JP4003386B2 - クロック信号再生装置および受信装置、クロック信号再生方法および受信方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ方式に基づいて変調された変調信号を受信する装置に用いられるクロック再生装置およびクロック再生方法、受信装置および受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方法として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing。以下、ＯＦＤＭ方式と称す）と呼ばれる変調方式が提案されている。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の技術を用いてディジタル変調する方式である。
【０００４】
このＯＦＤＭ方式では、多数の副搬送波により伝送帯域を分割し、多数の副搬送波を並列に伝送しているため、副搬送波１波に割り当てられる伝送帯域としては狭いものとなる。
【０００５】
また、副搬送波１波についての伝送速度は遅くなるが、搬送波の数が多数あるので総合的な伝送速度については従来の変調方式（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying、ＱＡＭ等の変調方式）と変わらないことになる。
【０００６】
また、このＯＦＤＭ方式は、多数の副搬送波が並列に伝送されるために任意の単位時間に含まれる１シンボル（１つのＯＦＤＭシンボル）の信号量が減少することからシンボルの伝送速度が遅くなる。
【０００７】
しかしながら、いわゆるマルチパス妨害の存在する伝送路においては、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができるため、マルチパス妨害に対して強い方式であることが期待できる。
【０００８】
以上に記載した特徴からＯＦＤＭ方式は、地形や建築物等によるマルチパス妨害の影響を強く受ける地上波のディジタル信号伝送を行う場合に有利であり、日本の地上波ディジタル放送方式にも採用されている。
【０００９】
ところで、ＯＦＤＭ方式の受信機においてＯＦＤＭ変調信号を正しく復調するためには、復調回路中で各種の同期を取ることが必要であり、また、復調処理におけるすべての処理の基準となるクロック信号も送信側のクロック信号と同期させなければならない。
【００１０】
ここで、受信側で発生するクロック信号を送信側のクロック信号と同期させるための方法として、従来から提案されているクロック信号の再生方法について説明する。
【００１１】
図９は例えば、特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機におけるクロック信号の再生回路のブロック図である。
【００１２】
図のクロック信号の再生回路１１５は、差動復調（前に受信したキャリアと現在受信したキャリアとの位相差を復調する）を行う差動復調回路３、ＲＯＭ（Read Only Memory）１２、ゲート回路１４、累積加算回路１５（累積加算手段）、平均値回路２３、比較回路１８、制御回路２０、符号反転回路２１、セレクタ２２およびクロック発振制御回路６０（制御手段）から構成される。
【００１３】
差動復調回路３は、ＲＡＭ（Random Access Memory）６，７（記憶手段）、符号反転回路１０、および複素乗算回路１１を有している。
【００１４】
以下、動作について説明する。
主搬送波周波数信号により１次復調されたアナログ信号の副搬送波周波数信号（中間周波数（ＩＦ）信号）は、ＯＦＤＭ受信機に含まれるアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路によりデジタル化される。
【００１５】
このデジタル化されたＩＦ信号から副搬送波周波数信号（ベースバンド信号）の復調回路において生成されたシンボル毎のＩチャンネルデータＩＲ（以下、ＩＲと記す）およびＱチャンネルデータＱＲ（以下、ＱＲと記す）は、差動復調回路３に入力される。
【００１６】
差動復調回路３は、これら入力されたＩＲおよびＱＲに基づいて実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮを演算して出力する。
【００１７】
なお、ＩＲおよびＱＲは、ベースバンド信号の復調回路に含まれる、離散的フーリエ変換を実施する高速フーリエ演算（ＦＦＴ）回路から出力される。
【００１８】
差動復調回路３中のＲＡＭ６、７は、入力されたＩＲまたはＱＲを、後述する制御回路２０から出力される制御信号ｃに応じて、シンボル単位で記憶し、記憶したシンボル毎のデータ（ＩＲまたはＱＲ）を１シンボル時間だけ遅らせて出力する。符号反転回路１０は、ＲＡＭ７から出力したデータの正負符号を反転して出力する。
【００１９】
差動復調回路３中の複素乗算回路１１は、遅延されていないＩＲとＱＲに対して、各ＲＡＭ６およびＲＡＭ７により遅延されたｄＩＲ、ｄＱＲを基に、以下の式（１）に示す複素演算を行う。
【００２０】
なお、演算結果は実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮとに分けて出力される。以下の説明において、ｊは虚数を表す。
【００２１】
（ＩＲ＋ｊＱＲ）（ｄＩＲ−ｊｄＱＲ）…（１）
この（１）式を展開して、
実数成分データＲＮ＝ＩＲ・ｄＩＲ＋ＱＲ・ｄＱＲ
虚数成分データＪＮ＝ｄＩＲ・ＱＲ−ＩＲ・ｄＱＲ
を得る。
【００２２】
ＲＯＭ（Read Only Memory）１２は、アークタンジェント（逆正接関数）データを格納しており、入力された実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応する位相変動量データＰＳ（ここで得られる位相変動量データＰＳはＩＲ、ＱＲとｄＩＲ、ｄＱＲとの間の位相変動量を表わす）を出力する。
【００２３】
また、ここでは上記の複素乗算回路１１及びＲＯＭ１２により演算回路１３を構成している。
【００２４】
ＯＦＤＭ方式における１シンボルは、複数（数百から数千）の副搬送波周波数信号から構成されており、当該シンボル中における副搬送波周波数信号には、パイロット信号に割り当てられているものが複数ある。
【００２５】
そこで、ゲート回路１４は、制御回路２０からの制御信号に従って、ＲＯＭ１２から出力される位相変動量データＰＳの中から、送信側において挿入されたパイロット信号に対応する成分だけを選択して符号反転回路２１およびセレクタ２２に供給する（以下、パイロット信号の周波数に対応する位相変動量データＰＳを位相変動量データＰＰＳと称する）。
【００２６】
符号反転回路２１は入力された位相変動量データＰＰＳの符号を反転し、セレクタ２２に供給する。
【００２７】
セレクタ２２は、制御回路２０からの制御信号によって制御され、ゲート回路１４から直接入力された位相変動量データＰＰＳが正の値（正の周波数）であれば、その位相変動量データＰＰＳを選択し、また、その位相変動量データＰＰＳが負の値（負の周波数）であれば、符号反転回路２１から入力された位相変動量データを選択して累積加算回路１５に供給する。
【００２８】
累積加算回路１５は、シンボル毎の位相変動量データＰＳが入力される直前に制御回路２０から供給される制御信号ｂにより初期化される。
【００２９】
その後、セレクタ２２から出力される位相変動量データＰＰＳを累積加算し、当該累積加算により得られる累積加算値（位相誤差量）をシンボル毎に出力する。
【００３０】
平均値回路２３は、シンボル毎に累積加算回路１５から出力される累積加算された位相誤差量を数シンボルに渡って平均化してシンボル毎に出力することにより、位相誤差量に含まれるガウス雑音（白色雑音）を取り除いた位相誤差量ＰＳ０を出力する。
【００３１】
この場合、ガウス雑音は時間的にランダムに発生するので、その時間平均値が０になる（この場合、相加平均でよい）。従って、ガウス雑音が含まれた各シンボルの位相誤差量の平均値をとれば、位相誤差量に含まれるガウス雑音は０となり、ガウス雑音以外の信号の平均値だけが残ることになる。
【００３２】
比較回路１８は、ＯＦＤＭ受信機用クロック発振回路から出力されるクロック信号の周波数が確定（ロックイン）されたことを検出して制御回路２０に通知する。
【００３３】
このロックインとは、各シンボル間の差動復調データが０になることから平均値回路２３のシンボル毎の出力にも差が無くなる場合である（この状態を検出する）。
【００３４】
比較回路１８では、シンボル間の差動復調データが０である場合の平均値回路２３の出力値に等しい値の基準値ＳＶと、現在の平均値回路２３の出力値である位相誤差量ＰＳ０とを比較し、その比較結果をシンボル毎に制御回路２０に出力する。
【００３５】
制御回路２０は、シンボル毎の比較回路１８の比較結果を受信して、ゲート回路１４とセレクタ２２とをパイロット信号毎の位相変動量データＰＳのタイミングに対応するように制御する。
【００３６】
また、制御回路２０は、累積加算回路１５に制御信号ｂ、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７に制御信号ｃを出力することにより、それら累積加算回路１５、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７から入出力される信号がシンボル期間毎となるように制御する。
【００３７】
クロック発振制御回路６０は、平均値回路２３の出力データＰＳ０に基づいて、ＯＦＤＭ受信機用クロック信号発信器の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する。
【００３８】
特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機では、上記したクロック信号の再生回路を用いることにより、ＯＦＤＭ受信機内のクロック発振回路によって発振されるクロック信号を送信側のクロック信号と同期させるようにしている。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＯＦＤＭ受信機の副搬送波信号を復調する場合には、高速フーリエ変換回路にて離散的フーリエ変換が実施され、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。
【００４０】
その変換の際の、時間領域における変換の範囲を規定する領域を時間窓と称している。この時間窓は、クロック信号に周波数誤差、位相誤差がある場合には、ずれることになる。
【００４１】
例えば、クロック信号に位相誤差のみがあって周波数誤差が無い場合、時間窓は全シンボルに対して一定の時間だけずれるので、全シンボルの副搬送波の周波数成分に対して一定の位相回転が与えられる。
【００４２】
一方、クロック信号に周波数誤差のみがある場合には、時間窓には毎シンボル毎に異なる時間のずれが生じるので、副搬送波の周波数成分に対しては、時間によって変動する位相回転が与えられることになる。
【００４３】
ここで、上記特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機の様に、まず１シンボル前の副搬送波および現シンボルの副搬送波それぞれにおけるパイロット信号系列に対応する周波数成分（すなわち、ＦＦＴ後の周波数空間における副搬送波周波数信号）の位相変動量ＰＰＳを検出するように構成されている。
【００４４】
ここで、クロック信号周波数誤差に伴う位相誤差量とは、クロック信号の周波数に誤差が生じた場合に、副搬送波周波数信号の位相に現れる位相の誤差量のことである。この場合では、この位相誤差量を算出した結果を用いて、クロック信号の周波数を制御するようにしている。
【００４５】
検出された位相変動量ＰＰＳ（異なるシンボル間において、同じ周波数における副搬送波周波数信号同士の位相差）に応じてクロック信号を再生する場合、検出された位相誤差量（複数あるパイロット信号系列に対応する周波数成分の位相変動量ＰＰＳを、１シンボル期間累積加算した値）にはクロック信号の周波数誤差に伴う位相誤差量が含まれるが、クロック信号位相誤差に伴う位相誤差量は含まれない。
【００４６】
これは、前記したように再生されるクロック信号に周波数誤差が含まれる場合には、副搬送波に時間によって変動する位相回転がおこることから、各シンボル間で副搬送波の位相が変動するが、クロック信号に位相誤差がある場合は副搬送波の位相がシンボル間で変動しないので、シンボル間位相変動量としては検出することができないためである。
【００４７】
この結果、上記公報に記載されたクロック信号の再生回路では、クロック信号の位相誤差に関しては制御不可能であり、クロック信号の引き込み性能を上げることができないという問題を有していた。
【００４８】
ＯＦＤＭ受信機においてクロック信号に周波数誤差があると、各副搬送波間の直交性が崩れ、副搬送波間干渉による妨害が発生する。クロック信号の引き込み性能が上がらないことで、クロック信号に周波数誤差が残り、再生信号のビット誤り率特性が悪くなるという問題があった。
【００４９】
また、上記公報に示されたクロック信号の再生技術では、クロック信号の位相誤差は検出できない。従って、例えばクロック信号の周波数が完全に同期しているという条件のもとでは、時間窓が有効シンボル位置に完全に一致している場合と、例えば時間的に前方にずれている場合との検出出力に差異はない。
【００５０】
しかしながら、時間窓が有効シンボル位置と一致しない場合には、実効的なガードインターバル長が短くなるため、伝送路のマルチパス（あるいはそのマルチパスに起因するマルチパスノイズ）や周波数選択性フェージングに対する耐性が低下してしまう。このため、時間窓位置に対しても精度の高い制御が要求される。
【００５１】
時間窓位置の制御は、ガードインターバルとそれに対応するシンボル最後部のデータとの相関値から有効シンボル位置を算出して行う方法がある。ところで、この方法では伝送路がマルチパスである等に起因する遅延が問題となる場合、相関値の低下により位相誤差の検出精度が劣化するといった問題が生じる、
【００５２】
従って、時間窓およびクロック周波数、位相の誤差を高精度に検出し、制御を実現することが望まれていた。
【００５３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、周波数誤差および位相誤差のないクロック信号を正確に生成することができるＯＦＤＭ受信装置のクロック信号再生回路およびクロック再生方法を提供することを目的としている。
【００５４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るクロック信号再生装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、該復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを有することを特徴とする。
【００５５】
本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調手段と、該１次復調手段からの出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調手段と、該２次復調手段からの復調信号の位相を補正する位相補正手段と、該位相補正手段からの出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延手段と、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを備える。
【００５６】
本発明に係るクロック信号再生方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、前記復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むことを特徴とする
