JPH0998198A - ディジタル信号復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力信号がノイズや反射による妨害の影響を
受けている場合でも、正確なクロック再生を行なうこと
が可能なディジタル信号復調装置を提供する。 【解決手段】 ディジタル変調された入力ＩＦ信号は、
Ａ／Ｄ変換器１０１にてサンプリングされ、このサンプ
ル値は、乗算器１０２および１０３にて直交検波され、
ロールオフフィルタ１０５および１０６を介した後、等
化器１０７により妨害成分が除去される。そして、シン
ボル判定器１１２にて上記サンプル値に対応するシンボ
ル値が求められ、差分器１１８により、平均器１１６に
よって求められた上記シンボル値の平均値と、平均器１
１５によって求められたロールオフフィルタ１０６の出
力するサンプル値の平均値との差分が求められ、この差
分は符号反転器１１９によって符号制御され、平滑器１
２０およびＤ／Ａ変換器１２１を介した後、発振器１２
２の発振周波数を制御するようにしたものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば多値ＱＡＭ
を含むＱＡＭ変調やＶＳＢ−ＡＭ変調等によって変調さ
れたディジタル変調信号を復調するディジタル信号復調
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタルデータの送受信システムにお
いて、ディジタル変調信号のクロック再生は、上記ディ
ジタル変調信号のシンボルタイミングに復調装置にて生
成されるクロックの周波数および位相を同期させること
により行なわれる。このようなクロック再生技術のひと
つとして、判定検出法がある。

【０００３】この判定検出法は、多値ＱＡＭ等のシンボ
ル数の多い変調方式においても比較的簡単な回路構成で
クロック再生が行なえるため、広く一般に採用されてい
るクロック再生方法である。以下、図７を参照して上記
判定検出法を説明する。

【０００４】図７において、曲線Ｃ７はディジタル変調
波のアイパターンの一部を示すもので、縦軸はシンボル
の値を示し、横軸は時間を示すものである。Ｔsiｍおよ
びＴsiｎは、ともにクロック再生の過程における正確な
シンボルタイミングと仮定したものである。

【０００５】これに対して、ＴsaｍおよびＴsaｎは、と
もに復調装置の再生クロック（サンプリングタイミン
グ）をそれぞれ示す。なお、この図では上記シンボルタ
イミングＴsiｍおよびＴsiｎよりも遅れている状態を示
している。また、これらのタイミング（再生クロック）
でサンプリングしたサンプリング値をそれぞれＶsaｍ，
Ｖsaｎとする。

【０００６】まず、上記サンプリング値ＶsaｍおよびＶ
saｎを検出し、予め設定しておいた閾値で判定して上記
サンプリング値に最も近いシンボル値Ｖsiｍ，Ｖsiｎを
求める。そして、これらのシンボル値Ｖsiｍ，Ｖsiｎを
正確な再生クロックタイミングによってサンプリングし
た値とみなし、シンボル値Ｖsiｍ，Ｖsiｎの平均を求め
る。なお、この平均値を基準値Ｒsi７とする。同様に、
サンプリング値Ｖsaｍ，Ｖsaｎの平均を求め、この平均
値をＲsa７とする。

【０００７】次に、基準値Ｒsi７とＲsa７との誤差を求
め、この誤差をＥ７とする。この誤差Ｅ７は、上記シン
ボルタイミング（Ｔsiｍ，Ｔsiｎ）と再生クロック（Ｔ
saｍ，Ｔsaｎ）との間の位相差に比例する。このため、
上記判定検出法では、上記誤差Ｅ７を監視し、当該誤差
が小さくなるように上記再生クロックの位相を制御する
ことにより、正確な再生クロックを求めるようにしてい
る。

【０００８】次に、図８を参照して、上記判定検出法を
実現する従来のディジタル信号復調装置について説明す
る。このディジタル信号復調装置に入力された入力ＩＦ
信号は、Ａ／Ｄ変換器８０１にてサンプリングされる。
ここでのサンプリングタイミングは、後述の発振器８１
６が発振するクロックの発振位相による。

【０００９】Ａ／Ｄ変換器８０１の出力（サンプリング
信号）は、乗算器８０２にて図示しないキャリア再生回
路からの位相同期信号と乗算されて位相同期が行われた
のち、ロールオフフィルタ８０４にて波形整形される。
そして、このロールオフフィルタ８０４の出力信号は、
上記キャリア再生回路などに入力されるとともに、シン
ボル判定器８０５および遅延器８０６に入力される。

【００１０】シンボル判定器８０５は、上記ロールオフ
フィルタ８０４の出力信号を予め設定した閾値で判別
し、確からしいシンボル値を出力する。このシンボル値
は、遅延器８０８と平均器８０９に入力される。

【００１１】遅延器８０８は、上記シンボル値を１サン
プルクロック分遅らせ、平均器８０９に入力する。平均
器８０９は、上記シンボル値と、遅延器８０８によって
１サンプルクロック分遅れたシンボル値とが同時に入力
され、これら２つのシンボル値の平均値を求める。この
平均値は、図７に示す基準値Ｒsi７に相当するもので、
差分器８１２に入力される。

