JP3342967B2 - Ｏｆｄｍ同期復調回路 - Google Patents
Ｏｆｄｍ同期復調回路Info
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Description
【０００１】［発明の目的］
【産業上の利用分野】本発明は、
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ同期復調回路
に関し、特に、シンボル同期及びフレーム同期を情報信
号から得るようにしたＯＦＤＭ同期復調回路に関する。
に関し、特に、シンボル同期及びフレーム同期を情報信
号から得るようにしたＯＦＤＭ同期復調回路に関する。
【０００３】
【従来の技術】近年、映像信号又は音声信号の伝送にお
いて、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（or
thogonal frequency divisionmultiplex という）変調
の採用が検討されている。ＯＦＤＭは、伝送ディジタル
データを互いに直交する多数（約２５６乃至１０２４）
の搬送波（以下、サブキャリアという）に分散し、夫々
変調する方式である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響
を受けにくいという特徴の外に、周波数利用効率が高
く、また、他に妨害を与えにくいという利点も有する。
いて、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開
発されている。特に、移動体通信においては、マルチパ
ス干渉に強い直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ（or
thogonal frequency divisionmultiplex という）変調
の採用が検討されている。ＯＦＤＭは、伝送ディジタル
データを互いに直交する多数（約２５６乃至１０２４）
の搬送波（以下、サブキャリアという）に分散し、夫々
変調する方式である。ＯＦＤＭはマルチパス干渉の影響
を受けにくいという特徴の外に、周波数利用効率が高
く、また、他に妨害を与えにくいという利点も有する。
【０００４】ＯＦＤＭ被変調波の各サブキャリアは例え
ばＱＰＳＫ又は多値ＱＡＭ(直交振幅変調)等のシンボル
データによって変調されている。ＯＦＤＭ変調において
は、シンボルデータを逆高速離散フーリエ変換（以下、
ＩＦＦＴという）処理することによってベースバンドの
ＯＦＤＭ被変調波を得ている。また、受信側では、ＯＦ
ＤＭ被変調波を高速離散フーリエ変換（以下、ＦＦＴと
いう）処理することにより復調シンボルデータを得てい
る。これらのＩＦＦＴ処理及びＦＦＴ処理はディジタル
信号処理を行うＩＦＦＴ回路及びＦＦＴ回路によって行
われる。
ばＱＰＳＫ又は多値ＱＡＭ(直交振幅変調)等のシンボル
データによって変調されている。ＯＦＤＭ変調において
は、シンボルデータを逆高速離散フーリエ変換（以下、
ＩＦＦＴという）処理することによってベースバンドの
ＯＦＤＭ被変調波を得ている。また、受信側では、ＯＦ
ＤＭ被変調波を高速離散フーリエ変換（以下、ＦＦＴと
いう）処理することにより復調シンボルデータを得てい
る。これらのＩＦＦＴ処理及びＦＦＴ処理はディジタル
信号処理を行うＩＦＦＴ回路及びＦＦＴ回路によって行
われる。
【０００５】ＯＦＤＭにおいては、伝送データを数百乃
至数千のサブキャリアに分散して変調することから、各
サブキャリアの変調シンボルレートは極めて低くなり、
１シンボルの期間は極めて長くなる。このため、反射波
による遅延時間の影響を受けにくくなる。更に、有効シ
ンボル期間の前にガード期間を設定することにより、マ
ルチパス干渉の影響を効果的に除去することができる。
なお、ガード期間は、有効シンボル期間の後半の部分を
巡回的に複写したものである。マルチパス干渉の遅延時
間がガード期間以内である場合には、復調時において有
効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延した
隣接シンボルによる符号間干渉を防止することができ
る。
至数千のサブキャリアに分散して変調することから、各
サブキャリアの変調シンボルレートは極めて低くなり、
１シンボルの期間は極めて長くなる。このため、反射波
による遅延時間の影響を受けにくくなる。更に、有効シ
ンボル期間の前にガード期間を設定することにより、マ
ルチパス干渉の影響を効果的に除去することができる。
なお、ガード期間は、有効シンボル期間の後半の部分を
巡回的に複写したものである。マルチパス干渉の遅延時
間がガード期間以内である場合には、復調時において有
効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延した
隣接シンボルによる符号間干渉を防止することができ
る。
【０００６】いま、ＯＦＤＭシンボルの直接波の信号波
形に対して、マルチパス干渉波の信号波形の遅延時間が
ガード期間内であるものとする。受信信号は直接波と干
渉波との和信号である。この場合には、干渉波の遅延時
間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間にお
ける受信信号（和信号）は、ＯＦＤＭシンボルと同一周
波数で位相及び振幅が変化したものとなる。即ち、各サ
ブキャリアの復調シンボルは、マルチパス妨害の大きさ
（一般にＤ／Ｕ）に応じて、本来のシンボルに対して位
相及び振幅が変化したものとなる。
形に対して、マルチパス干渉波の信号波形の遅延時間が
ガード期間内であるものとする。受信信号は直接波と干
渉波との和信号である。この場合には、干渉波の遅延時
間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間にお
ける受信信号（和信号）は、ＯＦＤＭシンボルと同一周
波数で位相及び振幅が変化したものとなる。即ち、各サ
ブキャリアの復調シンボルは、マルチパス妨害の大きさ
（一般にＤ／Ｕ）に応じて、本来のシンボルに対して位
相及び振幅が変化したものとなる。
【０００７】従って、予め位相及び振幅が既知の基準シ
ンボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデ
ータとの位相及び振幅の変化分（オフセット）を相殺す
るように、復調シンボルデータを補正することにより、
マルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能とな
る。なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に
相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定
されている。
ンボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデ
ータとの位相及び振幅の変化分（オフセット）を相殺す
るように、復調シンボルデータを補正することにより、
マルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能とな
る。なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に
相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定
されている。
【０００８】ところで、ＦＦＴ回路が正確な復調を行う
ためには、有効シンボル期間のタイミング同期（以下、
シンボル同期という）をとる必要がある。ところが、Ｏ
ＦＤＭ変調波はランダム雑音に類似した波形であること
から、ＯＦＤＭ変調波に基づいてシンボル同期をとるこ
とは困難である。シンボル同期の検出が不正確である場
