JP3773388B2 - クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法 - Google Patents
クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3773388B2 JP3773388B2 JP2000072119A JP2000072119A JP3773388B2 JP 3773388 B2 JP3773388 B2 JP 3773388B2 JP 2000072119 A JP2000072119 A JP 2000072119A JP 2000072119 A JP2000072119 A JP 2000072119A JP 3773388 B2 JP3773388 B2 JP 3773388B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- clock signal
- frequency
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2679—Decision-aided
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ方式に基づいて変調された変調信号を受信するＯＦＤＭ受信機におけるクロック再生装置およびクロック再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年デジタル信号を伝送する方法として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の技術を用いてディジタル変調する方式である。このＯＦＤＭ方式では、多数の副搬送波により伝送帯域を分割し、多数の副搬送波を並列に伝送しているため、副搬送波１波に割り当てられる伝送帯域としては狭くなり、副搬送波１波についての変調速度は遅くなるが、副搬送波の数が多数であることから総合的な伝送速度については従来の変調方式と変わらないことになる。
【０００３】
また、このＯＦＤＭ方式は、上記のように多数の副搬送波が分割されて並列に伝送されることから、任意の単位時間に含まれる１シンボルの信号量が減少することから変調速度は遅くなるが、伝送路にマルチパス妨害波の存在する場合には、１シンボルの信号を受信する時間中に受信する相対的なマルチパス妨害波の受信量を減少させることができることから、マルチパス妨害波による妨害に強くなるという利点を有している。
【０００４】
以上に記載した特徴からＯＦＤＭ方式は、地形や建造物等によるマルチパス妨害の影響を強く受ける地上波においてディジタル信号を伝送する場合に有利であり、日本の地上波ディジタル放送方式にも採用されている。
【０００５】
ところで、ＯＦＤＭ方式の受信機においてＯＦＤＭ変調信号を正しく復調するためには、復調回路中で各種の同期を取ることが必要であり、また、復調処理における全ての処理の基準となるクロック信号も送信側のクロック信号と同期させなければならない。
【０００６】
ここで、受信側で発生するクロック信号を送信側のクロック信号と同期させるための方法として、従来から提案されているクロック信号の再生方法について説明する。
【０００７】
図１３は、例えば、特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機におけるクロック信号の再生回路のブロック図である。
【０００８】
図のクロック信号の再生回路１１５は、差動復調回路３と、ＲＯＭ（Reed Only Memory）１２と、ゲート回路１４と、累積加算回路１５（累積加算手段）と、平均値回路１６と、比較回路１８と、制御回路２０と、符号反転回路２１と、セレクタ２２と、クロック発振制御回路６０（制御手段）とから構成され、差動復調回路３は、さらにＲＡＭ（Random Access Memory）６、７（記憶手段）、符号反転回路１０、および、複素乗算回路１１を有している。
【０００９】
差動復調回路３は、主搬送波周波数信号により１次復調されたアナログ信号の副搬送波周波数信号（ＩＦ信号）が、ＯＦＤＭ受信機中のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路によりディジタル化され、該ＩＦ信号から副搬送波周波数信号（ベースバンド信号）の復調回路にて生成されるシンボル毎のＩチャンネルデータＩＲ（以下、ＩＲと記す）およびＱチャンネルデータＱＲ（以下、ＱＲと記す）が入力されて、そのＩＲおよびＱＲに基づいて実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮを演算して出力する。なお、ＩＲおよびＱＲは、ベースバンド信号の復調回路中において離散的フーリエ変換を実施する高速フーリエ演算（ＦＦＴ）回路から出力される。
【００１０】
差動復調回路３中のＲＡＭ６、７は、入力されたＩＲまたはＱＲを、後述する制御回路２０から出力される制御信号ｃに応じて、シンボル単位で記憶し、記憶したシンボル毎のデータ（ＩＲまたはＱＲ）を１シンボル時間だけ遅らせて出力する。符号反転回路１０は、ＲＡＭ７から出力したデータの正負符号を反転して出力する。
【００１１】
複素乗算回路１１は、遅延されていないＩＲとＱＲに対して、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７により遅延されたＩＲとＱＲをそれぞれｄＩＲ、ｄＱＲと表すと、以下の式（１）に示す複素演算を行い、演算結果を実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮとに分けて出力する。なお、以下の説明中において、ｊは虚数を表す。
【００１２】
（Ｉ＋ｊＱ）（Ｉ-1−ｊＱ-1） ・・・（１）
【００１３】