【００１２】一方、遅延器８０６は、上述のシンボル判
定器８０５における信号遅延時間に基づいて、当該回路
に入力される信号を遅延させ、遅延器８０７、平均器８
１０およびレベル判定器８１１に入力する。遅延器８０
７は、入力信号を１サンプルクロック分遅らせ、平均器
８１０およびレベル判定器８１１に入力する。

【００１３】平均器８１０は、上述したように遅延器８
０６および遅延器８０７の出力信号が入力され、これら
２つの出力信号の平均値を求める。この平均値は、図７
に示すＲsa７に相当するもので、差分器８１２に入力さ
れる。

【００１４】差分器８１２は、上記Ｒsa７と上述した基
準値Ｒsi７との差分を求める。この差分は、図７に示す
誤差Ｅ７に相当するもので、符号反転器８１３に入力さ
れる。この符号反転器８１３は、レベル判定器８１１か
らの制御信号に応じて、差分器８１２の出力（誤差Ｅ
７）の符号を反転させる。

【００１５】レベル判定器８１１は、２つの入力信号
（遅延器８０６および遅延器８０７の出力信号）間の大
小を比較し、比較結果に応じた制御信号を出力する。こ
の比較の結果、遅延器８０６の出力信号の方が大きい場
合には、符号反転器８１３に対して入力信号をそのまま
（符号の反転なし）出力させるように制御する。一方、
遅延器８０７の出力信号の方が大きい場合には、符号反
転器８１３に対して入力信号の符号を反転させて出力さ
せる。このようにして符号が制御された符号反転器８１
３の出力信号は、ループフィルタ８１４を介して、Ｄ／
Ａ変換器８１５に入力される。

【００１６】Ｄ／Ａ変換器８１５は、ループフィルタ８
１４の出力信号をアナログ信号に変換し、発振器８１６
に入力する。発振器８１６は、上記アナログ信号に応じ
た周波数の再生クロックを生成する。

【００１７】以上のように、判定検出法を採用した従来
のディジタル信号復調装置は、確からしいシンボルタイ
ミングによってサンプリングしたシンボル値の平均値
と、当該復調装置にて生成したクロック（再生クロッ
ク）によってサンプリングした平均値とを比較し、これ
らの平均値間の誤差を求めている。そして、この誤差に
応じた上記再生クロックを新たに生成する。以後、この
ようなフィードバックループにより、上記誤差を小さく
していき、正確な再生クロックを生成するようにしてい
る。

【００１８】しかしながら、このようなディジタル信号
復調装置では、シンボル判定器８０５の入力信号がノイ
ズや反射による妨害の影響を受けている場合、シンボル
判定器８０５のシンボル判定結果が不正確なものとな
り、正確な再生クロック生成が行なえなくなる場合があ
る。

【００１９】この問題に対し、従来では図８に示した構
成に加え、ロールオフフィルタ８０４の直後に等化器９
０１を設けるようにしている（図９参照）。このような
構成によれば、等化器９０１により反射妨害等のクロッ
ク再生に影響を及ぼす成分を除去した入力信号をシンボ
ル判定器８０５に対して供給することができる。

【００２０】しかし、このような等化器９０１による妨
害除去は、ロールオフフィルタ８０４の出力信号に対し
て周波数スペクトルを操作するため、等化器９０１の前
後において信号のキャリア位相やクロック位相が変化し
てしまう。このため、クロック位相誤差の検出ができな
くなるという、新たな問題が生じていた。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来のディジタル信号復調装置では、入力信号がノイズや
反射による妨害の影響を受けている場合、シンボル判定
器のシンボル判定結果が不正確なものとなり、正確な再
生クロック生成が行なえなくなるという問題があった。
これに対して、従来は等化器を設けることにより対処し
ていたが、キャリア位相やクロック位相の変動によりク
ロック位相誤差の検出ができなくなるという新たな問題
が生じていた。

【００２２】この発明は上記の問題を解決すべくなされ
たもので、入力信号がノイズや反射による妨害の影響を
受けている場合でも、正確なクロック再生を行なうこと
ができるディジタル信号復調装置を提供することを目的
とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明に係るディジタル信号復調装置は、ディ
ジタル変調されたアナログ信号を再生クロックに応じた
タイミングでサンプリングして量子化するサンプリング
器と、このサンプリング器の出力を再生キャリアと乗算
することにより位相同期を行なう位相同期器と、この位
相同期器の出力から妨害によるひずみ成分を取り除く等
化器と、この等化器の出力からキャリア位相の差を検出
し、この位相差に基づく周波数のキャリアを生成し、再
生キャリアとして位相同期器に入力するＰＬＬ発振器
と、複数の閾値にそれぞれ対応するシンボル値が予め設
定され、等化器の出力が複数の閾値のいずれに対応する
か判別し、この判別結果に基づくシンボル値を出力する
シンボル判定器と、位相同期器の出力とシンボル判定器
の出力するシンボル値との差を検出するクロック位相誤
差検出器と、再生クロックを生成するものであって、ク
ロック位相誤差検出器の検出結果に基づいて周波数が制
御されるクロック生成手段とを具備して構成するように
した。

