JPH11163957A - 階層化伝送ディジタル復調器 - Google Patents
階層化伝送ディジタル復調器Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
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-
- H—ELECTRICITY
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- H04L27/0014—Carrier regulation
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-
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 安定した同期捕捉ができ、かつ受信Ｃ／Ｎ値
に基づき復調動作の設定が行えて安定した復調ができる
階層化ディジタル復調器を提供する。 【解決手段】 演算回路１からの復調出力を受けてＣＮ
Ｒ測定回路１０によって受信Ｃ／Ｎ値を測定し、同期捕
捉までの期間ヘッダ区間の被変調波およびバーストシン
ボル信号の被変調波を復調した復調出力に基づいてキャ
リア再生を行い、同期捕捉後、高Ｃ／Ｎ値のときにおけ
る論理ゲート回路１１からの出力に基づいて、連続復調
出力に基づいてキャリア再生を行い、同期捕捉後、中Ｃ
／Ｎ値のときにおける論理ゲート回路１１からの出力に
基づいてヘッダ期間の復調出力、バーストシンボル信号
およびＱＰＳＫ信号に基づいてキャリア再生を行い、か
つ高Ｃ／Ｎ値および低Ｃ／Ｎ値のときにおける論理ゲー
ト回路１１からの信号に基づいてキャリア再生ループを
ゲイン高にゲインゲインコントロール回路８によって切
り換える。
に基づき復調動作の設定が行えて安定した復調ができる
階層化ディジタル復調器を提供する。 【解決手段】 演算回路１からの復調出力を受けてＣＮ
Ｒ測定回路１０によって受信Ｃ／Ｎ値を測定し、同期捕
捉までの期間ヘッダ区間の被変調波およびバーストシン
ボル信号の被変調波を復調した復調出力に基づいてキャ
リア再生を行い、同期捕捉後、高Ｃ／Ｎ値のときにおけ
る論理ゲート回路１１からの出力に基づいて、連続復調
出力に基づいてキャリア再生を行い、同期捕捉後、中Ｃ
／Ｎ値のときにおける論理ゲート回路１１からの出力に
基づいてヘッダ期間の復調出力、バーストシンボル信号
およびＱＰＳＫ信号に基づいてキャリア再生を行い、か
つ高Ｃ／Ｎ値および低Ｃ／Ｎ値のときにおける論理ゲー
ト回路１１からの信号に基づいてキャリア再生ループを
ゲイン高にゲインゲインコントロール回路８によって切
り換える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、必要とするＣ／Ｎ
（搬送波電力対雑音電力比）値が異なる複数の変調方式
による被変調波が時間軸多重されて伝送されるデジタル
被変調波を復調する階層化伝送ディジタル復調器に関す
る。
（搬送波電力対雑音電力比）値が異なる複数の変調方式
による被変調波が時間軸多重されて伝送されるデジタル
被変調波を復調する階層化伝送ディジタル復調器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】必要とするＣ／Ｎ値が異なる複数の変調
方式で伝送されてくるデジタル被変調波、例えば８ＰＳ
Ｋ変調波、ＱＰＳＫ変調波、ＢＰＳＫ変調波が時間毎に
組み合わされ、フレーム毎に繰り返し伝送される階層化
伝送方式が知られている。かかる階層化伝送方式では、
ＢＰＳＫ変調波（バーストシンボル信号を含む）では引
込み範囲が広く同期捕捉が容易なために、同期捕捉のと
きにＢＰＳＫ変調波（バーストシンボル信号を含む）を
受信して同期捕捉を行い、同期捕捉されたときは連続し
て順次入力されるＢＰＳＫ変調波、バーストシンボル信
号（ＢＰＳＫ変調波）、ＱＰＳＫ変調波、８ＰＳＫ変調
波の各信号を入力順序にしたがって復調（連続復調とも
記す）を行うようにしていた。
方式で伝送されてくるデジタル被変調波、例えば８ＰＳ
Ｋ変調波、ＱＰＳＫ変調波、ＢＰＳＫ変調波が時間毎に
組み合わされ、フレーム毎に繰り返し伝送される階層化
伝送方式が知られている。かかる階層化伝送方式では、
ＢＰＳＫ変調波（バーストシンボル信号を含む）では引
込み範囲が広く同期捕捉が容易なために、同期捕捉のと
きにＢＰＳＫ変調波（バーストシンボル信号を含む）を
受信して同期捕捉を行い、同期捕捉されたときは連続し
て順次入力されるＢＰＳＫ変調波、バーストシンボル信
号（ＢＰＳＫ変調波）、ＱＰＳＫ変調波、８ＰＳＫ変調
波の各信号を入力順序にしたがって復調（連続復調とも
記す）を行うようにしていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記したよう
な連続復調中において受信Ｃ／Ｎ値が悪化すると、必要
Ｃ／Ｎ値が高い８ＰＳＫ変調波の受信状態が悪化し、こ
の悪化のために低階層であるＱＰＳＫ変調波もしくはＢ
ＰＳＫ変調波の受信可能な限界Ｃ／Ｎ値が、８ＰＳＫ変
調波の区間でキャリアスリップが発生し、システムのフ
レーム同期がはずれるため実質的に高くなって受信動作
が不安定になったりするという問題点があった。
な連続復調中において受信Ｃ／Ｎ値が悪化すると、必要
Ｃ／Ｎ値が高い８ＰＳＫ変調波の受信状態が悪化し、こ
の悪化のために低階層であるＱＰＳＫ変調波もしくはＢ
ＰＳＫ変調波の受信可能な限界Ｃ／Ｎ値が、８ＰＳＫ変
調波の区間でキャリアスリップが発生し、システムのフ
レーム同期がはずれるため実質的に高くなって受信動作
が不安定になったりするという問題点があった。
【０００４】本発明は、安定した同期捕捉ができ、かつ
受信Ｃ／Ｎ値に基づいて復調動作の設定が行えて安定し
た復調ができる階層化伝送ディジタル復調器を提供する
ことを目的とする。
受信Ｃ／Ｎ値に基づいて復調動作の設定が行えて安定し
た復調ができる階層化伝送ディジタル復調器を提供する
ことを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明にかかる階層化伝
送ディジタル復調器は、ヘッダ区間の被変調波およびバ
ーストシンボル信号の被変調波を復調した復調出力に基
づいてキャリア再生を行う第１のキャリア再生手段と、
受信Ｃ／Ｎ値を測定する手段と、同期捕捉後測定受信Ｃ
／Ｎ値が予め定めた第１の閾値以上のＣ／Ｎ値のときに
は連続復調出力に基づいてキャリア再生を行う第２のキ
ャリア再生手段と、同期捕捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が前記
第１の閾値未満であってかつ前記第１の閾値より低い第
２の閾値以上のＣ／Ｎ値のときは高階層を除く階層の復
調出力に基づいてキャリア再生を行う第３のキャリア再
生手段を備えたことを特徴とする。
送ディジタル復調器は、ヘッダ区間の被変調波およびバ
ーストシンボル信号の被変調波を復調した復調出力に基
づいてキャリア再生を行う第１のキャリア再生手段と、
受信Ｃ／Ｎ値を測定する手段と、同期捕捉後測定受信Ｃ
／Ｎ値が予め定めた第１の閾値以上のＣ／Ｎ値のときに
は連続復調出力に基づいてキャリア再生を行う第２のキ
ャリア再生手段と、同期捕捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が前記
第１の閾値未満であってかつ前記第１の閾値より低い第
２の閾値以上のＣ／Ｎ値のときは高階層を除く階層の復
調出力に基づいてキャリア再生を行う第３のキャリア再
生手段を備えたことを特徴とする。
【０００６】本発明にかかる階層化伝送ディジタル復調
器は、同期捕捉までの期間第１のキャリア再生手段によ
ってヘッダ区間の被変調波およびバーストシンボル信号
の被変調波を復調した復調出力に基づいてキャリア再生
が行われて、確実なキャリア再生が行われる。一方、Ｃ
／Ｎ測定手段によって受信Ｃ／Ｎ値が測定され、同期捕
捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が予め定めた第１の閾値以上のＣ
／Ｎ値のときには第２のキャリア再生手段により連続復
調出力に基づいてキャリア再生が行われる。したがっ
て、キャリア再生を行わない区間の周波数変動に追従で
きないために発生するジッタなどが防止される。同期捕
捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が前記第１の閾値未満であってか
つ前記第１の閾値より低い第２の閾値以上のＣ／Ｎ値の
ときは第３のキャリア再生手段により高階層を除く階層
の復調出力に基づいてキャリア再生が行われ、確実なキ
ャリア再生が行えることになる。
器は、同期捕捉までの期間第１のキャリア再生手段によ
ってヘッダ区間の被変調波およびバーストシンボル信号
の被変調波を復調した復調出力に基づいてキャリア再生
が行われて、確実なキャリア再生が行われる。一方、Ｃ
／Ｎ測定手段によって受信Ｃ／Ｎ値が測定され、同期捕
捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が予め定めた第１の閾値以上のＣ
／Ｎ値のときには第２のキャリア再生手段により連続復
調出力に基づいてキャリア再生が行われる。したがっ
て、キャリア再生を行わない区間の周波数変動に追従で
きないために発生するジッタなどが防止される。同期捕
捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が前記第１の閾値未満であってか
つ前記第１の閾値より低い第２の閾値以上のＣ／Ｎ値の
ときは第３のキャリア再生手段により高階層を除く階層
の復調出力に基づいてキャリア再生が行われ、確実なキ
ャリア再生が行えることになる。
【０００７】本発明にかかる階層化伝送ディジタル復調
器は、第１のキャリア再生手段によるキャリア再生中と
第１のキャリア再生手段以外のキャリア再生手段による
