カル信号ｃｋ_ｍを生成する。

【０１００】逆変調手段７１は、“０π”変調信号を含
むナイキスト点データ系列の同相成分（Ｉ_ｉ）及び直交
成分（Ｑ_ｉ）各々に対して前記逆変調用ローカル信号を
乗算して、ナイキスト点データ系列を逆変調処理する。
ＲＡＭ７４は、前記バースト検出手段７から出力された
バースト検出タイミング信号に従い、逆変調手段７１か
ら出力された逆変調信号を記憶する。

【０１０１】各ＤＦＴ手段７３＿ｍの複素乗算手段７５
は、逆変調手段７１から出力された逆変調信号と前記複
素ローカル信号ｃｋ_ｍとを複素乗算処理する。平均化手
段７７は、複素乗算手段７５から出力された複素乗算結
果を、“０π”変調信号の時間長に亘って平均化処理
し、前記逆変調信号の特定周波数ｆ（１，ｍ）に関する
相関値Γ（１，ｍ）として出力する。

【０１０２】次に最大相関値検出手段７８は、各相関値
Γ（１，１）〜Γ（１，ｎ’）それぞれについて、上述
の式３（若しくは式４）に基づき、評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎ’
を算出し、各相関値の評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎ’から最大値ｍ
ａｘ（Ｖ_ｋ）を検出して、該最大値ｍａｘ（Ｖ_ｋ）を特
定する最大値検出情報ｋ_１（∈｛１，２，・・・、
ｎ’｝、添え字はＤＦＴ処理の回数を表わす）と、対応
する相関値Γ（１，ｋ_１）とを出力する。

【０１０３】以上の通り第１回目のＤＦＴ処理が完了す
ると、周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ_１に基
づいて、下記式８に従い第２回目のＤＦＴ処理の特定周
波数ｆ（２，ｍ）を算出する。 ｆ（２，ｍ） ＝ｆ（１，ｋ_１）＋（ｍ−０．５ｎ’＋０．５）・ｆ_Ｓ＿２ ・・・式８ 但し、ｆ_Ｓ＿２は第２回目のＤＦＴ処理における特定周
波数の周波数間隔である。周波数間隔ｆ_Ｓ＿２は、第1
回目の周波数間隔ｆ_Ｓ＿１よりも小さな値が予め定めら
れているものとする。

【０１０４】各ＤＦＴ手段７３＿ｍの複素ローカル信号
生成手段７６は、前記特定周波数ｆ（２，ｍ）の複素ロ
ーカル信号ｃｋ_ｍを生成する。複素乗算手段７５は、前
記ＲＡＭ７４に記憶された逆変調信号と前記複素ローカ
ル信号ｃｋ_ｍとを複素乗算処理する。平均化手段７７
は、複素乗算手段７５から出力された複素乗算結果を、
“０π”変調信号の時間長に亘って平均化処理し、前記
逆変調信号の特定周波数ｆ（２，ｍ）に関する相関値Γ
（２，ｍ）を出力する。次に最大相関値検出手段７８
は、各相関値Γ（２，１）〜Γ（２，ｎ’）それぞれに
ついて評価値Ｖ_１〜Ｖ_ｎ’を算出し最大値ｍａｘ
（Ｖ_ｋ）を検出して、第２回目のＤＦＴ処理に関する最
大値検出情報ｋ_２と、対応する相関値Γ（２，ｋ _２）と
を出力する。

【０１０５】以降同様に、各ＤＦＴ手段７３＿ｍは、Ｒ
ＡＭ７４に記憶された逆変調信号に基づいて、予め定め
られた総回数ＹだけＤＦＴ処理を繰り返す。第ｙ回目の
ＤＦＴ処理における特定周波数ｆ（ｙ，ｍ）は、下記式
９で与えられる。 ｆ（ｙ，ｍ） ＝ｆ（ｙ−１，ｋ_ｙ−１）＋（ｍ−０．５ｎ’＋０．５）・ｆ_Ｓ＿ｙ・・・式９ 但し、ｙ＝２，３，・・・，Ｙ、またｆ_Ｓ＿ｙは第ｙ回
目の各ＤＦＴ処理における特定周波数の周波数間隔であ
り、ｆ_Ｓ＿ｙ＜ｆ_{Ｓ＿（ｙ−１）}且つｆ_Ｓ＿Y≦ｆ_STEP
である。即ち、全Ｙ回のＤＦＴ処理の結果、特定周波数
の周波数間隔ｆ_Ｓ＿Ｙが所望のキャリア周波数偏差推定
精度ｆ_STEP［Ｈｚ］以下となるように、ＤＦＴ処理の総
回数Ｎ、及び各ＤＦＴ処理に特定周波数の周波数間隔ｆ
_Ｓ＿ｙが予め定められるものとする。