【００２４】また、この発明に係るディジタル信号復調
装置は、ディジタル変調されたアナログ信号を再生キャ
リアと乗算することにより位相同期を行なう位相同期器
と、この位相同期器の出力を再生クロックに応じたタイ
ミングでサンプリングして量子化するサンプリング器
と、このサンプリング器の出力から妨害によるひずみ成
分を取り除く等化器と、この等化器の出力からキャリア
位相の差を検出し、この位相差に基づく周波数のキャリ
アを生成し、再生キャリアとして位相同期器に入力する
ＰＬＬ発振器と、複数の閾値にそれぞれ対応するシンボ
ル値が予め設定され、等化器の出力が複数の閾値のいず
れに対応するか判別し、この判別結果に基づくシンボル
値を出力するシンボル判定器と、サンプリング器の出力
とシンボル判定器の出力するシンボル値との差を検出す
るクロック位相誤差検出器と、再生クロックを生成する
ものであって、クロック位相誤差検出器の検出結果に基
づいて周波数が制御されるクロック生成手段とを具備し
て構成するようにした。

【００２５】さらに、この発明に係るディジタル信号復
調装置は、ディジタル変調されたアナログ信号を再生ク
ロックに応じたタイミングでサンプリングして量子化す
るサンプリング器と、このサンプリング器の出力を再生
キャリアと乗算することにより位相同期を行なう位相同
期器と、この位相同期器の出力を１サンプル毎に、第１
のサンプリング系列信号と第２のサンプリング系列信号
とに分別して出力する切り替え器と、この切り替え器の
出力する第１のサンプリング系列信号から妨害によるひ
ずみ成分を取り除く等化器と、この等化器の出力からキ
ャリア位相の差を検出し、この位相差に基づく周波数の
キャリアを生成し、再生キャリアとして位相同期器に入
力するＰＬＬ発振器と、複数の閾値にそれぞれ対応する
シンボル値が予め設定され、等化器の出力が複数の閾値
のいずれに対応するか判別し、この判別結果に基づくシ
ンボル値を出力するシンボル判定器と、このシンボル判
定器の出力する連続した二つのサンプル値の平均を求め
る平均処理器と、切り替え器の出力する第２のサンプリ
ング系列信号と平均処理器の出力との差を検出するクロ
ック位相誤差検出器と、再生クロックを生成するもので
あって、クロック位相誤差検出器の検出結果に基づいて
周波数が制御されるクロック生成手段とを具備して構成
するようにした。

【００２６】上記構成のディジタル信号復調装置では、
等化器を介さずにクロック位相が保存された状態のサン
プリング器の出力と、等化器を介することにより妨害成
分を除去したサンプリング値から求めたシンボル判定器
の出力とから、クロック位相誤差を検出する。そして、
この検出結果に基づく周波数のクロックを生成するよう
にしている。このため、当該装置の入力信号がノイズや
反射による妨害の影響を受けている場合であっても、正
確なクロック再生を行なうことができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施の形態について説明する。図１は、この発明の第
１の実施形態に係るディジタル信号復調装置の構成を示
すもので、変調方式としてＱＡＭを用いた時を仮定して
いる。

【００２８】この復調装置は、ディジタル変調されたＩ
Ｆ信号を入力とし、これをＡ／Ｄ変換器１０１でサンプ
リングする。Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリングタイミ
ングは、後述の発振器１２２の出力周波数に同期してい
る。

【００２９】Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリング出力
は、乗算器１０２および１０３に入力され、それぞれｓ
ｉｎ／ｃｏｓ位相発生器１０４の出力値と乗算されるこ
とにより直交検波され、それぞれロールオフフィルタ１
０５および１０６に入力される。

【００３０】ロールオフフィルタ１０５および１０６で
は、上記直交検波出力の波形整形を行ない等化器１０７
に入力する。なお、ロールオフフィルタ１０６の出力に
ついては、後述の遅延器１１１にも入力される。

【００３１】等化器１０７では、ロールオフフィルタ１
０５および１０６の出力信号からそれぞれ妨害成分が除
去され、復調出力として出力されるとともにキャリア位
相誤差検出器１０８に入力される。なお、上記復調出力
のうちロールオフフィルタ１０６の出力信号に基づく復
調出力については、シンボル判定器１１２にも入力され
る。

【００３２】キャリア位相誤差検出器１０８では、上記
復調出力間の変調波のキャリア位相誤差が検出される。
ここで検出されたキャリア位相誤差は、ＰＬＬフィルタ
１０９によって平滑化された後、数値制御発振器（ＮＣ
Ｏ）１１０に入力される。ＮＣＯ１１０は、ＰＬＬフィ
ルタ１０９の出力に応じた周波数のキャリアを発振し、
ｓｉｎ／ｃｏｓ位相発生器１０４に入力される。

【００３３】ｓｉｎ／ｃｏｓ位相発生器１０４は、ＮＣ
Ｏ１１０にて生成されたクロックに応じたｓｉｎ値とｃ
ｏｓ値を、それぞれ上記乗算器１０２および１０３に入
力する。これにより、その時々の入力ＩＦ信号の位相に
見合ったｓｉｎ値とｃｏｓ値が上記乗算器１０２および
１０３に入力されて、直交検波が行われる。