キャリア再生中とでキャリア再生ループ特性を異なる再
生ループ特性に切り換える再生ループ特性切り換え手段
を備えたことを特徴とする。
器は、第１のキャリア再生手段によるキャリア再生中と
第１のキャリア再生手段以外のキャリア再生手段による
キャリア再生中とでキャリア再生ループ特性を異なる再
生ループ特性に切り換える再生ループ特性切り換え手段
を備えたことを特徴とする。
【０００８】本発明にかかる階層化伝送ディジタル復調
器は、第１のキャリア再生手段によるキャリア再生中と
第１のキャリア再生手段以外のキャリア再生手段による
キャリア再生中とでキャリア再生ループ特性が異なる再
生ループ特性に切り換えられる。このために、受信Ｃ／
Ｎ値によって最適なループゲイン等が設定され、安定し
たキャリア再生が行える。
器は、第１のキャリア再生手段によるキャリア再生中と
第１のキャリア再生手段以外のキャリア再生手段による
キャリア再生中とでキャリア再生ループ特性が異なる再
生ループ特性に切り換えられる。このために、受信Ｃ／
Ｎ値によって最適なループゲイン等が設定され、安定し
たキャリア再生が行える。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかる階層化伝送
ディジタル復調器を実施の形態によって説明する。
ディジタル復調器を実施の形態によって説明する。
【００１０】図１は本発明の実施の一形態にかかる階層
化伝送ディジタル復調器の構成を示すブロック図であ
る。
化伝送ディジタル復調器の構成を示すブロック図であ
る。
【００１１】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送
ディジタル復調器の説明の前に階層化伝送方式のフレー
ム構成について説明する。図２（ａ）は階層化伝送方式
におけるフレーム構成の一例を示す図である。１フレー
ムはヘッダ部１９２シンボル１つと、２０３シンボルお
よび４シンボルからなる対が複数対で形成された３９９
３６シンボルで構成されている。
ディジタル復調器の説明の前に階層化伝送方式のフレー
ム構成について説明する。図２（ａ）は階層化伝送方式
におけるフレーム構成の一例を示す図である。１フレー
ムはヘッダ部１９２シンボル１つと、２０３シンボルお
よび４シンボルからなる対が複数対で形成された３９９
３６シンボルで構成されている。
【００１２】さらに詳細には、フレーム同期パターン
（ＢＰＳＫ）３２シンボル、伝送多重構成識別のための
ＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configurati
on Control)パターン（ＢＰＳＫ）１２８シンボル、ス
ーパーフレーム識別情報パターン３２シンボル、主信号
（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボル、バーストシンボル信
号（ＢＰＳＫ）４シンボル（図２（ａ）においてＢＳと
記載してある）、主信号（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボ
ル、バーストシンボル信号４シンボル、……、主信号
（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バーストシンボル信号４
シンボル、主信号（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バース
トシンボル信号４シンボルの順序で形成されている。こ
こで、８フレームをスーパーフレームと称し、スーパー
フレーム識別情報パターンはスーパーフレーム識別のた
めの情報である。なお、フレーム同期パターンからスー
パーフレーム識別情報パターン終了までの１９２シンボ
ルはヘッダとも称される。
（ＢＰＳＫ）３２シンボル、伝送多重構成識別のための
ＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configurati
on Control)パターン（ＢＰＳＫ）１２８シンボル、ス
ーパーフレーム識別情報パターン３２シンボル、主信号
（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボル、バーストシンボル信
号（ＢＰＳＫ）４シンボル（図２（ａ）においてＢＳと
記載してある）、主信号（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボ
ル、バーストシンボル信号４シンボル、……、主信号
（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バーストシンボル信号４
シンボル、主信号（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バース
トシンボル信号４シンボルの順序で形成されている。こ
こで、８フレームをスーパーフレームと称し、スーパー
フレーム識別情報パターンはスーパーフレーム識別のた
めの情報である。なお、フレーム同期パターンからスー
パーフレーム識別情報パターン終了までの１９２シンボ
ルはヘッダとも称される。
【００１３】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送
ディジタル復調器に戻って説明する。階層化伝送ディジ
タル復調器は演算回路１、数値制御発振器２、デジタル
フィルタからなるレイズドコサイン特性のロールオフフ
ィルタ３、フレーム同期タイミング回路４、伝送モード
判別回路５、キャリア再生用位相誤差検出回路６、ロー
パスディジタルフィルタからなるキャリアフィルタ７、
ゲインコントロール回路８、自動周波数制御（ＡＦＣ）
回路９、ＣＮＲ測定回路１０および論理ゲート回路１１
を備えている。
ディジタル復調器に戻って説明する。階層化伝送ディジ
タル復調器は演算回路１、数値制御発振器２、デジタル
フィルタからなるレイズドコサイン特性のロールオフフ
ィルタ３、フレーム同期タイミング回路４、伝送モード
判別回路５、キャリア再生用位相誤差検出回路６、ロー
パスディジタルフィルタからなるキャリアフィルタ７、
ゲインコントロール回路８、自動周波数制御（ＡＦＣ）
回路９、ＣＮＲ測定回路１０および論理ゲート回路１１
を備えている。
【００１４】ＡＦＣ回路９は図３に示すように、累積加
算器９１と累積加算器９１の出力をラッチしラッチ出力
を累積加算器９１へ出力して加算させるラッチ回路９２
とを備えている。数値制御発振器２は図３に示すよう
に、ラッチ回路９２のラッチ出力を受けて互いに逆極性
の正弦波データ２３ａ、２３ｂを出力する正弦波テーブ
ル２３と、ラッチ回路９２のラッチ出力を受けて余弦波
データ２４ａ、２４ｂを出力する余弦波テーブル２４と
を備えて、ラッチ回路９２の出力に基づいて互いに逆極
性の正弦波データ２３ａ、２３ｂおよび余弦波データ２
４ａ、２４ｂを出力して、ＡＦＣ回路９と協働して実質
的に再生キャリアを形成する互いに逆極性の正弦波信号
および余弦波信号を出力する。
算器９１と累積加算器９１の出力をラッチしラッチ出力
を累積加算器９１へ出力して加算させるラッチ回路９２
とを備えている。数値制御発振器２は図３に示すよう
に、ラッチ回路９２のラッチ出力を受けて互いに逆極性
の正弦波データ２３ａ、２３ｂを出力する正弦波テーブ
ル２３と、ラッチ回路９２のラッチ出力を受けて余弦波
データ２４ａ、２４ｂを出力する余弦波テーブル２４と
を備えて、ラッチ回路９２の出力に基づいて互いに逆極
性の正弦波データ２３ａ、２３ｂおよび余弦波データ２
４ａ、２４ｂを出力して、ＡＦＣ回路９と協働して実質
的に再生キャリアを形成する互いに逆極性の正弦波信号
および余弦波信号を出力する。
【００１５】演算回路１は図３に示すように、準同期検
波されたＩ軸のベースバンド信号ｉと正弦波データ２３
ａとを乗算する乗算器１ａと、ベースバンド信号ｉと余
弦波データ２４ａとを乗算する乗算器１ｂと、準同期検
波されたＱ軸のベースバンド信号ｑと逆極性の正弦波デ
ータ２３ｂとを乗算する乗算器１ｄと、ベースバンド信
号ｑと余弦波データ２４ｂとを乗算する乗算器１ｅと、
乗算器１ｂの出力と乗算器１ｄの出力とを加算してベー
スバンド信号Ｉとして出力する加算器１ｃと、乗算器１
ａの出力と乗算器１ｅの出力とを加算してベースバンド
信号Ｑとして出力する加算器１ｆとを備えて、ベースバ
ンド信号ｉ、ｑを周波数同調させ、周波数同調した出力
であるベースバンド信号Ｉ、Ｑをそれぞれロールオフフ
ィルタ３へ送出する。
波されたＩ軸のベースバンド信号ｉと正弦波データ２３
ａとを乗算する乗算器１ａと、ベースバンド信号ｉと余
弦波データ２４ａとを乗算する乗算器１ｂと、準同期検
波されたＱ軸のベースバンド信号ｑと逆極性の正弦波デ
ータ２３ｂとを乗算する乗算器１ｄと、ベースバンド信
号ｑと余弦波データ２４ｂとを乗算する乗算器１ｅと、
乗算器１ｂの出力と乗算器１ｄの出力とを加算してベー
スバンド信号Ｉとして出力する加算器１ｃと、乗算器１
ａの出力と乗算器１ｅの出力とを加算してベースバンド
信号Ｑとして出力する加算器１ｆとを備えて、ベースバ
ンド信号ｉ、ｑを周波数同調させ、周波数同調した出力
であるベースバンド信号Ｉ、Ｑをそれぞれロールオフフ
ィルタ３へ送出する。
【００１６】フレーム同期タイミング回路４は、ロール
オフフィルタ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、
ＱＤを受けて、ＴＭＣＣパターンを伝送モード判定回路
５へ送出する。伝送モード判定回路５はＴＭＣＣパター
ンをデコードした結果に基づいて図４に示す階層組み合
わせ、高階層信号である８ＰＳＫ信号（８ＰＳＫ被変調
波を復調した復調出力を８ＰＳＫ信号と記す）、低階層
信号であるＱＰＳＫ信号（ＱＰＳＫ被変調波を復調した
復調出力をＱＰＳＫ信号と記す）、８ＰＳＫ信号とＱＰ