【０１０６】例えば、推定キャリア周波数偏差Δθ_ｃの
推定精度±Δｆ_ｅ＝±５０ｋ［Ｈｚ］所望のキャリア周
波数偏差推定精度ｆ_STEP＝５ｋ［Ｈｚ］、ＤＦＴ手段の
個数ｎ’＝５、ＤＦＴ処理の繰り返し総回数Ｙ＝４とし
た場合、各ＤＦＴ処理の特定周波数の周波数間隔ｆ
_Ｓ＿ｙを下記式１０ａ〜ｄのように予め選択しておくこ
とで上記の条件を満足する。 ｆ_Ｓ＿１＝２５ｋ［Ｈｚ］ ・・・式１０ａ ｆ_Ｓ＿２＝１５ｋ［Ｈｚ］ ・・・式１０ｂ ｆ_Ｓ＿３＝１０ｋ［Ｈｚ］ ・・・式１０ｃ ｆ_Ｓ＿４＝５ｋ［Ｈｚ］（＝ｆ_STEP） ・・・式１０ｄ なお、各ＤＦＴ処理の特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙ
は上記の組合わせに限定されるものではなく、上記周波
数間隔ｆ_Ｓ＿ｙに関する条件を満足するものであれば他
の組合わせであっても良い。

【０１０７】図９は、ＤＦＴ手段の個数ｎ’＝５、ＤＦ
Ｔ処理の繰り返し総回数Ｙ＝４とした場合の、各特定周
波数ｆ（ｙ，ｍ）の配置を示した説明図である。図９に
おいて横軸は周波数を表し、縦軸は各特定周波数におけ
る評価値Ｖ_ｍの大きさをを表す。

【０１０８】まず第１回目のＤＦＴ処理において、特定
周波数ｆ（１，ｍ）は前述の式７に従って算出され、中
心に配置される特定周波数ｆ（１，３）は周波数シフト
量ΔＦ_ｃ（＝推定キャリア周波数偏差Δθｃ）と一致す
る。

【０１０９】第１回目のＤＦＴ処理の結果、各特定周波
数の相関値の評価値Ｖ_ｍの内、実際に受信信号に付加さ
れたキャリア周波数偏差にもっとも近接する特定周波数
ｆ（１，４）の相関値の評価値Ｖ_４が最大となる。最大
相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_１＝４と対応す
る相関値Γ（１，４）を出力する。

【０１１０】次に周波数設定手段８１は、最大値検出情
報ｋ_１＝４に対応する特定周波数ｆ（１，４）に基づい
て前記式８に従い、第２回目のＤＦＴ処理の特定周波数
ｆ（２，ｍ）を算出し、各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿
ｎ’の複素ローカル信号生成手段７６に対して出力す
る。ここで中心に配置される特定周波数ｆ（２，３）は
最大値検出情報ｋ_１＝４に対応する特定周波数ｆ（１，
４）と一致する。

【０１１１】第２回目のＤＦＴ処理の結果、受信信号に
付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する特定
周波数ｆ（２，２）の相関値の評価値Ｖ_２が最大とな
る。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_２＝２
と対応する相関値Γ（２，２）を出力する。

【０１１２】周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ
_２＝２に対応する特定周波数ｆ（２，２）に基づいて前
記式９に従い、第３回目のＤＦＴ処理の特定周波数ｆ
（３，ｍ）を算出し、各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿
ｎ’の複素ローカル信号生成手段７６に対して出力す
る。ここで中心に配置される特定周波数ｆ（３，３）は
最大値検出情報ｋ_２＝２に対応する特定周波数ｆ（２，
２）と一致する。第３回目のＤＦＴ処理の結果、受信信
号に付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する
特定周波数ｆ（３，４）の相関値の評価値Ｖ_４が最大と
なる。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_３＝
４と対応する相関値Γ（３，４）を出力する。