【００５７】
本発明に係る受信方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調ステップと、該１次復調ステップにより得られる出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調ステップと、該２次復調ステップにより得られる復調信号の位相を補正する位相補正ステップと、該位相補正ステップにより得られる出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延ステップと、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加 算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含む。
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
（ＯＦＤＭ受信機）
図１はこの発明の実施の形態１のクロック信号再生回路（クロック信号再生装置）が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【００５８】
図１に示すようにＯＦＤＭ受信機１５０は、受信アンテナ１０１、乗算回路１０２、選局を行うのに用いられる主搬送波発振回路１０３、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５、ＯＦＤＭの副搬送波周波数信号を復調するための副搬送波周波数信号復調回路１２０、クロック信号発振器１１６およびクロック信号再生回路１３０とから構成される。
【００５９】
なお、クロック信号発振器１１６は、その動作において、変調器において変調される際に用いられたクロックを受信機側で再生するためのもので、例えば、ＶＣＸＯ等を含んで構成される。この場合、副搬送波周波数信号の位相情報から、同一シンボル内の位相変動量を求めるのに用いられる。
【００６０】
なお、このクロック信号発振器１１６は、クロック信号再生回路１３０より出力される制御信号によって制御される。
【００６１】
また、副搬送波周波数信号復調回路１２０は、それぞれその動作を後述する、デマルチプレクサ１０６、数値コントロール発振回路１１０、加算回路１１１、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２、相関値演算回路１１３および搬送波周波数誤差演算回路１１４とから構成される。
【００６２】
受信アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調された無線信号（ＯＦＤＭ変調信号）を受信する。乗算回路１０２は、主搬送波発振回路１０３から出力される所定の主搬送波周波数信号と受信した無線信号とを乗算する。
【００６３】
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４は、乗算回路１０２の出力から副搬送波周波数帯域となる中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する（１次復調：１次復調ステップ）。Ａ／Ｄ変換回路１０５は、ＢＰＦ１０４により抽出されたアナログのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
すなわち、１次復調すると共にＯＦＤＭ信号を所定周波数のクロック信号を用いてディジタル化する（ここまでの動作を行うのが１次復調手段である）。
【００６４】
デマルチプレクサ１０６は、デジタル化されたＩＦ信号からＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータとを分離して出力する（チャネル毎の復調データを出力する）。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７は、ＩチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分（例えば、隣接チャンネルの信号やノイズ等）を除去し、ＬＰＦ１０８は、ＱチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去する。
【００６５】
乗算回路１０９は、入力するＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータに対し、数値制御発振回路１１０より制御されつつ供給される副搬送波周波数信号を乗算することにより、周波数誤差を除去しつつＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを生成する。
【００６６】
高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２は、複素乗算回路１０９から入力する時間信号であるＩチャネル復調データとＱチャネル復調データとを周波数成分に変換することにより、離散的フーリエ変換を実施したＩチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとを生成する。
【００６７】
相関値演算回路１１３は、時間信号のＩチャネル復調データとＱチャネル復調データとを入力し、これらをそのまま採用した場合のガードインターバル期間と、復調データを有効シンボル期間だけ遅延させた場合のガードインターバル期間とから有効シンボル期間だけ相互に離れた信号間の相関値を演算し、これを出力する。
【００６８】
搬送波周波数誤差演算回路１１４は、ＦＦＴ１１２の出力から周波数毎の出力の偏りを検出することにより、離散的フーリエ変換を実施した復調データＩＲとＱＲとの周波数誤差を検出し、加算回路１１１に出力する。
【００６９】
加算回路１１１は、相関値演算回路１１３の相関値出力と、搬送波周波数誤差演算回路１１４の周波数誤差出力とを加算して数値制御発振回路１１０に供給する。
【００７０】
ＯＦＤＭ信号におけるガードインターバル期間は、有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号を付加して構成されており、このガードインターバル期間は、シンボル期間の周期で現れることになる。
【００７１】
このガードインターバル期間における信号は有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号が付加されているので、当該有効シンボルとガードインターバル期間における信号との間の相関は最大のものとなる。
【００７２】
従って、有効シンボルとガードインターバル期間における信号との間の相関が最大となるところを見つけることによって、当該有効シンボルにおけるガードインターバル期間を特定することが可能となり、併せて有効シンボル期間を特定することも可能となる。
【００７３】
すなわち、有効シンボル期間が特定されることにより、この有効シンボル期間の長さによってＦＦＴを実施することが可能となる。
【００７４】
副搬送波周波数信号復調回路１２０では、上記のように複素乗算回路１０９により相関値が最大となるタイミングにて後段のＦＦＴ１１２に演算を開始させるので、ＦＦＴ１１２から出力される変換データＩＲとＱＲの周波数誤差を最小にすることができる（Ａ／Ｄ変換より後からここまでが２次復調（２次復調ステップ）。なお。１次、２次の復調手段を総称して復調手段と称す）。
【００７５】
クロック信号再生回路１３０は、Ｉチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとに基づいて、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを生成して出力する。なお、ここにおける制御信号ＣＳは従来の技術において述べた制御信号とその含まれる情報を異にしている。
【００７６】
クロック信号発振器１１６は、クロック信号再生回路１３０から出力された制御信号ＣＳに応じてクロック信号をＡ／Ｄ変換回路１０５およびその他の回路に対して出力する。
【００７７】
図１に示したＡ／Ｄ変換回路１０５、副搬送波周波数信号復調回路１２０、クロック信号再生回路１３０およびクロック信号発振器１１６は、クロック信号の周波数を制御するためのＰＬＬ回路１０００を構成する。
【００７８】
（クロック信号再生回路）
図２は、本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０の構成を示すブロック図である。
【００７９】
なお、図２に示したクロック信号再生回路１３０において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５と同じ動作を行う部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００８０】
セレクタ３０の中には、Ｉチャネル復調データＩＲ中からパイロット信号に対応するデータ（ＰＩＲと称す）のみを選択するスイッチ３１と、スイッチ３１によって選択されたデータから送信側で規定された位相値（ＯＦＤＭ信号におけるパイロット信号は、その位相が規格で規定されており既知であるので、受信側における再生において位相がどれほどずれているかを判定できる）を除去する位相補正回路３２とを有している（ここにおける動作ステップが位相補正ステップ）。
【００８１】
同様に、セレクタ４０の中には、Ｑチャネル復調データＱＲ中からパイロット信号に対応するデータ（ＰＱＲと称す）のみを選択するスイッチ４１と、スイッチ４１にて選択されたデータから送信側で規定された位相値を除去する位相補正回路４２とを有している。
【００８２】
送信側で規定されたパイロット信号に対応する位相値とは、例えば、日本デジタル地上波放送規格に規定された位相値である。
【００８３】
日本デジタル地上波放送規格では、パイロット信号に対応する副搬送波の振幅および位相は、あらかじめ送信側で規定するようになっており、その規定値が受信側にも既知となるようにしている（送信側で規定された位相のことを既知位相と称す）。
【００８４】
具体例としては、送信側でパイロット信号の位相を０またはπと規定する場合には、受信側に対して受信したパイロット信号に対応する副搬送波の位相が０であるかπであるかをあらかじめ通知しておく（この通知時点は予め規格によって設定されている）。
【００８５】
このパイロット信号に対応する副搬送波の既知位相がπである場合、位相補正回路３２，４２はパイロット信号の位相からπを補正して（この場合は減算して）出力する。
【００８６】
本実施の形態の差動復調回路３内では、同一シンボル内で隣接するパイロット信号に対応するデータのみの差動復調を実施することになる。また、ＲＡＭ６および７では、位相補正回路３２および４２から出力されたＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲを記憶する（位相補正回路３２、４２は復調信号の位相を補正する位相補正手段として機能する）。
【００８７】
その際、Ｉチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲ中のパイロット信号に対応するデータ（Ｉチャネル復調データＩＲ中のパイロット信号に対応するデータを復調データＰＩＲ、Ｑチャネル復調データＱＲ中のパイロット信号に対応するデータを復調データＰＱＲとそれぞれ称す）のみを記憶し、パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させて遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲを出力する（パイロット信号に対応するＩチャネル復調データＩＲの遅延復調データを遅延復調データＰｄＩＲ、パイロット信号に対応するＱチャネル復調データＱＲの遅延復調データを遅延復調データＰｄＩＲと称す）。
【００８８】
すなわち、ＲＡＭ６および７は遅延手段として機能し、ＲＡＭ６および７より出力される遅延復調データＰｄＩＲ、ＰｄＱＲを遅延復調信号とも称す。
【００８９】
符号反転回路１０はＲＡＭ７から出力される遅延復調データｄＱＲの符号を反転して出力するが、これもパイロット信号に対応する遅延復調データＰｄＱＲのみが出力される。
【００９０】
ＯＦＤＭ信号における１シンボル（期間）には数百から数千の副搬送波周波数信号が含まれ、この中には複数のパイロット信号が含まれる。上述のパイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間とは、あるパイロット信号から隣のパイロット信号の間における期間を意味する。
【００９１】
複素乗算回路１１は、遅延されていないパイロット信号の復調データＰＩＲおよびＰＱＲと、ＲＡＭ６および７により遅延されたパイロット信号の遅延復調データＰｄＩＲおよびＰｄＱＲとの複素乗算を行う。
【００９２】
複素乗算回路１１による複素演算の結果は、パイロット信号の実数成分データＰＲＮとパイロット信号の虚数成分データＰＪＮとに分けて出力される。
【００９３】
ＲＯＭ１２は、入力されたパイロット信号の実数成分データＰＲＮおよび虚数成分データＰＪＮに対応するデータを格納されているアークタンジェント（逆正接関数）データから読み出し、パイロット信号の位相変動量データＰＳとして出力する。
【００９４】
累積加算回路１５（累積加算手段）は、ＲＯＭ１２から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳを１シンボル期間に亘って累積して加算する。また、オフセット加算回路１６（オフセット加算手段）は、累積加算回路１５から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データにオフセット値を加算する。
【００９５】
ループフィルタ５０（フィルタ手段）は、オフセット加算回路１６から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳ２から雑音成分を除去（フィルタリング）する。
【００９６】
クロック発振制御回路６０（制御手段）は、ループフィルタ５０の出力データ（パイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データＰＳ１にオフセット値を加算した位相変動量データＰＳ２）によってクロック信号発振器１１６の発振周波数を制御する制御信号ＣＳを出力する。
【００９７】
図３（ａ）、（ｂ）は、図１のクロック信号発振器１１６において生成されるクロック信号に周波数誤差がある場合に、図２のクロック信号生成回路１３０に入力するＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲの周波数成分に現れる位相誤差を説明するための図である。
【００９８】
図３（ａ）がＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲの周波数成分を示す図であり、図３（ｂ）がクロック信号に周波数誤差がある場合のＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲ中におけるパイロット信号の周波数成分の位相誤差を示す図である。
【００９９】
図３（ａ）において、ＳＰ０は、１シンボル内における最低周波数のパイロット信号であり、ＳＰ１およびＳＰ２は前記パイロット信号ＳＰ０と同一シンボル内であるが、より周波数の高いパイロット信号であり、ＳＰ３は前記パイロット信号ＳＰ０と同一のシンボル内における最高周波数のパイロット信号である。
【０１００】
図３（ｂ）において、９１は最低周波数のパイロット信号ＳＰ０の位相θ0とパイロット信号ＳＰ１の位相θ1との間の位相変動量（θ1−θ0）である。