合には、各サブキャリアの直交性が満足されなくなって
正確な復調が不可能となる。
ためには、有効シンボル期間のタイミング同期（以下、
シンボル同期という）をとる必要がある。ところが、Ｏ
ＦＤＭ変調波はランダム雑音に類似した波形であること
から、ＯＦＤＭ変調波に基づいてシンボル同期をとるこ
とは困難である。シンボル同期の検出が不正確である場
合には、各サブキャリアの直交性が満足されなくなって
正確な復調が不可能となる。
【０００９】そこで、ＯＦＤＭシンボルを伝送する場合
には、受信側における誤り訂正を考慮すると共にシンボ
ル同期の確立を考慮して、複数のＯＦＤＭシンボルによ
って伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝送路特性
補正用及び同期再生用の基準となる基準シンボルを挿入
して伝送する。なお、基準シンボルとしてはヌルシンボ
ルが用いられる。図６はこのようなシンボル同期方法を
説明するための説明図である。
には、受信側における誤り訂正を考慮すると共にシンボ
ル同期の確立を考慮して、複数のＯＦＤＭシンボルによ
って伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝送路特性
補正用及び同期再生用の基準となる基準シンボルを挿入
して伝送する。なお、基準シンボルとしてはヌルシンボ
ルが用いられる。図６はこのようなシンボル同期方法を
説明するための説明図である。
【００１０】上述したように、送信データにはガード期
間が付加されている。即ち、図６に示すように、１ＯＦ
ＤＭシンボルの送信データは有効シンボル期間Ｓとガー
ド期間Ｇとを有する。更に、数十シンボルの情報シンボ
ル期間毎にシンボル同期用のヌルシンボルが付加され
る。送信データ中に含まれるヌルシンボルを検出するこ
とにより、復調側においてシンボル同期をとることが可
能である。
間が付加されている。即ち、図６に示すように、１ＯＦ
ＤＭシンボルの送信データは有効シンボル期間Ｓとガー
ド期間Ｇとを有する。更に、数十シンボルの情報シンボ
ル期間毎にシンボル同期用のヌルシンボルが付加され
る。送信データ中に含まれるヌルシンボルを検出するこ
とにより、復調側においてシンボル同期をとることが可
能である。
【００１１】図７は従来のＯＦＤＭ同期復調回路におい
て採用されるシンボル同期検出回路を示すブロック図で
ある。
て採用されるシンボル同期検出回路を示すブロック図で
ある。
【００１２】入力端子１には受信データが入力される。
この受信データはエンベロープ検出回路２に与えられ
て、エンベロープが検出される。検出されたエンベロー
プは判定回路３に与えられて、所定の基準レベルと比較
される。判定回路３は、基準レベル以下のエンベロープ
をヌルシンボルと判定し、ヌルシンボルの検出タイミン
グを示す信号をタイミング回路４に出力する。タイミン
グ回路４は判定回路３の出力によってリセットされて、
有効シンボル期間を示すゲート信号を出力端子５を介し
て出力する。これにより、シンボル同期の再生が行われ
る。
この受信データはエンベロープ検出回路２に与えられ
て、エンベロープが検出される。検出されたエンベロー
プは判定回路３に与えられて、所定の基準レベルと比較
される。判定回路３は、基準レベル以下のエンベロープ
をヌルシンボルと判定し、ヌルシンボルの検出タイミン
グを示す信号をタイミング回路４に出力する。タイミン
グ回路４は判定回路３の出力によってリセットされて、
有効シンボル期間を示すゲート信号を出力端子５を介し
て出力する。これにより、シンボル同期の再生が行われ
る。
【００１３】しかしながら、受信信号のＣ／Ｎが劣化し
た場合及び受信信号がマルチパスの影響を受けた場合に
は、ヌルシンボルの検出が困難になるという問題点があ
った。図８及び図９はこの問題点を説明するための説明
図である。図８はＣ／Ｎが劣化した場合の受信信号を示
し、図９はマルチパスの影響を受けた受信信号を示して
いる。
た場合及び受信信号がマルチパスの影響を受けた場合に
は、ヌルシンボルの検出が困難になるという問題点があ
った。図８及び図９はこの問題点を説明するための説明
図である。図８はＣ／Ｎが劣化した場合の受信信号を示
し、図９はマルチパスの影響を受けた受信信号を示して
いる。
【００１４】図８に示すように、Ｃ／Ｎが劣化した受信
信号が入力されると、ノイズの影響によって受信信号の
エンベロープ波形が変化してしまう。例えば、ノイズの
レベルが判定回路３における基準レベルよりも大きくな
ることがある。そうすると、判定回路はヌルシンボルを
検出することができず、ヌルシンボルの正確なタイミン
グ再生が困難となる。
信号が入力されると、ノイズの影響によって受信信号の
エンベロープ波形が変化してしまう。例えば、ノイズの
レベルが判定回路３における基準レベルよりも大きくな
ることがある。そうすると、判定回路はヌルシンボルを
検出することができず、ヌルシンボルの正確なタイミン
グ再生が困難となる。
【００１５】また、図９に示すように、受信信号がマル
チパスの影響を受けると、有効シンボル期間のデータに
よってヌルシンボル期間のエンベロープ波形のエッジ検
出が困難となり、判定回路３はヌルシンボルを正確なタ
イミングで検出することができなくなってしまうという
問題があった。
チパスの影響を受けると、有効シンボル期間のデータに
よってヌルシンボル期間のエンベロープ波形のエッジ検
出が困難となり、判定回路３はヌルシンボルを正確なタ
イミングで検出することができなくなってしまうという
問題があった。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のＯＦＤＭ同期復調回路においては、エンベロープ
のレベルを所定の基準レベルと比較することによりヌル
シンボルを検出してシンボル同期を得ており、受信信号
のＣ／Ｎの劣化及びマルチパスの影響等によって正確な
シンボル同期が得られないことがあるという問題点があ
った。
従来のＯＦＤＭ同期復調回路においては、エンベロープ
のレベルを所定の基準レベルと比較することによりヌル
シンボルを検出してシンボル同期を得ており、受信信号
のＣ／Ｎの劣化及びマルチパスの影響等によって正確な
シンボル同期が得られないことがあるという問題点があ
った。
【００１７】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、Ｃ／Ｎの劣化及びマルチパスの影響等によ
ってエンベロープが変化した場合でも、正確な同期を得
ることができるＯＦＤＭ同期復調回路を提供することを
目的とする。
のであって、Ｃ／Ｎの劣化及びマルチパスの影響等によ
ってエンベロープが変化した場合でも、正確な同期を得
ることができるＯＦＤＭ同期復調回路を提供することを
目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明に係るＯＦＤＭ同
期復調回路は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成されガード期間が付加された
複数のＯＦＤＭシンボルとフレーム同期用のヌルシンボ
ルとによって伝送フレームを構成した受信信号が入力さ
れ、入力された受信信号のエンベロープを検出するエン
ベロープ検出手段と、前記エンベロープ検出手段が検出
したエンベロープに対して所定期間の平均演算を行って
平均演算結果を出力する平均演算手段と、前記平均演算
結果に基づいて前記受信信号の復調時の同期再生を行う
同期再生手段とを具備したものである。
期復調回路は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成されガード期間が付加された
複数のＯＦＤＭシンボルとフレーム同期用のヌルシンボ
ルとによって伝送フレームを構成した受信信号が入力さ
れ、入力された受信信号のエンベロープを検出するエン
ベロープ検出手段と、前記エンベロープ検出手段が検出