【０１１３】周波数設定手段８１は、最大値検出情報ｋ
_３＝４に対応する特定周波数ｆ（３，４）に基づいて前
記式９に従い、第４回目のＤＦＴ処理の特定周波数ｆ
（４，ｍ）を算出し、各ＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿
ｎ’の複素ローカル信号生成手段７６に対して出力す
る。ここで中心に配置される特定周波数ｆ（４，３）は
最大値検出情報ｋ_３＝４に対応する特定周波数ｆ（３，
４）と一致する。第４回目のＤＦＴ処理の結果、受信信
号に付加されたキャリア周波数偏差にもっとも近接する
特定周波数ｆ（４，３）の相関値の評価値Ｖ_３が最大と
なる。最大相関値検出部７８は、最大値検出情報ｋ_４＝
３と対応する相関値Γ（４，３）を出力する。

【０１１４】以上４回（Ｙ＝４）のＤＦＴ処理で、特定
周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿４が所望の所望のキャリア周
波数偏差推定精度ｆ_STEP以下となる。従って、初期キャ
リア再生手段６２はｆ（４，３）を二次推定周波数偏差
Δθ_ｄとして特定する。

【０１１５】以上の通り全Ｙ回のＤＦＴ処理が完了する
と、逆正接手段８０は、最大相関値検出手段７８から出
力された最大値検出情報ｋ_Ｙに対応する相関値Γ（Ｙ，
ｋ_Ｙ）のベクトル角を算出して周波数補正データＰθと
して出力する。

【０１１６】各複素ローカル信号生成手段７６におい
て、加算器８６は前記積分手段８５から出力された角周
波数データＦ_ｍの積分結果に周波数補正データＰθを加
算する。ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段８７は、加算器８６の
出力信号の正弦値及び余弦値を算出した後、当該正弦値
及び余弦値に基づいて周波数ｆ（Ｙ，ｍ）の複素ローカ
ル信号ｃｋ_ｍを生成する。ここで各複素ローカル信号ｃ
ｋ_ｍは、キャリア補正データPθに従って位相シフト処
理され位相偏差が除去される。

【０１１７】ローカル信号選択手段７９は、位相シフト
処理されたｎ’個の複素ローカル信号ｃｋ_ｍの内、最大
相関値検出手段７８から出力されたＹ回目の最大値検出
情報ｋ_Ｙに基づいて、特定周波数ｆ（Ｙ，ｋ_Ｙ）の複素
ローカル信号ｃｋ_ｋＹを選択し、再生キャリア信号とし
て出力する。

【０１１８】以上の通り、本実施の形態２のバースト信
号復調装置において、再生キャリア信号生成手段６２
は、ナイキスト点データ系列を記憶するＲＡＭ７４を有
する所定個数ｎ’のＤＦＴ手段７３＿１〜７３＿ｎ’を
備え、各ＤＦＴ手段の特定周波数ｆ（ｙ，ｍ）を切替え
て、特定周波数の周波数間隔ｆ_Ｓ＿ｙを狭めながらＲＡ
Ｍ７４に記憶されたナイキスト点データ系列を複数回繰
返してＤＦＴ処理し、所望の周波数推定精度ｆ_STEPでキ
ャリア周波数偏差を二次推定して再生キャリア信号を生
成する。従って、キャリア周波数偏差の二次推定に要す
るＤＦＴ手段の個数ｎ’を大幅に削減することができ、
小さな回路規模で周波数精度の高い再生キャリア信号を
生成することができる。

【０１１９】また、逆正接手段８０において最大値検出
情報ｋ_Ｙに対応する相関値Γ（Ｙ，ｋ_Ｙ）に基づき周波
数補正データＰθを算出し、各複素ローカル信号生成手
段７６において周波数補正データＰθに基づき複素ロー
カル信号ｃｋ_ｍの位相偏差を補正して、再生キャリア信
号を生成するような構成としたことにより、再生キャリ
ア信号の位相偏差を補正する移相手段を別個に備える必
要がなく、再生キャリア信号生成手段６２の回路規模を
削減することができる。