ＳＫ信号、８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号（ＢＰＳＫ被変
調波を復調した復調出力をＢＰＳＫ信号と記す）を２ビ
ットの伝送モード信号としてフレーム同期タイミング回
路４へ送出する。
オフフィルタ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、
ＱＤを受けて、ＴＭＣＣパターンを伝送モード判定回路
５へ送出する。伝送モード判定回路５はＴＭＣＣパター
ンをデコードした結果に基づいて図４に示す階層組み合
わせ、高階層信号である８ＰＳＫ信号（８ＰＳＫ被変調
波を復調した復調出力を８ＰＳＫ信号と記す）、低階層
信号であるＱＰＳＫ信号（ＱＰＳＫ被変調波を復調した
復調出力をＱＰＳＫ信号と記す）、８ＰＳＫ信号とＱＰ
ＳＫ信号、８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号（ＢＰＳＫ被変
調波を復調した復調出力をＢＰＳＫ信号と記す）を２ビ
ットの伝送モード信号としてフレーム同期タイミング回
路４へ送出する。
【００１７】伝送モード信号は図４に示すごとく、８Ｐ
ＳＫ信号のときは〃００〃、ＱＰＳＫ信号のときは〃０
１〃、８ＰＳＫ信号とＱＰＳＫ信号のときは〃１０〃、
８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号のときは〃１１〃である。
ＳＫ信号のときは〃００〃、ＱＰＳＫ信号のときは〃０
１〃、８ＰＳＫ信号とＱＰＳＫ信号のときは〃１０〃、
８ＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号のときは〃１１〃である。
【００１８】フレーム同期タイミング回路４は、ベース
バンド信号ＩＤ、ＱＤを受けて同期パターンを検出して
フレーム同期信号ＦＳＹＮＣを出力すると共に、伝送モ
ード信号を受けて、ヘッダ区間およびバーストシンボル
信号区間高電位の図２（ｂ）に示す信号Ａ１と、ＱＰＳ
Ｋ信号区間高電位の図２（ｃ）に示す信号Ａ０とを出力
する。
バンド信号ＩＤ、ＱＤを受けて同期パターンを検出して
フレーム同期信号ＦＳＹＮＣを出力すると共に、伝送モ
ード信号を受けて、ヘッダ区間およびバーストシンボル
信号区間高電位の図２（ｂ）に示す信号Ａ１と、ＱＰＳ
Ｋ信号区間高電位の図２（ｃ）に示す信号Ａ０とを出力
する。
【００１９】キャリア再生用位相誤差検出回路６はベー
スバンド信号ＩＤ、ＱＤおよび信号Ａ１、Ａ０を受け
て、位相誤差を検出し位相誤差に基づく位相誤差電圧を
送出する。さらに詳細には、キャリア再生用位相誤差検
出回路６には図５に示す復調ＲＯＭテーブル、図７に示
すＢＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブル、図８に示す
ＱＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルおよび図９に示
す８ＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルを備えて、信
号Ａ１、Ａ０に基づいて伝送モードを判別し、判別され
た伝送モードに基づいて位相誤差テーブルを選択し、ベ
ースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点配置から位相を求
め、該位相に対する位相誤差電圧を求めて送出する。
スバンド信号ＩＤ、ＱＤおよび信号Ａ１、Ａ０を受け
て、位相誤差を検出し位相誤差に基づく位相誤差電圧を
送出する。さらに詳細には、キャリア再生用位相誤差検
出回路６には図５に示す復調ＲＯＭテーブル、図７に示
すＢＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブル、図８に示す
ＱＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルおよび図９に示
す８ＰＳＫ信号に対する位相誤差テーブルを備えて、信
号Ａ１、Ａ０に基づいて伝送モードを判別し、判別され
た伝送モードに基づいて位相誤差テーブルを選択し、ベ
ースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点配置から位相を求
め、該位相に対する位相誤差電圧を求めて送出する。
【００２０】キャリア再生用位相誤差検出回路６におい
て、例えば伝送モードがＢＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃１、０〃）であると判別されたときは、ＢＰＳＫ信
号の信号点の基準位置は０（２π）ラジアンおよびπラ
ジアンであり、図７に示す位相誤差テーブルが選択さ
れ、位相が３π／２ラジアン以上から０（２π）ラジア
ンまでの増加方向の位相のときは位相に対して図７
（ａ）に示す負の位相誤差電圧が、位相がπ／２ラジア
ン未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相の
ときは位相に対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電圧
が出力され、位相がπ／２ラジアン以上からπラジアン
までの増加方向の位相のときは位相に対して図７（ａ）
に示す負の位相誤差電圧が、位相が３π／２ラジアン未
満からπラジアンまでの減少方向の位相のときは位相に
対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電圧が出力され
る。この場合において位相誤差電圧は位相が３π／２ラ
ジアン、π／２ラジアンのときが＋方向最大値または−
方向最大値である。
て、例えば伝送モードがＢＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃１、０〃）であると判別されたときは、ＢＰＳＫ信
号の信号点の基準位置は０（２π）ラジアンおよびπラ
ジアンであり、図７に示す位相誤差テーブルが選択さ
れ、位相が３π／２ラジアン以上から０（２π）ラジア
ンまでの増加方向の位相のときは位相に対して図７
（ａ）に示す負の位相誤差電圧が、位相がπ／２ラジア
ン未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相の
ときは位相に対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電圧
が出力され、位相がπ／２ラジアン以上からπラジアン
までの増加方向の位相のときは位相に対して図７（ａ）
に示す負の位相誤差電圧が、位相が３π／２ラジアン未
満からπラジアンまでの減少方向の位相のときは位相に
対して図７（ａ）に示す正の位相誤差電圧が出力され
る。この場合において位相誤差電圧は位相が３π／２ラ
ジアン、π／２ラジアンのときが＋方向最大値または−
方向最大値である。
【００２１】キャリア再生用位相誤差検出回路６におい
て、例えば伝送モードがＱＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃０、１〃）であると判別されたときは、図８に示す
位相誤差テーブルが選択され、ＱＰＳＫ信号の信号点の
基準位置はπ／４ラジアン、３π／４ラジアン、５π／
４ラジアン、７π／４ラジアンであり、この場合におい
て位相誤差電圧は位相が０（２π）ラジアン、π／２ラ
ジアン、πラジアン、３π／４ラジアンのときが＋方向
最大値または−方向最大値であって、ＢＰＳＫ信号のと
きの最大値に対して１／２である。伝送モードがＱＰＳ
Ｋ信号であると判別されたときの位相誤差電圧の送出に
ついての説明は省略するが、伝送モードがＢＰＳＫ信号
の場合の説明から容易に理解されよう。
て、例えば伝送モードがＱＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ０
が〃０、１〃）であると判別されたときは、図８に示す
位相誤差テーブルが選択され、ＱＰＳＫ信号の信号点の
基準位置はπ／４ラジアン、３π／４ラジアン、５π／
４ラジアン、７π／４ラジアンであり、この場合におい
て位相誤差電圧は位相が０（２π）ラジアン、π／２ラ
ジアン、πラジアン、３π／４ラジアンのときが＋方向
最大値または−方向最大値であって、ＢＰＳＫ信号のと
きの最大値に対して１／２である。伝送モードがＱＰＳ
Ｋ信号であると判別されたときの位相誤差電圧の送出に
ついての説明は省略するが、伝送モードがＢＰＳＫ信号
の場合の説明から容易に理解されよう。
【００２２】伝送モードが８ＰＳＫ信号（信号Ａ１、Ａ
０が〃０、０〃）であると判別されたときは、図９に示
す位相誤差テーブルが選択され、８ＰＳＫ信号の信号点
の基準位置は０（２π）ラジアン、π／４ラジアン、π
／２ラジアン、３π／４ラジアン、πラジアン、５π／
４ラジアン、３π／２ラジアンおよび７π／４ラジアン
であり、この場合において位相誤差電圧は位相がπ／８
ラジアン、３π／８ラジアン、５π／８ラジアン、７π
／８ラジアン、９π／８ラジアン、１１π／８ラジア
ン、１３π／８ラジアン、１５π／８ラジアンのときが
＋方向最大値または−方向最大値であって、ＢＰＳＫ信
号のときの最大値に対して１／４である。伝送モードが
８ＰＳＫ信号であると判別されたときの位相誤差電圧の
送出についての説明は省略するが、伝送モードがＢＰＳ
Ｋ信号の場合の説明から容易に理解されよう。
０が〃０、０〃）であると判別されたときは、図９に示
す位相誤差テーブルが選択され、８ＰＳＫ信号の信号点
の基準位置は０（２π）ラジアン、π／４ラジアン、π
／２ラジアン、３π／４ラジアン、πラジアン、５π／
４ラジアン、３π／２ラジアンおよび７π／４ラジアン
であり、この場合において位相誤差電圧は位相がπ／８
ラジアン、３π／８ラジアン、５π／８ラジアン、７π
／８ラジアン、９π／８ラジアン、１１π／８ラジア
