JPH04227348A - 多重搬送波モデムにおけるクロック及び搬送波周波数オフセット、及び位相ジッタの修正方法及び装置 - Google Patents
多重搬送波モデムにおけるクロック及び搬送波周波数オフセット、及び位相ジッタの修正方法及び装置Info
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- JPH04227348A JPH04227348A JP3111203A JP11120391A JPH04227348A JP H04227348 A JPH04227348 A JP H04227348A JP 3111203 A JP3111203 A JP 3111203A JP 11120391 A JP11120391 A JP 11120391A JP H04227348 A JPH04227348 A JP H04227348A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
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- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2679—Decision-aided
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的にはデータ送信
及び受信に関し、特定的には複数の搬送波を変調するた
めに使用された高速データの受信に関する。この変調方
法は、直交的に多重化された直角振幅変調（ＯＭＱＡＭ
）、動的に割り当てられた多重ＱＡＭ（ＤＡＭＱＡＭ）
，直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）等多くの名前で呼
ばれているが、ここでは多重搬送波変調と呼ぶ。
及び受信に関し、特定的には複数の搬送波を変調するた
めに使用された高速データの受信に関する。この変調方
法は、直交的に多重化された直角振幅変調（ＯＭＱＡＭ
）、動的に割り当てられた多重ＱＡＭ（ＤＡＭＱＡＭ）
，直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）等多くの名前で呼
ばれているが、ここでは多重搬送波変調と呼ぶ。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、データ通信リンクの送信及び
受信モデム内の発信器（周波数源）は同期することがで
きず、受信モデムはそれ自身をデータレート及び受信し
た信号の（１または複数の）搬送波周波数に順応させる
特別な回路または信号処理アルゴリズムを使用しなけれ
ばならない。このタスクはクロック及び搬送波回復と呼
ばれることが多い。
受信モデム内の発信器（周波数源）は同期することがで
きず、受信モデムはそれ自身をデータレート及び受信し
た信号の（１または複数の）搬送波周波数に順応させる
特別な回路または信号処理アルゴリズムを使用しなけれ
ばならない。このタスクはクロック及び搬送波回復と呼
ばれることが多い。
【０００３】このタスクは、若干の伝送媒体（最も顕著
には、一般的なスイッチ型電話回路網（ＧＳＴＮ））に
、図１に示すように周波数オフセット及び位相ジッタが
導入されることによって複雑になる。ここではｆで表し
ている周波数オフセットは、（１または複数の）搬送波
の（１または複数の）周波数とローカル受信機内で生成
する（１または複数の）参照搬送波の周波数との差であ
る。この差は（ａ）送信機が使用している（１または複
数の）搬送波と、受信機内の（１または複数の）参照搬
送波との周波数差、及び（ｂ）回路網内の周波数分割多
重化（ＦＤＭ）装置における変調搬送波及び復調搬送波
の周波数間の不一致、の両方または何れか一方によって
もたらされ得る。ＧＳＴＮでは混合されたオフセットは
結果的に５Ｈｚにもなり得る。位相ジッタは受信した信
号の位相変調と考えられ、幾つかの離散した識別可能な
周波数成分を有していることが多い。電源周波数及び電
話の呼鈴周波数（合衆国においてはそれぞれ６０Ｈｚ及
び２０Ｈｚ）が一般的な成分である。搬送波回復回路ま
たはアルゴリズムは、受信した信号に及ぼすそれらの効
果を改善するために周波数オフセット及び位相ジッタを
追跡しなければならない。 データ変調された単一の
搬送波信号からクロック及び搬送波を回復（周波数オフ
セット及び位相ジッタの追跡を含む）する回路及びアル
ゴリズムは周知である（例えば、１９８８年、ジョン・
ウイリー刊 Ｊ．Ａ．Ｃ． ビンガム著「モデム設計の
理論と実際」を参照されたい）。従来技術の殆ど全ては
１つの形状の、または別の形状のフェーズロックドルー
プ（ＰＬＬ）を使用しており、設計者は長い間これらの
ループの内部遅延の有害な効果を認識してきた。搬送波
回復の場合には、もし適応等化器の遅延（典型的には約
１０ ｍｓ）がループ内に含まれていれば、位相ジッ
タの追跡は極めて困難であり、多分不可能でさえあると
理解されてきた。従って、ループからこの遅延を除去す
るための特別なアルゴリズムが開発されている（例えば
１９７６ 年３月の Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔ．Ｔｅｃｈ
．Ｊ．の第 ５５ 巻 ３１７−３３４頁に所載の Ｄ
．Ｄ． ファルコナーの論文「２次元通信システムにお
ける連帯的適応等化及び搬送波回復」を参照されたい）
。
には、一般的なスイッチ型電話回路網（ＧＳＴＮ））に
、図１に示すように周波数オフセット及び位相ジッタが
導入されることによって複雑になる。ここではｆで表し
ている周波数オフセットは、（１または複数の）搬送波
の（１または複数の）周波数とローカル受信機内で生成
する（１または複数の）参照搬送波の周波数との差であ
る。この差は（ａ）送信機が使用している（１または複
数の）搬送波と、受信機内の（１または複数の）参照搬
送波との周波数差、及び（ｂ）回路網内の周波数分割多
重化（ＦＤＭ）装置における変調搬送波及び復調搬送波
の周波数間の不一致、の両方または何れか一方によって
もたらされ得る。ＧＳＴＮでは混合されたオフセットは
結果的に５Ｈｚにもなり得る。位相ジッタは受信した信
号の位相変調と考えられ、幾つかの離散した識別可能な
周波数成分を有していることが多い。電源周波数及び電
話の呼鈴周波数（合衆国においてはそれぞれ６０Ｈｚ及
び２０Ｈｚ）が一般的な成分である。搬送波回復回路ま
たはアルゴリズムは、受信した信号に及ぼすそれらの効
果を改善するために周波数オフセット及び位相ジッタを
追跡しなければならない。 データ変調された単一の
搬送波信号からクロック及び搬送波を回復（周波数オフ
セット及び位相ジッタの追跡を含む）する回路及びアル
ゴリズムは周知である（例えば、１９８８年、ジョン・
ウイリー刊 Ｊ．Ａ．Ｃ． ビンガム著「モデム設計の
理論と実際」を参照されたい）。従来技術の殆ど全ては
１つの形状の、または別の形状のフェーズロックドルー
プ（ＰＬＬ）を使用しており、設計者は長い間これらの
ループの内部遅延の有害な効果を認識してきた。搬送波
回復の場合には、もし適応等化器の遅延（典型的には約
１０ ｍｓ）がループ内に含まれていれば、位相ジッ
タの追跡は極めて困難であり、多分不可能でさえあると
理解されてきた。従って、ループからこの遅延を除去す
るための特別なアルゴリズムが開発されている（例えば
１９７６ 年３月の Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔ．Ｔｅｃｈ
．Ｊ．の第 ５５ 巻 ３１７−３３４頁に所載の Ｄ
．Ｄ． ファルコナーの論文「２次元通信システムにお