したエンベロープに対して所定期間の平均演算を行って
平均演算結果を出力する平均演算手段と、前記平均演算
結果に基づいて前記受信信号の復調時の同期再生を行う
同期再生手段とを具備したものである。
【００１９】
【作用】本発明においては、平均演算手段によって受信
信号は平均演算される。平均演算によって受信信号は十
分に平滑され、ヌルシンボル期間と他の期間とでは平均
演算結果のレベルは十分に異なる。同期再生手段は、平
均演算結果のレベルに基づいて同期再生を行う。
信号は平均演算される。平均演算によって受信信号は十
分に平滑され、ヌルシンボル期間と他の期間とでは平均
演算結果のレベルは十分に異なる。同期再生手段は、平
均演算結果のレベルに基づいて同期再生を行う。
【００２０】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ同期復調回路
の一実施例を示すブロック図である。
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ同期復調回路
の一実施例を示すブロック図である。
【００２１】入力端子11には図示しないチューナによっ
て受信されて中間周波数帯の信号（以下、ＩＦ信号とい
う）に変換されたＯＦＤＭ被変調波が入力される。入力
端子11に与えられるＯＦＤＭ被変調波は、送信側におい
て、例えばＱＡＭ信号がＯＦＤＭ変調された後、所定の
キャリアによって直交変調されて伝送されたものであ
る。なお、ＱＡＭ信号は複素表現の実部に対応するＩデ
ータと虚部に対応するＱデータとによってシンボルを表
わすことができる。ＩＦ信号は帯域通過フィルタ（以
下、ＢＰＦという）12に与えられ、ＢＰＦ12は通過帯域
外の雑音を除去して乗算器13，14に出力する。
て受信されて中間周波数帯の信号（以下、ＩＦ信号とい
う）に変換されたＯＦＤＭ被変調波が入力される。入力
端子11に与えられるＯＦＤＭ被変調波は、送信側におい
て、例えばＱＡＭ信号がＯＦＤＭ変調された後、所定の
キャリアによって直交変調されて伝送されたものであ
る。なお、ＱＡＭ信号は複素表現の実部に対応するＩデ
ータと虚部に対応するＱデータとによってシンボルを表
わすことができる。ＩＦ信号は帯域通過フィルタ（以
下、ＢＰＦという）12に与えられ、ＢＰＦ12は通過帯域
外の雑音を除去して乗算器13，14に出力する。
【００２２】局部発振器15は後述するキャリア再生回路
28からの制御信号によって発振出力周波数が制御され
て、局部発振出力（再生キャリア）を乗算器14に出力す
ると共に、移相器16を介して乗算器13に出力する。移相
器16は局部発振出力（Ｑ軸局部発振出力）を９０度移相
させてＩ軸局部発振出力を得る。乗算器13，14は夫々Ｉ
軸又はＱ軸局部発振出力とＩＦ信号との乗算によって直
交検波を行う。乗算器13からの同相検波軸出力（Ｉ信
号）はローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）17を介
してＡ／Ｄ変換器18に与えられる。また、乗算器14から
の直交検波軸出力（Ｑ信号）はＬＰＦ19を介してＡ／Ｄ
変換器20に与えられる。ＬＰＦ17，19は夫々Ｉ信号又は
Ｑ信号の高調波成分を除去する。Ａ／Ｄ変換器18，20
は、後述する局部発振器26から動作クロックが与えられ
て、入力された信号をディジタル信号に変換してガード
期間除去回路21に出力するようになっている。
28からの制御信号によって発振出力周波数が制御され
て、局部発振出力（再生キャリア）を乗算器14に出力す
ると共に、移相器16を介して乗算器13に出力する。移相
器16は局部発振出力（Ｑ軸局部発振出力）を９０度移相
させてＩ軸局部発振出力を得る。乗算器13，14は夫々Ｉ
軸又はＱ軸局部発振出力とＩＦ信号との乗算によって直
交検波を行う。乗算器13からの同相検波軸出力（Ｉ信
号）はローパスフィルタ（以下、ＬＰＦという）17を介
してＡ／Ｄ変換器18に与えられる。また、乗算器14から
の直交検波軸出力（Ｑ信号）はＬＰＦ19を介してＡ／Ｄ
変換器20に与えられる。ＬＰＦ17，19は夫々Ｉ信号又は
Ｑ信号の高調波成分を除去する。Ａ／Ｄ変換器18，20
は、後述する局部発振器26から動作クロックが与えられ
て、入力された信号をディジタル信号に変換してガード
期間除去回路21に出力するようになっている。
【００２３】ガード期間除去回路21は、後述するタイミ
ング補正部45からガード期間除去信号が与えられて、Ｏ
ＦＤＭ被変調波（Ｉ，Ｑ信号）のガード期間を除去し有
効シンボル期間の信号を抽出して直列並列（Ｓ／Ｐ）変
換回路22に出力する。Ｓ／Ｐ変換回路22は入力されたシ
リアルデータをパラレルデータに変換してＦＦＴ回路23
に出力する。
ング補正部45からガード期間除去信号が与えられて、Ｏ
ＦＤＭ被変調波（Ｉ，Ｑ信号）のガード期間を除去し有
効シンボル期間の信号を抽出して直列並列（Ｓ／Ｐ）変
換回路22に出力する。Ｓ／Ｐ変換回路22は入力されたシ
リアルデータをパラレルデータに変換してＦＦＴ回路23
に出力する。
【００２４】ＦＦＴ回路23は入力されたＩ信号及びＱ信
号を夫々複素数の実部，虚部とみなしてＦＦＴ処理を行
う。このＦＦＴ処理によって、各サブキャリアに対して
同期復調が行われる。即ち、ＦＦＴ回路23によってＦＦ
Ｔ処理された複素出力の実部及び虚部は、夫々各サブキ
ャリアの復調シンボルであるＩデータ又はＱデータとな
る。これらのＩデータ及びＱデータは並列直列（Ｐ／
Ｓ）変換回路24に与えられ、Ｐ／Ｓ変換回路24はこれら
のデータをシリアルデータに変換してシンボル識別回路
25に出力するようになっている。シンボル識別回路25は
入力されたＩ，Ｑデータの位相及び振幅を識別すること
により情報データに戻して出力するようになっている。
号を夫々複素数の実部，虚部とみなしてＦＦＴ処理を行
う。このＦＦＴ処理によって、各サブキャリアに対して
同期復調が行われる。即ち、ＦＦＴ回路23によってＦＦ
Ｔ処理された複素出力の実部及び虚部は、夫々各サブキ
ャリアの復調シンボルであるＩデータ又はＱデータとな
る。これらのＩデータ及びＱデータは並列直列（Ｐ／
Ｓ）変換回路24に与えられ、Ｐ／Ｓ変換回路24はこれら
のデータをシリアルデータに変換してシンボル識別回路
25に出力するようになっている。シンボル識別回路25は
入力されたＩ，Ｑデータの位相及び振幅を識別すること
により情報データに戻して出力するようになっている。
【００２５】Ｐ／Ｓ変換回路24の出力はクロック再生回
路27及びキャリア再生回路28にも与えられる。クロック
再生回路27は復調シンボルからクロックを再生して局部
発振器26に出力する。また、キャリア再生回路28は復調
シンボルからキャリアのずれを検出してキャリア同期を
得るための信号を局部発振器15に出力するようになって
いる。
路27及びキャリア再生回路28にも与えられる。クロック
再生回路27は復調シンボルからクロックを再生して局部
発振器26に出力する。また、キャリア再生回路28は復調
シンボルからキャリアのずれを検出してキャリア同期を
得るための信号を局部発振器15に出力するようになって
いる。
【００２６】本実施例においては、Ａ／Ｄ変換器18，20
からのＩ，Ｑ信号は破線にて囲ったシンボル同期検出回
路30のエンベロープ検出回路31にも与えられる。エンベ
ロープ検出回路31はＩ，Ｑ信号のエンベロープを検出し
てエンベロープ検出波形を移動平均回路32に出力する。
移動平均回路32は１シンボル有効期間のみを常に連続的
に積分することにより、入力されたエンベロープ検出波
形を十分に平滑化して出力する。図２は図１中の移動平
均回路32の具体的な構成を示すブロック図である。
からのＩ，Ｑ信号は破線にて囲ったシンボル同期検出回
路30のエンベロープ検出回路31にも与えられる。エンベ
ロープ検出回路31はＩ，Ｑ信号のエンベロープを検出し
てエンベロープ検出波形を移動平均回路32に出力する。