ン、１３π／８ラジアン、１５π／８ラジアンのときが
＋方向最大値または−方向最大値であって、ＢＰＳＫ信
号のときの最大値に対して１／４である。伝送モードが
８ＰＳＫ信号であると判別されたときの位相誤差電圧の
送出についての説明は省略するが、伝送モードがＢＰＳ
Ｋ信号の場合の説明から容易に理解されよう。
【００２３】キャリア再生用位相誤差検出回路６から出
力された位相誤差電圧は、ディジタルローパスフィルタ
からなるキャリアフィルタ７に供給して位相誤差電圧を
平滑化する。この場合において後記する論理ゲート回路
１１から出力されるＣＮＲコードおよび信号Ａ１、Ａ０
によって求めたモードに従うキャリアフィルタ制御信号
（ＣＲＦＬＧＰ）によって選択的にフィルタ動作を行わ
せる。
力された位相誤差電圧は、ディジタルローパスフィルタ
からなるキャリアフィルタ７に供給して位相誤差電圧を
平滑化する。この場合において後記する論理ゲート回路
１１から出力されるＣＮＲコードおよび信号Ａ１、Ａ０
によって求めたモードに従うキャリアフィルタ制御信号
（ＣＲＦＬＧＰ）によって選択的にフィルタ動作を行わ
せる。
【００２４】キャリアフィルタ７からの出力はゲインコ
ントロール回路８に供給して、ゲインコントロール回路
８において後記する論理ゲート回路１１から高Ｃ／Ｎ
値、中Ｃ／Ｎ値のときに出力されるゲイン制御信号（Ｇ
ＣＯＮＴ）によって、例えば図６に示すように、ゲイン
制御信号（ＧＣＯＮＴ）が高電位のときにはキャリアフ
ィルタ７の出力を２倍するなどの高ゲインに制御し、ゲ
イン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が低高電位のときにはキャ
リアフィルタ７の出力をそのまま出力するなどの低ゲイ
ンに制御し、ゲインコントロール回路８からの出力をＡ
ＦＣ回路９に供給してＡＦＣ回路９にて生成されている
スキャンニングステップ周波数を定める電圧値に加算す
るべく、ＡＦＣ回路９の累積加算器９１に供給して、数
値制御発振器２の発振周波数の変化を早める。
ントロール回路８に供給して、ゲインコントロール回路
８において後記する論理ゲート回路１１から高Ｃ／Ｎ
値、中Ｃ／Ｎ値のときに出力されるゲイン制御信号（Ｇ
ＣＯＮＴ）によって、例えば図６に示すように、ゲイン
制御信号（ＧＣＯＮＴ）が高電位のときにはキャリアフ
ィルタ７の出力を２倍するなどの高ゲインに制御し、ゲ
イン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が低高電位のときにはキャ
リアフィルタ７の出力をそのまま出力するなどの低ゲイ
ンに制御し、ゲインコントロール回路８からの出力をＡ
ＦＣ回路９に供給してＡＦＣ回路９にて生成されている
スキャンニングステップ周波数を定める電圧値に加算す
るべく、ＡＦＣ回路９の累積加算器９１に供給して、数
値制御発振器２の発振周波数の変化を早める。
【００２５】ＣＮＲ測定回路１０はベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤを受けて、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤから求
めた信号点配置データの分散値を求め、該分散値を所定
の閾値と比較し、閾値を超える分散値の所定単位時間中
における発生回数（ＤＳＭＳ）を計数して、発生回数
（ＤＳＭＳ）に基づいて実験にて求めた図１０に示すテ
ーブルを参照してＣ／Ｎ値を求め２ビットのＣＮＲコー
ドとして出力する。このＣＮＲコードは、例えば図１１
に示すように、９ｄＢ以上のときは高ＣＮＲとして〃０
０〃に定め、４ｄＢ以上９ｄＢ未満のときは中ＣＮＲと
して〃０１〃に定め、４ｄＢ未満のときは低ＣＮＲとし
て〃１０〃に定めてある。
Ｄ、ＱＤを受けて、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤから求
めた信号点配置データの分散値を求め、該分散値を所定
の閾値と比較し、閾値を超える分散値の所定単位時間中
における発生回数（ＤＳＭＳ）を計数して、発生回数
（ＤＳＭＳ）に基づいて実験にて求めた図１０に示すテ
ーブルを参照してＣ／Ｎ値を求め２ビットのＣＮＲコー
ドとして出力する。このＣＮＲコードは、例えば図１１
に示すように、９ｄＢ以上のときは高ＣＮＲとして〃０
０〃に定め、４ｄＢ以上９ｄＢ未満のときは中ＣＮＲと
して〃０１〃に定め、４ｄＢ未満のときは低ＣＮＲとし
て〃１０〃に定めてある。
【００２６】論理ゲート回路１１はフレーム同期タイミ
ング回路４から出力される信号Ａ１、Ａ０とＣＮＲ測定
回路１０から出力されるＣＮＲコードとを受けて、キャ
リアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）およびゲイン制
御信号（ＧＣＯＮＴ）を出力する。
ング回路４から出力される信号Ａ１、Ａ０とＣＮＲ測定
回路１０から出力されるＣＮＲコードとを受けて、キャ
リアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）およびゲイン制
御信号（ＧＣＯＮＴ）を出力する。
【００２７】さらに詳細には、論理ゲート回路１１は図
１２に示すように、ＣＮＲコードとを受けて、高Ｃ／
Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ／Ｎに基づく信号を出力するナンド
ゲート１１１、１１２、１１３、信号Ａ１、Ａ０を受け
て図２（ｄ）に示すようにＢＰＳＫ信号、バーストシン
ボル信号、またはＱＰＳＫ信号のときに高電位出力を発
生する信号Ｇを出力するオアゲート１１４、高Ｃ／Ｎの
ときに高電位出力を発生するインバータ１１５、中Ｃ／
Ｎのとき信号Ｇを送出するナンドゲート１１６、低Ｃ／
Ｎのとき信号Ａ１を送出するナンドゲート１１７、イン
バータ１１５の出力とナンドゲート１１６の出力とナン
ドゲート１１７の出力を入力としてキャリアフィルタ制
御信号（ＣＲＦＬＧＰ）を出力するオアゲート１１８、
高ＣＮＲまたは低ＣＮＲのときに高電位のゲイン制御信
号（ＧＣＯＮＴ）を出力するナンドゲート１１９から構
成してある。
１２に示すように、ＣＮＲコードとを受けて、高Ｃ／
Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ／Ｎに基づく信号を出力するナンド
ゲート１１１、１１２、１１３、信号Ａ１、Ａ０を受け
て図２（ｄ）に示すようにＢＰＳＫ信号、バーストシン
ボル信号、またはＱＰＳＫ信号のときに高電位出力を発
生する信号Ｇを出力するオアゲート１１４、高Ｃ／Ｎの
ときに高電位出力を発生するインバータ１１５、中Ｃ／
Ｎのとき信号Ｇを送出するナンドゲート１１６、低Ｃ／
Ｎのとき信号Ａ１を送出するナンドゲート１１７、イン
バータ１１５の出力とナンドゲート１１６の出力とナン
ドゲート１１７の出力を入力としてキャリアフィルタ制
御信号（ＣＲＦＬＧＰ）を出力するオアゲート１１８、
高ＣＮＲまたは低ＣＮＲのときに高電位のゲイン制御信
号（ＧＣＯＮＴ）を出力するナンドゲート１１９から構
成してある。
【００２８】したがって、論理ゲート回路１１から高Ｃ
／Ｎのときには識別モードに無関係に（ヘッダ期間、バ
ーストシンボル信号期間、ＱＰＳＫ信号期間、８ＰＳＫ
信号期間の何れの期間においても）高電位のキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、中Ｃ／Ｎ
のときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号期間、Ｑ
ＰＳＫ信号期間期間の何れの期間においても高電位のキ
ャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、
低Ｃ／Ｎのときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号
期間の何れの期間においても高電位のキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力される。その他のとき
には低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧ
Ｐ）が出力される。さらに、論理ゲート回路１１から高
Ｃ／Ｎまたは中Ｃ／Ｎのときに高電位のゲイン制御信号
（ＧＣＯＮＴ）が出力され、低Ｃ／Ｎのときには低電位
のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力される。
／Ｎのときには識別モードに無関係に（ヘッダ期間、バ
ーストシンボル信号期間、ＱＰＳＫ信号期間、８ＰＳＫ
信号期間の何れの期間においても）高電位のキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、中Ｃ／Ｎ
のときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号期間、Ｑ
ＰＳＫ信号期間期間の何れの期間においても高電位のキ
ャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力され、
低Ｃ／Ｎのときにはヘッダ期間、バーストシンボル信号
期間の何れの期間においても高電位のキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力される。その他のとき
には低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧ
Ｐ）が出力される。さらに、論理ゲート回路１１から高
Ｃ／Ｎまたは中Ｃ／Ｎのときに高電位のゲイン制御信号
（ＧＣＯＮＴ）が出力され、低Ｃ／Ｎのときには低電位
のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力される。