ＲＯＭ（Read Only Memory）１２は、アークタンジェント（逆正接関数）データを格納しており、入力された実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応する位相変動量データＰＳを出力する。また、上記の複素乗算回路１１及びＲＯＭ１２により演算回路１３を構成している。
【００１４】
ゲート回路１４は、制御回路２０からの制御信号に従ってＲＯＭ１２から出力される位相変動量データＰＳ中から、送信側にて挿入されたパイロット信号に対応する成分だけを選択し、符号反転回路２１およびセレクタ２２に供給する。符号反転回路２１は、入力された位相変動量データＰＳ（パイロット信号に対応する成分のみ）の符号を反転し、セレクタ２２に供給する。
【００１５】
セレクタ２２は、制御回路２０からの制御信号によって制御され、ゲート回路１４から直接入力されたパイロット信号に対応する位相変動量データＰＳが正の周波数であれば、その位相変動量ＰＳを選択し、また、その位相変動量ＰＳが負の周波数であれば、符号反転回路２１から入力された位相変動量を選択して累積加算回路１５に供給する。
【００１６】
累積加算回路１５は、シンボル毎の位相変動量ＰＳが入力される直前に制御回路２０から供給される制御信号ｂにより初期化された後、セレクタ２２から出力されるパイロット信号に対応する位相誤差量ＰＳを累積加算し、シンボル毎に出力する。
【００１７】
平均値回路１６は、シンボル毎に累積加算回路１５から出力される累積加算された位相誤差量を数シンボルに渡って平均化してシンボル毎に出力することにより、位相誤差量に含まれるガウス雑音を取り除いた位相誤差量ＰＳ０を出力する。
【００１８】
比較回路１８は、ＯＦＤＭ受信機用クロック発振回路から出力されるクロック信号の周波数が確定（ロックイン）されたこと、すなわち、各シンボル間の差動復調データが０になることから平均値回路１６のシンボル毎の出力にも差が無くなる場合を検出して制御回路２０に通知する。すなわち、比較回路１８では、シンボル間の差動復調データが０である場合の平均値回路１６の出力値に等しい値の基準値ＳＶと、現在の平均値回路１６の出力値である位相誤差量ＰＳ０とを比較し、その比較結果をシンボル毎に制御回路２０に出力する。
【００１９】
制御回路２０は、シンボル毎の比較回路１８の比較結果を受信して、ゲート回路１４とセレクタ２２をパイロット信号毎の位相変動量データＰＳのタイミングに対応するように制御すると共に、累積加算回路１５に制御信号ｂ、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７に制御信号ｃを出力することにより、それらから入出力される信号がシンボル期間毎となるように制御する。
【００２０】
クロック発振制御回路６０は、平均値回路１６の出力データＰＳ０に基づいて、不図示のＯＦＤＭ受信機用クロック信号発振器の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する。
【００２１】
特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機では、上記したクロック信号の再生回路を用いることにより、ＯＦＤＭ受信機内のクロック発振回路にて発振されるクロック信号を、送信側のクロック信号と同期させるようにしている。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＯＦＤＭ受信機の副搬送波信号を復調する場合には、高速フーリエ変換回路にて離散的フーリエ変換が実施されて、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。その変換の際の、時間領域における変換範囲を規定する領域を時間窓と称している。この時間窓は、クロック信号に周波数誤差、位相誤差がある場合にはずれることになる。
【００２３】
例えば、クロック信号に位相誤差のみがあって周波数誤差が無い場合には、時間窓は全シンボルに対して一定の時間だけずれるので、全シンボルの副搬送波の周波数成分に対して一定の位相回転が与えられる。
【００２４】
一方、クロック信号に周波数誤差のみがある場合には、時間窓には毎シンボル毎に異なる時間のずれが生じるので、副搬送波の周波数成分に対しては、時間によって変動する位相回転が与えられることになる。
【００２５】
ここで、上記特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機のように、先に１シンボル前の全副搬送波信号と現シンボル中の全副搬送波信号とから、現シンボル中の全副搬送波信号についての位相誤差量を検出してしまい、その位相誤差量中からパイロット信号に対応する成分のみを選択し、選択された位相誤差量の成分に基づいてクロック信号を再生する場合には、検出される位相誤差中に、クロック信号の周波数誤差に起因する位相誤差は含まれるが、クロック信号の位相誤差に起因する位相誤差は含まれない。
【００２６】
これは、前記したようにクロック信号に周波数誤差がある場合には、副搬送波に時間によって変動する位相回転がおこることから、各シンボルのパイロット信号間で副搬送波の位相が変動するが、クロック信号に位相誤差のみがある場合には、副搬送波の位相がシンボル間で変動しないので、シンボル間位相変動量としては検出することができなくなるためである。
【００２７】
その結果、上記公報に記載されたクロック信号の再生回路では、クロック信号の位相誤差に関しては制御不可能であり、クロック信号の引き込み性能を上げることができないという問題を有していた。
【００２８】
また、クロック信号の引き込み性能が上がらないと、クロック信号に周波数誤差が残ってしまう。ＯＦＤＭ受信機においてクロック信号に周波数誤差がある場合には、再生信号におけるビット誤り率特性が悪くなるだけでなく、各副搬送波間の直交性が崩れることから、副搬送波間の干渉による妨害が発生するという問題を有していた。
【００２９】