【００３４】一方、シンボル判定器１１２は、等化器１
０７を介したロールオフフィルタ１０６の出力信号を予
め設定した閾値で判別し、確からしいシンボル値を出力
する。このシンボル値は、遅延器１１４と平均器１１６
に入力される。

【００３５】遅延器１１４は、上記シンボル値を１サン
プルクロック分遅らせ、平均器１１６に入力する。平均
器１１６は、上記シンボル値と、遅延器１１４によって
１サンプルクロック分遅れたシンボル値とが同時に入力
され、これら２つのシンボル値の平均値を求める。この
平均値は、差分器１１８に入力される。

【００３６】遅延器１１１は、ロールオフフィルタ１０
６の出力を遅延時間Ｎだけ遅延させて出力する。この出
力は、遅延器１１３、平均器１１５およびレベル判定器
１１７に入力される。

【００３７】なお、この遅延時間Ｎは、ロールオフフィ
ルタ１０６の出力が上記等化器１０７および上記シンボ
ル判定器１１２を介するのに要する時間に基づいて設定
されるもので、ロールオフフィルタ１０６の同じ出力が
遅延器１１３と遅延器１１４とに同じタイミングで入力
されるように予め設定される。

【００３８】遅延器１１３は、入力信号を１サンプルク
ロック分遅らせ、平均器１１５およびレベル判定器１１
７に入力する。平均器１１５は、上述したように遅延器
１１１および遅延器１１３の出力信号が入力され、これ
ら２つの出力信号の平均値を求める。この平均値は、差
分器１１８に入力される。差分器１１８は、上記平均器
１１５の出力と前述の平均器１１６の出力との差分を求
め、符号反転器１１９に入力する。

【００３９】レベル判定器１１７は遅延器１１１の出力
と遅延器１１３の出力を比較し、遅延器１１１の出力よ
り遅延器１１３の出力が大きい時には“１”を、小さい
時には“−１”を、等しい時には“０”を、それぞれ符
号反転器１１９に与える。

【００４０】符号反転器１１９はレベル判定器１１７か
らの出力が“１”の時には差分器１１８からの入力をそ
のまま出力し、レベル判定器１１７からの出力が“−
１”の時には入力の正／負符号を反転して出力し、また
“０”の時には差分器１１８からの入力が何であっても
ゼロを出力する。

【００４１】このようにして符号制御された符号反転器
１１９の出力信号は、平滑器（Σ）１２０およびＤ／Ａ
変換器１２１を介して、発振周波数制御信号となり、発
振器１２２の発振周波数を制御する。

【００４２】次に、図２および図３を参照して、上記構
成におけるディジタル信号復調装置の動作を以下に説明
する。各図において、縦軸はシンボルの値を示し、横軸
は時間を示す。また、Ｔsi１およびＴsi２は、入力ＩＦ
信号波形に対するクロック位相ずれのないサンプリング
タイミングである。一方、Ｔsa１およびＴsa２は、上記
入力ＩＦ信号波形に対する再生クロックで、位相ずれが
生じているサンプリングタイミングである。

【００４３】まず、入力ＩＦ信号に妨害がない場合のク
ロック位相誤差検出の様子を図２を参照して説明する。
この図に示す信号波形Ｃ１は、入力ＩＦ信号のアイパタ
ーンの一部を示すものである。なお、この場合のＴsa１
およびＴsa２によるサンプリング結果を、それぞれサン
プリング値Ｖsa１，Ｖsa２とする。

【００４４】サンプリング値Ｖsa１およびＶsa２は、シ
ンボル判定器１１２によってそれぞれ最も値の近いシン
ボル値Ｖsi１，Ｖsi３に判定される。そして、平均器１
１６によって、基準となる平均値Ｒsi１が求められる。
一方、遅延器１１１および１１３を介したサンプリング
値Ｖsa１およびＶsa２は、平均器１１５によって、平均
値Ｒsa１が求められる。

【００４５】このようにして求められた平均値Ｒsi１お
よびＲsa１に基づいて、差分器１１８より差分Ｅ１が求
められる。この差分Ｅ１は、クロック位相誤差を表して
おり、以後、この差分Ｅ１に基づいて位相制御がなさ
れ、やがて正確な再生クロックが生成される。

【００４６】次に、入力ＩＦ信号に反射妨害が加わった
場合のクロック位相誤差検出の様子を図３を参照して説
明する。この図に示す信号波形Ｃ２は、前述の信号波形
Ｃ１に反射妨害が加わったもので、等化器１０７による
波形等化を行なっていない状態を示すものである。な
お、この場合における、図２の場合と同じサンプリング
タイミングＴsa１およびＴsa２によるサンプリング結果
を、それぞれサンプリング値Ｖsa３，Ｖsa４とする。