【０１０１】
９２はパイロット信号ＳＰ１の位相θ1とパイロット信号ＳＰ２の位相θ2との間の位相変動量（θ2−θ1）であり、９３はパイロット信号ＳＰ２の位相θ2とパイロット信号ＳＰ３の位相θ3との間の位相変動量（θ3−θ2）である。
【０１０２】
また、９４は同一シンボル内の隣接パイロット信号間の位相変動量９１乃至９３を累積加算した位相変動量Σ（θf−θf-1）である。
【０１０３】
この累積加算した位相変動量９４は、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量と一致する。
【０１０４】
従って、位相変動量９４は、同一シンボル内において隣接するパイロット信号の各周波数成分の位相変動量について１シンボル期間に亘って累積加算を実施する場合、同一シンボル内における最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量と等しいことになる。
【０１０５】
図５は、本実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【０１０６】
副搬送波周波数信号復調回路１２０のＦＦＴ１１２から出力され（復調ステップによる出力）たＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲのうち、送信側で規定されるパイロット信号に対応する副搬送波のデータをセレクタ３０および４０により選択して出力する（ステップＳ１）。
【０１０７】
セレクタ３０および４０から出力されたパイロット信号の復調データＰＩＲは、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７に供給される。この場合、ＲＡＭ６はパイロット信号のＩチャネル復調データＰＩＲを記憶し、ＲＡＭ７はパイロット信号のＱチャネル復調データＰＱＲをそれぞれ記憶する。
【０１０８】
そして、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７は、次のパイロット信号に対応するＩチャネル復調データＰＩＲおよびＱチャネル復調データＰＱＲが供給されるまで上述の記憶されたデータを保持する。
【０１０９】
すなわち、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７は、記憶したＩチャネル復調データＰＩＲおよびＱチャネル復調データＰＱＲを各パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させてＩチャネルの遅延復調データＰｄＩＲおよびＱチャネルの遅延復調データＰｄＱＲとして出力する（ステップＳ２：遅延ステップ）。
【０１１０】
また、ＲＡＭ７から出力された遅延復調データＰｄＱＲは、符号反転回路１０により正負符号が反転されて出力される。
【０１１１】
パイロット信号の復調データＰＩＲ、復調データＰＱＲ、遅延復調データＰｄＩＲ、および、符号反転された遅延復調データＰｄＱＲは、複素乗算回路１１に供給されて複素乗算が施される。
【０１１２】
複素乗算回路１１の演算結果（乗算結果）は、実成分データＲＮおよび虚成分データＪＮとして複素乗算回路１１から出力される（ステップＳ３）。
【０１１３】
ＲＯＭ１２では、複素乗算回路１１から出力された実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応するアークタンジェント（逆正接関数）データが読み出され、それらの読み出された値に基づいて、隣接する（同一シンボル内に含まれる複数のパイロット信号において、そのパイロット信号同士が隣接している）パイロット信号間の位相変動量ＰＳが演算されて出力される（ステップＳ４：位相変動量出力ステップ）。
【０１１４】
累積加算回路１５は、同じシンボル内（同一シンボル内）において、ＲＯＭ１２から出力される隣接するパイロット信号間の各位相変動量データＰＳを１シンボル期間に亘って累積して加算する。１シンボル分の累積加算が終了すると、累積加算結果ＰＳ１を出力して、累積加算値を初期化する（ステップＳ５：累積加算ステップ）。
【０１１５】
累積加算回路１５から１シンボル分の処理が終了するごとに出力される累積加算結果は、オフセット加算回路１６に供給される。オフセット加算回路１６は累積加算結果にオフセット値を加算したオフセット加算データＰＳ２を出力する（ステップＳ６：オフセット加算ステップ）。
【０１１６】
オフセット加算データＰＳ２はループフィルタ５０に供給され、不要な雑音成分が除去された位相変動量データＰＳ３として出力される（ステップＳ７：フィルタステップ）。
【０１１７】
クロック発振制御回路６０は、上記のように検出された同一シンボル内の各パイロット信号の位相変動量の累積加算結果である位相変動量データＰＳ３から、位相変動量データＰＳ３中に内在するクロック信号の周波数誤差および位相誤差を検出し、そのクロック信号の周波数誤差および位相誤差に基づいて、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ８：制御ステップ）。
【０１１８】
本実施の形態では、上記のように、パイロット信号を選択してから複素乗算を実施することにより、同一シンボル内において隣接するパイロット信号間の位相変動量をパラメータとして持つデータを得ている。
【０１１９】
すなわち、換言すると、本実施の形態では、図３（ｂ）に示した如き同一シンボル内におけるパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出している。
【０１２０】
これにより、各シンボル間の副搬送波の位相が変動しない場合でも、クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【０１２１】
また、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの累積加算した位相変動量９４を、例えば、＋３πであったとした場合、前記位相変動量９４を累積加算せずに一度に算出することも考えられる。
【０１２２】
しかしながら、演算回路１３により一度に算出できる位相変動量の最大値は＋２πまでであるため、＋３πの位相変動がある場合に位相変動量を一度に算出すると、擬似的に＋πの位相変動量が算出されてしまい、正しい位相変動量を得ることができない。
【０１２３】
なお、一般的にシンボル内のパイロット信号の数は多数であるので、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３が＋２π以上になることはないが、同一シンボル内における位相変動量９４としては、＋２π以上の、例えば＋３πになる場合が実際上は考えられる。
【０１２４】
このような場合は、サンプリングクロックの周波数や位相が誤差を含んでいる場合に、ＦＦＴ出力における位相変動が発生する（ただし、このときの１シンボル内での位相の変動量は、周波数や位相の誤差の大きさに依存する）。
【０１２５】
それに対して本実施の形態の構成では、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３がそれぞれ＋２π以下であるならば、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までのトータルの位相変動量９４が＋２π以上であっても、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１〜９３を１シンボル期間に亘って累積加算することによって同一シンボル内の位相変動量９４を正しく算出することができる。
【０１２６】
さらに、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量９４の検出範囲を＋２π以上に広げることができる。
【０１２７】
（オフセット値の加算について）
また、本実施の形態では、上記のように同一シンボル内で累積加算した位相変動量ＳＰにオフセット値を加算することも考えられる。
【０１２８】
図４は、ＯＦＤＭ信号における有効シンボル信号と、ガードインターバル信号と、離散的フーリエ変換を行うための時間窓との関係を示している。
【０１２９】
ＯＦＤＭ信号には、送信側で時間軸上にガードインターバル信号が設けられている。これは、副搬送波の周波数間隔を変えずに、想定される遅延波の遅延時間を考慮してシンボル長を長くする工夫である。
【０１３０】
図４に示すように、ＯＦＤＭ信号におけるガードインターバル信号は、時間軸上における有効シンボル信号の後部のデータをコピーして有効シンボルの前に付加することで設けられる。
【０１３１】
受信側では、遅延波によって符号間干渉が想定されるガードインターバル部のデータを無視し、残りのデータでＯＦＤＭ復調を行うための時間窓を設け、時間窓の範囲のデータを高速フーリエ変換回路によって離散的フーリエ変換を実施する。
【０１３２】
図１のクロック信号発振器１１６にて生成されるクロック信号に周波数誤差、位相誤差が無い場合、高速フーリエ変換の時間窓位置がずれることはない。しかし、シンボル内の位相変動量の検出誤差等によりクロック信号に周波数誤差および位相誤差がある場合、時間窓には時間のずれが生じる。
【０１３３】
時間窓がずれる場合には以下の（１）および（２）の２つのケースが考えられる。
【０１３４】
（１）時間軸上で前側にずれると、時間窓の範囲にはガードインターバルのデータが含まれることになり有効シンボルの後ろのデータが削られる（時間窓の範囲からはみ出てしまい当該データが時間窓の期間に含まれなくなる）。
【０１３５】
すなわち、時間窓が時間軸上で前側にずれると、時間窓の範囲には、ガードインターバルのデータが含まれ、逆に有効シンボルの後ろのデータが削られる。しかしながら、ガードインターバルが有効シンボルの後ろのデータをコピーして有効シンボルの前に付加したものであることから、変換される副搬送波間は直交性を確保することができる。
【０１３６】
この場合、当然のことながら副搬送波間の直交性は崩れるが、ガードインターバルが有効シンボルの後ろのデータをコピーして有効シンボルの前に付加したものであることから、変換される副搬送波間は等価的に直交性を確保することができる。
【０１３７】
（２）前記時間窓が時間軸上で後側にずれると、時間窓の範囲には、有効シンボルの前のデータが削られ（時間窓の範囲からはみ出てしまい当該データが時間窓の期間に含まれなくなり）、隣接する次の有効シンボルのデータをコピーして付加されたガードインターバルのデータが含まれることになる。
【０１３８】
この場合、隣接シンボルのデータが本来のデータに取って代わることになり、離散的フーリエ変換後の信号に符号間干渉を生じることとなり、再生信号のビット誤り率に大きな影響を与えることになる。
【０１３９】
そこで、クロック信号に周波数誤差および位相誤差が残ったとしても時間窓を時間軸上の後側にずらさないためには、本来の位置よりも前側にずらした位置に時間窓がくるようにオフセットを与えるようにすればよい。
【０１４０】
クロック信号に周波数誤差および位相誤差があると時間窓がずれるので、逆に、時間窓にオフセットを与えるためには、再生クロック信号の位相に一定のオフセット値を与えればよいことになる。なお、このオフセット値はシステムに応じて任意の値（最適の値）を選択することができる。
【０１４１】
本実施の形態では、累積加算した位相変動量にオフセット値を加算した結果により、クロック発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを得ている。このことにより、クロック信号発振器１１６で発振されるクロック信号には、一定の位相オフセットが与えられることになる。
【０１４２】
この結果、時間窓は一定のオフセットを含む位置にずれることになり、クロック信号に周波数誤差および位相誤差が残った場合にも、時間窓が隣接シンボルの範囲にずれることで発生する符号間干渉を防ぐことができ、再生信号のビット誤り率を向上させることができる。
【０１４３】
以上に述べた実施の形態によれば、クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【０１４４】
また、一度に算出することのできる隣接するパイロット信号間の位相変動量値の最大値は＋２πであるが、累積加算することでシンボル内位相変動量の検出範囲を広げることができる。
【０１４５】
また、パイロット信号はシンボル内に多数含まれることから、シンボル内位相変動量を高精度で算出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【０１４６】
実施の形態２．
上記の形態１では累積加算されたシンボル内位相変動量に一定のオフセット値を加算するようにしたものについて説明した。
【０１４７】
実施の形態２では、例えば、日本ディジタル地上波放送規格におけるＯＦＤＭ伝送のように有効シンボルの長さ（有効シンボル長）およびガードインターバルの長さ（ガードインターバル長）を変えて伝送することのできるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、同一シンボル内の位相変動量を累積加算する累積加算手段より出力されるシンボル内位相変動量に加算すべきオフセット値を、有効シンボル長、ガードインターバル長に応じて変えるオフセット変更手段を備えるようにした。
【０１４８】
例えば、日本地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、１有効シンボル中の副搬送波の数を３段階に変えて伝送することが可能であり、ガードインターバルの長さも数段階で変えて伝送することができる。
【０１４９】
クロック信号に位相誤差があると離散的フーリエ変換の時間窓にずれが生じる。伝送有効シンボル（伝送された有効シンボル）の長さおよびガードインターバルの長さが異なる場合、クロック信号に同じ大きさの位相誤差があったとしても、これによって発生する時間窓のずれ量と有効シンボル長との割合は異なるものとなる。
【０１５０】
前記実施の形態１で述べたように、時間軸上における離散的フーリエ変換の時間窓位置を本来の位置より所定の位置だけ前側にずらすことにより、クロック信号が周波数誤差および位相誤差を持った場合にも符号間干渉を起こしにくくすることができる。
【０１５１】
本実施の形態２においては、上述の離散的フーリエ変換の時間窓の時間軸上におけるずれ量（シフト量）を、有効シンボル長およびガードインターバル長が長い場合にはより大きく、有効シンボル長およびガードインターバル長が短い場合にはより小さくすることにより（すなわち、有効シンボル長およびガードインターバル長に応じて適応的に離散的フーリエ変換の時間窓の時間軸上におけるずれ量（シフト量）を設定する）、各有効シンボル長および各ガードインターバル長において最適の時間窓（最適の時間窓の時間軸上における位置）を得るようにしたものについて説明する。
【０１５２】
図６はこの発明の実施の形態２であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【０１５３】
なお、図６に示したクロック信号再生回路１３１において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ動作を行う部分については同じ符号を付してその説明を省略する。
【０１５４】
また、本発明の実施の形態２のクロック信号再生回路１３１が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１において用いた図１の構成と同様であり、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０の部分に相当する。
【０１５５】