移動平均回路32は１シンボル有効期間のみを常に連続的
に積分することにより、入力されたエンベロープ検出波
形を十分に平滑化して出力する。図２は図１中の移動平
均回路32の具体的な構成を示すブロック図である。
【００２７】入力端子51を介して入力されたエンベロー
プ検出波形は１有効期間分メモリ52及び減算器53に与え
られる。１有効期間分メモリ52は入力された信号を１有
効シンボル期間だけ遅延させて減算器53に出力する。減
算器53は１有効期間分メモリ52の入出力の差分を積分器
54に出力する。積分器54は加算器55及びラッチ56によっ
て構成されており、減算器53の出力は加算器55に与えら
れる。加算器55の出力はラッチ56によってラッチされて
帰還されており、加算器55は減算器53の出力を累積加算
して、ラッチ56を介して出力端子57に移動平均出力とし
て出力する。
プ検出波形は１有効期間分メモリ52及び減算器53に与え
られる。１有効期間分メモリ52は入力された信号を１有
効シンボル期間だけ遅延させて減算器53に出力する。減
算器53は１有効期間分メモリ52の入出力の差分を積分器
54に出力する。積分器54は加算器55及びラッチ56によっ
て構成されており、減算器53の出力は加算器55に与えら
れる。加算器55の出力はラッチ56によってラッチされて
帰還されており、加算器55は減算器53の出力を累積加算
して、ラッチ56を介して出力端子57に移動平均出力とし
て出力する。
【００２８】このように構成された移動平均回路の動作
について図３の波形図を参照して説明する。図３（ａ）
はヌルシンボルが付加されたＯＦＤＭ被変調波を示し、
図３（ｂ）は受信信号のＣ／Ｎが変化した場合の移動平
均回路32の出力を示し、図３（ｃ）は受信信号がマルチ
パスの影響を受けた場合の移動平均回路32の出力を示し
ている。
について図３の波形図を参照して説明する。図３（ａ）
はヌルシンボルが付加されたＯＦＤＭ被変調波を示し、
図３（ｂ）は受信信号のＣ／Ｎが変化した場合の移動平
均回路32の出力を示し、図３（ｃ）は受信信号がマルチ
パスの影響を受けた場合の移動平均回路32の出力を示し
ている。
【００２９】移動平均回路32の入力端子51には、図３
（ａ）に示す有効シンボル期間Ｓ及びガード期間Ｇにお
いて所定のレベルを有し、ヌルシンボル期間において０
近傍のレベルのエンベロープ波形が入力される。このエ
ンベロープ波形は、ノイズの影響によって、ヌルシンボ
ル期間のレベルも変動している。１有効期間分メモリ52
は有効シンボル期間Ｓと同じ期間分のエンベロープ波形
を記憶し、減算器53は入力されるエンベロープ波形から
１有効期間分メモリ52の出力波形を減算する。積分器54
は減算器53の出力を累積する。
（ａ）に示す有効シンボル期間Ｓ及びガード期間Ｇにお
いて所定のレベルを有し、ヌルシンボル期間において０
近傍のレベルのエンベロープ波形が入力される。このエ
ンベロープ波形は、ノイズの影響によって、ヌルシンボ
ル期間のレベルも変動している。１有効期間分メモリ52
は有効シンボル期間Ｓと同じ期間分のエンベロープ波形
を記憶し、減算器53は入力されるエンベロープ波形から
１有効期間分メモリ52の出力波形を減算する。積分器54
は減算器53の出力を累積する。
【００３０】ＯＦＤＭ被変調波はノイズ性の信号である
ので、有効シンボル期間Ｓとガード期間Ｇとが連続する
タイミングでは、図３（ｂ）に示すように、１有効シン
ボル期間前後のエンベロープ波形の差分の累積値は略々
０となる。ヌルシンボル期間になると、入力されるエン
ベロープ波形のレベルは略々０であるので、１有効シン
ボル期間前のエンベロープ波形との差分は負の値とな
り、積分器54の出力は漸次低下する（図３（ｂ））。ヌ
ルシンボル期間の開始から有効シンボル期間Ｓだけ経過
すると、１有効期間分メモリ52の出力はヌルシンボルに
基づくエンベロープ波形となり、累積値の変化は略々０
となる（図３（ｂ））。ヌルシンボル期間の終了タイミ
ングになると、入力されるエンベロープ波形が有効シン
ボル期間に対応するものとなり、積分器54の出力は漸次
増加する（図３（ｂ））。ヌルシンボル期間の終了から
有効シンボル期間Ｓだけ経過すると、１有効期間分メモ
リ52の出力は有効シンボル期間及びガード期間に対応す
るエンベロープ波形となり、積分器54の出力は略々０と
なる（図３（ｂ））。
ので、有効シンボル期間Ｓとガード期間Ｇとが連続する
タイミングでは、図３（ｂ）に示すように、１有効シン
ボル期間前後のエンベロープ波形の差分の累積値は略々
０となる。ヌルシンボル期間になると、入力されるエン
ベロープ波形のレベルは略々０であるので、１有効シン
ボル期間前のエンベロープ波形との差分は負の値とな
り、積分器54の出力は漸次低下する（図３（ｂ））。ヌ
ルシンボル期間の開始から有効シンボル期間Ｓだけ経過
すると、１有効期間分メモリ52の出力はヌルシンボルに
基づくエンベロープ波形となり、累積値の変化は略々０
となる（図３（ｂ））。ヌルシンボル期間の終了タイミ
ングになると、入力されるエンベロープ波形が有効シン
ボル期間に対応するものとなり、積分器54の出力は漸次
増加する（図３（ｂ））。ヌルシンボル期間の終了から
有効シンボル期間Ｓだけ経過すると、１有効期間分メモ
リ52の出力は有効シンボル期間及びガード期間に対応す
るエンベロープ波形となり、積分器54の出力は略々０と
なる（図３（ｂ））。
【００３１】受信信号のＣ／Ｎが良好である場合には、
ヌルシンボル期間のレベルが小さく、移動平均回路32の
出力は図３（ｂ）の波形Ａに示すものとなる。また、受
信信号のＣ／Ｎが不良である場合には、ヌルシンボル期
間のレベルが比較的大きくなり、移動平均回路32の出力
は図３（ｂ）の波形Ｃに示すものとなる。また、図３
（ｂ）の波形Ｂは、受信信号のＣ／Ｎが良好と不良の間
である場合の移動平均回路32の出力を示している。しか
し、移動平均回路32の出力は、図３（ｂ）に示すよう
に、受信信号のＣ／Ｎに拘わらず、ヌルシンボル期間の
終端のガード期間幅において最小値となり、ヌルシンボ
ル期間の終了タイミングから漸次上昇する。
ヌルシンボル期間のレベルが小さく、移動平均回路32の
出力は図３（ｂ）の波形Ａに示すものとなる。また、受
信信号のＣ／Ｎが不良である場合には、ヌルシンボル期
間のレベルが比較的大きくなり、移動平均回路32の出力
は図３（ｂ）の波形Ｃに示すものとなる。また、図３
（ｂ）の波形Ｂは、受信信号のＣ／Ｎが良好と不良の間
である場合の移動平均回路32の出力を示している。しか
し、移動平均回路32の出力は、図３（ｂ）に示すよう
に、受信信号のＣ／Ｎに拘わらず、ヌルシンボル期間の
終端のガード期間幅において最小値となり、ヌルシンボ
ル期間の終了タイミングから漸次上昇する。
【００３２】また、受信信号がマルチパスの影響を受け
ているものとする。この場合には、ヌルシンボル期間の
開始タイミングになっても、エンベロープ波形はすぐに
は０にならない。このため、図３（ｃ）に示すように、
移動平均回路32からの移動平均出力はマルチパスの遅延
時間に応じた傾斜で漸次低下する。この場合でも、移動
平均出力のレベルは、ヌルシンボル期間の終了タイミン
グから漸次増加する。即ち、マルチパスの遅延時間がガ
ード期間以内であれば、移動平均出力の最小値レベル
は、図３（ｃ）に示すように、マルチパスの遅延時間に
拘わらず、一定値となる。
ているものとする。この場合には、ヌルシンボル期間の
開始タイミングになっても、エンベロープ波形はすぐに
は０にならない。このため、図３（ｃ）に示すように、
移動平均回路32からの移動平均出力はマルチパスの遅延
時間に応じた傾斜で漸次低下する。この場合でも、移動
平均出力のレベルは、ヌルシンボル期間の終了タイミン
グから漸次増加する。即ち、マルチパスの遅延時間がガ
ード期間以内であれば、移動平均出力の最小値レベル
は、図３（ｃ）に示すように、マルチパスの遅延時間に