ける連帯的適応等化及び搬送波回復」を参照されたい）
。
【０００４】多重搬送波変調においては、データはビッ
トのブロックにグループ化される。バラン（合衆国特許
４，４３８，５１１号）及びヒューズ・ハートグス（
合衆国特許 ４，６７９，２２７号）のシステムではブ
ロックは １０００ ビット以上からなることができる
。各搬送波はこれらのビットの僅か数ビットによって変
調され、変調は１ブロックの持続時間の間一定に保たれ
る。従ってこの持続時間即ち記号周期は単一搬送波モデ
ムの記号周期の数百倍になり得る。さらに、この記号周
期は追跡すべき位相ジッタの成分の周期より遥かに大き
くなり得る。
トのブロックにグループ化される。バラン（合衆国特許
４，４３８，５１１号）及びヒューズ・ハートグス（
合衆国特許 ４，６７９，２２７号）のシステムではブ
ロックは １０００ ビット以上からなることができる
。各搬送波はこれらのビットの僅か数ビットによって変
調され、変調は１ブロックの持続時間の間一定に保たれ
る。従ってこの持続時間即ち記号周期は単一搬送波モデ
ムの記号周期の数百倍になり得る。さらに、この記号周
期は追跡すべき位相ジッタの成分の周期より遥かに大き
くなり得る。
【０００５】多重搬送波受信機における信号処理は記号
レートで遂行しなければならず、また受信した信号に関
する情報（その中に含まれているデータ及びその不完全
性＜周波数オフセット、位相ジッタ等＞）は各ブロック
が記号レートで遂行された後でなければ使用できず、受
信した信号に関する情報（その中に含まれているデータ
及びその不完全性＜周波数オフセット、位相ジッタ等＞
）は各ブロックが処理された後でなければ使用できない
。それ故、１３０ ｍｓにも及ぶ（殆どの適応等化器を
通る遅延の１０倍以上）この１記号周期の遅延は搬送波
回復ループ内部に現れ、普通のジッタ追跡を不可能なら
しめる。
レートで遂行しなければならず、また受信した信号に関
する情報（その中に含まれているデータ及びその不完全
性＜周波数オフセット、位相ジッタ等＞）は各ブロック
が記号レートで遂行された後でなければ使用できず、受
信した信号に関する情報（その中に含まれているデータ
及びその不完全性＜周波数オフセット、位相ジッタ等＞
）は各ブロックが処理された後でなければ使用できない
。それ故、１３０ ｍｓにも及ぶ（殆どの適応等化器を
通る遅延の１０倍以上）この１記号周期の遅延は搬送波
回復ループ内部に現れ、普通のジッタ追跡を不可能なら
しめる。
【０００６】多重搬送波変調に伴う長い記号周期は、多
重搬送波信号に賦課された位相ジッタの追跡を、単一搬
送波信号の場合よりも遥かに困難な問題にする。１つの
提案（１９８５年８月のＩＥＥＥ Ｉｎｔｌ．Ｃｏｎｆ
．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｒｅｃ．の ６６１−６６５頁に所載
の Ｂ．ヒロサキらの論文「直交的に多重化されたＱＡ
Ｍ技術に基づく１９．２ ｋビット／秒音声帯データモ
デム」）では、非変調パイロットトーンを一組の（各搬
送波に１つずつ）適応ジッタ予測器へ入力し、出力信号
を各変調された搬送波上のジッタを打ち消すように導い
ている。この方策は幾つかの欠点を有している。 使用可能周波数帯の縁に配置された１つのパイロットか
ら入手できるジッタに関する情報量は極めて少なく、タ
ップ付き遅延線型の予測器は単一のトーンを濾波するに
は余り適しておらず、そしてこの方法は（特に多数の搬
送波を使用している場合には）大量の計算を必要とする
。
重搬送波信号に賦課された位相ジッタの追跡を、単一搬
送波信号の場合よりも遥かに困難な問題にする。１つの
提案（１９８５年８月のＩＥＥＥ Ｉｎｔｌ．Ｃｏｎｆ
．Ｃｏｍｍｕｎ．Ｒｅｃ．の ６６１−６６５頁に所載
の Ｂ．ヒロサキらの論文「直交的に多重化されたＱＡ
Ｍ技術に基づく１９．２ ｋビット／秒音声帯データモ
デム」）では、非変調パイロットトーンを一組の（各搬
送波に１つずつ）適応ジッタ予測器へ入力し、出力信号
を各変調された搬送波上のジッタを打ち消すように導い
ている。この方策は幾つかの欠点を有している。 使用可能周波数帯の縁に配置された１つのパイロットか
ら入手できるジッタに関する情報量は極めて少なく、タ
ップ付き遅延線型の予測器は単一のトーンを濾波するに
は余り適しておらず、そしてこの方法は（特に多数の搬
送波を使用している場合には）大量の計算を必要とする
。
【０００７】別の問題は、ジッタ周波数が予め分かって
いるとは限らないこと（電源周波数及び呼鈴周波数は国
によって異なる）、及び他の源が重大な成分を生成し得
ることである。周波数を識別する方法は種々発表されて
いるが（例えば、１９８１年、スタンフォード大学の
Ｒ．Ｏ． シュミットの理学博士学位論文「多重エミッ
タ位置及びスペクトル推定への信号サブスペースアプロ
ーチ」に記載のＭＵＳＩＣアルゴリズム、及び １９８
６ 年 １０ 月のＩＥＥＥＴｒａｎｓ． ＡＳＳＰ
第 ＡＳＳＰ−３４巻 １３４０−１３４２頁の Ｒ．
ロイ、Ａ．パウルラジ、及び Ｔ． カイラスの論文
「ＥＳＰＲＩＴ−雑音内のシッソイドのパラメタの推定
へのサブスペース回転アプローチ」に記載のＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズム）、それらは全て極めて大量の計算を必
要とし、また位相ジッタの周波数を決定する特定の問題
には言及していない。
いるとは限らないこと（電源周波数及び呼鈴周波数は国
によって異なる）、及び他の源が重大な成分を生成し得
ることである。周波数を識別する方法は種々発表されて
いるが（例えば、１９８１年、スタンフォード大学の
Ｒ．Ｏ． シュミットの理学博士学位論文「多重エミッ
タ位置及びスペクトル推定への信号サブスペースアプロ
ーチ」に記載のＭＵＳＩＣアルゴリズム、及び １９８
６ 年 １０ 月のＩＥＥＥＴｒａｎｓ． ＡＳＳＰ
第 ＡＳＳＰ−３４巻 １３４０−１３４２頁の Ｒ．
ロイ、Ａ．パウルラジ、及び Ｔ． カイラスの論文
「ＥＳＰＲＩＴ−雑音内のシッソイドのパラメタの推定
へのサブスペース回転アプローチ」に記載のＥＳＰＲＩ
Ｔアルゴリズム）、それらは全て極めて大量の計算を必
要とし、また位相ジッタの周波数を決定する特定の問題
には言及していない。
【０００８】多重搬送波変調に対する初期の反対理由の
多くは、周波数の諸問題が満足の行くように解決されな
かったこと、及び多分解決できなかったことから、位相
ジッタの修正は不可能であるとの仮定に基づいていた。
多くは、周波数の諸問題が満足の行くように解決されな
かったこと、及び多分解決できなかったことから、位相
ジッタの修正は不可能であるとの仮定に基づいていた。
【０００９】
【発明の概要】本発明の好ましい実施例においては、搬
送波回復ループの内部で発生する記号遅延の問題を、多
重搬送波信号の効率的な検出及び復号に必要なブロック
処理の概念と、オフセット及びジッタに対する必要補償
を有する局部修正信号を生成するのに必要な直列処理の
概念とを組み合わせることによって解決している。本発
明では、これは、直列モード及びブロックモードの組み
合わせにフィードバック（閉ループとしても知られてい
る）アルゴリズムまたは回路を使用することによって行
う。
送波回復ループの内部で発生する記号遅延の問題を、多
重搬送波信号の効率的な検出及び復号に必要なブロック
処理の概念と、オフセット及びジッタに対する必要補償
を有する局部修正信号を生成するのに必要な直列処理の
概念とを組み合わせることによって解決している。本発
明では、これは、直列モード及びブロックモードの組み
合わせにフィードバック（閉ループとしても知られてい
る）アルゴリズムまたは回路を使用することによって行
う。
【００１０】しかし、これらのフィードバックアルゴリ