図６に示した本実施の形態のクロック再生回路１３１と図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は以下の通りである。
【０１５６】
すなわち、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０では、累積加算された位相変動量に一定のオフセット値を加算するように構成したが、本実施の形態２におけるクロック再生回路１３１では、有効シンボル長およびガードインターバル長をシンボル長判定回路１７（シンボル長判定手段）により判定し、その判定結果に応じて加算するオフセット値を変更するオフセット変更回路１８を有して構成する。
【０１５７】
以下、その動作について説明する。
シンボル長判定回路１７は、入力されたＯＦＤＭ信号における有効シンボル長およびガードインターバル長を判定して判定結果を出力する。
【０１５８】
オフセット変更回路１８は、シンボル長判定回路１７から出力される判定結果に基づきオフセット値の大きさを変更する。オフセット加算回路１６はオフセット変更回路１８によって与えられるオフセット値をシンボル内位相変動量の累積加算結果ＰＳ１に加算して得られる累積加算結果ＰＳ２をループフィルタ５０に供給する。
【０１５９】
オフセット値を加算されたシンボル内位相変動量の累積加算結果ＰＳ２はループフィルタ５０によって不要な雑音成分（例えば、隣接チャネルの信号）を除去された位相変動量ＰＳ３として出力される。
【０１６０】
以上のように、有効シンボル長およびガードインターバル長に基づいて加算するオフセット値の大きさを変更するようにしたので、各有効シンボル長および各ガードインターバル長において最適の時間窓の位置を設定することができるので符号間干渉を起こしにくくなり、再生信号のビット誤り率に影響を与えなくなる。
【０１６１】
また、増幅回路のゲインを有効シンボル長、ガードインターバル長および差動変調部、同期変調部によって任意に変更することで、クロック信号の誤差と制御信号を一定の関係に調整でき、変調部およびシンボル長に関係無くクロック信号の引き込みを行うことができる。
【０１６２】
さらに、クロック信号の引き込み性能が上がることから、副搬送波間干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６３】
また、クロック信号の位相にオフセット値を与えて離散的フーリエ変換の時間窓の位置を本来の位置より一定の位置だけ前側にずらすようすることで、クロック信号が周波数誤差および位相誤差を持った場合でも符号間干渉を起こしにくくなり、再生信号のビット誤り率に影響を与えなくなる。
【０１６４】
実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２に説明したオフセット値を加算した位相変動量の累積加算結果を数シンボル（複数シンボル）に亘って平均化処理した後、ループフィルタに供給するように構成した。
【０１６５】
図７はこの発明の実施の形態３であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【０１６６】
なお、図７に示したクロック信号再生回路１３２において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ動作を行う部分については同じ符号を付してその説明を省略する。
【０１６７】
また、本実施の形態３のクロック信号再生回路１３２が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１において用いた図１に示した構成と同様であり、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０の部分に相当する。
【０１６８】
図７において、１９は前記オフセット加算回路１６から出力されたオフセットを加算された同一シンボル内位相変動量の累積加算結果ＰＳ２を少なくとも数シンボル以上に亘って平均化処理するための平均化回路である。
【０１６９】
平均化回路１９によって平均化された位相変動量の累積加算結果はループフィルタ５０に供給される。
【０１７０】
以下、その動作について説明する。
前述した位相変動量ＰＳは、この位相変動量ＰＳの算出に際して発生する算出誤差またはガウス雑音を含んでいる。
【０１７１】
位相変動量が算出誤差を含む場合、位相変動量が累積加算回路１０５においてその算出誤差が累積加算されるため、累積加算回路１５から出力される累積加算結果も算出誤差を含む値となる。
【０１７２】
この算出誤差を含む１シンボルの位相変動量の累積加算結果を平均回路１９に入力し少なくとも数シンボル以上に亘って平均化する。
このように数シンボル以上に亘って累積加算結果を平均化することにより算出誤差またはガウス雑音が除去され、誤差を含まないあるいは含まれても動作に影響を与えない程度の誤差となった状態のシンボル内位相変動量がループフィルタ５０に供給される。
【０１７３】
上記のように数シンボル以上に亘って累積加算結果を平均化して算出誤差またはガウス雑音を除去する構成を採用することにより、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【０１７４】
実施の形態４．
実施の形態４では、例えば、日本ディジタル地上波放送規格におけるＯＦＤＭ伝送のように１有効シンボル中の副搬送波の数を変えて伝送することのできるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、累積加算回路１５により累積加算された同一シンボルにおける位相変動量の累積加算値ＰＳ１をフィルタリングするループフィルタ５０のゲインを有効シンボルの長さまたはガードインターバルの長さに応じて変更する（ループ）フィルタゲイン変更回路（フィルタゲイン変更手段）を備えるようにしたものである。
【０１７５】
図８は実施の形態４であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【０１７６】
なお、図８に示したクロック信号再生回路１３３において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ動作を行う部分については同じ符号を付してその説明を省略する。
【０１７７】
また、本発明の実施の形態４のクロック信号再生回路１３３が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１において用いた図１の構成と同様であり、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０の部分に相当する。
【０１７８】
図８において、５１は有効シンボルの長さまたはガードインターバルの長さに応じてループフィルタ５０のゲインを変更するためのフィルタゲイン変更回路である。
【０１７９】
以下、動作について説明する。
シンボル長判定回路１７は、入力されたＯＦＤＭ信号における有効シンボル長およびガードインターバル長を判定して判定結果を出力する。
【０１８０】
判定結果に応じてフィルタゲイン変更回路５１はループフィルタ５０のフィルタゲインを変更する。累積加算回路１５から供給された同一シンボル内の位相変動量は、フィルタゲイン変更回路５１によって設定されたゲインによりループフィルタ５０においてフィルタリングされ、不要な雑音成分（例えば、隣接チャネルの信号）が除去された位相変動データとして出力される。
【０１８１】
例えば、日本地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、１有効シンボルに含まれる副搬送波の数が異なる３種類のモードが規定されている。
【０１８２】
各モードによって有効シンボル長が異なるので、同じ位相誤差を有するクロック信号でＯＦＤＭ信号を再生したとしても、各モード間における同一シンボル内の位相変動量は異なったものとなる。
【０１８３】
例えば、モード１における同一シンボル内位相変動量より、モード１の４倍の有効シンボル長が規定されているモード３における同一シンボル内位相変動量の方が大きくなる（有効シンボル長の長さに起因して有効シンボル期間に変動する位相変動量が大きくなる）。
【０１８４】
このように、クロック信号の誤差に対する制御信号の関係がモードによって異なるためクロック信号の引き込み性能が一定しなくなる。
【０１８５】
そこで、有効シンボル長やガードインターバル長に応じてループフィルタのゲインを変えることにより、全てのモードにおいてクロック信号の誤差とクロック信号の制御信号とを一定の関係に調整することが可能となり、モードに違いに関係なくクロック信号の引き込みを行うことができる。
【０１８６】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下のような効果を奏する。
【０１８７】
本発明に係るクロック信号再生装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、該復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、前記累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを有することを特徴とするので、クロック信号の引き込み性能を向上させることができる。
【０１８８】
本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調手段と、該１次復調手段からの出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調手段と、該２次復調手段からの復調信号の位相を補正する位相補正手段と、該位相補正手段からの出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延手段と、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを備えるので、クロック信号の引き込み性能を向上させた受信装置を得ることができる。
【０１８９】
本発明に係るクロック信号再生方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、前記復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むことを特徴とするので、クロック信号の引き込み性能を向上させることができる。
【０１９０】
本発明に係る受信方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調ステップと、該１次復調ステップにより得られる出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調ステップと、該２次復調ステップにより得られる復調信号の位相を補正する位相補正ステップと、該位相補正ステップにより得られる出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延ステップと、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むので、クロック信号の引き込み性能を向上させた受信方法を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路において、クロック信号に周波数誤差があった場合に、高速フーリエ変換回路（変換手段）から出力される副搬送波の周波数成分に現れる位相誤差を表す図である。
【図４】 本発明の実施の形態１の動作原理を示す図である。
【図５】 本発明の実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【図６】 本発明の実施の形態２であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態３であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態４であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図９】 従来の受信装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
３ 差動復調回路、６，７ ＲＡＭ（記憶手段）、１０ 符号反転回路、１１ 複乗算回路、１２ ＲＯＭ、１３，７０、７１ 演算手段、４０ セレクタ、３１，４１ スイッチ、３２，４２ 位相補正回路、１５ 累積加算回路（累積加算手段）、１６ オフセット加算回路（オフセット加算手段）、１７ シンボル長判定回路（シンボル長判定手段）、１８ オフセット変更回路（オフセット変更手段）、１９ 平均回路（平均手段）、５１ フィルタゲイン変更回路（フィルタゲイン変更手段）、１０５ Ａ／Ｄ変換回路、１１２ 高速フーリエ変換回路、１１５，１３０〜１３３ クロック信号再生回路、１１６ クロック信号発振器、１２０ 副搬送波周波数信号復調回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ方式に基づいて変調された変調信号を受信する装置に用いられるクロック再生装置およびクロック再生方法、受信装置および受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方法として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing。以下、ＯＦＤＭ方式と称す）と呼ばれる変調方式が提案されている。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の技術を用いてディジタル変調する方式である。
【０００４】
このＯＦＤＭ方式では、多数の副搬送波により伝送帯域を分割し、多数の副搬送波を並列に伝送しているため、副搬送波１波に割り当てられる伝送帯域としては狭いものとなる。
【０００５】
また、副搬送波１波についての伝送速度は遅くなるが、搬送波の数が多数あるので総合的な伝送速度については従来の変調方式（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying、ＱＡＭ等の変調方式）と変わらないことになる。
【０００６】
また、このＯＦＤＭ方式は、多数の副搬送波が並列に伝送されるために任意の単位時間に含まれる１シンボル（１つのＯＦＤＭシンボル）の信号量が減少することからシンボルの伝送速度が遅くなる。
【０００７】
しかしながら、いわゆるマルチパス妨害の存在する伝送路においては、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができるため、マルチパス妨害に対して強い方式であることが期待できる。
【０００８】
以上に記載した特徴からＯＦＤＭ方式は、地形や建築物等によるマルチパス妨害の影響を強く受ける地上波のディジタル信号伝送を行う場合に有利であり、日本の地上波ディジタル放送方式にも採用されている。
【０００９】
ところで、ＯＦＤＭ方式の受信機においてＯＦＤＭ変調信号を正しく復調するためには、復調回路中で各種の同期を取ることが必要であり、また、復調処理におけるすべての処理の基準となるクロック信号も送信側のクロック信号と同期させなければならない。
【００１０】
ここで、受信側で発生するクロック信号を送信側のクロック信号と同期させるための方法として、従来から提案されているクロック信号の再生方法について説明する。
【００１１】
図９は例えば、特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機におけるクロック信号の再生回路のブロック図である。
【００１２】