拘わらず、一定値となる。
【００３３】図１において、移動平均回路32からの移動
平均出力は基準レベル比較ヌル検出回路33、最小値レベ
ル検出回路34及び遅延調整部35に与えられる。基準レベ
ル比較ヌル検出回路33は移動平均出力を所定の基準レベ
ル（図３（ｂ）参照）と比較することにより、シンボル
同期の検出期間をハイレベル（以下、“Ｈ”という）に
よって示す信号を遅延調整部36に出力する。また、基準
レベル比較ヌル検出回路33は、シンボル同期の検出期間
の所定タイミングにおいて、最小値初期化パルスを最小
値レベル検出回路34に出力するようになっている。最小
値レベル検出回路34は、移動平均出力の最小値レベルを
検出して比較レベル発生部37及びＣ／Ｎオフセット回路
41に出力する。
平均出力は基準レベル比較ヌル検出回路33、最小値レベ
ル検出回路34及び遅延調整部35に与えられる。基準レベ
ル比較ヌル検出回路33は移動平均出力を所定の基準レベ
ル（図３（ｂ）参照）と比較することにより、シンボル
同期の検出期間をハイレベル（以下、“Ｈ”という）に
よって示す信号を遅延調整部36に出力する。また、基準
レベル比較ヌル検出回路33は、シンボル同期の検出期間
の所定タイミングにおいて、最小値初期化パルスを最小
値レベル検出回路34に出力するようになっている。最小
値レベル検出回路34は、移動平均出力の最小値レベルを
検出して比較レベル発生部37及びＣ／Ｎオフセット回路
41に出力する。
【００３４】図４は図１中の最小値レベル検出回路34の
具体的な構成を示すブロック図である。
具体的な構成を示すブロック図である。
【００３５】入力端子61には移動平均出力が入力され
る。この移動平均出力は比較器62の入力端Ａに与えられ
ると共に、ラッチ63にも与えられる。ラッチ63はオア回
路65からの最小値更新パルスによって入力された移動平
均出力を比較器62の入力端Ｂに出力する。比較器62は入
力端Ａ，Ｂに入力された値を比較し、入力端Ｂに入力さ
れた値が入力端Ａに入力された値よりも大きい場合に
は、“Ｈ”の最小値更新パルスをラッチ64に出力する。
ラッチ64は最小値更新パルスをオア回路65に出力する。
オア回路65は基準レベル比較ヌル検出回路33からの最小
値初期化パルス又は最小値更新パルスをラッチ63に与え
るようになっている。
る。この移動平均出力は比較器62の入力端Ａに与えられ
ると共に、ラッチ63にも与えられる。ラッチ63はオア回
路65からの最小値更新パルスによって入力された移動平
均出力を比較器62の入力端Ｂに出力する。比較器62は入
力端Ａ，Ｂに入力された値を比較し、入力端Ｂに入力さ
れた値が入力端Ａに入力された値よりも大きい場合に
は、“Ｈ”の最小値更新パルスをラッチ64に出力する。
ラッチ64は最小値更新パルスをオア回路65に出力する。
オア回路65は基準レベル比較ヌル検出回路33からの最小
値初期化パルス又は最小値更新パルスをラッチ63に与え
るようになっている。
【００３６】このように構成された最小値レベル検出回
路においては、入力端子61を介して入力された移動平均
出力は比較器62の入力端Ａ及びラッチ63に供給される。
基準レベル比較ヌル検出回路33からの最小値初期化パル
スがオア回路65を介してラッチ63に入力されると、ラッ
チ63は入力された移動平均出力を比較器62の入力端Ｂに
供給する。即ち、このタイミングでは、比較器62の入力
端Ｂには入力端Ａに入力される移動平均出力の１クロッ
ク前の値が入力される。
路においては、入力端子61を介して入力された移動平均
出力は比較器62の入力端Ａ及びラッチ63に供給される。
基準レベル比較ヌル検出回路33からの最小値初期化パル
スがオア回路65を介してラッチ63に入力されると、ラッ
チ63は入力された移動平均出力を比較器62の入力端Ｂに
供給する。即ち、このタイミングでは、比較器62の入力
端Ｂには入力端Ａに入力される移動平均出力の１クロッ
ク前の値が入力される。
【００３７】比較器62は入力端Ａ，Ｂの値を比較する。
移動平均出力が漸次下降するタイミング（図３（ｂ）の
右下がり傾斜の部分）では、常に、入力端Ａの値よりも
入力端Ｂの値の方が大きい。従って、このタイミングで
は、比較器62からは最小値更新パルスが出力される。こ
の最小値更新パルスはオア回路65を介してラッチ63に供
給され、ラッチ63から移動平均出力が比較器62の入力端
Ｂに与えられる。こうして、ラッチ63の出力は順次更新
されて前タイミングよりも小さな値となる。
移動平均出力が漸次下降するタイミング（図３（ｂ）の
右下がり傾斜の部分）では、常に、入力端Ａの値よりも
入力端Ｂの値の方が大きい。従って、このタイミングで
は、比較器62からは最小値更新パルスが出力される。こ
の最小値更新パルスはオア回路65を介してラッチ63に供
給され、ラッチ63から移動平均出力が比較器62の入力端
Ｂに与えられる。こうして、ラッチ63の出力は順次更新
されて前タイミングよりも小さな値となる。
【００３８】入力端子61に入力される移動平均出力が最
小値に到達すると、次のタイミングで比較器62の入力端
Ｂに最小値が入力される。そうすると、入力端Ａの値は
入力端Ｂの値以上となり、比較器62からは最小値更新パ
ルスが出力されない。この時点で、ラッチ63の出力は移
動平均出力の最小値レベルとなる。
小値に到達すると、次のタイミングで比較器62の入力端
Ｂに最小値が入力される。そうすると、入力端Ａの値は
入力端Ｂの値以上となり、比較器62からは最小値更新パ
ルスが出力されない。この時点で、ラッチ63の出力は移
動平均出力の最小値レベルとなる。
【００３９】上述したように、移動平均出力の最小値レ
ベルは、常にヌルシンボル期間の終端タイミングに存在
する。本実施例においては、この理由から、移動平均出
力の最小値レベルのタイミングに基づいてシンボル同期
を得るようになっている。即ち、図１において、最小値
レベル検出回路34の出力は比較レベル発生部37に供給さ
れる。比較レベル発生部37は、Ｃ／Ｎ悪化時の最小値レ
ベル近傍のノイズのレベルを考慮した所定レベルだけ、
最小値レベルに対して高いレベル（以下、比較レベルと
いう）の信号を発生してレベル比較部38に出力するよう
になっている。
ベルは、常にヌルシンボル期間の終端タイミングに存在
する。本実施例においては、この理由から、移動平均出
力の最小値レベルのタイミングに基づいてシンボル同期
を得るようになっている。即ち、図１において、最小値
レベル検出回路34の出力は比較レベル発生部37に供給さ
れる。比較レベル発生部37は、Ｃ／Ｎ悪化時の最小値レ
ベル近傍のノイズのレベルを考慮した所定レベルだけ、
最小値レベルに対して高いレベル（以下、比較レベルと
いう）の信号を発生してレベル比較部38に出力するよう
になっている。
【００４０】一方、遅延調整部35は、最小値レベル検出
回路34及び比較レベル発生部37の処理時間分だけ移動平
均回路32の出力を遅延させてレベル比較部38に出力す
る。レベル比較部38は移動平均出力が比較レベルよりも
大きくなるタイミングを検出して微分回路39に出力す
る。微分回路39は、移動平均出力が比較レベルよりも大
きくなるタイミングで検出パルスを発生してアンド回路
40に出力するようになっている。
回路34及び比較レベル発生部37の処理時間分だけ移動平
均回路32の出力を遅延させてレベル比較部38に出力す
る。レベル比較部38は移動平均出力が比較レベルよりも
大きくなるタイミングを検出して微分回路39に出力す
る。微分回路39は、移動平均出力が比較レベルよりも大
きくなるタイミングで検出パルスを発生してアンド回路
40に出力するようになっている。
【００４１】一方、アンド回路40には遅延調整部36の出
力も与えられるようになっている。遅延調整部36は、基
準レベル比較ヌル検出回路33の処理時間と最小値レベル
検出回路34、比較レベル発生部37、レベル比較部38及び