ズムは、主としてデータ変調された信号を受信しながら
連続動作するように設計されており、それらの適応はか
なり遅く、また追跡すべき位相ジッタ成分の周波数が分
っていることを前提としている。
ズムは、主としてデータ変調された信号を受信しながら
連続動作するように設計されており、それらの適応はか
なり遅く、また追跡すべき位相ジッタ成分の周波数が分
っていることを前提としている。
【００１１】それ故、データを伝送するためにチャネル
を接続する時にはデータ信号の前に、幾つかのパイロッ
トトーンからなる訓練信号を先行させる。受信機におい
ては、これらのトーンを濾波によって分離し、それらの
位相を時間の関数として計算し、これらの関数を解析し
て（ａ）クロックオフセット、（ｂ）搬送波オフセット
、及び（ｃ）位相ジッタの全ての重要成分の振幅、周波
数、及び位相の初期推定を形成する。
を接続する時にはデータ信号の前に、幾つかのパイロッ
トトーンからなる訓練信号を先行させる。受信機におい
ては、これらのトーンを濾波によって分離し、それらの
位相を時間の関数として計算し、これらの関数を解析し
て（ａ）クロックオフセット、（ｂ）搬送波オフセット
、及び（ｃ）位相ジッタの全ての重要成分の振幅、周波
数、及び位相の初期推定を形成する。
【００１２】次に、これらの推定を使用して、位相修正
信号を生成する回路またはアルゴリズムを初期化する。 この位相修正信号はデータ変調された信号の受信中に以
下のように使用される。
信号を生成する回路またはアルゴリズムを初期化する。 この位相修正信号はデータ変調された信号の受信中に以
下のように使用される。
【００１３】１．直列モードにおいては、受信した信号
のサンプルに、この位相修正信号（ジッタ及びオフセッ
ト周波数における成分からなる）を乗じて修正済信号の
サンプルを発生する。
のサンプルに、この位相修正信号（ジッタ及びオフセッ
ト周波数における成分からなる）を乗じて修正済信号の
サンプルを発生する。
【００１４】２．次に、これらの修正済サンプルのブロ
ックを復調し、復号して（例えば、合衆国特許４，６７
９，２２７ 号に記載されているようにして）推定済の
受信したデータのブロックを発生する。これらのデータ
を、復調された（しかし復号されていない）サンプルと
共に使用してチャネルの振幅及び位相特性の推定を更新
する他に、後述の段階５で説明する搬送波及びクロック
オフセットを推定するためのアルゴリズムまたは回路へ
の入力として使用する。
ックを復調し、復号して（例えば、合衆国特許４，６７
９，２２７ 号に記載されているようにして）推定済の
受信したデータのブロックを発生する。これらのデータ
を、復調された（しかし復号されていない）サンプルと
共に使用してチャネルの振幅及び位相特性の推定を更新
する他に、後述の段階５で説明する搬送波及びクロック
オフセットを推定するためのアルゴリズムまたは回路へ
の入力として使用する。
【００１５】３．次いで受信したデータを再変調して参
照信号のサンプルのシーケンスを発生し、直列モードで
はこれらのサンプルの位相と修正済サンプルの位相とを
比較して位相誤差のサンプルのシーケンスを生成する。
照信号のサンプルのシーケンスを発生し、直列モードで
はこれらのサンプルの位相と修正済サンプルの位相とを
比較して位相誤差のサンプルのシーケンスを生成する。
【００１６】４．次にこれらの位相誤差のサンプルを解
析し、位相修正信号を生成するために使用するアルゴリ
ズムまたは回路のパラメタに対する必要更新を計算する
。
析し、位相修正信号を生成するために使用するアルゴリ
ズムまたは回路のパラメタに対する必要更新を計算する
。
【００１７】５．復調され、復号されたデータ間の差を
解析し、濾波して残留搬送波オフセット及びクロック周
波数オフセットの推定を形成する。搬送波オフセットの
推定を使用して回路またはアルゴリズムの（位相修正信
号を生成する）パラメタを更新し、また同様にクロック
オフセットの推定を使用して受信した信号の最初のサン
プリング時、またはこれらのサンプルを操作する補間器
の何れかを制御する。
解析し、濾波して残留搬送波オフセット及びクロック周
波数オフセットの推定を形成する。搬送波オフセットの
推定を使用して回路またはアルゴリズムの（位相修正信
号を生成する）パラメタを更新し、また同様にクロック
オフセットの推定を使用して受信した信号の最初のサン
プリング時、またはこれらのサンプルを操作する補間器
の何れかを制御する。
【００１８】６．このようにして更新された位相修正信
号及びサンプリング時を使用してデータ信号の次のブロ
ックを受信し、データ信号の爾後の各ブロック毎に上述
の段階１乃至５を繰り返す。
号及びサンプリング時を使用してデータ信号の次のブロ
ックを受信し、データ信号の爾後の各ブロック毎に上述
の段階１乃至５を繰り返す。
【００１９】
【実施例】図１に示すようなデータ伝送リンクの送信機
及び受信機は、それぞれ発振器（通常は水晶制御型）を
含む。発振器は、送信及び受信信号をサンプルする周波
数、これらの信号のデータレート、及び変調に使用する
搬送波の周波数を制御する。
及び受信機は、それぞれ発振器（通常は水晶制御型）を
含む。発振器は、送信及び受信信号をサンプルする周波
数、これらの信号のデータレート、及び変調に使用する
搬送波の周波数を制御する。
【００２０】受信機は、そのサンプリングレートを送信
機のサンプリングレートにロックするために回路または
信号処理アルゴリズムを使用する。クロックオフセット
εは、受信機内の自然（即ちロックされていない）サン
プリングレートｆｓｒと送信機内で使用されているサン
プリングレートｆｓ との比によって定義され、以下の
数１によって表される。
機のサンプリングレートにロックするために回路または
信号処理アルゴリズムを使用する。クロックオフセット
εは、受信機内の自然（即ちロックされていない）サン
プリングレートｆｓｒと送信機内で使用されているサン
プリングレートｆｓ との比によって定義され、以下の
数１によって表される。
【００２１】
【数１】
回路及びアルゴリズムは復調に使用する搬送波の周
波数を受信した信号に固有の周波数にロックするために
も使用される。（ａ）送信機の発振器の周波数と受信機
の発振器の周波数との差、及び（ｂ）変調器内の発振器
の周波数（ｆｃｍ）とＦＤＭ装置の復調器内の発振器の
周波数（ｆｃｄ）との差の組み合わせによってもたらさ
れ得る受信した搬送波と受信機内のロックされていない
自然周波数との共通周波数差（オフセット）をΔｆと定
義する。
波数を受信した信号に固有の周波数にロックするために
も使用される。（ａ）送信機の発振器の周波数と受信機
の発振器の周波数との差、及び（ｂ）変調器内の発振器
の周波数（ｆｃｍ）とＦＤＭ装置の復調器内の発振器の
周波数（ｆｃｄ）との差の組み合わせによってもたらさ
れ得る受信した搬送波と受信機内のロックされていない
自然周波数との共通周波数差（オフセット）をΔｆと定
義する。
【００２２】ＦＤＭ装置内の発振器は位相ジッタを受け
やすい。これらの源は典型的には相加的であり、それら
の和は図１に示すように変調及び復調の両方または何れ
か一方のための搬送波の位相に影響する。説明の簡略化
のために、２つの周波数ｆ１ 及びｆ２ のみに重大な
位相シフトが存在し、これらのジッタ成分が振幅Ａ１
及びＡ２ と、位相θ１及びθ２ とを有するものとす
る。周波数ｆにおいて受信した信号の各成分は、ジッタ
が無い場合には：ｓｉｎ［ωｔ ＋θ］ で、またジッ
タが有る場合には：ｓｉｎ［ωｔ＋θ＋Ａｊ１ｓｉｎ（
ωｊ１ｔ＋θｊ１）＋Ａｊ２ｓｉｎ（ ωｊ２ｔ＋θｊ
２）］で表すことができる。但し、（信号及びジッタの
）全ての周波数に対してω＝２ πｆである。