【００２９】高電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲ
ＦＬＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフ
ィルタ動作を行って、位相誤差電圧が平滑化されて出力
される。低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬ
ＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフィル
タ動作を停止し、その直前における出力がホールドされ
て、出力される。高電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮ
Ｔ）が出力されるときは、ゲインコントロール回路８は
キャリアフィルタ７からの出力が２倍されて送出され
る。低電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力され
るときは、ゲインコントロール回路８はキャリアフィル
タ７からの出力がそのまま出力される。
ＦＬＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフ
ィルタ動作を行って、位相誤差電圧が平滑化されて出力
される。低電位のキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬ
ＧＰ）が出力されるときはキャリアフィルタ８はフィル
タ動作を停止し、その直前における出力がホールドされ
て、出力される。高電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮ
Ｔ）が出力されるときは、ゲインコントロール回路８は
キャリアフィルタ７からの出力が２倍されて送出され
る。低電位のゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）が出力され
るときは、ゲインコントロール回路８はキャリアフィル
タ７からの出力がそのまま出力される。
【００３０】以上のように構成された本発明にかかる階
層化伝送ディジタル復調器において、ベースバンド信号
ｉ、ｑに数値制御発振器２から出力される直交する再生
キャリアが演算回路１において乗算されてベースバンド
信号ｉ、ｑが周波数同調され、ベースバンド信号ＩＤ、
ＱＤとしてロールオフフィルタ３を介してフレーム同期
タイミング回路４に送出される。フレーム同期タイミン
グ回路４からＴＭＣＣパターンが伝送モード判定回路５
に供給されてＴＭＣＣパターンがデコードされて伝送モ
ード信号がフレーム同期タイミング回路４へ送出され
る。
層化伝送ディジタル復調器において、ベースバンド信号
ｉ、ｑに数値制御発振器２から出力される直交する再生
キャリアが演算回路１において乗算されてベースバンド
信号ｉ、ｑが周波数同調され、ベースバンド信号ＩＤ、
ＱＤとしてロールオフフィルタ３を介してフレーム同期
タイミング回路４に送出される。フレーム同期タイミン
グ回路４からＴＭＣＣパターンが伝送モード判定回路５
に供給されてＴＭＣＣパターンがデコードされて伝送モ
ード信号がフレーム同期タイミング回路４へ送出され
る。
【００３１】ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤおよび伝送モ
ード信号を受けたフレーム同期タイミング回路４からは
フレーム同期パターンを検出してフレーム同期信号ＳＹ
ＮＣと信号Ａ１、Ａ０が送出される。フレーム同期信号
ＳＹＮＣはゲインコントロール回路８へ送出され、フレ
ーム同期検出ごとにゲインコントロール回路８の動作が
リセットされる。信号Ａ１、Ａ０はキャリア再生用位相
誤差検出回路６および論理ゲート回路１１へ送出され
る。
ード信号を受けたフレーム同期タイミング回路４からは
フレーム同期パターンを検出してフレーム同期信号ＳＹ
ＮＣと信号Ａ１、Ａ０が送出される。フレーム同期信号
ＳＹＮＣはゲインコントロール回路８へ送出され、フレ
ーム同期検出ごとにゲインコントロール回路８の動作が
リセットされる。信号Ａ１、Ａ０はキャリア再生用位相
誤差検出回路６および論理ゲート回路１１へ送出され
る。
【００３２】ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤと信号Ａ１、
Ａ０とを受けたキャリア再生用位相誤差検出回路６では
ベースバンド信号と信号Ａ１、Ａ０とに基づいて位相誤
差テーブルが選択され、位相誤差電圧が検出されて、検
出された位相誤差電圧はキャリアフィルタ７へ送出され
て、平滑化される。一方、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤ
を受けたＣＮＲ測定回路１０ではベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤの信号点配置に基づきＤＳＭＳが計数され、計
数されたＤＳＭＳに基づいてＣ／Ｎ値が求められ、ＣＮ
Ｒコードで出力される。
Ａ０とを受けたキャリア再生用位相誤差検出回路６では
ベースバンド信号と信号Ａ１、Ａ０とに基づいて位相誤
差テーブルが選択され、位相誤差電圧が検出されて、検
出された位相誤差電圧はキャリアフィルタ７へ送出され
て、平滑化される。一方、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤ
を受けたＣＮＲ測定回路１０ではベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤの信号点配置に基づきＤＳＭＳが計数され、計
数されたＤＳＭＳに基づいてＣ／Ｎ値が求められ、ＣＮ
Ｒコードで出力される。
【００３３】ＣＮＲコードおよび信号Ａ１、Ａ０を受け
た論理ゲート回路１１では、高Ｃ／Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ
／Ｎであるかが検出され、高Ｃ／Ｎ、又は中Ｃ／Ｎと検
出されたときはゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）がゲイン
コントロール回路８に送出され、ゲインコントロール回
路８が高ループゲインに制御されて、キャリアフィルタ
７から出力される位相誤差電圧が２倍されて送出され
る。論理ゲート回路１１において低Ｃ／Ｎと検出された
ときはゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）によってゲインコ
ントロール回路８が低ループゲインに制御され、キャリ
アフィルタ７から出力される位相誤差電圧がそのまま送
出される。
た論理ゲート回路１１では、高Ｃ／Ｎ、中Ｃ／Ｎ、低Ｃ
／Ｎであるかが検出され、高Ｃ／Ｎ、又は中Ｃ／Ｎと検
出されたときはゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）がゲイン
コントロール回路８に送出され、ゲインコントロール回
路８が高ループゲインに制御されて、キャリアフィルタ
７から出力される位相誤差電圧が２倍されて送出され
る。論理ゲート回路１１において低Ｃ／Ｎと検出された
ときはゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）によってゲインコ
ントロール回路８が低ループゲインに制御され、キャリ
アフィルタ７から出力される位相誤差電圧がそのまま送
出される。
【００３４】ゲインコントロール回路８からの出力を受
けてＡＦＣ回路９は、ゲインコントロール回路８からの
出力電圧にＡＦＣ回路９にて生成されているスキャンニ
ングステップ周波数を定める電圧値が累積加算器９１に
おいて累積加算されて、数値制御発振器２からの発振周
波数が変更されて周波数スキャンニング幅が変化させら
れて、再生キャリア周波数が変化させられる。
けてＡＦＣ回路９は、ゲインコントロール回路８からの
出力電圧にＡＦＣ回路９にて生成されているスキャンニ
ングステップ周波数を定める電圧値が累積加算器９１に
おいて累積加算されて、数値制御発振器２からの発振周
波数が変更されて周波数スキャンニング幅が変化させら
れて、再生キャリア周波数が変化させられる。
【００３５】次に、以上のように構成された本発明にか
かる階層化伝送ディジタル復調器の作用について図１３
に示すフローチャートに基づいて説明する。
かる階層化伝送ディジタル復調器の作用について図１３
に示すフローチャートに基づいて説明する。
【００３６】電源が投入されると、ＡＦＣ回路９の作用
に基づいて周波数スキャンが行われて再生キャリア周波
数が変動させられ（ステップＳ１）、ゲインコントロー
ル回路８が低ループゲインに制御され、フレーム同期パ
ターンが検出されるまでステップＳ１から実行してフレ
ーム同期パターンが検出されるのを待つ（ステップＳ
２）。フレーム同期パターンが検出されるとバースト復
調モードにされて、ＢＰＳＫ信号およびバーストシンボ
ル信号の復調が行われる（ステップＳ３）。ステップＳ
３に続いて受信Ｃ／Ｎが測定される（ステップＳ４）。
に基づいて周波数スキャンが行われて再生キャリア周波
数が変動させられ（ステップＳ１）、ゲインコントロー
ル回路８が低ループゲインに制御され、フレーム同期パ
ターンが検出されるまでステップＳ１から実行してフレ
ーム同期パターンが検出されるのを待つ（ステップＳ
２）。フレーム同期パターンが検出されるとバースト復
調モードにされて、ＢＰＳＫ信号およびバーストシンボ
ル信号の復調が行われる（ステップＳ３）。ステップＳ
３に続いて受信Ｃ／Ｎが測定される（ステップＳ４）。
【００３７】ステップＳ４における受信Ｃ／Ｎ値の測定
に続いてフレーム同期信号ＦＳＹＮＣが連続して複数回
検出されたか否かがチェックされる（ステップＳ５）。
ステップＳ５においてフレーム同期信号ＦＳＹＮＣが連
続して複数回検出されないときフレーム同期確定せずと