図のクロック信号の再生回路１１５は、差動復調（前に受信したキャリアと現在受信したキャリアとの位相差を復調する）を行う差動復調回路３、ＲＯＭ（Read Only Memory）１２、ゲート回路１４、累積加算回路１５（累積加算手段）、平均値回路２３、比較回路１８、制御回路２０、符号反転回路２１、セレクタ２２およびクロック発振制御回路６０（制御手段）から構成される。
【００１３】
差動復調回路３は、ＲＡＭ（Random Access Memory）６，７（記憶手段）、符号反転回路１０、および複素乗算回路１１を有している。
【００１４】
以下、動作について説明する。
主搬送波周波数信号により１次復調されたアナログ信号の副搬送波周波数信号（中間周波数（ＩＦ）信号）は、ＯＦＤＭ受信機に含まれるアナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路によりデジタル化される。
【００１５】
このデジタル化されたＩＦ信号から副搬送波周波数信号（ベースバンド信号）の復調回路において生成されたシンボル毎のＩチャンネルデータＩＲ（以下、ＩＲと記す）およびＱチャンネルデータＱＲ（以下、ＱＲと記す）は、差動復調回路３に入力される。
【００１６】
差動復調回路３は、これら入力されたＩＲおよびＱＲに基づいて実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮを演算して出力する。
【００１７】
なお、ＩＲおよびＱＲは、ベースバンド信号の復調回路に含まれる、離散的フーリエ変換を実施する高速フーリエ演算（ＦＦＴ）回路から出力される。
【００１８】
差動復調回路３中のＲＡＭ６、７は、入力されたＩＲまたはＱＲを、後述する制御回路２０から出力される制御信号ｃに応じて、シンボル単位で記憶し、記憶したシンボル毎のデータ（ＩＲまたはＱＲ）を１シンボル時間だけ遅らせて出力する。符号反転回路１０は、ＲＡＭ７から出力したデータの正負符号を反転して出力する。
【００１９】
差動復調回路３中の複素乗算回路１１は、遅延されていないＩＲとＱＲに対して、各ＲＡＭ６およびＲＡＭ７により遅延されたｄＩＲ、ｄＱＲを基に、以下の式（１）に示す複素演算を行う。
【００２０】
なお、演算結果は実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮとに分けて出力される。以下の説明において、ｊは虚数を表す。
【００２１】
（ＩＲ＋ｊＱＲ）（ｄＩＲ−ｊｄＱＲ）…（１）
この（１）式を展開して、
実数成分データＲＮ＝ＩＲ・ｄＩＲ＋ＱＲ・ｄＱＲ
虚数成分データＪＮ＝ｄＩＲ・ＱＲ−ＩＲ・ｄＱＲ
を得る。
【００２２】
ＲＯＭ（Read Only Memory）１２は、アークタンジェント（逆正接関数）データを格納しており、入力された実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応する位相変動量データＰＳ（ここで得られる位相変動量データＰＳはＩＲ、ＱＲとｄＩＲ、ｄＱＲとの間の位相変動量を表わす）を出力する。
【００２３】
また、ここでは上記の複素乗算回路１１及びＲＯＭ１２により演算回路１３を構成している。
【００２４】
ＯＦＤＭ方式における１シンボルは、複数（数百から数千）の副搬送波周波数信号から構成されており、当該シンボル中における副搬送波周波数信号には、パイロット信号に割り当てられているものが複数ある。
【００２５】
そこで、ゲート回路１４は、制御回路２０からの制御信号に従って、ＲＯＭ１２から出力される位相変動量データＰＳの中から、送信側において挿入されたパイロット信号に対応する成分だけを選択して符号反転回路２１およびセレクタ２２に供給する（以下、パイロット信号の周波数に対応する位相変動量データＰＳを位相変動量データＰＰＳと称する）。
【００２６】
符号反転回路２１は入力された位相変動量データＰＰＳの符号を反転し、セレクタ２２に供給する。
【００２７】
セレクタ２２は、制御回路２０からの制御信号によって制御され、ゲート回路１４から直接入力された位相変動量データＰＰＳが正の値（正の周波数）であれば、その位相変動量データＰＰＳを選択し、また、その位相変動量データＰＰＳが負の値（負の周波数）であれば、符号反転回路２１から入力された位相変動量データを選択して累積加算回路１５に供給する。
【００２８】
累積加算回路１５は、シンボル毎の位相変動量データＰＳが入力される直前に制御回路２０から供給される制御信号ｂにより初期化される。
【００２９】
その後、セレクタ２２から出力される位相変動量データＰＰＳを累積加算し、当該累積加算により得られる累積加算値（位相誤差量）をシンボル毎に出力する。
【００３０】
平均値回路２３は、シンボル毎に累積加算回路１５から出力される累積加算された位相誤差量を数シンボルに渡って平均化してシンボル毎に出力することにより、位相誤差量に含まれるガウス雑音（白色雑音）を取り除いた位相誤差量ＰＳ０を出力する。
【００３１】
この場合、ガウス雑音は時間的にランダムに発生するので、その時間平均値が０になる（この場合、相加平均でよい）。従って、ガウス雑音が含まれた各シンボルの位相誤差量の平均値をとれば、位相誤差量に含まれるガウス雑音は０となり、ガウス雑音以外の信号の平均値だけが残ることになる。
【００３２】
比較回路１８は、ＯＦＤＭ受信機用クロック発振回路から出力されるクロック信号の周波数が確定（ロックイン）されたことを検出して制御回路２０に通知する。
【００３３】
このロックインとは、各シンボル間の差動復調データが０になることから平均値回路２３のシンボル毎の出力にも差が無くなる場合である（この状態を検出する）。
【００３４】
比較回路１８では、シンボル間の差動復調データが０である場合の平均値回路２３の出力値に等しい値の基準値ＳＶと、現在の平均値回路２３の出力値である位相誤差量ＰＳ０とを比較し、その比較結果をシンボル毎に制御回路２０に出力する。
【００３５】
制御回路２０は、シンボル毎の比較回路１８の比較結果を受信して、ゲート回路１４とセレクタ２２とをパイロット信号毎の位相変動量データＰＳのタイミングに対応するように制御する。
【００３６】
また、制御回路２０は、累積加算回路１５に制御信号ｂ、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７に制御信号ｃを出力することにより、それら累積加算回路１５、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７から入出力される信号がシンボル期間毎となるように制御する。
【００３７】
クロック発振制御回路６０は、平均値回路２３の出力データＰＳ０に基づいて、ＯＦＤＭ受信機用クロック信号発信器の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する。
【００３８】
特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機では、上記したクロック信号の再生回路を用いることにより、ＯＦＤＭ受信機内のクロック発振回路によって発振されるクロック信号を送信側のクロック信号と同期させるようにしている。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＯＦＤＭ受信機の副搬送波信号を復調する場合には、高速フーリエ変換回路にて離散的フーリエ変換が実施され、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。
【００４０】
その変換の際の、時間領域における変換の範囲を規定する領域を時間窓と称している。この時間窓は、クロック信号に周波数誤差、位相誤差がある場合には、ずれることになる。
【００４１】
例えば、クロック信号に位相誤差のみがあって周波数誤差が無い場合、時間窓は全シンボルに対して一定の時間だけずれるので、全シンボルの副搬送波の周波数成分に対して一定の位相回転が与えられる。
【００４２】
一方、クロック信号に周波数誤差のみがある場合には、時間窓には毎シンボル毎に異なる時間のずれが生じるので、副搬送波の周波数成分に対しては、時間によって変動する位相回転が与えられることになる。
【００４３】
ここで、上記特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機の様に、まず１シンボル前の副搬送波および現シンボルの副搬送波それぞれにおけるパイロット信号系列に対応する周波数成分（すなわち、ＦＦＴ後の周波数空間における副搬送波周波数信号）の位相変動量ＰＰＳを検出するように構成されている。
【００４４】
ここで、クロック信号周波数誤差に伴う位相誤差量とは、クロック信号の周波数に誤差が生じた場合に、副搬送波周波数信号の位相に現れる位相の誤差量のことである。この場合では、この位相誤差量を算出した結果を用いて、クロック信号の周波数を制御するようにしている。
【００４５】
検出された位相変動量ＰＰＳ（異なるシンボル間において、同じ周波数における副搬送波周波数信号同士の位相差）に応じてクロック信号を再生する場合、検出された位相誤差量（複数あるパイロット信号系列に対応する周波数成分の位相変動量ＰＰＳを、１シンボル期間累積加算した値）にはクロック信号の周波数誤差に伴う位相誤差量が含まれるが、クロック信号位相誤差に伴う位相誤差量は含まれない。
【００４６】
これは、前記したように再生されるクロック信号に周波数誤差が含まれる場合には、副搬送波に時間によって変動する位相回転がおこることから、各シンボル間で副搬送波の位相が変動するが、クロック信号に位相誤差がある場合は副搬送波の位相がシンボル間で変動しないので、シンボル間位相変動量としては検出することができないためである。
【００４７】
この結果、上記公報に記載されたクロック信号の再生回路では、クロック信号の位相誤差に関しては制御不可能であり、クロック信号の引き込み性能を上げることができないという問題を有していた。
【００４８】
ＯＦＤＭ受信機においてクロック信号に周波数誤差があると、各副搬送波間の直交性が崩れ、副搬送波間干渉による妨害が発生する。クロック信号の引き込み性能が上がらないことで、クロック信号に周波数誤差が残り、再生信号のビット誤り率特性が悪くなるという問題があった。
【００４９】
また、上記公報に示されたクロック信号の再生技術では、クロック信号の位相誤差は検出できない。従って、例えばクロック信号の周波数が完全に同期しているという条件のもとでは、時間窓が有効シンボル位置に完全に一致している場合と、例えば時間的に前方にずれている場合との検出出力に差異はない。
【００５０】
しかしながら、時間窓が有効シンボル位置と一致しない場合には、実効的なガードインターバル長が短くなるため、伝送路のマルチパス（あるいはそのマルチパスに起因するマルチパスノイズ）や周波数選択性フェージングに対する耐性が低下してしまう。このため、時間窓位置に対しても精度の高い制御が要求される。
【００５１】
時間窓位置の制御は、ガードインターバルとそれに対応するシンボル最後部のデータとの相関値から有効シンボル位置を算出して行う方法がある。ところで、この方法では伝送路がマルチパスである等に起因する遅延が問題となる場合、相関値の低下により位相誤差の検出精度が劣化するといった問題が生じる、
【００５２】
従って、時間窓およびクロック周波数、位相の誤差を高精度に検出し、制御を実現することが望まれていた。
【００５３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、周波数誤差および位相誤差のないクロック信号を正確に生成することができるＯＦＤＭ受信装置のクロック信号再生回路およびクロック再生方法を提供することを目的としている。
【００５４】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るクロック信号再生装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、該復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを有することを特徴とする。
【００５５】
本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調手段と、該１次復調手段からの出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調手段と、該２次復調手段からの復調信号の位相を補正する位相補正手段と、該位相補正手段からの出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延手段と、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを備える。
【００５６】
本発明に係るクロック信号再生方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、前記復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むことを特徴とする
【００５７】
本発明に係る受信方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調ステップと、該１次復調ステップにより得られる出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調ステップと、該２次復調ステップにより得られる復調信号の位相を補正する位相補正ステップと、該位相補正ステップにより得られる出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延ステップと、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加 算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含む。
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
（ＯＦＤＭ受信機）
図１はこの発明の実施の形態１のクロック信号再生回路（クロック信号再生装置）が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【００５８】
図１に示すようにＯＦＤＭ受信機１５０は、受信アンテナ１０１、乗算回路１０２、選局を行うのに用いられる主搬送波発振回路１０３、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５、ＯＦＤＭの副搬送波周波数信号を復調するための副搬送波周波数信号復調回路１２０、クロック信号発振器１１６およびクロック信号再生回路１３０とから構成される。
【００５９】
なお、クロック信号発振器１１６は、その動作において、変調器において変調される際に用いられたクロックを受信機側で再生するためのもので、例えば、ＶＣＸＯ等を含んで構成される。この場合、副搬送波周波数信号の位相情報から、同一シンボル内の位相変動量を求めるのに用いられる。
【００６０】
なお、このクロック信号発振器１１６は、クロック信号再生回路１３０より出力される制御信号によって制御される。
【００６１】
また、副搬送波周波数信号復調回路１２０は、それぞれその動作を後述する、デマルチプレクサ１０６、数値コントロール発振回路１１０、加算回路１１１、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２、相関値演算回路１１３および搬送波周波数誤差演算回路１１４とから構成される。
【００６２】
受信アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調された無線信号（ＯＦＤＭ変調信号）を受信する。乗算回路１０２は、主搬送波発振回路１０３から出力される所定の主搬送波周波数信号と受信した無線信号とを乗算する。
【００６３】
帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４は、乗算回路１０２の出力から副搬送波周波数帯域となる中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する（１次復調：１次復調ステップ）。Ａ／Ｄ変換回路１０５は、ＢＰＦ１０４により抽出されたアナログのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
すなわち、１次復調すると共にＯＦＤＭ信号を所定周波数のクロック信号を用いてディジタル化する（ここまでの動作を行うのが１次復調手段である）。
【００６４】
デマルチプレクサ１０６は、デジタル化されたＩＦ信号からＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータとを分離して出力する（チャネル毎の復調データを出力する）。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７は、ＩチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分（例えば、隣接チャンネルの信号やノイズ等）を除去し、ＬＰＦ１０８は、ＱチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去する。
【００６５】
乗算回路１０９は、入力するＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータに対し、数値制御発振回路１１０より制御されつつ供給される副搬送波周波数信号を乗算することにより、周波数誤差を除去しつつＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを生成する。
【００６６】
高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２は、複素乗算回路１０９から入力する時間信号であるＩチャネル復調データとＱチャネル復調データとを周波数成分に変換することにより、離散的フーリエ変換を実施したＩチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとを生成する。
【００６７】
相関値演算回路１１３は、時間信号のＩチャネル復調データとＱチャネル復調データとを入力し、これらをそのまま採用した場合のガードインターバル期間と、復調データを有効シンボル期間だけ遅延させた場合のガードインターバル期間とから有効シンボル期間だけ相互に離れた信号間の相関値を演算し、これを出力する。
【００６８】
搬送波周波数誤差演算回路１１４は、ＦＦＴ１１２の出力から周波数毎の出力の偏りを検出することにより、離散的フーリエ変換を実施した復調データＩＲとＱＲとの周波数誤差を検出し、加算回路１１１に出力する。
【００６９】
加算回路１１１は、相関値演算回路１１３の相関値出力と、搬送波周波数誤差演算回路１１４の周波数誤差出力とを加算して数値制御発振回路１１０に供給する。
【００７０】
ＯＦＤＭ信号におけるガードインターバル期間は、有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号を付加して構成されており、このガードインターバル期間は、シンボル期間の周期で現れることになる。
【００７１】
このガードインターバル期間における信号は有効シンボルの終端近傍の一部分と同一内容の信号が付加されているので、当該有効シンボルとガードインターバル期間における信号との間の相関は最大のものとなる。
【００７２】
従って、有効シンボルとガードインターバル期間における信号との間の相関が最大となるところを見つけることによって、当該有効シンボルにおけるガードインターバル期間を特定することが可能となり、併せて有効シンボル期間を特定することも可能となる。
【００７３】
すなわち、有効シンボル期間が特定されることにより、この有効シンボル期間の長さによってＦＦＴを実施することが可能となる。
【００７４】
副搬送波周波数信号復調回路１２０では、上記のように複素乗算回路１０９により相関値が最大となるタイミングにて後段のＦＦＴ１１２に演算を開始させるので、ＦＦＴ１１２から出力される変換データＩＲとＱＲの周波数誤差を最小にすることができる（Ａ／Ｄ変換より後からここまでが２次復調（２次復調ステップ）。なお。１次、２次の復調手段を総称して復調手段と称す）。
【００７５】
クロック信号再生回路１３０は、Ｉチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲとに基づいて、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを生成して出力する。なお、ここにおける制御信号ＣＳは従来の技術において述べた制御信号とその含まれる情報を異にしている。
【００７６】
クロック信号発振器１１６は、クロック信号再生回路１３０から出力された制御信号ＣＳに応じてクロック信号をＡ／Ｄ変換回路１０５およびその他の回路に対して出力する。
【００７７】
図１に示したＡ／Ｄ変換回路１０５、副搬送波周波数信号復調回路１２０、クロック信号再生回路１３０およびクロック信号発振器１１６は、クロック信号の周波数を制御するためのＰＬＬ回路１０００を構成する。
【００７８】
（クロック信号再生回路）
図２は、本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０の構成を示すブロック図である。
【００７９】
なお、図２に示したクロック信号再生回路１３０において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５と同じ動作を行う部分については同じ符号を付して説明を省略する。
【００８０】
セレクタ３０の中には、Ｉチャネル復調データＩＲ中からパイロット信号に対応するデータ（ＰＩＲと称す）のみを選択するスイッチ３１と、スイッチ３１によって選択されたデータから送信側で規定された位相値（ＯＦＤＭ信号におけるパイロット信号は、その位相が規格で規定されており既知であるので、受信側における再生において位相がどれほどずれているかを判定できる）を除去する位相補正回路３２とを有している（ここにおける動作ステップが位相補正ステップ）。
【００８１】
同様に、セレクタ４０の中には、Ｑチャネル復調データＱＲ中からパイロット信号に対応するデータ（ＰＱＲと称す）のみを選択するスイッチ４１と、スイッチ４１にて選択されたデータから送信側で規定された位相値を除去する位相補正回路４２とを有している。
【００８２】
送信側で規定されたパイロット信号に対応する位相値とは、例えば、日本デジタル地上波放送規格に規定された位相値である。
【００８３】
日本デジタル地上波放送規格では、パイロット信号に対応する副搬送波の振幅および位相は、あらかじめ送信側で規定するようになっており、その規定値が受信側にも既知となるようにしている（送信側で規定された位相のことを既知位相と称す）。
【００８４】
具体例としては、送信側でパイロット信号の位相を０またはπと規定する場合には、受信側に対して受信したパイロット信号に対応する副搬送波の位相が０であるかπであるかをあらかじめ通知しておく（この通知時点は予め規格によって設定されている）。
【００８５】
このパイロット信号に対応する副搬送波の既知位相がπである場合、位相補正回路３２，４２はパイロット信号の位相からπを補正して（この場合は減算して）出力する。
【００８６】
本実施の形態の差動復調回路３内では、同一シンボル内で隣接するパイロット信号に対応するデータのみの差動復調を実施することになる。また、ＲＡＭ６および７では、位相補正回路３２および４２から出力されたＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲを記憶する（位相補正回路３２、４２は復調信号の位相を補正する位相補正手段として機能する）。
【００８７】
その際、Ｉチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲ中のパイロット信号に対応するデータ（Ｉチャネル復調データＩＲ中のパイロット信号に対応するデータを復調データＰＩＲ、Ｑチャネル復調データＱＲ中のパイロット信号に対応するデータを復調データＰＱＲとそれぞれ称す）のみを記憶し、パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させて遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲを出力する（パイロット信号に対応するＩチャネル復調データＩＲの遅延復調データを遅延復調データＰｄＩＲ、パイロット信号に対応するＱチャネル復調データＱＲの遅延復調データを遅延復調データＰｄＩＲと称す）。
【００８８】
すなわち、ＲＡＭ６および７は遅延手段として機能し、ＲＡＭ６および７より出力される遅延復調データＰｄＩＲ、ＰｄＱＲを遅延復調信号とも称す。
【００８９】
符号反転回路１０はＲＡＭ７から出力される遅延復調データｄＱＲの符号を反転して出力するが、これもパイロット信号に対応する遅延復調データＰｄＱＲのみが出力される。
【００９０】
ＯＦＤＭ信号における１シンボル（期間）には数百から数千の副搬送波周波数信号が含まれ、この中には複数のパイロット信号が含まれる。上述のパイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間とは、あるパイロット信号から隣のパイロット信号の間における期間を意味する。
【００９１】
複素乗算回路１１は、遅延されていないパイロット信号の復調データＰＩＲおよびＰＱＲと、ＲＡＭ６および７により遅延されたパイロット信号の遅延復調データＰｄＩＲおよびＰｄＱＲとの複素乗算を行う。
【００９２】
複素乗算回路１１による複素演算の結果は、パイロット信号の実数成分データＰＲＮとパイロット信号の虚数成分データＰＪＮとに分けて出力される。
【００９３】
ＲＯＭ１２は、入力されたパイロット信号の実数成分データＰＲＮおよび虚数成分データＰＪＮに対応するデータを格納されているアークタンジェント（逆正接関数）データから読み出し、パイロット信号の位相変動量データＰＳとして出力する。
【００９４】
累積加算回路１５（累積加算手段）は、ＲＯＭ１２から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳを１シンボル期間に亘って累積して加算する。また、オフセット加算回路１６（オフセット加算手段）は、累積加算回路１５から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データにオフセット値を加算する。
【００９５】
ループフィルタ５０（フィルタ手段）は、オフセット加算回路１６から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳ２から雑音成分を除去（フィルタリング）する。
【００９６】
クロック発振制御回路６０（制御手段）は、ループフィルタ５０の出力データ（パイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データＰＳ１にオフセット値を加算した位相変動量データＰＳ２）によってクロック信号発振器１１６の発振周波数を制御する制御信号ＣＳを出力する。
【００９７】
図３（ａ）、（ｂ）は、図１のクロック信号発振器１１６において生成されるクロック信号に周波数誤差がある場合に、図２のクロック信号生成回路１３０に入力するＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲの周波数成分に現れる位相誤差を説明するための図である。
【００９８】
図３（ａ）がＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲの周波数成分を示す図であり、図３（ｂ）がクロック信号に周波数誤差がある場合のＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲ中におけるパイロット信号の周波数成分の位相誤差を示す図である。
【００９９】
図３（ａ）において、ＳＰ０は、１シンボル内における最低周波数のパイロット信号であり、ＳＰ１およびＳＰ２は前記パイロット信号ＳＰ０と同一シンボル内であるが、より周波数の高いパイロット信号であり、ＳＰ３は前記パイロット信号ＳＰ０と同一のシンボル内における最高周波数のパイロット信号である。
【０１００】
図３（ｂ）において、９１は最低周波数のパイロット信号ＳＰ０の位相θ0とパイロット信号ＳＰ１の位相θ1との間の位相変動量（θ1−θ0）である。
【０１０１】
９２はパイロット信号ＳＰ１の位相θ1とパイロット信号ＳＰ２の位相θ2との間の位相変動量（θ2−θ1）であり、９３はパイロット信号ＳＰ２の位相θ2とパイロット信号ＳＰ３の位相θ3との間の位相変動量（θ3−θ2）である。
【０１０２】
また、９４は同一シンボル内の隣接パイロット信号間の位相変動量９１乃至９３を累積加算した位相変動量Σ（θf−θf-1）である。
【０１０３】
この累積加算した位相変動量９４は、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量と一致する。
【０１０４】
従って、位相変動量９４は、同一シンボル内において隣接するパイロット信号の各周波数成分の位相変動量について１シンボル期間に亘って累積加算を実施する場合、同一シンボル内における最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量と等しいことになる。
【０１０５】
図５は、本実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【０１０６】
副搬送波周波数信号復調回路１２０のＦＦＴ１１２から出力され（復調ステップによる出力）たＩチャネル復調データＩＲおよびＱチャネル復調データＱＲのうち、送信側で規定されるパイロット信号に対応する副搬送波のデータをセレクタ３０および４０により選択して出力する（ステップＳ１）。
【０１０７】
セレクタ３０および４０から出力されたパイロット信号の復調データＰＩＲは、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７に供給される。この場合、ＲＡＭ６はパイロット信号のＩチャネル復調データＰＩＲを記憶し、ＲＡＭ７はパイロット信号のＱチャネル復調データＰＱＲをそれぞれ記憶する。
【０１０８】
そして、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７は、次のパイロット信号に対応するＩチャネル復調データＰＩＲおよびＱチャネル復調データＰＱＲが供給されるまで上述の記憶されたデータを保持する。
【０１０９】
すなわち、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７は、記憶したＩチャネル復調データＰＩＲおよびＱチャネル復調データＰＱＲを各パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させてＩチャネルの遅延復調データＰｄＩＲおよびＱチャネルの遅延復調データＰｄＱＲとして出力する（ステップＳ２：遅延ステップ）。
【０１１０】
また、ＲＡＭ７から出力された遅延復調データＰｄＱＲは、符号反転回路１０により正負符号が反転されて出力される。
【０１１１】
パイロット信号の復調データＰＩＲ、復調データＰＱＲ、遅延復調データＰｄＩＲ、および、符号反転された遅延復調データＰｄＱＲは、複素乗算回路１１に供給されて複素乗算が施される。
【０１１２】
複素乗算回路１１の演算結果（乗算結果）は、実成分データＲＮおよび虚成分データＪＮとして複素乗算回路１１から出力される（ステップＳ３）。