やすい。これらの源は典型的には相加的であり、それら
の和は図１に示すように変調及び復調の両方または何れ
か一方のための搬送波の位相に影響する。説明の簡略化
のために、２つの周波数ｆ１ 及びｆ２ のみに重大な
位相シフトが存在し、これらのジッタ成分が振幅Ａ１
及びＡ２ と、位相θ１及びθ２ とを有するものとす
る。周波数ｆにおいて受信した信号の各成分は、ジッタ
が無い場合には：ｓｉｎ［ωｔ ＋θ］ で、またジッ
タが有る場合には：ｓｉｎ［ωｔ＋θ＋Ａｊ１ｓｉｎ（
ωｊ１ｔ＋θｊ１）＋Ａｊ２ｓｉｎ（ ωｊ２ｔ＋θｊ
２）］で表すことができる。但し、（信号及びジッタの
）全ての周波数に対してω＝２ πｆである。
【００２３】図２に示すように、このようにして変造さ
れた実受信済信号ｘ（ｔ）は先ずスイッチ１０によって
レートｆｓｒ（＝１／Ｔｒ）で、及びあるタイミングオ
フセットτをもってサンプルされヒルバート変換器２０
（例えば１９７４年２月のＢｅｌｌ Ｓｙｓｔ．Ｔｅｃ
ｈ．Ｊ． の第５３巻３６３−３９０ 頁に所載のＬ．
Ｒ．ラバイナー及びＲ．Ｗ．シェイファーの論文「最小
最大ディジタルヒルバート変換器の挙動に関して」を参
照されたい）によって複素信号 ｘｐ（ｎＴｒ＋τ）
＋ ｊ ｘｑ（ｎＴｒ ＋τ） に変換される。データ
チャネルを最初に接続する際には訓練アルゴリズムが使
用される。これは図２に“訓練”位置にあるスイッチ３
０によって記号的に表してある。
れた実受信済信号ｘ（ｔ）は先ずスイッチ１０によって
レートｆｓｒ（＝１／Ｔｒ）で、及びあるタイミングオ
フセットτをもってサンプルされヒルバート変換器２０
（例えば１９７４年２月のＢｅｌｌ Ｓｙｓｔ．Ｔｅｃ
ｈ．Ｊ． の第５３巻３６３−３９０ 頁に所載のＬ．
Ｒ．ラバイナー及びＲ．Ｗ．シェイファーの論文「最小
最大ディジタルヒルバート変換器の挙動に関して」を参
照されたい）によって複素信号 ｘｐ（ｎＴｒ＋τ）
＋ ｊ ｘｑ（ｎＴｒ ＋τ） に変換される。データ
チャネルを最初に接続する際には訓練アルゴリズムが使
用される。これは図２に“訓練”位置にあるスイッチ３
０によって記号的に表してある。
【００２４】「訓練モード」図１の送信機からの訓練信
号は、周波数ｆ１及びｆ２ （第１の実施例では １０
００Ｈｚ 及び ２０００Ｈｚ ）の２つのパイロット
トーンからなる。この訓練信号はスイッチ１０によって
サンプルされ、ヒルバート変換器２０によって変換され
、そして以下のように処理される。
号は、周波数ｆ１及びｆ２ （第１の実施例では １０
００Ｈｚ 及び ２０００Ｈｚ ）の２つのパイロット
トーンからなる。この訓練信号はスイッチ１０によって
サンプルされ、ヒルバート変換器２０によって変換され
、そして以下のように処理される。
【００２５】１．これらのトーンの実数部分及び虚数部
分（同相成分及び直交成分としても知られる）を帯域通
過フィルタ４０−７０によって分離し、サンプルされた
信号ｙｐ１（ｎ），ｙｑ１（ｎ），ｙｐ２（ｎ）， 及
びｙｑ２（ｎ）を生成する。理想的にはこれらの各フィ
ルタのレスポンスは、１つのパイロットトーンにおいて
最大となり、他のパイロットトーンにおいてはゼロとな
るようにすべきである。典型的な伝達関数（変換変数ｚ
に関して）は、下記の数２ａ及び数２ｂのようである。
分（同相成分及び直交成分としても知られる）を帯域通
過フィルタ４０−７０によって分離し、サンプルされた
信号ｙｐ１（ｎ），ｙｑ１（ｎ），ｙｐ２（ｎ）， 及
びｙｑ２（ｎ）を生成する。理想的にはこれらの各フィ
ルタのレスポンスは、１つのパイロットトーンにおいて
最大となり、他のパイロットトーンにおいてはゼロとな
るようにすべきである。典型的な伝達関数（変換変数ｚ
に関して）は、下記の数２ａ及び数２ｂのようである。
【００２６】
【数２ａ】
【００２７】
【数２ｂ】
但し、ｉ＝１、２に対して、θｉ ＝ ２πｆｉ／ｆｓ
２．４つのフィルタの出力信号は逆正接演算器７５及び
８０に印加され、２つの分離されたトーンから時刻 ｔ
＝ｎＴｒ ＋τに取られた各サンプル対の位相が，下記
の数３に従って計算される。
２．４つのフィルタの出力信号は逆正接演算器７５及び
８０に印加され、２つの分離されたトーンから時刻 ｔ
＝ｎＴｒ ＋τに取られた各サンプル対の位相が，下記
の数３に従って計算される。
【００２８】
【数３】
複数の（好ましくは２の整数乗であって、好ましい
実施例では １０２４ に等しい）サンプルの位相が順
次に計算され、記憶される。次でこれらは段階３−５で
説明するように、プロセッサ８５においてブロックとし
て処理される。
実施例では １０２４ に等しい）サンプルの位相が順
次に計算され、記憶される。次でこれらは段階３−５で
説明するように、プロセッサ８５においてブロックとし
て処理される。
【００２９】３．各位相 φｉ（ｎ）及びφ２（ｎ）
は、周知の最小平均自乗誤差（ＬＭＳＥ）法（例えば
１９８５ 年、プレンティスホール刊、Ｂ．ウィドロウ
及び Ｓ．Ｄ． スターンズ著「適応信号処理」を参照
されたい）を使用して、即ち下記の数４によって時間の
線形関数（変数ｎによるＴｒ の増分で測定）に近似さ
れる。
は、周知の最小平均自乗誤差（ＬＭＳＥ）法（例えば
１９８５ 年、プレンティスホール刊、Ｂ．ウィドロウ
及び Ｓ．Ｄ． スターンズ著「適応信号処理」を参照
されたい）を使用して、即ち下記の数４によって時間の
線形関数（変数ｎによるＴｒ の増分で測定）に近似さ
れる。
【００３０】
【数４】
ここに、α１ 、ｐ１ 、α２ 及びｐ２ は、各位相
の勾配及びゼロ時の接片のＬＭＳ推定である。位相φ１
及びφ２ の例、及びそれらへの最良線形近似を図３
に示す。図３には、明瞭化のために、１つのジッタ成分
しか示してない。
の勾配及びゼロ時の接片のＬＭＳ推定である。位相φ１
及びφ２ の例、及びそれらへの最良線形近似を図３
に示す。図３には、明瞭化のために、１つのジッタ成分
しか示してない。
【００３１】４．次に、搬送波及びクロック周波数オフ
セットΔｆ及びεが、以下の数５ａ及び数５ｂによって
、勾配α１ 及びα２ から推定される。
セットΔｆ及びεが、以下の数５ａ及び数５ｂによって
、勾配α１ 及びα２ から推定される。
【００３２】
【数５ａ】
【００３３】
【数５ｂ】
５．次に、位相関数の残留非線形部分に対するスペ
クトル解析（第１の実施例では高速フーリエ変換＜ＦＦ
Ｔ＞を使用）φｉ ′（ｎ） ＝ φｉ（ｎ）−αｉｎ
−ｐｉ（ｉ＝１，２に対して） を遂行し、位相ジッ
タの成分の振幅 Ａｊｋ、周波数ｆｊｋ、及び位相θｊ
ｋ（図示の２成分の場合、ｋ ＝１、２）を推定する。
クトル解析（第１の実施例では高速フーリエ変換＜ＦＦ
Ｔ＞を使用）φｉ ′（ｎ） ＝ φｉ（ｎ）−αｉｎ
−ｐｉ（ｉ＝１，２に対して） を遂行し、位相ジッ
タの成分の振幅 Ａｊｋ、周波数ｆｊｋ、及び位相θｊ
ｋ（図示の２成分の場合、ｋ ＝１、２）を推定する。
【００３４】６．２つのパイロットトーンの幾つかの（
第１の実施例では１つだけ）ブロックが送信、受信、及
び処理された後、Ａｊｋ 、ｆｊｋ、及びθｊｋの推定
値を使用して正弦波発生器１００及び１０５の係数及び
初期状態を計算する。これで訓練モードが完了する。
第１の実施例では１つだけ）ブロックが送信、受信、及
び処理された後、Ａｊｋ 、ｆｊｋ、及びθｊｋの推定
値を使用して正弦波発生器１００及び１０５の係数及び
初期状態を計算する。これで訓練モードが完了する。
【００３５】スイッチ３０をデータ位置に戻し、多重搬
送波上に変調されたデータを受信して処理を続行する。
送波上に変調されたデータを受信して処理を続行する。
【００３６】「データモード」
＜搬送波回復＞
１．搬送波周波数オフセット及び位相ジッタによって害
されていると考えられるデータ変調された多重搬送波信