【００４７】このサンプリング値Ｖsa３およびＶsa４
は、シンボル判定器１１２によってそれぞれ最も値の近
いシンボル値Ｖsi２，Ｖsi３に判定される。そして、こ
れらシンボル値Ｖsi２，Ｖsi３から平均器１１６によっ
て、基準となる平均値Ｒsi２が求められる。

【００４８】一方、遅延器１１１および１１３を介した
サンプリング値Ｖsa３およびＶsa４から平均器１１５に
よって、平均値Ｒsa２が求められる。そして、平均値Ｒ
si２およびＲsa２に基づいて、差分器１１８より差分Ｅ
２が求められる。

【００４９】この差分Ｅ２は、図１に示すように、図２
と同じ位相ずれのあるサンプリングタイミングＴsa１お
よびＴsa２によってサンプリングしたにもかかわらず、
差分Ｅ１とは符号も大きさも全く違う事がわかる。これ
は、符号判定器１１２において、反射妨害の影響によっ
てサンプリング値Ｖsa３が閾値Ｌ１を越えてシンボル値
Ｖsi２と判定されたため、基準値なる平均値がＲsi２と
なったことに起因する。

【００５０】しかし、上述の構成によれば、等化器１０
７によって波形等化を行なうため、符号判定器１１２に
おけるサンプリングクロックＴsa１に対するシンボル値
はＶsi１となる。このため、平均器１１６の出力する基
準値となる平均値は、シンボル値Ｖsi１，Ｖsi３の平均
値Ｒsi１となる。

【００５１】したがって、差分器１１８の出力は、平均
値Ｒsi１とＲsa２に基づいて、差分Ｅ１´となる。この
差分Ｅ１´の値は、入力信号が妨害を受けていない場合
の差分Ｅ１とは値が若干異なるものの、符号は同じであ
り、等化器１０７を用いずに求めた上記差分Ｅ２に比べ
て位相誤差検出の精度が向上したことがわかる。

【００５２】すなわち、上記構成のディジタル信号復調
装置では、等化器１０７を介さずにクロック位相が保存
された状態のサンプリング値から平均値を求める。一
方、等化器１０７を介することにより妨害成分を除去し
たサンプリング値から求めたシンボル値の平均値（基準
値）を求めている。

【００５３】そして、これらの２つの平均値に基づいて
クロック位相誤差を検出を行なうようにしている。この
ため、入力信号がノイズや反射による妨害の影響を受け
ている場合においても、正確なクロック再生を行なうこ
とができる。

【００５４】ところで、上記第１の実施形態では、２つ
の連続するサンプリングを用いて、サンプリング値の平
均値とシンボル値の平均値を求め、これらの平均値に基
づいてクロック位相誤差を検出するようにした。

【００５５】しかし、この発明は上記実施形態に限定さ
れるものではなく、例えば、図４に示すように、差分器
１１８により遅延器１１１の出力とシンボル判定器１１
２の出力との差を求め、平滑器１２０に入力するように
してもよい。この構成では、１つのサンプリング値と、
このサンプリングとに基づくシンボル値からクロック位
相誤差を検出するようにしている。このような構成であ
っても、前述の第１の実施形態と同様の効果を奏する。

【００５６】次に、図５を参照して、第２の実施形態に
ついて説明する。この復調装置は、ディジタル変調され
たＩＦ信号を入力とし、これをＡ／Ｄ変換器１０１でサ
ンプリングする。Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリングタ
イミングは、後述の発振器１２２の出力周波数に同期し
ている。

【００５７】Ａ／Ｄ変換器１０１のサンプリング出力
は、乗算器１０２および１０３に入力され、それぞれｓ
ｉｎ／ｃｏｓ位相発生器１０４の出力値と乗算されるこ
とにより直交検波され、それぞれロールオフフィルタ１
０５および１０６に入力される。ロールオフフィルタ１
０５および１０６は、上記直交検波出力の波形整形を行
ない、スイッチ５０１に入力する。

【００５８】スイッチ５０１は、あるタイミングではロ
ールオフフィルタ１０５，１０６の出力を共に等化器１
０７に与えるが、その次のタイミングではロールオフフ
ィルタ１０６の出力のみを遅延器５０２に与える。そし
てさらに、次のタイミングではロールオフフィルタ１０
５，１０６の出力を共に等化器１０７に与えるように切
り替わるものである。

【００５９】例えば、スイッチ５０１に順次入力信号と
してｘt-1 ，ｘt ，ｘt+1 が入力されたとする。この場
合、等化器１０７には、ｘt-1 ，ｘt+1 が与えられ、一
方、遅延器５０２には、ｘt が与えられる。

【００６０】このように、スイッチ５０１は、ロールオ
フフィルタ１０５，１０６の出力をダウンサンプリング
して、等化器１０７あるいは遅延器５０２に選択的に出
力するものである。

【００６１】等化器１０７では、ダウンサンプリングさ
れたロールオフフィルタ１０５および１０６の出力信号
からそれぞれ妨害成分が除去され、復調出力として出力
されるとともにキャリア位相誤差検出器１０８に入力さ
れる。なお、上記復調出力のうちロールオフフィルタ１
０６の出力信号に基づく復調出力については、シンボル
判定器１１２にも入力される。