【０１２０】実施の形態３．前記実施の形態２のバース
ト信号復調装置において、キャリア追従手段１３はキャ
リア残留周波数偏差の検出及びキャリア補正データΔＣ
_ｉの生成を行い、キャリア再生手段６はキャリア補正デ
ータΔＣ_ｉに従い再生キャリア信号の周波数を調整し
て、ナイキスト点データ系列のキャリア周波数変動を除
去したが、本実施の形態３では、再生キャリア信号の周
波数調整に要する処理時間だけ、ナイキスト点データ系
列を遅延させる第３の遅延手段をさらに備え、再生キャ
リア信号の周波数調整が安定的に行われた後に、ナイキ
スト点データ系列のキャリア周波数偏差の補正とキャリ
ア周波数変動の除去を行う。なお、本実施の形態３のバ
ースト信号復調装置は、前記実施の形態２とは、第３の
遅延手段を備え、再生キャリア信号の周波数調整が安定
的に行われた後に、ナイキスト点データ系列のキャリア
周波数偏差の補正処理を行う点が異なるものであるた
め、以下では、キャリア追従手段、キャリア再生手段、
周波数偏差・位相誤差補正手段及び第３の遅延手段の動
作について説明し、その他同一の構成については同一の
符号を付して説明を省略する。

【０１２１】図１０は、本実施の形態３のバースト信号
復調装置の構成図である。図１０において、ナイキスト
点データ系列に遅延を付加する第３の遅延手段ある。

【０１２２】キャリア再生手段６は、上述の実施の形態
２と同様に、初期キャリア状態において、”０π”変調
信号のナイキスト点データ系列に基づいて再生キャリア
信号を生成を開始し、キャリアホールド状態に遷移す
る。キャリアホールド状態において、キャリア追従手段
１３は前記周波数偏差・位相誤差補正手段１２から出力
されたキャリア周波数偏差及びキャリア位相誤差補正後
のナイキスト点データ系列を入力してキャリア残留周波
数偏差を検出し、当該キャリア残留周波数偏差を除去す
るために適切な位相補正量であるキャリア補正データΔ
Ｃ_ｉ（ｉ＝１，２，３．．．）を算出する。キャリア再
生手段６はキャリア補正データΔＣ_ｉに従い再生キャリ
ア信号の周波数を調整し、周波数偏差・位相誤差補正手
段１２によってナイキスト点データ系列のキャリア周波
数偏差の変動が補正される。

【０１２３】ここで、ナイキスト点データ系列のキャリ
ア周波数が変動してから、キャリア追従手段１３がキャ
リア残留周波数偏差を検出し、キャリア再生手段６が再
生キャリア信号の周波数を調整するまで処理遅延時間
（以下、キャリア追従処理遅延時間と呼ぶ）が生じる
が、このキャリア追従処理遅延時間がナイキスト点デー
タ系列のシンボル周期と比較して無視できない程の大き
さである場合には、当該キャリア追従処理遅延時間の間
に周波数偏差・位相誤差補正手段に入力されるナイキス
ト点データのキャリア周波数偏差及び位相誤差が正確に
補正されず、ビット誤り率特性劣化の原因となる。この
キャリア追従処理遅延時間に起因するビット誤り率特性
劣化は、キャリア残留周波数偏差の検出精度を高めるた
めにキャリア追従手段１３の検出時定数を大きくした場
合に顕著である。

【０１２４】そこで、想定されるキャリア追従処理遅延
時間を計算機シミュレーションや予備実験などで予め測
定しておき、第３の遅延手段１１において、第２の遅延
手段１５から出力されたナイキスト点データ系列にキャ
リア追従処理遅延時間だけ遅延を付加して出力する。

【０１２５】周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、最
初に第２の遅延手段１１から出力されたナイキスト点デ
ータ系列を入力してキャリア周波数偏差の補正処理を行
い、キャリア追従手段１３及びキャリア再生手段６はキ
ャリア周波数変動の補正を開始する。