してステップＳ１から再び実行される。ステップＳ５に
おいてフレーム同期信号ＦＳＹＮＣが連続して複数回検
出されたときはフレーム同期確定とされて、ステップＳ
５に続いてＴＭＣＣパターンのデコード出力に基づいて
伝送モードの解読がなされる（ステップＳ６）。
に続いてフレーム同期信号ＦＳＹＮＣが連続して複数回
検出されたか否かがチェックされる（ステップＳ５）。
ステップＳ５においてフレーム同期信号ＦＳＹＮＣが連
続して複数回検出されないときフレーム同期確定せずと
してステップＳ１から再び実行される。ステップＳ５に
おいてフレーム同期信号ＦＳＹＮＣが連続して複数回検
出されたときはフレーム同期確定とされて、ステップＳ
５に続いてＴＭＣＣパターンのデコード出力に基づいて
伝送モードの解読がなされる（ステップＳ６）。
【００３８】ステップＳ６に続いて、受信Ｃ／Ｎは高Ｃ
／Ｎ値であるか否かがチェックされる（ステップＳ
７）。ステップＳ７において高Ｃ／Ｎ値であると判別さ
れると、ステップＳ７に続いて階層別復調、すなわち連
続復調がなされ（ステップＳ８）、続いてゲインコント
ロール回路８のゲインが高ループゲインに設定され（ス
テップＳ９）、続いてステップＳ４から実行される。
／Ｎ値であるか否かがチェックされる（ステップＳ
７）。ステップＳ７において高Ｃ／Ｎ値であると判別さ
れると、ステップＳ７に続いて階層別復調、すなわち連
続復調がなされ（ステップＳ８）、続いてゲインコント
ロール回路８のゲインが高ループゲインに設定され（ス
テップＳ９）、続いてステップＳ４から実行される。
【００３９】ステップＳ７〜ステップＳ９では、インバ
ータ１１５から出力される高電位信号がキャリアフィル
タ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として送出され、キャリア
フィルタ７は動作状態に制御され、ヘッダ区間、バース
トシンボル信号区間、ＱＰＳＫ信号区間および８ＰＳＫ
信号区間が入力順に順次復調される。この場合、ナンド
ゲート１１９から高電位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯ
ＮＴ）として送出されて、ゲインコントロール回路８は
高ゲイン状態に制御される。
ータ１１５から出力される高電位信号がキャリアフィル
タ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として送出され、キャリア
フィルタ７は動作状態に制御され、ヘッダ区間、バース
トシンボル信号区間、ＱＰＳＫ信号区間および８ＰＳＫ
信号区間が入力順に順次復調される。この場合、ナンド
ゲート１１９から高電位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯ
ＮＴ）として送出されて、ゲインコントロール回路８は
高ゲイン状態に制御される。
【００４０】ステップＳ７において受信Ｃ／Ｎが高Ｃ／
Ｎ値でないと判別されたときは、中Ｃ／Ｎ値か否かがチ
ェックされる（ステップＳ１０）。ステップＳ１０にお
いて中Ｃ／Ｎ値でないと判別されたときはステップＳ１
０に続いてステップＳ２から再び実行される。ステップ
Ｓ１０において中Ｃ／Ｎ値でないと判別されたときは低
Ｃ／Ｎ値のときであって、ナンドゲート１１９から低電
位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）として送出され
て、ゲインコントロール回路８は低ゲイン状態に制御さ
れる。
Ｎ値でないと判別されたときは、中Ｃ／Ｎ値か否かがチ
ェックされる（ステップＳ１０）。ステップＳ１０にお
いて中Ｃ／Ｎ値でないと判別されたときはステップＳ１
０に続いてステップＳ２から再び実行される。ステップ
Ｓ１０において中Ｃ／Ｎ値でないと判別されたときは低
Ｃ／Ｎ値のときであって、ナンドゲート１１９から低電
位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）として送出され
て、ゲインコントロール回路８は低ゲイン状態に制御さ
れる。
【００４１】また、低Ｃ／Ｎ値のときには、ナンドゲー
ト１１７から出力される高電位信号がキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として送出され、キャリアフ
ィルタ７は動作状態に制御され出力され、ヘッダ区間お
よびバーストシンボル信号区間、すなわちＢＰＳＫ信号
区間（バーストシンボル信号区間を含む）が復調される
ことになる。
ト１１７から出力される高電位信号がキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として送出され、キャリアフ
ィルタ７は動作状態に制御され出力され、ヘッダ区間お
よびバーストシンボル信号区間、すなわちＢＰＳＫ信号
区間（バーストシンボル信号区間を含む）が復調される
ことになる。
【００４２】ステップＳ１０において受信Ｃ／Ｎが中Ｃ
／Ｎ値であると判別されたときは、ステップＳ１０に続
いて低階層信号がＱＰＳＫ信号あるか否かがチェックさ
れる（ステップＳ１１）。ステップＳ１１において低階
層信号がＱＰＳＫ信号であると判別されたときは、ナン
ドゲート１１６から出力される高電位信号がキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として送出され、キャ
リアフィルタ７は動作状態に制御され出力され、ヘッダ
区間、バーストシンボル信号区間およびＱＰＳＫ信号区
間、すなわち図２（ｄ）に示すＧタイミング区間が順次
復調されることになる（ステップＳ１３）。
／Ｎ値であると判別されたときは、ステップＳ１０に続
いて低階層信号がＱＰＳＫ信号あるか否かがチェックさ
れる（ステップＳ１１）。ステップＳ１１において低階
層信号がＱＰＳＫ信号であると判別されたときは、ナン
ドゲート１１６から出力される高電位信号がキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として送出され、キャ
リアフィルタ７は動作状態に制御され出力され、ヘッダ
区間、バーストシンボル信号区間およびＱＰＳＫ信号区
間、すなわち図２（ｄ）に示すＧタイミング区間が順次
復調されることになる（ステップＳ１３）。
【００４３】ステップＳ１３に続いて、ナンドゲート１
１９から高電位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）と
して送出されて、ゲインコントロール回路８は高ゲイン
状態に制御され、次いでステップＳ４から実行される
（ステップＳ１４）。
１９から高電位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）と
して送出されて、ゲインコントロール回路８は高ゲイン
状態に制御され、次いでステップＳ４から実行される
（ステップＳ１４）。
【００４４】ステップＳ１１において低階層信号がＱＰ
ＳＫ信号でないと判別されたときは、８ＰＳＫ信号のと
きであって、オアゲート１１８から低電位のキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力されてキャリア
フィルタのフィルタ動作は停止され、ナンドゲート１１
９から高電位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）とし
て送出されて、ゲインコントロール回路８は高ゲイン状
態に制御され、次いでステップＳ４から実行される（ス
テップＳ１２）。
ＳＫ信号でないと判別されたときは、８ＰＳＫ信号のと
きであって、オアゲート１１８から低電位のキャリアフ
ィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が出力されてキャリア
フィルタのフィルタ動作は停止され、ナンドゲート１１
９から高電位信号がゲイン制御信号（ＧＣＯＮＴ）とし
て送出されて、ゲインコントロール回路８は高ゲイン状
態に制御され、次いでステップＳ４から実行される（ス
テップＳ１２）。
【００４５】上記において説明したように、本発明の実
施の一形態にかかる階層化伝送ディジタル復調器によれ
ば、同期捕捉確定までの期間ヘッダ区間およびバースト
シンボル信号の復調出力に基づいてキャリア再生が行わ
れて、確実で捕捉性能のよいキャリア再生が行われる。
一方、ＣＮＲ測定回路１０によって受信Ｃ／Ｎ値が測定
され、同期捕捉後高Ｃ／Ｎ値のときには連続復調出力に
基づいてキャリア再生が行われ、バースト復調モードの
キャリアフィルタホールド時の周波数変動に基づくジッ
タ発生などが防止される。同期捕捉後中Ｃ／Ｎ値のとき
は８ＰＳＫ信号を除く階層の復調出力に基づいてキャリ
ア再生が行われ、上記と同様に主信号（ＱＰＳＫ）で安
定したキャリア再生が行えることになる。
施の一形態にかかる階層化伝送ディジタル復調器によれ
ば、同期捕捉確定までの期間ヘッダ区間およびバースト
シンボル信号の復調出力に基づいてキャリア再生が行わ
れて、確実で捕捉性能のよいキャリア再生が行われる。
一方、ＣＮＲ測定回路１０によって受信Ｃ／Ｎ値が測定
され、同期捕捉後高Ｃ／Ｎ値のときには連続復調出力に
基づいてキャリア再生が行われ、バースト復調モードの
キャリアフィルタホールド時の周波数変動に基づくジッ
タ発生などが防止される。同期捕捉後中Ｃ／Ｎ値のとき
は８ＰＳＫ信号を除く階層の復調出力に基づいてキャリ
ア再生が行われ、上記と同様に主信号（ＱＰＳＫ）で安
定したキャリア再生が行えることになる。
【００４６】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送
ディジタル復調器によれば、同期捕捉までのキャリア再
生中とそれ以後のキャリア再生中とでキャリア再生ルー
プ特性が異なる再生ループ特性に切り換えられて、最適
で安定したキャリア再生が確実に行えることになる。