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、周波数誤差および位相誤差のないクロック信号を正確に生成することができるＯＦＤＭ受信機用のクロック信号再生回路を提供することを目的としている。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、請求項１に記載した本発明のクロック信号再生回路は、受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、前記復調信号中から送信側で内挿されたパイロット信号を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段にて選択された前記パイロット信号の周波数成分を記憶する記憶手段と、前記パイロット信号の周波数成分と、前記パイロット信号と同一シンボル内であり且つ該パイロット信号より少なくとも１副搬送波前の前記記憶手段に記憶されたパイロット信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算手段と、前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算手段と、前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００３１】
また、請求項２に記載した本発明のクロック信号再生回路は、受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、前記復調信号中から伝送パラメータ等の受信機の復調動作に関る情報を伝送するＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号および付加情報を伝送するＡＣ（Auxiliary Channel）信号を選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段にて選択された前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分を記憶する記憶手段と、前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分と、前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号と同一シンボル内であり且つ前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号より少なくとも１副搬送波前の前記記憶手段に記憶されたＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算手段と、前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算手段と、前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００３２】
請求項２の本発明では、前記請求項１に記載したクロック信号再生回路においてパイロット信号を選択して復調信号中の位相変動量を算出していたものを、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号を選択して位相変動量を算出するようにした。
【００３３】
また、請求項３の本発明は、請求項１または２に記載のクロック信号再生回路において、前記ＯＦＤＭ受信機がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式またはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式により副搬送波が変調された同期変調信号部と、ＤＱＰＳＫ（Diffrential Quadrature Phase Shift Keying）方式により副搬送波が変調された差動変調信号部とが混在するＯＦＤＭ変調信号を受信し、前記同期変調信号部あるいは前記差動変調信号部にて伝送されるパイロット信号、ＴＭＣＣ信号またはＡＣ信号の周波数軸上における各信号の配置が異なる場合に、前記第１の選択手段および前記第２の選択手段を備えると共に、入力した復調信号が前記同期変調信号部あるいは前記差動変調信号部の何れであるかを判定して、各変調信号部毎に前記第１の選択手段と前記第２の選択手段のどちらで選択するかの切替指示を出力する信号判定手段を有することを特徴とする。
【００３４】
また、請求項４の本発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段は、前記位相変動量についてタンジェント（正接関数）を用いて近似した結果を出力することを特徴とする。
【００３５】
また、請求項５の本発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段は、前記位相変動量についてサイン（正弦関数）を用いて近似した結果を出力することを特徴とする。
【００３６】
また、請求項６の本発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段は、前記位相変動量の極性のみを出力することを特徴とする。
【００３７】
また、請求項７の本発明は、請求項１乃至６の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段から出力される前記位相変動量が所定値以上であるか否かを判定する判定手段と、該判定手段により前記出力が所定値以上であると判定された場合には前記出力を後段の回路に出力する一方で前記出力が所定値未満であると判定された場合には後段の回路に出力しない切替手段とを備えることを特徴とする。
【００３８】