【０１２６】周波数偏差・位相誤差補正手段１２が第２
の遅延手段１１から出力されたナイキスト点データ系列
のキャリア周波数偏差補正処理を開始してから、前記キ
ャリア追従処理遅延時間が経過し、第３の遅延手段１５
から遅延付加されたナイキスト点データ系列が出力開始
されると、周波数偏差・位相誤差補正手段１２は、当該
第３の遅延手段１５から遅延付加されたナイキスト点デ
ータ系列のキャリア周波数偏差補正処理を開始する。キ
ャリア追従手段１３は、周波数偏差・位相誤差補正手段
１２からの出力に基づいてキャリア残留周波数偏差の検
出及びキャリア補正データΔＣ_ｉの算出を継続し、キャ
リア再生手段６は再生キャリア信号の周波数調整を行
う。

【０１２７】データ判定手段１４は、第３の遅延手段１
５によって遅延付加され、周波数偏差・位相誤差補正手
段１２によってキャリア周波数偏差が補正されたナイキ
スト点データ系列を入力し、所定の復調方式に基づいて
判定処理し、｛０，１｝の復調データ系列を出力する。

【０１２８】以上の通り、本実施の形態３では第２の遅
延手段１１から出力されたナイキスト点データ系列にキ
ャリア追従処理遅延時間だけ遅延を付加する第３の遅延
手段１５を備え、キャリア追従手段１３及びキャリア再
生手段６においてキャリア残留周波数偏差の除去が安定
的に行われるようになった後に、キャリア周波数偏差及
び位相誤差の補正処理を行う様な構成とした。従って、
ナイキスト点データ系列のキャリア周波数偏差及びキャ
リア残留周波数偏差を高精度に補正して、復調データ系
列のビット誤り率特性を高めることができる。

【０１２９】なお上記実施の形態３では、キャリア再生
手段６は上記実施の形態２と同一の構成としたが、キャ
リア再生手段は上記実施の形態１と同一の構成であって
もよい。

【０１３０】また上記実施の形態では、バースト信号復
調装置は予め定められた一の変調方式で変調された受信
信号を入力し、データ判定手段１４はキャリア周波数偏
差補正後のナイキスト点データ系列を該変調方式に対応
する復調方式に従って判定し復調データ系列を生成した
が、予め定められた複数の変復調方式の内、何れかの方
式で受信信号が変調処理されている無線通信システムに
おいて、バースト信号復調装置に受信信号に基づいて当
該変調方式を識別する変調方式識別手段をさらに設け、
上記データ判定手段１４は、変調方式識別手段の識別結
果に基づいてキャリア周波数偏差補正後のナイキスト点
データ系列を判定し復調データ系列を生成するような構
成であってもよい。このような無線通信システムにおい
て何れの変調方式が選択された場合であっても、バース
トフォーマットに”０π”変調信号がプリアンブルとし
て挿入されていれば上記実施の形態と同様の効果を得る
ことが可能である。

【０１３１】また、本発明のバースト信号復調装置に、
キャリア周波数偏差補正後のナイキスト点データ系列と
復調データ系列とに基づいて回線品質を検出する回線品
質検出手段をさらに設け、検出結果をバースト信号の送
信側に通知することにより、回線品質に応じて変復調方
式を適応的に切替える適応変調通信を行うことも可能で
ある。回線品質検出手段は、前記周波数偏差・位相誤差
補正手段１２から出力されたキャリア周波数偏差補正後
のナイキスト点データ系列を用いて受信信号のＣＮ比を
測定し、復調データ系列のビット誤り率を測定する。こ
れらの測定結果と、予め複数の変復調方式にそれぞれ対
応付けられた複数の閾値とを比較し、例えば、回線品質
が良好な場合は１６ＱＡＭや１６ＱＡＭや等、伝送レー
トの高い変復調方式を選択し、回線品質が劣化している
場合はＱＰＳＫやＢＰＳＫ等、伝送レートの高い変復調
方式を選択する。選択された変復調方式は通信回線でバ
ースト信号を送信する復調装置側に通知され、以降、選
択された変復調方式によりバースト信号の送受信が行わ
れる。この際、何れの変復調方式においても、前述の図
１２に示したバーストフォーマットに従い、”０π”変
調信号をプリアンブルとしてバーストフォーマットの先
頭に挿入することにより、回線品質検出手段は”０π”
変調信号の受信区間のナイキスト点データ及び復調デー
タを用いて回線品質検出を行うことができ、処理タイミ
ングを選択された各変調方式毎に切替える必要がないた
め、簡易な構成で複数の方式で変調処理された受信信号
に対応することができる。