号 ｘ（ｔ） のヒルバート変換されたサンプルは順次
に乗算器１１０に印加され、ルックアップテーブル２６
０から生成した修正信号のサンプル ｃｏｓφｃ ＋
ｊ ｓｉｎ φｃが乗ぜられる。
されていると考えられるデータ変調された多重搬送波信
号 ｘ（ｔ） のヒルバート変換されたサンプルは順次
に乗算器１１０に印加され、ルックアップテーブル２６
０から生成した修正信号のサンプル ｃｏｓφｃ ＋
ｊ ｓｉｎ φｃが乗ぜられる。
【００３７】乗算器１１０の出力信号（修正済サンプル
）はブロックにアセンブルされ、遅延要素２７０内に記
憶され、また以下のように処理される。
）はブロックにアセンブルされ、遅延要素２７０内に記
憶され、また以下のように処理される。
【００３８】２．乗算器１１０からの出力信号のブロッ
クは復調器１２０への入力であり、１９７４年プレンテ
ィスホール刊、Ｅ．Ｏ．ブリガム著「ＦＦＴ 及びその
応用」（ＦＦＴ の一般理論）及び Ｄ． ヒューズ・
ハートグスの合衆国特許 ４，６７９，２２７号（ＦＦ
Ｔ の多重搬送波変調への応用）に示されているように
、復調器１２０において修正済信号のサンプルのブロッ
クにＦＦＴが遂行される。復調器１２０の出力はデコー
ダ１３０に印加され（これも上記合衆国特許４，６７９
，２２７ 号に記載されているように）伝送されたデー
タが推定される。
クは復調器１２０への入力であり、１９７４年プレンテ
ィスホール刊、Ｅ．Ｏ．ブリガム著「ＦＦＴ 及びその
応用」（ＦＦＴ の一般理論）及び Ｄ． ヒューズ・
ハートグスの合衆国特許 ４，６７９，２２７号（ＦＦ
Ｔ の多重搬送波変調への応用）に示されているように
、復調器１２０において修正済信号のサンプルのブロッ
クにＦＦＴが遂行される。復調器１２０の出力はデコー
ダ１３０に印加され（これも上記合衆国特許４，６７９
，２２７ 号に記載されているように）伝送されたデー
タが推定される。
【００３９】３．復調器１２０及びデコーダ１３０から
の出力信号は減算器１２５に印加される。復調され、復
号された信号間の振幅及び位相の差である減算器１２５
の出力信号は、プロセッサ１４０に印加され（上記合衆
国特許 ４，６７９，２２７号に記載されているように
）サブルーチンがチャネルの特性を推定する。
の出力信号は減算器１２５に印加される。復調され、復
号された信号間の振幅及び位相の差である減算器１２５
の出力信号は、プロセッサ１４０に印加され（上記合衆
国特許 ４，６７９，２２７号に記載されているように
）サブルーチンがチャネルの特性を推定する。
【００４０】４．データの各ブロックを受信した後に更
新されるプロセッサ１４０のサブルーチンからの推定は
、デコーダ１３０からの伝送されたデータの推定と共に
再変調器１５０に印加されて逆ＦＦＴが遂行され、参照
信号Ｂが生成される。
新されるプロセッサ１４０のサブルーチンからの推定は
、デコーダ１３０からの伝送されたデータの推定と共に
再変調器１５０に印加されて逆ＦＦＴが遂行され、参照
信号Ｂが生成される。
【００４１】５．減算器１２５からの位相差はプロセッ
サ１６０にも印加され、線形近似サブルーチンは図５に
示すように周波数の線形関数 ａｆ ＋ ｂ への位相
のＬＭＳＥ近似を計算する。定数項 ｂは合成した修正
信号の位相の誤差を特徴付けるものであり、ｂ を表す
信号は低域通過フィルタ１７０に印加される。
サ１６０にも印加され、線形近似サブルーチンは図５に
示すように周波数の線形関数 ａｆ ＋ ｂ への位相
のＬＭＳＥ近似を計算する。定数項 ｂは合成した修正
信号の位相の誤差を特徴付けるものであり、ｂ を表す
信号は低域通過フィルタ１７０に印加される。
【００４２】６．次いで、位相コンパレータ１９０は、
遅延要素２７０内に記憶している修正済信号Ａと、再変
調器１５０からの参照信号Ｂとの間の位相差である位相
誤差信号のサンプルを順次に計算する。もし２つの信号
を、それぞれ｛ｘｐ（ｎ） ＋ ｊ ｘｑ（ｎ）｝及び
｛ ｙｐ（ｎ） ＋ ｊ ｙｑ（ｎ）｝で表せば、この
位相差は下記の数６によって正確に与えられる。
遅延要素２７０内に記憶している修正済信号Ａと、再変
調器１５０からの参照信号Ｂとの間の位相差である位相
誤差信号のサンプルを順次に計算する。もし２つの信号
を、それぞれ｛ｘｐ（ｎ） ＋ ｊ ｘｑ（ｎ）｝及び
｛ ｙｐ（ｎ） ＋ ｊ ｙｑ（ｎ）｝で表せば、この
位相差は下記の数６によって正確に与えられる。
【００４３】
【数６】
しかし、訓練位相中にループは初期化されているから、
修正済信号と参照信号との間の差は小さく、数６の逆正
接関数はその独立変数によって近似させることができる
。さらに、逆正接関数の独立変数内の除算は省略できる
ことが分っており、下記の位相誤差の簡易インディケー
タを使用することができる。
修正済信号と参照信号との間の差は小さく、数６の逆正
接関数はその独立変数によって近似させることができる
。さらに、逆正接関数の独立変数内の除算は省略できる
ことが分っており、下記の位相誤差の簡易インディケー
タを使用することができる。
【００４４】
【数７】
これは乗算器２００及び２１０に印加される。
【００４５】７．乗算器２００及び２１０において、位
相誤差信号のサンプルφｅ に、ルックアップテーブル
９０及び９５によって生成された識別済ジッタ周波数の
余弦波及び正弦波のサンプル（即ち複素サンプル）が乗
ぜられる。これらの乗算の複素積は低域通過フィルタ２
２０及び２３０にそれぞれ印加される。フィルタ２２０
及び２３０は典型的には下記の数８の形状の伝達関数と
、ゼロの利得とを有し、ポール（Ｋ，ｚ１及びｚ２）
はループの過渡レスポンスを最適化するように（１９７
９年、ジョン・ウィリー刊、Ｆ．Ｍ．ガードナー著「フ
ェーズロック技術」に示されているように）普通のＰＬ
Ｌ理論にしたがって選択される。
相誤差信号のサンプルφｅ に、ルックアップテーブル
９０及び９５によって生成された識別済ジッタ周波数の
余弦波及び正弦波のサンプル（即ち複素サンプル）が乗
ぜられる。これらの乗算の複素積は低域通過フィルタ２
２０及び２３０にそれぞれ印加される。フィルタ２２０
及び２３０は典型的には下記の数８の形状の伝達関数と
、ゼロの利得とを有し、ポール（Ｋ，ｚ１及びｚ２）
はループの過渡レスポンスを最適化するように（１９７
９年、ジョン・ウィリー刊、Ｆ．Ｍ．ガードナー著「フ
ェーズロック技術」に示されているように）普通のＰＬ
Ｌ理論にしたがって選択される。
【００４６】
【数８】
乗算及び低域濾波動作は恊働して、位相誤差信号を
各複素ジッタ成分に相関させる。
各複素ジッタ成分に相関させる。
【００４７】８．上記段階６及び７は１ブロックの持続
時間の間遂行され次いでフィルタ２２０及び２３０の出
力信号はそれぞれスイッチ２４０及び２５０によってサ
ンプルされて修正信号の位相誤差の各成分の推定を発生
する。しかし、１ブロック中に計算されるこれらの誤差
成分は、爾後のブロックのために使用される修正信号の
パラメタを更新するために使用される。ブロック周期は
必ずしも何れかのジッタ成分の周期の整数倍である必要
はないから、各成分は回転器２４５及び２５５において
角ωｊｋ Ｔ（＝２ πｆｊｋＴ） （これは各識別済
ジッタ成分が１ブロック周期内に回転する角度である）
だけ移動させなければならない。サンプルされ、回転さ
れた誤差成分は正弦波発生器１００及び１０５のパラメ
タを更新するために使用され、これらは次のブロック中
に乱されることなく継続する。
時間の間遂行され次いでフィルタ２２０及び２３０の出
力信号はそれぞれスイッチ２４０及び２５０によってサ
ンプルされて修正信号の位相誤差の各成分の推定を発生
する。しかし、１ブロック中に計算されるこれらの誤差
成分は、爾後のブロックのために使用される修正信号の
パラメタを更新するために使用される。ブロック周期は