また、請求項８に記載した本発明のクロック信号再生方法は、受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、前記復調信号中から送信側で内挿されたパイロット信号、伝送パラメータ等の受信機の復調動作に関る情報を伝送するＴＭＣＣ信号または付加情報を伝送するＡＣ信号を選択する選択ステップと、前記選択ステップにて選択された前記パイロット信号、前記ＴＭＣＣ信号または前記ＡＣ信号の周波数成分を記憶する記憶ステップと、前記パイロット信号、前記ＴＭＣＣ信号または前記ＡＣ信号の周波数成分と、前記各信号と同一シンボル内であり且つ前記記憶ステップにて記憶された前記各信号より少なくとも１副搬送波前の同種の各信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算ステップと、前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算ステップと、前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタステップと、前記フィルタステップの出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御ステップと実施することを特徴とする。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図示した実施の形態に基づいて説明する。
【００４０】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【００４１】
ＯＦＤＭ受信機１５０は、図１に示したように、受信アンテナ１０１と、乗算回路１０２と、主搬送波発振回路１０３と、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４と、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５と、副搬送波周波数信号復調回路１２０と、クロック信号発振器１１６と、クロック信号再生回路１３０とから構成される。また、副搬送波周波数信号復調回路１２０は、さらに、デマルチプレクサ１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７および１０８と、複素乗算回路１０９と、数値コントロール発振回路１１０と、加算回路１１１と、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２と、相関値演算回路１１３と、搬送波周波数誤差演算回路１１４とからなる。
【００４２】
受信アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調された無線信号（ＯＦＤＭ変調信号）を受信する。乗算回路１０２は、主搬送波発振回路１０３から出力される所定の主搬送波周波数信号と受信した無線信号とを乗算する。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４は、乗算回路１０２の出力から副搬送波周波数帯域となる中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する。アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５は、ＢＰＦ１０４により抽出されたアナログのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
【００４３】
デマルチプレクサ１０６は、デジタル化されたＩＦ信号からＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータとを分離して出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７は、ＩチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去し、ＬＰＦ１０８は、ＱチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去する。
【００４４】
複素乗算回路１０９は、入力するＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータに対し、数値制御発振回路１１０より制御されつつ供給される副搬送波周波数信号を乗算することにより、周波数誤差を除外しつつＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを生成する。高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２は、複素乗算回路１０９から入力する時間信号であるＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを、周波数分解することにより、離散的フーリエ変換を実施したＩチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲを生成する。
【００４５】
相関値演算回路１１３は、複素乗算回路１０９の出力をそのまま使った信号中の被転送ガード期間と、有効シンボル期間だけ遅延させた信号のガード期間とから２信号間の相関値を演算して出力する。搬送波周波数誤差演算回路１１４は、ＦＦＴ１１２の出力から周波数毎の出力の偏りを検出することにより、復調データＩＲとＱＲの周波数誤差を検出し、加算回路１１１に出力する。加算回路１１１は、相関値演算回路１１３の相関値出力と、搬送波周波数誤差演算回路１１４の周波数誤差出力とを加算して数値制御発振回路１１０に供給する。
【００４６】
副搬送波周波数信号復調回路１２０では、上記のように複素乗算回路１０９により相関値が最大となるタイミングにて後段のＦＦＴ１１２に演算を開始させるので、ＦＦＴ１１２から出力される変換データＩＲとＱＲの周波数誤差を最小にすることができる。
【００４７】
クロック信号再生回路１３０は、復調データＩＲとＱＲとから、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを生成して出力する。クロック信号発振器１１６は、クロック信号再生回路１３０から出力され制御信号ＣＳに応じてクロック信号を発振してＡ／Ｄ変換回路１０５およびその他の回路に対して出力する。