【００６２】キャリア位相誤差検出器１０８では、上記
復調出力間の変調波のキャリア位相誤差が検出される。
ここで検出されたキャリア位相誤差は、ＰＬＬフィルタ
１０９によって平滑化された後、ＮＣＯ１１０に入力さ
れる。ＮＣＯ１１０は、ＰＬＬフィルタ１０９の出力に
応じた周波数のキャリアを発振し、ｓｉｎ／ｃｏｓ位相
発生器１０４に入力される。

【００６３】ｓｉｎ／ｃｏｓ位相発生器１０４は、ＮＣ
Ｏ１１０にて生成された周波数位相に応じたｓｉｎ値と
ｃｏｓ値を、それぞれ上記乗算器１０２および１０３に
入力する。これにより、その時々の入力ＩＦ信号の位相
に見合ったｓｉｎ値とｃｏｓ値が上記乗算器１０２およ
び１０３に入力されて、直交検波が行われる。

【００６４】一方、シンボル判定器１１２は、ダウンサ
ンプリングされたロールオフフィルタ１０６の出力信号
が等化器１０７を介して入力される。そして、この信号
を予め設定した閾値で判別し、確からしいシンボル値を
出力する。このシンボル値は、遅延器１１４、平均器１
１６およびレベル判定器１１７に入力される。

【００６５】遅延器１１４は、上記シンボル値を１サン
プルクロック分遅らせ、平均器１１６およびレベル判定
器１１７に入力する。このため平均器１１６およびレベ
ル判定器１１７には、上記シンボル値と、遅延器１１４
によって１サンプルクロック分遅れたシンボル値とが同
時に入力される。

【００６６】これに対し、平均器１１６は、上記２つの
シンボル値の平均値を求める。この平均値は、差分器１
１８に入力される。一方、レベル判定器１１７は、シン
ボル判定器１１２の出力と遅延器１１４の出力を比較
し、シンボル判定器１１２の出力より遅延器１１４の出
力が大きい時には“１”を、小さい時には“−１”を、
等しい時には“０”を、それぞれ符号反転器１１９に与
える。

【００６７】遅延器５０２は、スイッチ５０１より出力
されるダウンサンプリングされたロールオフフィルタ１
０６の出力を遅延時間Ｍだけ遅延させて出力する。この
出力は、差分器１１８に出力される。

【００６８】なお、この遅延時間Ｍは、平均器１１６を
介する信号と遅延器５０２を介する信号とが同じタイミ
ングで差分器１１８に入力されるように予め設定され
る。例えば、前述したようにスイッチ５０１に順次入力
信号としてｘt-1 ，ｘt ，ｘt+1 が入力されたとする。
この場合には、平均器１１６から差分器１１８に与えら
れる出力が｜ｘt-1 ｜と｜ｘt+1 ｜の平均となった時
（だたし、｜ｘ｜は値ｘをシンボル判定した値）に遅延
器５０２から差分器１１８に出力される値がｘt となる
ように、遅延時間Ｍを設定する。

【００６９】差分器１１８は、上記遅延器５０２の出力
と前述の平均器１１６の出力との差分を求め、符号反転
器１１９に入力する。そして、符号反転器１１９は、レ
ベル判定器１１７からの出力が“１”の時には差分器１
１８からの入力をそのまま出力し、レベル判定器１１７
からの出力が“−１”の時には入力の正／負符号を反転
して出力し、また“０”の時には差分器１１８からの入
力が何であってもゼロを出力する。

【００７０】このようにして符号制御された符号反転器
１１９の出力信号は、平滑器１２０およびＤ／Ａ変換器
１２１を介して、発振周波数制御信号となり、発振器１
２２の発振周波数を制御する。

【００７１】以上のような構成のディジタル信号復調装
置では、サンプリング周波数がシンボルタイミングのほ
ぼ２倍となっている。そして、等化器１０７を介さずに
クロック位相が保存された状態のサンプリング値と、等
化器１０７を介することにより妨害成分を除去したサン
プリング値から求めたシンボル値の平均値（基準値）と
から、クロック位相誤差を検出を行なうようにしてい
る。このため、入力信号がノイズや反射による妨害の影
響を受けている場合においても、正確なクロック再生を
行なうことができる。

【００７２】なお、上記第２の実施形態においては、ロ
ールオフフィルタ１０６の出力のみを遅延器５０２に出
力し、クロック位相誤差の検出を直交検波した片軸成分
のみから行なうようにしている。しかし、この実施形態
に限定されるものではなく、クロック位相誤差の検出に
関わる構成を二重に設け、ロールオフフィルタ１０５お
よび１０６の出力を用いて直交軸と同相軸の両方の検波
軸成分からクロック位相誤差を検出するようにしてもよ
い。

【００７３】次に、図６を参照して、第３の実施形態に
ついて説明する。この実施形態では、第１の実施形態と
同様のクロック位相誤差検出アルゴリズムを持つが、Ｉ
Ｆ入力信号をＡ／Ｄ変換する前に、直交検波するように
している点が異なる。