ディジタル復調器によれば、同期捕捉までのキャリア再
生中とそれ以後のキャリア再生中とでキャリア再生ルー
プ特性が異なる再生ループ特性に切り換えられて、最適
で安定したキャリア再生が確実に行えることになる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように本発明にかかる階層
化伝送ディジタル復調器によれば、フレーム同期捕捉ま
での期間には確実なキャリア再生が行え、同期捕捉後に
おいて高Ｃ／Ｎ値のときには連続復調出力に基づきキャ
リア再生が行われるため、ジッタ発生などが防止される
という効果が得られる。また、同期捕捉後において中Ｃ
／Ｎ値のときは高階層を除く階層の復調出力に基づいて
キャリア再生が行われ、その必要とする階層においてジ
ッタのない安定したキャリア再生が行えるという効果が
得られる。
化伝送ディジタル復調器によれば、フレーム同期捕捉ま
での期間には確実なキャリア再生が行え、同期捕捉後に
おいて高Ｃ／Ｎ値のときには連続復調出力に基づきキャ
リア再生が行われるため、ジッタ発生などが防止される
という効果が得られる。また、同期捕捉後において中Ｃ
／Ｎ値のときは高階層を除く階層の復調出力に基づいて
キャリア再生が行われ、その必要とする階層においてジ
ッタのない安定したキャリア再生が行えるという効果が
得られる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路の構成を示すブロック図である。
ジタル復調回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送方式
におけるフレーム構成図および信号Ａ１、Ａ０の波形図
である。
におけるフレーム構成図および信号Ａ１、Ａ０の波形図
である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路における演算回路、数値制御発振器およ
びＡＦＣ回路の構成を示すブロック図である。
ジタル復調回路における演算回路、数値制御発振器およ
びＡＦＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路における伝送モード判定回路の伝送モー
ドと階層組み合わせとの関係を示す図である。
ジタル復調回路における伝送モード判定回路の伝送モー
ドと階層組み合わせとの関係を示す図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路における復調ＲＯＭテーブルの説明図で
ある。
ジタル復調回路における復調ＲＯＭテーブルの説明図で
ある。
【図６】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路におけるゲインコントロール回路のルー
プゲインと論理との関係を示す図である。
ジタル復調回路におけるゲインコントロール回路のルー
プゲインと論理との関係を示す図である。
【図７】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路における位相誤差テーブル（ＢＰＳＫ信
号の場合）の説明図である。
ジタル復調回路における位相誤差テーブル（ＢＰＳＫ信
号の場合）の説明図である。
【図８】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路における位相誤差テーブル（ＱＰＳＫ信
号の場合）の説明図である。
ジタル復調回路における位相誤差テーブル（ＱＰＳＫ信
号の場合）の説明図である。
【図９】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送ディ
ジタル復調回路における位相誤差テーブル（８ＰＳＫ信
号の場合）の説明図である。
ジタル復調回路における位相誤差テーブル（８ＰＳＫ信
号の場合）の説明図である。
【図１０】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送デ
ィジタル復調回路におけるＣＮＲ測定の説明に供する特
性図である。
ィジタル復調回路におけるＣＮＲ測定の説明に供する特
性図である。
【図１１】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送デ
ィジタル復調回路におけるＣＮＲ測定回路の出力ＣＮＲ
コードとＣ／Ｎ値との関係を示す図である。
ィジタル復調回路におけるＣＮＲ測定回路の出力ＣＮＲ
コードとＣ／Ｎ値との関係を示す図である。
【図１２】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送デ
ィジタル復調回路における論理ゲート回路の構成を示す
ブロック図である。
ィジタル復調回路における論理ゲート回路の構成を示す
ブロック図である。
【図１３】本発明の実施の一形態にかかる階層化伝送デ
ィジタル復調回路の作用の説明に供するフローチャート
である。
ィジタル復調回路の作用の説明に供するフローチャート
である。
１ 演算回路 ２ 数値制御発振器 ３ ロールオフフィルタ ４ フレーム同期タイミング回路 ５ 伝送モード判定回路 ６ キャリア再生用位相誤差検出回路 ７ キャリアフィルタ ８ ゲインコントロール回路 ９ ＡＦＣ回路 １０ ＮＣＲ測定回路 １１ 論理ゲート回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年１２月２２日
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松田 昇治 東京都渋谷区道玄坂１丁目14番６号 株式 会社ケンウッド内 (72)発明者 加藤 久和 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 橋本 明記 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内
Claims (2)
- 【請求項１】ヘッダ区間の被変調波およびバーストシン
ボル信号の被変調波を復調した復調出力に基づいてキャ
リア再生を行う第１のキャリア再生手段と、受信Ｃ／Ｎ
値を測定するＣ／Ｎ測定手段と、同期捕捉後測定受信Ｃ
／Ｎ値が予め定めた第１の閾値以上のＣ／Ｎ値のときに
は連続復調出力に基づいてキャリア再生を行う第２のキ
ャリア再生手段と、同期捕捉後測定受信Ｃ／Ｎ値が前記
第１の閾値未満であってかつ前記第１の閾値より低い第
２の閾値以上のＣ／Ｎ値のときは高階層を除く階層の復
調出力に基づいてキャリア再生を行う第３のキャリア再
生手段を備えたことを特徴とする階層化伝送ディジタル
復調器。 - 【請求項２】請求項１記載の階層伝送ディジタル復調器
において、第１のキャリア再生手段によるキャリア再生
中と第１のキャリア再生手段以外のキャリア再生手段に
よるキャリア再生中とでキャリア再生ループ特性を異な
る再生ループ特性に切り換える再生ループ特性切り換え
手段を備えたことを特徴とする階層伝送ディジタル復調
器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34187097A JP3392028B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 階層化伝送ディジタル復調器 |
| EP98955991A EP1054537B1 (en) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | Hierarchical transmission digital demodulator |
| US09/554,669 US6678336B1 (en) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | Hierarchical transmission digital demodulator |
| PCT/JP1998/005379 WO1999029075A1 (fr) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | Demodulateur numerique pour transmission hierarchisee |
| DE69839375T DE69839375T2 (de) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | Digitaler Demodulator für hierarchische Übertragung |
| CN98811575.1A CN1107399C (zh) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | 分级发射数字解调器 |
| CA002311349A CA2311349C (en) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | Hierarchical transmission digital demodulator |
| DE1054537T DE1054537T1 (de) | 1997-11-28 | 1998-11-30 | Digitaler demodulator für hierarchische übertragung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34187097A JP3392028B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 階層化伝送ディジタル復調器 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001168691A Division JP3392122B2 (ja) | 2001-06-04 | 2001-06-04 | 階層化伝送ディジタル復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11163957A true JPH11163957A (ja) | 1999-06-18 |