微分回路39の処理時間とを考慮して時間合わせを行っ
て、基準レベル比較ヌル検出回路33の出力をアンド回路
40に出力する。アンド回路40は、基準レベル比較ヌル検
出回路33からシンボル同期の検出期間を示す信号が
“Ｈ”である場合にのみ、微分回路39からの検出パルス
をタイミング回路46に出力するようになっている。これ
により、検出パルスをそのまま用いる場合よりも、正確
性が向上する。
力も与えられるようになっている。遅延調整部36は、基
準レベル比較ヌル検出回路33の処理時間と最小値レベル
検出回路34、比較レベル発生部37、レベル比較部38及び
微分回路39の処理時間とを考慮して時間合わせを行っ
て、基準レベル比較ヌル検出回路33の出力をアンド回路
40に出力する。アンド回路40は、基準レベル比較ヌル検
出回路33からシンボル同期の検出期間を示す信号が
“Ｈ”である場合にのみ、微分回路39からの検出パルス
をタイミング回路46に出力するようになっている。これ
により、検出パルスをそのまま用いる場合よりも、正確
性が向上する。
【００４２】ノイズの影響によって、移動平均出力の最
小値レベル近傍のタイミングにおいて、複数の検出パル
スが発生することがある。そこで、タイミング回路46は
複数の検出パルスのうち最後に発生した検出パルスに基
づいてヌルシンボル期間の終了タイミングを得て、１シ
ンボル期間毎にガード期間除去信号を発生してＣ／Ｎオ
フセット回路41に出力するようになっている。
小値レベル近傍のタイミングにおいて、複数の検出パル
スが発生することがある。そこで、タイミング回路46は
複数の検出パルスのうち最後に発生した検出パルスに基
づいてヌルシンボル期間の終了タイミングを得て、１シ
ンボル期間毎にガード期間除去信号を発生してＣ／Ｎオ
フセット回路41に出力するようになっている。
【００４３】上述したように、移動平均出力が最小値レ
ベルから増加するタイミングはヌルシンボル期間の終了
タイミングである。しかし、検出パルスは最小値レベル
よりも高い比較レベルを用いて作成しており、タイミン
グ回路46からのガード期間除去信号の発生タイミング
は、ヌルシンボル期間の終了タイミングから若干遅れ
る。しかし、図３（ｂ）に示すように、ヌルシンボル期
間以外の期間における移動平均出力のレベルは略々一定
しているので、移動平均出力の最小値レベルが判明すれ
ば、比較レベルまでの遅延時間を求めることができる。
Ｃ／Ｎオフセット回路41は、最小値レベル検出回路34か
らの最小値レベルに基づいて、この遅延時間を求めてタ
イミング補正部45に出力する。タイミング補正部45は、
タイミング回路46からのガード期間除去信号をタイミン
グ補正してガード期間除去回路21に出力するようになっ
ている。
ベルから増加するタイミングはヌルシンボル期間の終了
タイミングである。しかし、検出パルスは最小値レベル
よりも高い比較レベルを用いて作成しており、タイミン
グ回路46からのガード期間除去信号の発生タイミング
は、ヌルシンボル期間の終了タイミングから若干遅れ
る。しかし、図３（ｂ）に示すように、ヌルシンボル期
間以外の期間における移動平均出力のレベルは略々一定
しているので、移動平均出力の最小値レベルが判明すれ
ば、比較レベルまでの遅延時間を求めることができる。
Ｃ／Ｎオフセット回路41は、最小値レベル検出回路34か
らの最小値レベルに基づいて、この遅延時間を求めてタ
イミング補正部45に出力する。タイミング補正部45は、
タイミング回路46からのガード期間除去信号をタイミン
グ補正してガード期間除去回路21に出力するようになっ
ている。
【００４４】次に、このように構成された実施例の動作
について図５の波形図を参照して説明する。図５は受信
信号のＣ／Ｎが変化した場合における移動平均出力の最
小値レベル近傍の波形を示している。
について図５の波形図を参照して説明する。図５は受信
信号のＣ／Ｎが変化した場合における移動平均出力の最
小値レベル近傍の波形を示している。
【００４５】図示しない伝送路を介して伝送されたＯＦ
ＤＭ変調信号は図示しないチューナによって受信され、
ＩＦ信号に変換された後入力端子11を介してＢＰＦ12に
供給される。ＢＰＦ12はＩＦ信号の雑音を除去して乗算
器13，14に出力する。乗算器13，14は、夫々Ｉ軸の再生
キャリア又はＱ軸の再生キャリアが与えられて直交復調
を行う。乗算器13からのＩ信号はＬＰＦ17を介してＡ／
Ｄ変換器18に与えられ、乗算器14からのＱ信号はＬＰＦ
19を介してＡ／Ｄ変換器20に与えられる。Ａ／Ｄ変換器
18，20は局部発振器26からのクロックを用いてＩ，Ｑ信
号をディジタル信号に変換して、ＯＦＤＭ復調部45のガ
ード期間除去回路21に出力する。
ＤＭ変調信号は図示しないチューナによって受信され、
ＩＦ信号に変換された後入力端子11を介してＢＰＦ12に
供給される。ＢＰＦ12はＩＦ信号の雑音を除去して乗算
器13，14に出力する。乗算器13，14は、夫々Ｉ軸の再生
キャリア又はＱ軸の再生キャリアが与えられて直交復調
を行う。乗算器13からのＩ信号はＬＰＦ17を介してＡ／
Ｄ変換器18に与えられ、乗算器14からのＱ信号はＬＰＦ
19を介してＡ／Ｄ変換器20に与えられる。Ａ／Ｄ変換器
18，20は局部発振器26からのクロックを用いてＩ，Ｑ信
号をディジタル信号に変換して、ＯＦＤＭ復調部45のガ
ード期間除去回路21に出力する。
【００４６】本実施例においては、ガード期間を除去す
るためのシンボル同期をＯＦＤＭ被変調波から得てい
る。即ち、Ａ／Ｄ変換器18，20からのＩ，Ｑ信号はシン
ボル同期検出回路30のエンベロープ検出回路31に与えら
れる。エンベロープ検出回路31はＯＦＤＭ被変調波のエ
ンベロープを検出して移動平均回路32に出力する。移動
平均回路32によって、エンベロープの移動平均が求めら
れる。ＯＦＤＭ被変調波は１フレーム期間の先頭にヌル
シンボルが設けられており、移動平均回路32の出力は、
ヌルシンボル期間の開始タイミングから下降し、ヌルシ
ンボル期間の終了タイミングからゲート期間前のタイミ
ングで最小値レベルとなり、ヌルシンボル期間の終了タ
イミングから上昇する信号となる。
るためのシンボル同期をＯＦＤＭ被変調波から得てい
る。即ち、Ａ／Ｄ変換器18，20からのＩ，Ｑ信号はシン
ボル同期検出回路30のエンベロープ検出回路31に与えら
れる。エンベロープ検出回路31はＯＦＤＭ被変調波のエ
ンベロープを検出して移動平均回路32に出力する。移動
平均回路32によって、エンベロープの移動平均が求めら
れる。ＯＦＤＭ被変調波は１フレーム期間の先頭にヌル
シンボルが設けられており、移動平均回路32の出力は、
ヌルシンボル期間の開始タイミングから下降し、ヌルシ
ンボル期間の終了タイミングからゲート期間前のタイミ
ングで最小値レベルとなり、ヌルシンボル期間の終了タ
イミングから上昇する信号となる。
【００４７】図５に示すように、受信信号のＣ／Ｎの変
化に応じて、最小値レベルは変化する。図５の波形Ａ乃
至Ｃは夫々Ｃ／Ｎが良好である場合の移動平均出力乃至
Ｃ／Ｎが不良である場合の移動平均出力を示している。
この場合でも、移動平均出力が変化するタイミングは波
形Ａ乃至Ｃで一致している。なお、受信信号がマルチパ
ス妨害を受けた場合には、移動平均出力は、最小値レベ
ルになるタイミングが変化するが、ヌルシンボル期間の
終了タイミングで最小値レベルからレベルが上昇するこ
とはマルチパスの影響に拘わらず同じである。
化に応じて、最小値レベルは変化する。図５の波形Ａ乃
至Ｃは夫々Ｃ／Ｎが良好である場合の移動平均出力乃至
Ｃ／Ｎが不良である場合の移動平均出力を示している。
この場合でも、移動平均出力が変化するタイミングは波
形Ａ乃至Ｃで一致している。なお、受信信号がマルチパ
ス妨害を受けた場合には、移動平均出力は、最小値レベ
ルになるタイミングが変化するが、ヌルシンボル期間の
終了タイミングで最小値レベルからレベルが上昇するこ