【０１３２】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、キャリ
ア周波数偏差検出手段において推定キャリア周波数偏差
を算出するとともに、再生キャリア信号生成手段におい
て、前記推定キャリア周波数偏差に基づき所定の観測周
波数範囲内に複数の特定周波数を配置してナイキスト点
データ系列の逆変調信号を離散フーリエ変換処理してキ
ャリア周波数偏差を高精度に二次推定し、再生キャリア
信号を生成する。従って、キャリア周波数偏差の推定に
要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を削減しつ
つ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成し信号復
調装置の復調性能を改善することができる、といった効
果を奏する。

【０１３３】また、次の発明によれば、再生キャリア信
号生成手段は複数の特定周波数を切替えながら前記逆変
調信号を所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理する
ような構成としたことにより、キャリア周波数偏差の推
定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を一層
削減することができる、といった効果を奏する。

【０１３４】また、次の発明によれば、再生キャリア信
号生成手段は複数の特定周波数の周波数間隔をを狭めな
がら特定周波数を切替えて離散フーリエ変換処理を繰り
返すような構成としたことにより、キャリア周波数偏差
の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を
削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成
し信号復調装置の復調性能を改善することができる、と
いった効果を奏する。

【０１３５】また、次の発明によれば、再生キャリア信
号生成手段は、２回目以降の離散フーリエ変換処理にお
いて、既に算出済の各特定周波数の相関値の最大値に基
づいて、当該離散フーリエ変換処理の特定周波数を決定
するような構成としたことにより、キャリア周波数偏差
の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を
削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成
し信号復調装置の復調性能を改善することができる、と
いった効果を奏する。

【０１３６】また、次の発明によれば、データ判定手段
は複数の復調方式を切替えてデータ判定することが可能
な構成とされたことにより、受信信号の変復調方式が切
替えられる無線通信システムでも、キャリア周波数偏差
の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を
削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成
し信号復調装置の復調性能を改善することができる、と
いった効果を奏する。

【０１３７】また、次の発明によれば、所定の方法によ
り回線品質を検出し、該回線品質に応じた変復調方式を
選択して、該選択結果を送信側の変調装置に通知する回
線品質検出手段をさらに備える構成とされたことによ
り、変復調方式を回線品質に応じて変更する適応変調通
信システムを実現することができ、キャリア周波数偏差
の推定に要する再生キャリア信号生成手段の回路規模を
削減しつつ、周波数精度の高い再生キャリア信号を生成
し信号復調装置の復調性能を改善することができる、と
いった効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１及び２のバースト信号
復調装置の構成図である。