【００７４】当該復調装置に入力されたＩＦ入力信号
は、乗算器６０１および６０２で直交検波され、それぞ
れＡ／Ｄ変換器６０４および６０５に入力される。そし
て、Ａ／Ｄ変換器６０４および６０５では、第１の実施
形態と同様に、発振器１２２の出力周波数に同期したサ
ンプリングタイミングでサンプリングを行なう。

【００７５】そして、これらのサンプリング出力は、そ
れぞれロールオフフィルタ１０５および１０６に入力さ
れ、第１の実施形態と同様にしてクロック位相誤差が検
出されたのち、この誤差に応じた周波数のクロックが発
振器１２２にて生成される。

【００７６】一方、ＰＬＬフィルタ１０９の出力は、Ｄ
／Ａ変換器６０７によってＤ／Ａ変換されたのち、発振
器６０６に入力されて、直交検波のためのキャリアが生
成される。そして、上記キャリアは、乗算器６０１に対
しては直接入力され、乗算器６０２に対しては９０°位
相器６０３を介することにより位相を９０°ずらしてか
ら入力される。

【００７７】以上のような構成のディジタル信号復調装
置では、入力ＩＦ信号を直接直交検波して位相同期を行
なうようにしている。このような構成であっても、クロ
ック位相誤差の検出については、第１の実施形態と同様
に、等化器１０７を介していない（クロック位相が保存
された状態の）サンプリング値と、等化器１０７を介す
ることにより妨害成分を除去したサンプリング値から求
めたシンボル値の平均値（基準値）とから、クロック位
相誤差を検出を行なうようにしている。このため、入力
信号がノイズや反射による妨害の影響を受けている場合
においても、正確なクロック再生を行なうことができ
る。

【００７８】また、以上の実施形態では、等化器１０７
においてゲイン調整が行われている場合、差分器１１８
において等化器１０７を経た信号と等化器１０７を経な
い信号の差分を取る前に、両方の信号のゲインを調整を
行なう必要が生じる場合がある。このような場合には、
例えば図１の実施形態においては、遅延器１１１の直前
に増幅器を付加して、ゲイン調整を行なうようにすれば
よい。なお、他の実施形態についても同様であることは
いうまでもない。

【００７９】また、上記実施の形態では、入力信号とし
てＱＡＭ変調信号を仮定したために検波器が直交検波器
となっているが、ＱＡＭ変調信号とは異なった直交変調
を行わないディジタル変調信号などについても、列挙し
た実施形態と同様の考え方によってクロック位相誤差を
検出することによって同様の効果を奏する。その他、こ
の発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を施しても
同様に実施可能であることはいうまでもない。

【００８０】

【発明の効果】以上述べたように、この発明では、等化
器を介さずにクロック位相が保存された状態のサンプリ
ング器の出力と、等化器を介することにより妨害成分を
除去したサンプリング値から求めたシンボル判定器の出
力とから、クロック位相誤差を検出する。そして、この
検出結果に基づく周波数のクロックを生成するようにし
ている。

【００８１】したがって、この発明によれば、入力信号
がノイズや反射による妨害の影響を受けている場合であ
っても、正確なクロック再生を行なうことが可能なディ
ジタル信号復調装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るディジタル信号復調装置の第１
の実施形態の構成を示すブロック回路図。

【図２】図１に示したディジタル信号復調装置のシンボ
ル判定動作を説明するための信号波形図。

【図３】図１に示したディジタル信号復調装置より等化
器を除いた場合のシンボル判定動作を説明するための信
号波形図。

【図４】図１に示したディジタル信号復調装置の変形例
の構成を示すブロック回路図。

【図５】この発明に係るディジタル信号復調装置の第２
の実施形態の構成を示すブロック回路図。

【図６】この発明に係るディジタル信号復調装置の第３
の実施形態の構成を示すブロック回路図。

【図７】シンボル判定動作の概念を説明するための信号
波形図。

【図８】従来のディジタル信号復調装置の構成を示すブ
ロック回路図。

【図９】等化器を備えた従来のディジタル信号復調装置
の構成を示すブロック回路図。

【符号の説明】

１０１，６０４，６０５…Ａ／Ｄ変換器 １０２，１０３，６０１，６０２…乗算器 １０４…ｓｉｎ／ｃｏｓ位相発生器 １０５，１０６…ロールオフフィルタ １０７…等化器 １０８…キャリア位相誤差検出器 １０９…ＰＬＬフィルタ １１０…数値制御発振器（ＮＣＯ） １１１，１１３，１１４，５０２…遅延器 １１２…シンボル判定器 １１５，１１６…平均器 １１７…レベル判定器 １１８…差分器 １１９…符号反転器 １２０…平滑器（Σ） １２１，６０７…Ｄ／Ａ変換器 １２２，６０６…発振器 ５０１…スイッチ ６０３…９０°位相器