とはマルチパスの影響に拘わらず同じである。
【００４８】移動平均回路32からの移動平均出力は基準
レベル比較ヌル検出回路33に与えられて基準レベルと比
較され、基準レベルヌル検出回路33からはシンボル同期
検出期間を示す信号が出力される。この信号は遅延調整
部36を介してアンド回路40に供給される。
レベル比較ヌル検出回路33に与えられて基準レベルと比
較され、基準レベルヌル検出回路33からはシンボル同期
検出期間を示す信号が出力される。この信号は遅延調整
部36を介してアンド回路40に供給される。
【００４９】シンボル同期の検出は最小値レベルに基づ
いて行われる。即ち、移動平均出力は最小値レベル検出
回路34に与えられて最小値レベルが検出される。比較レ
ベル発生部37は最小値レベルに対して所定レベル高いレ
ベル、例えば、最小値レベルよりも１．０５倍高いレベ
ルの比較レベル（図５の破線）を設定する。なお、受信
信号のＣ／Ｎに応じて最小値レベルは変化し、比較レベ
ルも変化する。比較レベルはレベル比較部38に与えられ
て、移動平均出力が比較レベルよりも大きくなるタイミ
ングが検出される。微分回路39はこのタイミングで検出
パルスを発生する。
いて行われる。即ち、移動平均出力は最小値レベル検出
回路34に与えられて最小値レベルが検出される。比較レ
ベル発生部37は最小値レベルに対して所定レベル高いレ
ベル、例えば、最小値レベルよりも１．０５倍高いレベ
ルの比較レベル（図５の破線）を設定する。なお、受信
信号のＣ／Ｎに応じて最小値レベルは変化し、比較レベ
ルも変化する。比較レベルはレベル比較部38に与えられ
て、移動平均出力が比較レベルよりも大きくなるタイミ
ングが検出される。微分回路39はこのタイミングで検出
パルスを発生する。
【００５０】図５に示すように、移動平均出力にはノイ
ズが残留している。従って、比較レベルを最小値レベル
に設定すると、無数の検出パルスが発生する。本実施例
においては、最小値レベルよりも高い比較レベルを設定
しており、図５に示すように、検出パルスの発生数は少
ない。発生した検出パルスのうち最後のパルスが移動平
均出力の上昇に伴って比較レベルを越えたタイミングで
発生したものである。微分回路39からの検出パルスはア
ンド回路40を介してタイミング回路46に供給されて、最
後に発生した検出パルスに基づいてガード期間除去信号
がタイミング補正部45に出力される。
ズが残留している。従って、比較レベルを最小値レベル
に設定すると、無数の検出パルスが発生する。本実施例
においては、最小値レベルよりも高い比較レベルを設定
しており、図５に示すように、検出パルスの発生数は少
ない。発生した検出パルスのうち最後のパルスが移動平
均出力の上昇に伴って比較レベルを越えたタイミングで
発生したものである。微分回路39からの検出パルスはア
ンド回路40を介してタイミング回路46に供給されて、最
後に発生した検出パルスに基づいてガード期間除去信号
がタイミング補正部45に出力される。
【００５１】タイミング回路46からのガード期間除去信
号はヌルシンボル期間の終了タイミングから図５に示す
タイミング補正分だけ遅延したタイミングで発生する。
しかし、図５のタイミング補正分は移動平均出力波形の
傾斜、即ち、最小値レベルから算出することができる。
Ｃ／Ｎオフセット回路41は、最小値レベルに基づいてタ
イミング補正分を求めてタイミング補正部45に出力す
る。ガード期間除去信号はタイミング補正部45によって
ヌルシンボル期間の終了タイミングに基づくタイミング
に補正されてガード期間除去回路21に供給される。
号はヌルシンボル期間の終了タイミングから図５に示す
タイミング補正分だけ遅延したタイミングで発生する。
しかし、図５のタイミング補正分は移動平均出力波形の
傾斜、即ち、最小値レベルから算出することができる。
Ｃ／Ｎオフセット回路41は、最小値レベルに基づいてタ
イミング補正分を求めてタイミング補正部45に出力す
る。ガード期間除去信号はタイミング補正部45によって
ヌルシンボル期間の終了タイミングに基づくタイミング
に補正されてガード期間除去回路21に供給される。
【００５２】タイミング補正部45からのガード期間除去
信号は、図５に示すように、受信信号のＣ／Ｎに拘わら
ず、正確にヌルシンボル期間の終了タイミングに基づく
タイミングで発生する。なお、受信信号がマルチパス妨
害を受けている場合でも、移動平均出力の上昇タイミン
グがヌルシンボル期間の終了タイミングに一致するの
で、マルチパス妨害の大きさに拘わらず、正確なシンボ
ル同期及びフレーム同期が得られる。
信号は、図５に示すように、受信信号のＣ／Ｎに拘わら
ず、正確にヌルシンボル期間の終了タイミングに基づく
タイミングで発生する。なお、受信信号がマルチパス妨
害を受けている場合でも、移動平均出力の上昇タイミン
グがヌルシンボル期間の終了タイミングに一致するの
で、マルチパス妨害の大きさに拘わらず、正確なシンボ
ル同期及びフレーム同期が得られる。
【００５３】ガード期間除去回路21はガード期間除去信
号に基づいて、Ｉ，Ｑ信号からガード期間を除去し、有
効シンボル期間の信号のみをＳ／Ｐ変換回路22に出力す
る。有効シンボル期間のＩ，Ｑ信号はＳ／Ｐ変換回路22
によってパラレル信号に変換されてＦＦＴ回路23に供給
され、ＦＦＴ回路23によって復調されてＰ／Ｓ変換回路
24に与えられる。Ｐ／Ｓ変換回路24によって復調シンボ
ルはシリアル信号に変換され、シンボル識別回路25によ
って元の情報データに戻される。
号に基づいて、Ｉ，Ｑ信号からガード期間を除去し、有
効シンボル期間の信号のみをＳ／Ｐ変換回路22に出力す
る。有効シンボル期間のＩ，Ｑ信号はＳ／Ｐ変換回路22
によってパラレル信号に変換されてＦＦＴ回路23に供給
され、ＦＦＴ回路23によって復調されてＰ／Ｓ変換回路
24に与えられる。Ｐ／Ｓ変換回路24によって復調シンボ
ルはシリアル信号に変換され、シンボル識別回路25によ
って元の情報データに戻される。
【００５４】このように、本実施例においては、１フレ
ーム期間の先頭にヌルシンボル期間が設けられているこ
とを利用し、ＯＦＤＭ被変調波のエンベロープの移動平
均を求め、移動平均出力が、Ｃ／Ｎ及びマルチパスの影
響に拘わらず、ヌルシンボル期間の終了タイミングで上
昇を開始する信号であることに基づいて、移動平均出力
が最小値レベルから所定レベルだけ大きくなるタイミン
グを検出し、このタイミングを補正することで正確にヌ
ルシンボル期間の終了タイミングに一致したフレーム同
期を得、正確にガード期間に発生するガード期間除去信
号を得ている。また、移動平均出力を基準レベルと比較
して、シンボル同期の検出期間を設定しているので、シ
ンボル同期の検出は一層正確なものとなる。
ーム期間の先頭にヌルシンボル期間が設けられているこ
とを利用し、ＯＦＤＭ被変調波のエンベロープの移動平
均を求め、移動平均出力が、Ｃ／Ｎ及びマルチパスの影
響に拘わらず、ヌルシンボル期間の終了タイミングで上
昇を開始する信号であることに基づいて、移動平均出力
が最小値レベルから所定レベルだけ大きくなるタイミン
グを検出し、このタイミングを補正することで正確にヌ
ルシンボル期間の終了タイミングに一致したフレーム同
期を得、正確にガード期間に発生するガード期間除去信
号を得ている。また、移動平均出力を基準レベルと比較
して、シンボル同期の検出期間を設定しているので、シ
ンボル同期の検出は一層正確なものとなる。
【００５５】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｃ
／Ｎの劣化及びマルチパスの影響等によってエンベロー
プが変化した場合でも、正確な同期を得ることができる
という効果を有する。
／Ｎの劣化及びマルチパスの影響等によってエンベロー
プが変化した場合でも、正確な同期を得ることができる
という効果を有する。