【０１１３】
ＲＯＭ１２では、複素乗算回路１１から出力された実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応するアークタンジェント（逆正接関数）データが読み出され、それらの読み出された値に基づいて、隣接する（同一シンボル内に含まれる複数のパイロット信号において、そのパイロット信号同士が隣接している）パイロット信号間の位相変動量ＰＳが演算されて出力される（ステップＳ４：位相変動量出力ステップ）。
【０１１４】
累積加算回路１５は、同じシンボル内（同一シンボル内）において、ＲＯＭ１２から出力される隣接するパイロット信号間の各位相変動量データＰＳを１シンボル期間に亘って累積して加算する。１シンボル分の累積加算が終了すると、累積加算結果ＰＳ１を出力して、累積加算値を初期化する（ステップＳ５：累積加算ステップ）。
【０１１５】
累積加算回路１５から１シンボル分の処理が終了するごとに出力される累積加算結果は、オフセット加算回路１６に供給される。オフセット加算回路１６は累積加算結果にオフセット値を加算したオフセット加算データＰＳ２を出力する（ステップＳ６：オフセット加算ステップ）。
【０１１６】
オフセット加算データＰＳ２はループフィルタ５０に供給され、不要な雑音成分が除去された位相変動量データＰＳ３として出力される（ステップＳ７：フィルタステップ）。
【０１１７】
クロック発振制御回路６０は、上記のように検出された同一シンボル内の各パイロット信号の位相変動量の累積加算結果である位相変動量データＰＳ３から、位相変動量データＰＳ３中に内在するクロック信号の周波数誤差および位相誤差を検出し、そのクロック信号の周波数誤差および位相誤差に基づいて、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ８：制御ステップ）。
【０１１８】
本実施の形態では、上記のように、パイロット信号を選択してから複素乗算を実施することにより、同一シンボル内において隣接するパイロット信号間の位相変動量をパラメータとして持つデータを得ている。
【０１１９】
すなわち、換言すると、本実施の形態では、図３（ｂ）に示した如き同一シンボル内におけるパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出している。
【０１２０】
これにより、各シンボル間の副搬送波の位相が変動しない場合でも、クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【０１２１】
また、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの累積加算した位相変動量９４を、例えば、＋３πであったとした場合、前記位相変動量９４を累積加算せずに一度に算出することも考えられる。
【０１２２】
しかしながら、演算回路１３により一度に算出できる位相変動量の最大値は＋２πまでであるため、＋３πの位相変動がある場合に位相変動量を一度に算出すると、擬似的に＋πの位相変動量が算出されてしまい、正しい位相変動量を得ることができない。
【０１２３】
なお、一般的にシンボル内のパイロット信号の数は多数であるので、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３が＋２π以上になることはないが、同一シンボル内における位相変動量９４としては、＋２π以上の、例えば＋３πになる場合が実際上は考えられる。
【０１２４】
このような場合は、サンプリングクロックの周波数や位相が誤差を含んでいる場合に、ＦＦＴ出力における位相変動が発生する（ただし、このときの１シンボル内での位相の変動量は、周波数や位相の誤差の大きさに依存する）。
【０１２５】
それに対して本実施の形態の構成では、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３がそれぞれ＋２π以下であるならば、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までのトータルの位相変動量９４が＋２π以上であっても、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１〜９３を１シンボル期間に亘って累積加算することによって同一シンボル内の位相変動量９４を正しく算出することができる。
【０１２６】
さらに、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量９４の検出範囲を＋２π以上に広げることができる。
【０１２７】
（オフセット値の加算について）
また、本実施の形態では、上記のように同一シンボル内で累積加算した位相変動量ＳＰにオフセット値を加算することも考えられる。
【０１２８】
図４は、ＯＦＤＭ信号における有効シンボル信号と、ガードインターバル信号と、離散的フーリエ変換を行うための時間窓との関係を示している。
【０１２９】
ＯＦＤＭ信号には、送信側で時間軸上にガードインターバル信号が設けられている。これは、副搬送波の周波数間隔を変えずに、想定される遅延波の遅延時間を考慮してシンボル長を長くする工夫である。
【０１３０】
図４に示すように、ＯＦＤＭ信号におけるガードインターバル信号は、時間軸上における有効シンボル信号の後部のデータをコピーして有効シンボルの前に付加することで設けられる。
【０１３１】
受信側では、遅延波によって符号間干渉が想定されるガードインターバル部のデータを無視し、残りのデータでＯＦＤＭ復調を行うための時間窓を設け、時間窓の範囲のデータを高速フーリエ変換回路によって離散的フーリエ変換を実施する。
【０１３２】
図１のクロック信号発振器１１６にて生成されるクロック信号に周波数誤差、位相誤差が無い場合、高速フーリエ変換の時間窓位置がずれることはない。しかし、シンボル内の位相変動量の検出誤差等によりクロック信号に周波数誤差および位相誤差がある場合、時間窓には時間のずれが生じる。
【０１３３】
時間窓がずれる場合には以下の（１）および（２）の２つのケースが考えられる。
【０１３４】
（１）時間軸上で前側にずれると、時間窓の範囲にはガードインターバルのデータが含まれることになり有効シンボルの後ろのデータが削られる（時間窓の範囲からはみ出てしまい当該データが時間窓の期間に含まれなくなる）。
【０１３５】
すなわち、時間窓が時間軸上で前側にずれると、時間窓の範囲には、ガードインターバルのデータが含まれ、逆に有効シンボルの後ろのデータが削られる。しかしながら、ガードインターバルが有効シンボルの後ろのデータをコピーして有効シンボルの前に付加したものであることから、変換される副搬送波間は直交性を確保することができる。
【０１３６】
この場合、当然のことながら副搬送波間の直交性は崩れるが、ガードインターバルが有効シンボルの後ろのデータをコピーして有効シンボルの前に付加したものであることから、変換される副搬送波間は等価的に直交性を確保することができる。
【０１３７】
（２）前記時間窓が時間軸上で後側にずれると、時間窓の範囲には、有効シンボルの前のデータが削られ（時間窓の範囲からはみ出てしまい当該データが時間窓の期間に含まれなくなり）、隣接する次の有効シンボルのデータをコピーして付加されたガードインターバルのデータが含まれることになる。
【０１３８】
この場合、隣接シンボルのデータが本来のデータに取って代わることになり、離散的フーリエ変換後の信号に符号間干渉を生じることとなり、再生信号のビット誤り率に大きな影響を与えることになる。
【０１３９】
そこで、クロック信号に周波数誤差および位相誤差が残ったとしても時間窓を時間軸上の後側にずらさないためには、本来の位置よりも前側にずらした位置に時間窓がくるようにオフセットを与えるようにすればよい。
【０１４０】
クロック信号に周波数誤差および位相誤差があると時間窓がずれるので、逆に、時間窓にオフセットを与えるためには、再生クロック信号の位相に一定のオフセット値を与えればよいことになる。なお、このオフセット値はシステムに応じて任意の値（最適の値）を選択することができる。
【０１４１】
本実施の形態では、累積加算した位相変動量にオフセット値を加算した結果により、クロック発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを得ている。このことにより、クロック信号発振器１１６で発振されるクロック信号には、一定の位相オフセットが与えられることになる。
【０１４２】
この結果、時間窓は一定のオフセットを含む位置にずれることになり、クロック信号に周波数誤差および位相誤差が残った場合にも、時間窓が隣接シンボルの範囲にずれることで発生する符号間干渉を防ぐことができ、再生信号のビット誤り率を向上させることができる。
【０１４３】
以上に述べた実施の形態によれば、クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【０１４４】
また、一度に算出することのできる隣接するパイロット信号間の位相変動量値の最大値は＋２πであるが、累積加算することでシンボル内位相変動量の検出範囲を広げることができる。
【０１４５】
また、パイロット信号はシンボル内に多数含まれることから、シンボル内位相変動量を高精度で算出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【０１４６】
実施の形態２．
上記の形態１では累積加算されたシンボル内位相変動量に一定のオフセット値を加算するようにしたものについて説明した。
【０１４７】
実施の形態２では、例えば、日本ディジタル地上波放送規格におけるＯＦＤＭ伝送のように有効シンボルの長さ（有効シンボル長）およびガードインターバルの長さ（ガードインターバル長）を変えて伝送することのできるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、同一シンボル内の位相変動量を累積加算する累積加算手段より出力されるシンボル内位相変動量に加算すべきオフセット値を、有効シンボル長、ガードインターバル長に応じて変えるオフセット変更手段を備えるようにした。
【０１４８】
例えば、日本地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、１有効シンボル中の副搬送波の数を３段階に変えて伝送することが可能であり、ガードインターバルの長さも数段階で変えて伝送することができる。
【０１４９】
クロック信号に位相誤差があると離散的フーリエ変換の時間窓にずれが生じる。伝送有効シンボル（伝送された有効シンボル）の長さおよびガードインターバルの長さが異なる場合、クロック信号に同じ大きさの位相誤差があったとしても、これによって発生する時間窓のずれ量と有効シンボル長との割合は異なるものとなる。
【０１５０】
前記実施の形態１で述べたように、時間軸上における離散的フーリエ変換の時間窓位置を本来の位置より所定の位置だけ前側にずらすことにより、クロック信号が周波数誤差および位相誤差を持った場合にも符号間干渉を起こしにくくすることができる。
【０１５１】
本実施の形態２においては、上述の離散的フーリエ変換の時間窓の時間軸上におけるずれ量（シフト量）を、有効シンボル長およびガードインターバル長が長い場合にはより大きく、有効シンボル長およびガードインターバル長が短い場合にはより小さくすることにより（すなわち、有効シンボル長およびガードインターバル長に応じて適応的に離散的フーリエ変換の時間窓の時間軸上におけるずれ量（シフト量）を設定する）、各有効シンボル長および各ガードインターバル長において最適の時間窓（最適の時間窓の時間軸上における位置）を得るようにしたものについて説明する。
【０１５２】
図６はこの発明の実施の形態２であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【０１５３】
なお、図６に示したクロック信号再生回路１３１において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ動作を行う部分については同じ符号を付してその説明を省略する。
【０１５４】
また、本発明の実施の形態２のクロック信号再生回路１３１が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１において用いた図１の構成と同様であり、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０の部分に相当する。
【０１５５】
図６に示した本実施の形態のクロック再生回路１３１と図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は以下の通りである。
【０１５６】
すなわち、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０では、累積加算された位相変動量に一定のオフセット値を加算するように構成したが、本実施の形態２におけるクロック再生回路１３１では、有効シンボル長およびガードインターバル長をシンボル長判定回路１７（シンボル長判定手段）により判定し、その判定結果に応じて加算するオフセット値を変更するオフセット変更回路１８を有して構成する。
【０１５７】
以下、その動作について説明する。
シンボル長判定回路１７は、入力されたＯＦＤＭ信号における有効シンボル長およびガードインターバル長を判定して判定結果を出力する。
【０１５８】
オフセット変更回路１８は、シンボル長判定回路１７から出力される判定結果に基づきオフセット値の大きさを変更する。オフセット加算回路１６はオフセット変更回路１８によって与えられるオフセット値をシンボル内位相変動量の累積加算結果ＰＳ１に加算して得られる累積加算結果ＰＳ２をループフィルタ５０に供給する。
【０１５９】
オフセット値を加算されたシンボル内位相変動量の累積加算結果ＰＳ２はループフィルタ５０によって不要な雑音成分（例えば、隣接チャネルの信号）を除去された位相変動量ＰＳ３として出力される。
【０１６０】
以上のように、有効シンボル長およびガードインターバル長に基づいて加算するオフセット値の大きさを変更するようにしたので、各有効シンボル長および各ガードインターバル長において最適の時間窓の位置を設定することができるので符号間干渉を起こしにくくなり、再生信号のビット誤り率に影響を与えなくなる。
【０１６１】
また、増幅回路のゲインを有効シンボル長、ガードインターバル長および差動変調部、同期変調部によって任意に変更することで、クロック信号の誤差と制御信号を一定の関係に調整でき、変調部およびシンボル長に関係無くクロック信号の引き込みを行うことができる。
【０１６２】
さらに、クロック信号の引き込み性能が上がることから、副搬送波間干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６３】
また、クロック信号の位相にオフセット値を与えて離散的フーリエ変換の時間窓の位置を本来の位置より一定の位置だけ前側にずらすようすることで、クロック信号が周波数誤差および位相誤差を持った場合でも符号間干渉を起こしにくくなり、再生信号のビット誤り率に影響を与えなくなる。
【０１６４】
実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２に説明したオフセット値を加算した位相変動量の累積加算結果を数シンボル（複数シンボル）に亘って平均化処理した後、ループフィルタに供給するように構成した。
【０１６５】
図７はこの発明の実施の形態３であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【０１６６】