【図２】 本発明の実施の形態１のキャリア周波数偏差
検出手段の構成図である。

【図３】 本発明の遅延検波済データ系列の波形図であ
る。

【図４】 本発明の実施の形態１のバースト信号復調装
置の動作タイミングを示した説明図である。

【図５】 本発明の実施の形態１における特定周波数の
配置例を示した説明図である。

【図６】 本発明の実施の形態１の複素ローカル信号生
成手段の構成図である。

【図７】 本発明の実施の形態２の再生キャリア信号生
成手段の構成図である。

【図８】 本発明の実施の形態２の複素ローカル信号生
成手段の構成図である。

【図９】 本発明の実施の形態２における特定周波数の
配置例を示した説明図である。

【図１０】 本発明の実施の形態３のバースト信号復調
装置の構成図である。

【図１１】 従来のバースト信号復調装置の構成図であ
る。

【図１２】 本発明及び従来の受信信号のバーストフォ
ーマット例を示した説明図である。

【図１３】 本発明及び従来の”０π”変調信号の位相
遷移を示した説明図である。

【図１４】 従来の再生キャリア信号生成手段の構成図
である。

【図１５】 従来の複素ローカル信号生成手段の構成図
である。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ 周波数変換手段 ３＿１、３＿２ Ａ／Ｄ変換器 ４ Ａ／Ｄ変換用ローカル発振器 ５ ナイキスト点データ抽出手段 ６、１００ キャリア再生手段 ７ バースト検出手段 １０ キャリア補正値合成手段 １１ 第２の遅延手段 １２ 周波数偏差・位相誤差補正手段 １３ キャリア追従手段 １４ データ判定手段 １５ 第３の遅延手段 ２１ 周波数変換用ローカル発振器 ５０ シンボルクロック再生手段 ５１ 第１の遅延手段 ５２ サンプラ ６１ キャリア周波数偏差検出手段 ６２ 再生キャリア信号生成手段 ６５ シフトレジスタ ６６ 複素乗算手段 ６７ 平均化手段 ６８ 逆正接手段 ６９ キャリア周波数偏差算出手段 ７０ 周波数シフト手段 ７１ 逆変調手段 ７１＿１、７１＿２ 乗算器 ７２ ２分周器 ７３ 周波数変換手段 ７３＿１〜７３＿ｎ、７３＿ｎ’ ＤＦＴ手段 ７４ ＲＡＭ ７５ 複素乗算手段 ７７ 平均化手段 ７６ 複素ローカル信号生成手段 ７８ 最大相関値検出手段 ７９ ローカル信号選択手段 ８０ 逆正接手段 ８１ 周波数設定手段 ８５、１１１ 積分手段 ８６、１１０ 加算器 ８７、１１２ ＣＯＳ・ＳＩＮ変換手段 １０５ 移相手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FA09 FG02 FG03 FJ01 JA05 JD02 JG01 JH01 JJ05