【図１】本発明に係るＯＦＤＭ同期復調回路の一実施例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】図１中の移動平均回路32の具体的な構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図３】移動平均回路32の動作を説明するための説明
図。
図。
【図４】図１中の最小値レベル検出回路34の具体的な構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図５】実施例の動作を説明するための波形図。
【図６】シンボル同期方法を説明するための説明図。
【図７】従来のＯＦＤＭ同期復調回路において採用され
るシンボル同期検出回路を示すブロック図。
るシンボル同期検出回路を示すブロック図。
【図８】従来例の問題点を説明するための説明図。
【図９】従来例の問題点を説明するための説明図。
30…シンボル同期検出回路、31…エンベロープ検出回
路、32…移動平均回路、33…基準レベル比較ヌル検出回
路、34…最小値レベル検出回路、37…比較レベル発生
部、38…レベル比較部、39…微分回路、41…Ｃ／Ｎオフ
セット回路、45…タイミング補正部、46…タイミング回
路
路、32…移動平均回路、33…基準レベル比較ヌル検出回
路、34…最小値レベル検出回路、37…比較レベル発生
部、38…レベル比較部、39…微分回路、41…Ｃ／Ｎオフ
セット回路、45…タイミング補正部、46…タイミング回
路
フロントページの続き (72)発明者 関 隆史 神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地 株式会社東芝 マルチメディア技術研究 所内 (56)参考文献 特開 平８−51409（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (7)
- 【請求項１】 複数のサブキャリアを用いた直交周波数
分割多重変調によって作成されガード期間が付加された
複数のＯＦＤＭシンボルとフレーム同期用のヌルシンボ
ルとによって伝送フレームを構成した受信信号が入力さ
れ、入力された受信信号のエンベロープを検出するエン
ベロープ検出手段と、 前記エンベロープ検出手段が検出したエンベロープに対
して 所定期間の平均演算を行って平均演算結果を出力す
る平均演算手段と、 前記平均演算結果に基づいて前記受信信号の復調時の同
期再生を行う同期再生手段とを具備したことを特徴とす
るＯＦＤＭ同期復調回路。 - 【請求項２】 前記平均演算手段は、前記ＯＦＤＭシン
ボルの有効シンボル期間幅で受信信号を連続的に積分し
移動平均演算を行うことにより前記平均演算結果を得る
ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ同期復調回
路。 - 【請求項３】 前記平均演算手段は、前記受信信号のエ
ンベロープを検出するエンベロープ検出手段と、 前記エンベロープを前記有効シンボル期間だけ遅延させ
る遅延手段と、 前記遅延手段の入出力である１有効シンボル期間前後の
エンベロープの差分を求める減算手段と、 この減算手段の出力を積分する積分手段とを具備したこ
とを特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ同期復調回
路。 - 【請求項４】 前記同期再生手段は、前記平均演算結果
の最小値レベルを検出する最小値レベル検出手段と、 前記最小値レベルを検出したタイミングを基準として前
記ヌルシンボル期間を検出するタイミング検出手段と、 前記タイミング検出手段が検出した前記ヌルシンボル期
間に基づいて前記同期再生を行う同期確立手段とを具備
した ことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ同期復
調回路。 - 【請求項５】 前記同期再生手段は、前記平均演算結果
の最小値レベルを検出する最小値レベル検出手段と、 前記最小値レベルから上昇するタイミングを検出するタ
イミング検出手段と、 前記タイミング検出手段が検出したタイミングを前記ヌ
ルシンボル期間の終了タイミングとして検出することに
より前記同期再生を行う同期確立手段とを具備した こと
を特徴とする請求項２に記載のＯＦＤＭ同期復調回路。 - 【請求項６】 前記タイミング検出手段は、前記最小値
レベルから上昇するタイミングとして、前記平均演算結
果が最小値レベルよりも所定レベルだけ高い比較レベル
よりも大きくなるタイミングを検出し、 前記同期確立手段は、前記タイミング検出手段が前記最
小値レベルに基づいて検出したタイミングを補正するこ
とにより前記ヌルシンボル期間の終了タイミングを検出
して前記同期再生を行う ことを特徴とする請求項５に記
載のＯＦＤＭ同期復調回路。 - 【請求項７】 前記同期再生手段は、前記平均演算結果
を所定の基準レベルと比較することにより同期検出期間
を設定し、この同期検出期間内にのみ前記平均演算結果
に基づく同期再生を行うことを特徴とする請求項１に記
載のＯＦＤＭ同期復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23817894A JP3342967B2 (ja) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23817894A JP3342967B2 (ja) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08102769A JPH08102769A (ja) | 1996-04-16 |
| JP3342967B2 true JP3342967B2 (ja) | 2002-11-11 |
Family
ID=17026341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23817894A Expired - Fee Related JP3342967B2 (ja) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3342967B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2803614B2 (ja) * | 1995-12-22 | 1998-09-24 | 日本電気株式会社 | 移動中継装置 |
| US6169751B1 (en) | 1997-03-10 | 2001-01-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | OFDM receiving apparatus |
| KR20020082642A (ko) * | 2001-04-25 | 2002-10-31 | 주식회사 호서텔넷 | 리프렉스(ＲｅＦＬＥＸ) 전송방식에서의 프레임동기검출장치 및 그 방법 |
| JP4601212B2 (ja) * | 2001-06-25 | 2010-12-22 | 株式会社日立国際電気 | データ伝送装置 |
| WO2006085487A1 (ja) * | 2005-02-14 | 2006-08-17 | Pioneer Corporation | ディジタル放送受信機及び同期検出方法 |
| JP4412619B2 (ja) * | 2006-07-11 | 2010-02-10 | パイオニア株式会社 | 受信装置及び受信方法 |
-
1994
- 1994-09-30 JP JP23817894A patent/JP3342967B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08102769A (ja) | 1996-04-16 |
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