なお、図７に示したクロック信号再生回路１３２において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ動作を行う部分については同じ符号を付してその説明を省略する。
【０１６７】
また、本実施の形態３のクロック信号再生回路１３２が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１において用いた図１に示した構成と同様であり、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０の部分に相当する。
【０１６８】
図７において、１９は前記オフセット加算回路１６から出力されたオフセットを加算された同一シンボル内位相変動量の累積加算結果ＰＳ２を少なくとも数シンボル以上に亘って平均化処理するための平均化回路である。
【０１６９】
平均化回路１９によって平均化された位相変動量の累積加算結果はループフィルタ５０に供給される。
【０１７０】
以下、その動作について説明する。
前述した位相変動量ＰＳは、この位相変動量ＰＳの算出に際して発生する算出誤差またはガウス雑音を含んでいる。
【０１７１】
位相変動量が算出誤差を含む場合、位相変動量が累積加算回路１０５においてその算出誤差が累積加算されるため、累積加算回路１５から出力される累積加算結果も算出誤差を含む値となる。
【０１７２】
この算出誤差を含む１シンボルの位相変動量の累積加算結果を平均回路１９に入力し少なくとも数シンボル以上に亘って平均化する。
このように数シンボル以上に亘って累積加算結果を平均化することにより算出誤差またはガウス雑音が除去され、誤差を含まないあるいは含まれても動作に影響を与えない程度の誤差となった状態のシンボル内位相変動量がループフィルタ５０に供給される。
【０１７３】
上記のように数シンボル以上に亘って累積加算結果を平均化して算出誤差またはガウス雑音を除去する構成を採用することにより、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【０１７４】
実施の形態４．
実施の形態４では、例えば、日本ディジタル地上波放送規格におけるＯＦＤＭ伝送のように１有効シンボル中の副搬送波の数を変えて伝送することのできるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置において、累積加算回路１５により累積加算された同一シンボルにおける位相変動量の累積加算値ＰＳ１をフィルタリングするループフィルタ５０のゲインを有効シンボルの長さまたはガードインターバルの長さに応じて変更する（ループ）フィルタゲイン変更回路（フィルタゲイン変更手段）を備えるようにしたものである。
【０１７５】
図８は実施の形態４であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【０１７６】
なお、図８に示したクロック信号再生回路１３３において、図９に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ動作を行う部分については同じ符号を付してその説明を省略する。
【０１７７】
また、本発明の実施の形態４のクロック信号再生回路１３３が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１において用いた図１の構成と同様であり、実施の形態１におけるクロック信号再生回路１３０の部分に相当する。
【０１７８】
図８において、５１は有効シンボルの長さまたはガードインターバルの長さに応じてループフィルタ５０のゲインを変更するためのフィルタゲイン変更回路である。
【０１７９】
以下、動作について説明する。
シンボル長判定回路１７は、入力されたＯＦＤＭ信号における有効シンボル長およびガードインターバル長を判定して判定結果を出力する。
【０１８０】
判定結果に応じてフィルタゲイン変更回路５１はループフィルタ５０のフィルタゲインを変更する。累積加算回路１５から供給された同一シンボル内の位相変動量は、フィルタゲイン変更回路５１によって設定されたゲインによりループフィルタ５０においてフィルタリングされ、不要な雑音成分（例えば、隣接チャネルの信号）が除去された位相変動データとして出力される。
【０１８１】
例えば、日本地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、１有効シンボルに含まれる副搬送波の数が異なる３種類のモードが規定されている。
【０１８２】
各モードによって有効シンボル長が異なるので、同じ位相誤差を有するクロック信号でＯＦＤＭ信号を再生したとしても、各モード間における同一シンボル内の位相変動量は異なったものとなる。
【０１８３】
例えば、モード１における同一シンボル内位相変動量より、モード１の４倍の有効シンボル長が規定されているモード３における同一シンボル内位相変動量の方が大きくなる（有効シンボル長の長さに起因して有効シンボル期間に変動する位相変動量が大きくなる）。
【０１８４】
このように、クロック信号の誤差に対する制御信号の関係がモードによって異なるためクロック信号の引き込み性能が一定しなくなる。
【０１８５】
そこで、有効シンボル長やガードインターバル長に応じてループフィルタのゲインを変えることにより、全てのモードにおいてクロック信号の誤差とクロック信号の制御信号とを一定の関係に調整することが可能となり、モードに違いに関係なくクロック信号の引き込みを行うことができる。
【０１８６】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下のような効果を奏する。
【０１８７】
本発明に係るクロック信号再生装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、該復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、前記累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを有することを特徴とするので、クロック信号の引き込み性能を向上させることができる。
【０１８８】
本発明に係る受信装置は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調手段と、該１次復調手段からの出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調手段と、該２次復調手段からの復調信号の位相を補正する位相補正手段と、該位相補正手段からの出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延手段と、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを備えるので、クロック信号の引き込み性能を向上させた受信装置を得ることができる。
【０１８９】
本発明に係るクロック信号再生方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、前記復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むことを特徴とするので、クロック信号の引き込み性能を向上させることができる。
【０１９０】
本発明に係る受信方法は、ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調ステップと、該１次復調ステップにより得られる出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調ステップと、該２次復調ステップにより得られる復調信号の位相を補正する位相補正ステップと、該位相補正ステップにより得られる出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延ステップと、前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むので、クロック信号の引き込み性能を向上させた受信方法を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路において、クロック信号に周波数誤差があった場合に、高速フーリエ変換回路（変換手段）から出力される副搬送波の周波数成分に現れる位相誤差を表す図である。
【図４】 本発明の実施の形態１の動作原理を示す図である。
【図５】 本発明の実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【図６】 本発明の実施の形態２であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態３であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態４であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図９】 従来の受信装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
３ 差動復調回路、６，７ ＲＡＭ（記憶手段）、１０ 符号反転回路、１１ 複乗算回路、１２ ＲＯＭ、１３，７０、７１ 演算手段、４０ セレクタ、３１，４１ スイッチ、３２，４２ 位相補正回路、１５ 累積加算回路（累積加算手段）、１６ オフセット加算回路（オフセット加算手段）、１７ シンボル長判定回路（シンボル長判定手段）、１８ オフセット変更回路（オフセット変更手段）、１９ 平均回路（平均手段）、５１ フィルタゲイン変更回路（フィルタゲイン変更手段）、１０５ Ａ／Ｄ変換回路、１１２ 高速フーリエ変換回路、１１５，１３０〜１３３ クロック信号再生回路、１１６ クロック信号発振器、１２０ 副搬送波周波数信号復調回路。
Claims (14)
- ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、該復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、
該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、
該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、
該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを有することを特徴とするクロック信号再生装置。 - 復調信号の有効シンボル長およびガードインターバル長を判定するシンボル長判定手段をさらに備え、
前記オフセット加算手段は、前記シンボル長判定手段からの出力に応じて前記オフセットの大きさを変更するように構成したことを特徴とする請求項１に記載のクロック信号再生装置。 - オフセット加算手段の出力をＯＦＤＭ信号の複数シンボルに亙って平均化するように構成したことを特徴とする請求項１または２に記載のクロック信号再生装置。
- オフセット加算手段の出力をフィルタリングするフィルタ手段を有することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のクロック信号再生装置。
- 復調信号の有効シンボル長およびガードインターバル長を判定するシンボル長判定手段をさらに備え、該シンボル長判定手段からの出力に応じてフィルタゲインの大きさを変更するように構成したことを特徴とする請求項４に記載のクロック信号再生装置。
- ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調手段と、
該１次復調手段からの出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調手段と、
該２次復調手段からの復調信号の位相を補正する位相補正手段と、
該位相補正手段からの出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延手段と、
前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力手段と、
該位相変動量出力手段からの出力を累積加算する累積加算手段と、
該累積加算手段の出力にオフセットを与えるオフセット加算手段と、
該オフセット加算手段においてオフセットを与えられた前記累積加算手段の出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御手段とを備える受信装置。 - 復調信号の有効シンボル長およびガードインターバル長を判定するシンボル長判定手段をさらに備え、該シンボル長判定手段からの出力に応じてオフセットの大きさを変更するように構成したことを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
- オフセット加算手段の出力をＯＦＤＭ信号の複数シンボルに亙って平均化するように構成したことを特徴とする請求項６または７に記載の受信装置。
- オフセット加算手段の出力をフィルタリングするフィルタ手段を有することを特徴とする請求項６ないし８のいずれかに記載の受信装置。
- 復調信号の有効シンボル長およびガードインターバル長を判定するシンボル長判定手段をさらに備え、該シンボル長判定手段からの出力に応じてフィルタゲインの大きさを変更するように構成したことを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
- ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化した復調信号、および、前記復調信号を遅延させて得られる遅延復調信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、
該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、
該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、
該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含むことを特徴とするクロック信号再生方法。 - ＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について復調することにより得られる副搬送波周波数の帯域の信号から所定周波数のクロック信号によってディジタル化する１次復調ステップと、
該１次復調ステップにより得られる出力に基づいてチャネル毎の復調信号を出力する２次復調ステップと、
該２次復調ステップにより得られる復調信号の位相を補正する位相補正ステップと、
該位相補正ステップにより得られる出力を遅延させて遅延復調信号を出力する遅延ステップと、
前記復調信号および前記遅延復調信号の両信号に基づいて前記ＯＦＤＭ変調信号の１シンボル期間中においてパイロット信号間の位相変動量を出力する位相変動量出力ステップと、
該位相変動量出力ステップにおいて出力された前記位相変動量を累積加算する累積加算ステップと、
該累積加算ステップにおいて出力された出力にオフセットを与えるオフセット加算ステップと、
該オフセット加算ステップにより得られる出力に基づいて前記クロック信号を生成する制御ステップとを含む受信方法。 - 前記位相変動量出力手段から出力される前記位相変動量は、１シンボル期間中において隣り合うパイロット信号間の位相変動量であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載のクロック信号再生装置。
- 請求項１ないし５または請求項１３のいずれかに記載のクロック信号再生装置を備える受信装置。
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