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル変調されたアナログ信号をク
   ロックに応じたタイミングでサンプリングして量子化す
   るサンプリング器と、 このサンプリング器の出力を再生キャリアと乗算するこ
   とにより位相同期を行なう位相同期器と、 この位相同期器の出力から妨害によるひずみ成分を取り
   除く等化器と、 この等化器の出力からキャリア位相の差を検出し、この
   位相差に基づく周波数のキャリアを生成し、前記再生キ
   ャリアとして前記位相同期器に入力するＰＬＬ発振器
   と、 複数の閾値にそれぞれ対応するシンボル値が予め設定さ
   れ、前記等化器の出力が前記複数の閾値のいずれに対応
   するか判別し、この判別結果に基づく前記シンボル値を
   出力するシンボル判定器と、 前記位相同期器の出力とシンボル判定器の出力するシン
   ボル値との差を検出するクロック位相誤差検出器と、 前記クロックを生成するものであって、前記クロック位
   相誤差検出器の検出結果に基づいて周波数が制御される
   クロック生成手段とを具備したことを特徴とするディジ
   タル信号復調装置。
2. 【請求項２】 さらに、前記位相同期器の出力に対して
   ゲイン調整を行なうゲイン調整器を備え、 前記クロック位相誤差検出器は、前記ゲイン調整器の出
   力とシンボル判定器の出力するシンボル値との差を検出
   することを特徴とする請求項１に記載のディジタル信号
   復調装置。
3. 【請求項３】 ディジタル変調されたアナログ信号を再
   生キャリアと乗算することにより位相同期を行なう位相
   同期器と、 この位相同期器の出力をクロックに応じたタイミングで
   サンプリングして量子化するサンプリング器と、 このサンプリング器の出力から妨害によるひずみ成分を
   取り除く等化器と、 この等化器の出力からキャリア位相の差を検出し、この
   位相差に基づく周波数のキャリアを生成し、前記再生キ
   ャリアとして前記位相同期器に入力するＰＬＬ発振器
   と、 複数の閾値にそれぞれ対応するシンボル値が予め設定さ
   れ、前記等化器の出力が前記複数の閾値のいずれに対応
   するか判別し、この判別結果に基づく前記シンボル値を
   出力するシンボル判定器と、 前記サンプリング器の出力とシンボル判定器の出力する
   シンボル値との差を検出するクロック位相誤差検出器
   と、 前記クロックを生成するものであって、前記クロック位
   相誤差検出器の検出結果に基づいて周波数が制御される
   クロック生成手段とを具備したことを特徴とするディジ
   タル信号復調装置。
4. 【請求項４】 さらに、前記サンプリング器の出力に対
   してゲイン調整を行なうゲイン調整器を備え、 前記クロック位相誤差検出器は、前記ゲイン調整器の出
   力とシンボル判定器の出力するシンボル値との差を検出
   することを特徴とする請求項３に記載のディジタル信号
   復調装置。
5. 【請求項５】 ディジタル変調されたアナログ信号をク
   ロックに応じたタイミングでサンプリングして量子化す
   るサンプリング器と、 このサンプリング器の出力を再生キャリアと乗算するこ
   とにより位相同期を行なう位相同期器と、 この位相同期器の出力を１サンプル毎に、第１のサンプ
   リング系列信号と第２のサンプリング系列信号とに分別
   して出力する切り替え器と、 この切り替え器の出力する第１のサンプリング系列信号
   から妨害によるひずみ成分を取り除く等化器と、 この等化器の出力からキャリア位相の差を検出し、この
   位相差に基づく周波数のキャリアを生成し、前記再生キ
   ャリアとして前記位相同期器に入力するＰＬＬ発振器
   と、 複数の閾値にそれぞれ対応するシンボル値が予め設定さ
   れ、前記等化器の出力が前記複数の閾値のいずれに対応
   するか判別し、この判別結果に基づく前記シンボル値を
   出力するシンボル判定器と、 このシンボル判定器の出力する連続した二つのサンプル
   値の平均を求める平均処理器と、 前記切り替え器の出力する第２のサンプリング系列信号
   と前記平均処理器の出力との差を検出するクロック位相
   誤差検出器と、 前記クロックを生成するものであって、前記クロック位
   相誤差検出器の検出結果に基づいて周波数が制御される
   クロック生成手段とを具備したことを特徴とするディジ
   タル信号復調装置。
6. 【請求項６】 さらに、前記切り替え器の出力する第２
   のサンプリング系列信号に対してゲイン調整を行なうゲ
   イン調整器を備え、 前記クロック位相誤差検出器は、前記ゲイン調整器の出
   力とシンボル判定器の出力するシンボル値との差を検出
   することを特徴とする請求項５に記載のディジタル信号
   復調装置。
7. 【請求項７】 前記クロック位相誤差検出器は、前記位
   相同期器の出力から前記シンボル判定器の出力するシン
   ボル値を差し引く差分器であることを特徴とする請求項
   １または３に記載のディジタル信号復調装置。
8. 【請求項８】 前記クロック位相誤差検出器は、 前記位相同期器の出力する連続した二つのサンプル値の
   平均を求める第１の平均処理器と、 前記シンボル判定器の出力する連続した二つのサンプル
   値の平均を求める第２の平均処理器と、 第１の平均処理器の出力から第２の平均処理器の出力を
   差し引く差分器とを備えることを特徴とする請求項１，
   ３または５に記載のディジタル信号復調装置。、