必ずしも何れかのジッタ成分の周期の整数倍である必要
はないから、各成分は回転器２４５及び２５５において
角ωｊｋ Ｔ（＝２ πｆｊｋＴ） （これは各識別済
ジッタ成分が１ブロック周期内に回転する角度である）
だけ移動させなければならない。サンプルされ、回転さ
れた誤差成分は正弦波発生器１００及び１０５のパラメ
タを更新するために使用され、これらは次のブロック中
に乱されることなく継続する。
【００４８】正弦波発生器１００及び１０５は幾つかの
異なる方式で実現でき、それらを更新する好ましい方法
はこの実現の態様に依存する。図４に示す好ましい実施
例では誤差成分の実数部分εｐ 及び虚数部分びεｑ
は振幅及び位相誤差εＡ 及びεφに変換され、これら
の誤差は に従って修正信号の各成分の振幅 Ａｊｋ及び位相φｊ
ｋを増分させるために使用される。但し、δは小さい階
段状の大きさの乗数である。この更新された位相φｊｋ
は余弦波及び正弦波ルックアップテーブルのためのアド
レスとして使用され、２つの出力信号には更新された振
幅が乗ぜられる。
異なる方式で実現でき、それらを更新する好ましい方法
はこの実現の態様に依存する。図４に示す好ましい実施
例では誤差成分の実数部分εｐ 及び虚数部分びεｑ
は振幅及び位相誤差εＡ 及びεφに変換され、これら
の誤差は に従って修正信号の各成分の振幅 Ａｊｋ及び位相φｊ
ｋを増分させるために使用される。但し、δは小さい階
段状の大きさの乗数である。この更新された位相φｊｋ
は余弦波及び正弦波ルックアップテーブルのためのアド
レスとして使用され、２つの出力信号には更新された振
幅が乗ぜられる。
【００４９】９．正弦波発生器１００及び１０５、及び
フィルタ１７０の実出力信号は加算器１７５に印加され
て複合修正位相角 が形成される。これはオフセット及びジッタを補償する
ために必要な位相シフトの推定である。このφｃ は、
複素修正信号のサンプルを生成するために正弦及び余弦
ルックアップテーブル２６０に印加される。
フィルタ１７０の実出力信号は加算器１７５に印加され
て複合修正位相角 が形成される。これはオフセット及びジッタを補償する
ために必要な位相シフトの推定である。このφｃ は、
複素修正信号のサンプルを生成するために正弦及び余弦
ルックアップテーブル２６０に印加される。
【００５０】＜データモード＞
線形近似アルゴリズム１６０（搬送波回復の５項で説明
済）によって計算された勾配項はサンプリング位相τの
誤差を特徴付けるものであり、低域通過フィルタ１８０
に印加される。このフィルタの典型的な伝達関数は、ｚ
変数に関して、 であり、ポール ｚ１ 及びポール ｚ２ は過渡レス
ポンスと雑音帯域との間で妥協を得るように標準ＰＬＬ
理論に従って選択することができる。
済）によって計算された勾配項はサンプリング位相τの
誤差を特徴付けるものであり、低域通過フィルタ１８０
に印加される。このフィルタの典型的な伝達関数は、ｚ
変数に関して、 であり、ポール ｚ１ 及びポール ｚ２ は過渡レス
ポンスと雑音帯域との間で妥協を得るように標準ＰＬＬ
理論に従って選択することができる。
【００５１】このフィルタの出力信号は下記の２つの方
法の一方に使用することができる。（図２に破線によっ
て示す）。
法の一方に使用することができる。（図２に破線によっ
て示す）。
【００５２】（ａ）この信号を電圧制御発振器（ＶＣＯ
）３００へフィードバックして最初のサンプリングスイ
ッチ１０を制御するために使用する。もしくは（ｂ）ス
イッチ１０は非調整（開ループ）発振器によって制御し
、積分器２９０において積分したフィルタの出力は補間
器３１０を制御するために使用する（例えば１９７３年
６月のＰｒｏｃ．，ＩＥＥＥに所載のＲ．Ｗ．シェイフ
ァー及びＬ．Ｒ．ラバイナーの論文「補間へのディジタ
ル信号処理アプローチ」を参照されたい）。
）３００へフィードバックして最初のサンプリングスイ
ッチ１０を制御するために使用する。もしくは（ｂ）ス
イッチ１０は非調整（開ループ）発振器によって制御し
、積分器２９０において積分したフィルタの出力は補間
器３１０を制御するために使用する（例えば１９７３年
６月のＰｒｏｃ．，ＩＥＥＥに所載のＲ．Ｗ．シェイフ
ァー及びＬ．Ｒ．ラバイナーの論文「補間へのディジタ
ル信号処理アプローチ」を参照されたい）。
【００５３】当業者ならば、本発明をその思想及び本質
的な特性から逸脱することなく他の特定形状で実施でき
るであろう。従って、以上の説明は例示に過ぎず、本発
明の範囲を限定するものではないことを理解されたい。
的な特性から逸脱することなく他の特定形状で実施でき
るであろう。従って、以上の説明は例示に過ぎず、本発
明の範囲を限定するものではないことを理解されたい。
【図１】クロック及び搬送波周波数オフセット、及び搬
送波位相ジッタを受けたデータ伝送リンクの概要ブロッ
ク図であり、
送波位相ジッタを受けたデータ伝送リンクの概要ブロッ
ク図であり、
【図２】本発明の実施例の総合ブロック線図であって、
フィードフォワード訓練モード及びフィードバックデー
タモードを示し、
フィードフォワード訓練モード及びフィードバックデー
タモードを示し、
【図３】１つのジッタ成分のみが存在する場合の２つの
パイロットトーンの典型的な位相／周波数プロットであ
り、
パイロットトーンの典型的な位相／周波数プロットであ
り、
【図４】位相修正信号の正弦波成分を発生する発生器の
一方をルックアップテーブルで実現した例を、振幅及び
位相を更新する装置と共に示し、
一方をルックアップテーブルで実現した例を、振幅及び
位相を更新する装置と共に示し、
【図５】多数の搬送波の典型的な位相／周波数プロット
である。
である。
１０、３０、２４０、２５０ スイッチ２０ ヒル
バート変換器 ４０、５０、６０、７０ 帯域通過フィルタ７５、８
０ 逆正接演算器 ８５、１４０、１６０ プロセッサ ９０、９５、２６０ ルックアップテーブル１００、
１０５ 正弦波発生器 １１０、２００、２１０ 乗算器 １２０ 復調器 １２５ 減算器 １３０ デコーダ １５０ 再変調器 １７０、１８０、２２０、２３０ 低域通過フィルタ
１９０ 位相コンパレータ ２４５、２５５ 回転器 ２７０ 遅延要素 ２９０ 積分器 ３００ 電圧制御発振器 ３１０ 補間器
バート変換器 ４０、５０、６０、７０ 帯域通過フィルタ７５、８
０ 逆正接演算器 ８５、１４０、１６０ プロセッサ ９０、９５、２６０ ルックアップテーブル１００、
１０５ 正弦波発生器 １１０、２００、２１０ 乗算器 １２０ 復調器 １２５ 減算器 １３０ デコーダ １５０ 再変調器 １７０、１８０、２２０、２３０ 低域通過フィルタ
１９０ 位相コンパレータ ２４５、２５５ 回転器 ２７０ 遅延要素 ２９０ 積分器 ３００ 電圧制御発振器 ３１０ 補間器
Claims (29)
- 【請求項１】 受信した多重搬送波信号に伝送媒体内
の不完全成分によって賦課された位相ジッタを推定し、
補償する方法であって、 （ａ）ある時間間隔中に受信した多重搬送波に、局部的
に生成した修正信号（位相ジッタの効果を修正するため
に必要な位相シフトの推定）を乗じて修正済の受信した
多重搬送波信号を発生する段階、 （ｂ）修正済多重搬送波信号を復調し、復号して伝送さ
れたデータの推定を発生し、次いでこのデータを再変調
することによって参照信号を発生する段階、（ｃ）修正
済多重搬送波信号の位相と参照信号の位相との差である
位相誤差信号を計算する段階、（ｄ）段階（ｂ）におい
て計算された位相誤差信号を濾波して局部的に生成する
修正信号のパラメタ（該修正信号の複数の成分の振幅、
周波数、及び位相、もしくは同じ情報を含む何等かの等
価集合）に必要な変化の推定を生成する段階、 （ｅ）段階（ｄ）のパラメタを前記変化によって更新し