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 キャリア再生用の所定信号パターンを含
   む受信信号のオーバサンプリングデータ系列に基づい
   て、所定の方法により前記受信信号のキャリア周波数偏
   差を推定するキャリア周波数偏差検出手段と、 前記オーバサンプリングデータ系列からナイキスト点近
   傍のデータのみを抽出してナイキスト点データ系列を生
   成するナイキスト点データ抽出手段と、 ナイキスト点データ系列を逆変調して得られた前記キャ
   リア再生用信号パターンの逆変調信号を、前記推定周波
   数キャリアを中心とする所定の観測周波数範囲内に配置
   された複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理
   して各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関
   値に基づいて再生キャリア信号を生成する再生キャリア
   信号生成手段と、 前記再生キャリア信号に基づいて、前記ナイキスト点デ
   ータ系列の周波数偏差を補正し、所定の復調方式でデー
   タ判定を行って復調データ系列を得る復調データ生成手
   段とを備えたことを特徴とする信号復調装置。
2. 【請求項２】 キャリア周波数偏差検出手段は、オーバ
   サンプリングデータ系列に所定数のシンボル時間だけ遅
   延を付加して出力するサンプリングデータ遅延手段と、 前記オーバサンプリングデータ系列に、遅延付加後のオ
   ーバサンプリングデータを複素乗算して遅延検波済デー
   タ系列を出力する複素乗算手段と、 前記遅延検波済データ系列を所定時間に亘り平均化する
   平均化手段と、 平均化処理後の遅延検波済データ系列の逆正接値を算出
   する逆正接手段と、 前記逆正接値に基づき推定キャリア周波数偏差を算出す
   るキャリア周波数偏差算出手段とを備える構成とされた
   ことを特徴とする、請求項１に記載の信号復調装置。
3. 【請求項３】 再生キャリア信号生成手段は、逆変調信
   号を記憶する記憶手段を有し、該記憶手段に記憶された
   逆変調信号を、複数の特定周波数を切替えながら所定回
   数繰り返して離散フーリエ変換処理を行って各特定周波
   数における相関値を算出し、複数の相関値に基づいて再
   生キャリア信号を生成する構成とされたことを特徴とす
   る、請求項１又は２に記載の信号復調装置。
4. 【請求項４】 再生キャリア信号生成手段は、各離散フ
   ーリエ変換処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間隔
   を狭めながら特定周波数を切替える構成とされたことを
   特徴とする、請求項３に記載の信号復調装置。
5. 【請求項５】 再生キャリア信号生成手段は、各離散フ
   ーリエ変換処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関値
   を選択する最大相関値検出手段をさらに備え、 初回の離散フーリエ変換処理では、キャリア周波数偏差
   検出手段から出力された推定キャリア周波数偏差を中心
   とする所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配
   置し、２回目以降の離散フーリエ変換処理では、前記最
   大相関値検出手段の選択結果に基づいて特定された特定
   周波数を中心とする観測周波数範囲内に各特定周波数を
   配置する構成とされたことを特徴とする、請求項３又は
   ４に記載の信号復調装置。
6. 【請求項６】 復調データ生成手段は、複数の復調方式
   を切替えてデータ判定することが可能な構成とされたこ
   とを特徴とする、請求項１ないし５の何れかに記載の信
   号復調装置。
7. 【請求項７】 周波数偏差補正後のナイキスト点データ
   系列に含まれたキャリア再生用信号パターンに基づいて
   回線品質を検出し、所定の方法により当該回線品質に応
   じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変調
   装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成と
   されたことを特徴とする、請求項６に記載の信号復調装
   置。
8. 【請求項８】 復調データ系列のビット誤り率に基づい
   て回線品質を検出し、所定の方法により当該回線品質に
   応じた変復調方式を選択して、該選択結果を送信側の変
   調装置に通知する回線品質検出手段をさらに備える構成
   とされたことを特徴とする、請求項６に記載の信号復調
   装置。
9. 【請求項９】 キャリア再生用の所定信号パターンを含
   む受信信号のオーバサンプリングデータ系列に基づい
   て、所定の方法により前記受信信号のキャリア周波数偏
   差を推定するキャリア周波数偏差検出工程と、 前記オーバサンプリングデータ系列からナイキスト点近
   傍のデータのみを抽出してナイキスト点データ系列を生
   成するナイキスト点データ抽出工程と、 ナイキスト点データ系列を逆変調して得られた前記キャ
   リア再生用信号パターンの逆変調信号を、前記推定周波
   数キャリアを中心とする所定の観測周波数範囲内に配置
   された複数の特定周波数について離散フーリエ変換処理
   して各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関
   値に基づいて再生キャリア信号を生成する再生キャリア
   信号生成工程と、 前記再生キャリア信号に基づいて、前記ナイキスト点デ
   ータ系列の周波数偏差を補正し、所定の復調方式でデー
   タ判定を行って復調データ系列を得る復調データ生成工
   程とを備えたことを特徴とする信号復調方法。
10. 【請求項１０】 再生キャリア信号生成工程は、逆変調
    信号を記憶手段に記憶する記憶工程を有し、該記憶手段
    に記憶された逆変調信号を、複数の特定周波数を切替え
    ながら所定回数繰り返して離散フーリエ変換処理を行っ
    て各特定周波数における相関値を算出し、複数の相関値
    に基づいて再生キャリア信号を生成することを特徴とす
    る、請求項９に記載の信号復調方法。
11. 【請求項１１】 再生キャリア信号生成工程は、各離散
    フーリエ変換処理毎に、各特定周波数相互間の周波数間
    隔を狭めながら特定周波数を切替えることを特徴とす
    る、請求項１０に記載の信号復調方法。
12. 【請求項１２】 再生キャリア信号生成工程は、各離散
    フーリエ変換処理毎に、複数の相関値のうち最大の相関
    値を選択する最大相関値検出工程をさらに備え、 初回の離散フーリエ変換処理では、キャリア周波数偏差
    検出工程で得られた推定キャリア周波数偏差を中心とす
    る所定の観測周波数範囲内に複数の特定周波数を配置
    し、２回目以降の離散フーリエ変換処理では、前記最大
    相関値検出工程の選択結果に基づいて特定された特定周
    波数を中心とする観測周波数範囲内に各特定周波数を配
    置することを特徴とする、請求項１０又は１１に記載の
    信号復調方法。