| JP3392028B2 JP3392028B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=18349392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34187097A Expired - Lifetime JP3392028B2 (ja) | 1997-11-28 | 1997-11-28 | 階層化伝送ディジタル復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6678336B1 (ja) |
| EP (1) | EP1054537B1 (ja) |
| JP (1) | JP3392028B2 (ja) |
| CN (1) | CN1107399C (ja) |
| CA (1) | CA2311349C (ja) |
| DE (2) | DE69839375T2 (ja) |
| WO (1) | WO1999029075A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001091394A1 (fr) * | 2000-05-24 | 2001-11-29 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif de reception de diffusion numerique bs et procede de reception de diffusion numerique bs |
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|---|---|---|---|---|
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| DE10046575B4 (de) * | 2000-09-20 | 2005-03-10 | Siemens Ag | Verfahren zur Frequenzakquisition, insbesondere zur Initialfrequenzakquisition, einer mobilen Kommunikationseinrichtung |
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| US7483505B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-01-27 | The Directv Group, Inc. | Unblind equalizer architecture for digital communication systems |
| US7471735B2 (en) | 2001-04-27 | 2008-12-30 | The Directv Group, Inc. | Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations |
| US7173981B1 (en) * | 2001-04-27 | 2007-02-06 | The Directv Group, Inc. | Dual layer signal processing in a layered modulation digital signal system |
| US7245671B1 (en) * | 2001-04-27 | 2007-07-17 | The Directv Group, Inc. | Preprocessing signal layers in a layered modulation digital signal system to use legacy receivers |
| US7822154B2 (en) | 2001-04-27 | 2010-10-26 | The Directv Group, Inc. | Signal, interference and noise power measurement |
| US7583728B2 (en) * | 2002-10-25 | 2009-09-01 | The Directv Group, Inc. | Equalizers for layered modulated and other signals |
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| US7502430B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-03-10 | The Directv Group, Inc. | Coherent averaging for measuring traveling wave tube amplifier nonlinearity |
| US7423987B2 (en) * | 2001-04-27 | 2008-09-09 | The Directv Group, Inc. | Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals |
| US8005035B2 (en) | 2001-04-27 | 2011-08-23 | The Directv Group, Inc. | Online output multiplexer filter measurement |
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| WO2004006455A1 (en) | 2002-07-03 | 2004-01-15 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for layered modulation |
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| JP3917633B1 (ja) * | 2005-11-21 | 2007-05-23 | シャープ株式会社 | デジタル復調装置、その制御方法、デジタル復調装置用プログラム、デジタル復調装置用プログラムを記録した記録媒体及びデジタル受信装置 |
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| CN101190137B (zh) * | 2006-11-27 | 2011-06-22 | 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 | 用于超声成像系统的实时数字正交解调方法与装置 |
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| JP2724145B2 (ja) * | 1987-03-24 | 1998-03-09 | 株式会社日立製作所 | 搬送波再生装置 |
| DE3886107T2 (de) * | 1987-06-23 | 1994-05-26 | Nippon Electric Co | Träger/Rausch-Detektor für digitale Übertragungssysteme. |
| JPH0748750B2 (ja) * | 1988-11-15 | 1995-05-24 | 日本電気株式会社 | 同期復調装置 |
| DE69232530T2 (de) * | 1991-03-27 | 2002-11-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signalübertragungssystem |
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1997
- 1997-11-28 JP JP34187097A patent/JP3392028B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-11-30 EP EP98955991A patent/EP1054537B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-11-30 US US09/554,669 patent/US6678336B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-11-30 DE DE69839375T patent/DE69839375T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-11-30 WO PCT/JP1998/005379 patent/WO1999029075A1/ja active IP Right Grant
- 1998-11-30 CA CA002311349A patent/CA2311349C/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-11-30 DE DE1054537T patent/DE1054537T1/de active Pending
- 1998-11-30 CN CN98811575.1A patent/CN1107399C/zh not_active Expired - Lifetime
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