、修正信号の新しいパラメタを生成する段階、及び（ｆ
）爾後の各時間間隔中に段階（ａ）乃至（ｅ）を繰り返
す段階 からなる方法。 - 【請求項２】 さらに、 （ｇ）受信した多重搬送波信号を、局部的に生成したク
ロック信号に同期してサンプルする段階、（ｈ）段階（
ｇ）において入手したサンプルをブロックにアセンブル
する段階、 （ｉ）各ブロックの受信後に、段階（ｅ）の更新を遂行
する段階、及び （ｊ）受信した多重搬送波信号の爾後のブロック内のサ
ンプルに、新しいパラ メタによって定義される修正信号を乗ずる段階をも含む
請求項１の方法。 - 【請求項３】 参照信号を、 （ｋ）修正済の受信した多重搬送波信号を復調し、復号
して複数の各搬送波上にどのデータが変調されているか
を推定する段階、 （ｌ）この復調及び復号の結果を濾波し、各搬送波周波
数における伝送媒体の振幅及び修正済の位相レスポンス
を推定する段階、 （ｍ）これらの振幅及び位相レスポンスを使用し、複数
の搬送波を推定したデータで再変調し、位相ジッタを有
していない理想的な受信した多重搬送波信号を参照信号
として生成する段階、及び （ｎ）修正済の受信した多重搬送波信号と、再変調され
た参照信号とを比較して位相誤差信号を生成する段階に
よって計算する請求項２の方法。 - 【請求項４】 修正信号は、位相ジッタが存在すると
決定された幾つかの周波数（ジッタ周波数と呼ばれる）
の成分からなり、さらに、 （ｏ）位相誤差信号に、前記ジッタ周波数の複素正弦信
号を相関させる段階、及び （ｐ）前記相関の結果を用いて、幾つかの正弦波発生器
（識別されたジッタ周波数の修正信号の成分を生成する
）のパラメタに施すべき変化を定義する段階をも含む請
求項３の方法。 - 【請求項５】 パラメタは、ルックアップテーブルの
アドレス、及び修正信号の成分を生成するために該テー
ブルの出力信号に適用する乗数である請求項４の方法。 - 【請求項６】 受信した多重搬送波信号に伝送媒体内
の不完全成分によって賦課された周波数オフセットを推
定し、補償する方法であって、 （ａ）ある時間間隔中に受信した多重搬送波に、局部的
に生成した修正信号（周波数オフセットの効果を修正す
るために必要な位相シフトの推定）を乗じて修正済の受
信した多重搬送波信号を発生する段階、（ｂ）修正済の
受信した多重搬送波信号を復調し、復号して複数の各搬
送波上にどのデータが変調されているかを推定する段階
、 （ｃ）段階（ｂ）の結果を濾波して各搬送波周波数にお
ける伝送媒体の修正済の位相レスポンスを推定する段階
、 （ｄ）媒体の修正済の位相レスポンスを周波数の線形関
数に近似させる段階、及び （ｅ）線形関数の周波数ゼロにおける接片が、修正信号
の位相と受信した多重搬送波信号の全ての搬送波に共通
の位相との差によってもたらされるものと解釈し、この
周波数ゼロにおける接片を低域濾波及び積分し、そして
この濾波の結果を使用して修正信号の低周波数成分を更
新する段階からなる方法。 - 【請求項７】 複数の搬送波上に変調されたデータを
伝送媒体を介して受信するモデムにおいて、局部的に生
成したサンプリングクロックの周波数と遠隔送信モデム
内のクロックの周波数との差を修正する方法であって、
（ａ）受信した多重搬送波信号を局部的に生成したクロ
ック信号に同期してサンプルする段階、（ｂ）補間パラ
メタに従ってこれらのサンプル間を補間し、局部的に生
成したクロックの周波数で取られたサンプルを遠隔送信
モデム内のクロックの周波数で補間したサンプルに変換
する段階、 （ｃ）補間したサンプルを復調し、復号して複数の各搬
送波上にどのデータが変調されているかを推定する段階
、 （ｄ）復調及び復号の結果を濾波して各搬送波周波数に
おける伝送媒体の位相レスポンスを推定する段階、（ｅ
）伝送媒体のこの位相レスポンスを周波数の線形関数に
近似させる段階、 （ｆ）周波数の線形関数の勾配が送信機及び受信機のサ
ンプリング周波数の差によってもたらされるものと解釈
する段階、及び （ｇ）この勾配を低域濾波してその結果を前記補間パラ
メタとして使用する段階からなる方法。 - 【請求項８】 濾波された勾配をフェーズロックドル
ープ（局部的に生成したクロックの周波数を調整して遠
隔送信機のクロックに整合させる）の制御のために使用
する請求項７の方法。 - 【請求項９】 位相ジッタ、周波数オフセット、及び
局部的に生成したサンプリングクロックの周波数と遠隔
送信モデム内のクロックの周波数との差によって害され
得る多重搬送波データ信号を受信するモデムにおいて、
前記害を修正するために局部的に生成する修正信号の初
期パラメタを計算する方法であって、 （ａ）複数のパイロットトーンからなる訓練信号の受信
中に修正信号のパラメタの初期値を計算する段階、（ｂ
）帯域通過フィルタによってパイロットトーンを分離し
て連続するサンプリング時にそれらの位相を計算する段
階、 （ｃ）これらの位相を解析して時間の線形及び正弦関数
を識別する段階、 （ｄ）時間の正弦関数の周波数、振幅、及び位相を推定
する段階、 （ｅ）段階（ｄ）の推定を使用して正弦波発生器のパラ
メタを初期化する段階、 （ｆ）段階（ｃ）の線形関数の勾配を比較して周波数オ
フセット及びクロック周波数差の両者の推定を生成する
段階、 （ｇ）周波数オフセットの推定を使用して修正信号のゼ
ロ周波数成分を初期化する段階、 （ｈ）クロック周波数差の推定を使用して低域通過フィ
ルタの状態を初期化する段階、及び （ｉ）低域通過フィルタの出力信号を使用して補間器（
局部的に生成したクロック信号に同期して取られたサン
プル間を補間する）を制御し、遠隔送信モデム内のクロ
ック周波数でのサンプルを生成する段階からなる方法。 - 【請求項１０】 低域通過フィルタの出力信号をフェ
ーズロックドループ（局部的に生成するクロックの周波
数及び位相を調整して遠隔送信モデムのクロックの周波
数及び位相に整合させる）の制御のために使用する請求
項９の方法。 - 【請求項１１】 受信信号のサンプルを、高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）及び逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）アルゴリズ
ムを使用するブロック内で処理する請求項１の方法。 - 【請求項１２】 受信信号のサンプルを、ＦＦＴ及び
ＩＦＦＴアルゴリズムを使用するブロック内で処理する
請求項６の方法。 - 【請求項１３】 受信信号のサンプルを、ＦＦＴ及び
ＩＦＦＴアルゴリズムを使用するブロック内で処理する
請求項７の方法。 - 【請求項１４】 受信信号のサンプルを、ＦＦＴ及び
ＩＦＦＴアルゴリズムを使用するブロック内で処理する
請求項９の方法。 - 【請求項１５】 時間の正弦関数の周波数、振幅、及
び位相を、複数のパイロットトーンの位相の集合にＦＦ
Ｔを遂行することによって推定する請求項９の方法。 - 【請求項１６】 受信した多重搬送波信号に伝送媒体
内の不完全成分によって賦課された位相ジッタを推定し
、補償する装置であって、ある時間間隔中に受信した多
重搬送波に、局部的に生成した修正信号（位相ジッタの
効果を修正するために必要な位相シフトの推定）を乗じ
て修正済の受信した多重搬送波信号を発生する装置、修
正済多重搬送波信号を復調し、復号して伝送されたデー
タの推定を発生し、次いでこのデータを再変調すること
によって参照信号を形成する装置、修正済多重搬送波信
号の位相と参照信号の位相との差である位相誤差信号を
計算する装置、位相誤差信号を濾波して前記局部的に生
成する修正信号のパラメタに必要な変化の推定を生成す
る装置、パラメタを前記変化によって更新して修正信号
の新しいパラメタを生成する装置、及び爾後の各時間間
隔中に乗算、計算、濾波、及び更新の動作を繰り返させ
る装置を具備する装置。 - 【請求項１７】 受信した多重搬送波信号を局部的に
生成したクロック信号に同期してサンプルする装置、サ
ンプリング装置のサンプルをブロックにアセンブルする
バッファ装置、各ブロックを受信した後にパラメタの更
新を遂行する装置、及び受信した多重搬送波信号の爾後
のブロック内のサンプルに、新しいパラメタによって定
義される修正信号を乗ずる装置をも含む請求項１の方法
。 - 【請求項１８】 修正済の受信した多重搬送波信号を
復調し、復号して複数の各搬送波上にどのデータが変調
されているかを推定することによって修正信号を計算す
る装置、この復調及び復号手段からの結果を濾波して各
搬送波周波数における伝送媒体の振幅及び修正済の位相
レスポンスを推定する装置、これらの振幅及び位相レス
ポンスを使用して複数の搬送波を推定したデータで再変
調し、位相ジッタを有していない理想的な受信した多重
搬送波信号を参照信号として生成する装置、及び修正済
の受信した多重搬送波信号と再変調された参照信号とを
比較して位相誤差信号を生成する装置をも含む請求項１
７の装置。 - 【請求項１９】 修正信号が重大な位相ジッタが存在
すると決定された幾つかの周波数（ジッタ周波数と呼ば
れる）の成分を含む状況に適合する請求項１８の装置で
あって、位相誤差信号に前記ジッタ周波数の複素正弦信
号を相関させる装置、各ジッタ周波数において定義され
た振幅及び位相の余弦波及び正弦波のサンプルを生成す
る装置、相関動作の結果を使用して振幅及び位相に施す
べき変化を定義する装置、及び余弦波及び正弦波のサン
プルを加算して修正信号を生成する装置をも含む請求項
１８の装置。 - 【請求項２０】 余弦波発生器及び正弦波発生器はル
ックアップテーブル及び乗算器によって実現され、これ
らのルックアップテーブルは必要な周波数及び位相を有
する修正信号の成分を生成し、乗算器はこれらの成分の
振幅を調整する請求項１９の装置。 - 【請求項２１】 受信した多重搬送波信号に伝送媒体
内の不完全成分によって賦課された周波数オフセットを
推定し、補償する装置であって、ある時間間隔中に受信
した多重搬送波に、局部的に生成した修正信号（周波数
オフセットの効果を修正するために必要な位相シフトの
推定）を乗じて修正済の受信した多重搬送波信号を発生
する装置、修正済の受信した多重搬送波信号を復調し、
復号して複数の各搬送波上にどのデータが変調されてい
るかを推定する装置、 復調及び復号手段からの結果
を濾波して各搬送波周波数における伝送媒体の修正済の
位相レスポンスを推定する装置、伝送媒体の位相レスポ
ンスを周波数の線形関数に近似させ、修正する装置、及
び線形関数の周波数ゼロにおける接片が修正信号の位相
と受信した多重搬送波信号の全ての搬送波に共通の位相
との差によってもたらされるものと解釈し、この周波数
ゼロにおける接片を低域濾波し、そしてこの濾波の結果
を使用して修正信号のゼロ周波数成分を更新する装置を
具備する装置。 - 【請求項２２】 複数の分離した搬送波上に変調され
たデータを伝送媒体を介して受信するモデムにおいて、
局部的に生成したサンプリングクロックの周波数と遠隔
送信モデム内のクロックの周波数との差を修正する装置
であって、受信した多重搬送波信号を局部的に生成した
クロック信号に同期してサンプルする装置、補間パラメ
タに従ってサンプリング手段から得られたサンプル間を
補間し、局部的に生成したクロックの周波数で取られた
サンプルを遠隔送信モデム内のクロックの周波数で補間
したサンプルに変換する装置、補間したサンプルを復調
し、復号して複数の各搬送波上にどのデータが変調され
ているかを推定する装置、復調及び復号手段の結果を濾
波して各搬送波周波数における伝送媒体の位相レスポン
スを推定する装置、伝送媒体のこの位相レスポンスを周
波数の線形関数に近似させる装置、周波数の線形関数の
勾配が送信機及び受信機のサンプリング周波数の差によ
ってもたらされるものと解釈する装置、及びこの勾配を
低域濾波してその結果を前記補間パラメタとして使用す
る装置を具備する装置。 - 【請求項２３】 複数の分離した搬送波上に変調され
たデータを伝送媒体を介して受信するモデムにおいて、
局部的に生成したサンプリングクロックの周波数と遠隔
送信モデム内のクロックの周波数との差を修正する装置
であって、受信した多重搬送波信号を局部的に生成した
クロック信号に同期してサンプルする装置、局部的に生
成するクロック信号の位相を制御してそれを遠隔送信モ
デム内のクロックと同期させる装置、サンプルを復調し
、復号して複数の各搬送波上にどのデータが変調されて
いるかを推定する装置、復調及び復号手段の結果を濾波
して各搬送波周波数における伝送媒体の位相レスポンス
を推定する装置、伝送媒体のこの位相レスポンスを周波
数の線形関数に近似させる装置、周波数の線形関数の勾
配が送信機及び受信機のサンプリング周波数の差によっ
てもたらされるものと解釈する装置びこの勾配を低域濾
波してその結果を局部的に生成するクロック信号の位相
の制御のために使用する装置
を具備する装置。 - 【請求項２４】 位相ジッタ、及び局部的に生成した
サンプリングクロックの周波数と遠隔送信モデム内のク
ロックの周波数の周波数オフセット及び差によって害さ
れ得る多重搬送波データ信号を受信するモデムにおいて
、前記害を修正するために局部的に生成する修正信号の
初期パラメタを計算する装置であって、複数のパイロッ
トトーンからなる訓練信号の受信中に修正信号のパラメ
タの初期値を計算する装置、帯域通過フィルタによって
パイロットトーンを分離して連続するサンプリング時に
それらの位相を計算する装置、これらの位相を解析して
時間の線形及び正弦関数を識別する装置、時間の正弦関
数の周波数、振幅及び位相を推定する装置、推定手段が
発生した推定を使用して正弦波発生器のパラメタを初期
化する装置、解析手段が計算した線形関数の勾配を比較
して周波数オフセット及びクロック周波数差の両者の推
定を生成する装置、周波数オフセットの推定を使用して
修正信号のゼロ周波数成分を初期化する装置、クロック
周波数差の推定を使用して低域通過フィルタの状態を初
期化する装置、及び低域通過フィルタの出力信号を使用
して補間器（局部的に生成したクロック信号に同期して
取られたサンプルの間を補間する）を制御し、遠隔送信
モデム内のクロックの周波数でのサンプルを生成する装
置を具備する装置。 - 【請求項２５】 低域通過フィルタの出力信号をフェ
ーズロックドループ（局部的に生成するクロックの周波
数及び位相を調整して遠隔送信モデムのクロックの周波
数及び位相に整合させる）の制御のために使用する請求
項２４の装置。 - 【請求項２６】 受信した多重搬送波信号のサンプル
を、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）及び逆ＦＦＴ（ＩＦＦ
Ｔ）アルゴリズムを使用するブロック内で処理する請求
項１６の装置。 - 【請求項２７】 受信した多重搬送波信号のサンプル
を、ＦＦＴ及びＩＦＦＴアルゴリズムを使用するブロッ
ク内で処理する請求項２１の装置。 - 【請求項２８】 受信した多重搬送波信号のサンプル
を、ＦＦＴ及びＩＦＦＴアルゴリズムを使用するブロッ
ク内で処理する請求項２２の装置。 - 【請求項２９】 受信した多重搬送波信号のサンプル
を、ＦＦＴ及びＩＦＦＴアルゴリズムを使用するブロッ
ク内で処理する請求項２４の装置。使用する装置【請求
項３０】 位相ジッタの成分の周波数を複数のパイロ
ットトーンの位相の集合にＦＦＴを遂行することによっ
て推定する請求項１５の装置。
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