【００４８】
図２は、本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【００４９】
尚、図２に示したクロック信号再生回路１３０において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００５０】
図２のクロック信号再生回路１３０と図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、復調データＩＲとＱＲが差動復調回路３に入力される前に、復調データＩＲとＱＲとから送信側で規定されたパイロット信号に対応するデータのみを選択する第１の選択手段であるセレクタ３０および４０を設けている点と、複素乗算回路１１及びＲＯＭ１２によりなる演算回路１３が位相変動量データＰＳを出力してからクロック発振制御回路６０に信号が入力するまでの処理回路が、累積加算回路１５とループフィルタ５０（フィルタ手段）になっている点である。
【００５１】
セレクタ３０の中には、復調データＩＲ中からパイロット信号に対応するデータのみを選択するスイッチ３１と、スイッチ３１にて選択されたデータから送信側で規定された位相値を除去する位相補正回路３２とを有している。同様に、セレクタ４０の中には、復調データＱＲ中からパイロット信号に対応するデータのみを選択するスイッチ４１と、スイッチ４１にて選択されたデータから送信側で規定された位相値を補正する位相補正回路３２とを有している。
【００５２】
送信側で規定されたパイロット信号に対応する位相値とは、例えば、日本ディジタル地上波放送規格に規定された位相値である。日本ディジタル地上波放送規格では、パイロット信号に対応する副搬送波の振幅および位相は、予め送信側で規定するようになっており、その規定値が受信側にも既知となるようにしている。具体例としては、送信側でパイロット信号の位相を０もしくはπと規定する場合には、受信側に対して受信したパイロット信号に対応する副搬送波の位相が０であるかπであるかを予め通知しておく。このパイロット信号に対応する副搬送波の既知位相がπである場合、位相補正回路３２、４２はパイロット信号の位相からπを減算補正して出力することになる。
【００５３】
本実施の形態の差動復調回路３内では、パイロット信号に対応するデータのみの差動復調を実施することになる。ＲＡＭ６および７では、位相補正回路３２および４２から出力された復調データＩＲおよびＱＲを記憶するが、その際に、復調データＩＲおよびＱＲ中のパイロット信号に対応するデータのみを記憶し、パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させて遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲを出力する。符号反転回路１０は、ＲＡＭ７から出力される遅延復調データｄＱＲの符号を反転して出力するが、これもパイロット信号に対応する遅延復調データｄＱＲのみが出力される。
【００５４】
複素乗算回路１１は、遅延されていないパイロット信号の復調データＩＲおよびＱＲと、ＲＡＭ６および７により遅延されたパイロット信号の遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲとの複素演算を行い、演算結果をパイロット信号の実数成分データＲＮとパイロット信号の虚数成分データＪＮとに分けて出力する。
【００５５】
ＲＯＭ１２は、入力されたパイロット信号の実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応するデータを格納されているアークタンジェント（逆正接関数）データから読み出し、パイロット信号の位相変動量データＰＳとして出力する。
【００５６】
累積加算回路１５は、ＲＯＭ１２から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳを１シンボル時間に亘って累積して加算する。ループフィルタ５０は、累積加算回路１５から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データから雑音成分を除去する。クロック発振制御回路６０は、ループフィルタ５０の出力データ（パイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データ）によってクロック信号発振器１１６の発振周波数を制御する制御信号ＣＳを出力する。
【００５７】
図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図１のクロック信号発振器１１６にて生成されるクロック信号に周波数誤差がある場合に、図２のクロック信号再生回路１３０に入力する復調データＩＲおよびＱＲの周波数成分に現れる位相誤差を説明するための図である。図３（ａ）がクロック信号に周波数誤差が無い場合の復調データＩＲおよびＱＲの周波数成分を示す図であり、図３（ｂ）がクロック信号に周波数誤差が有る場合の復調データＩＲおよびＱＲの周波数成分を示す図であり、図３（ｃ）がクロック信号に周波数誤差が有る場合の復調データＩＲおよびＱＲ中のパイロット信号の周波数成分の位相誤差を示す図である。
【００５８】
図３（ａ）、（ｂ）において、ＳＰ０は、１シンボル内における最低周波数のパイロット信号であり、ＳＰ１およびＳＰ２は、前記パイロット信号ＳＰ０と同一シンボル内であるがより周波数の高いパイロット信号であり、ＳＰ３は、前記パイロット信号ＳＰ０と同一のシンボル内における最高周波数のパイロット信号である。
【００５９】
図３（ｃ）において、９１は最低周波数のパイロット信号ＳＰ０の位相θ0とパイロット信号ＳＰ１の位相θ1との間の位相変動量（θ1−θ0）であり、９２はパイロット信号ＳＰ１の位相θ1とパイロット信号ＳＰ２の位相θ2との間の位相変動量（θ2−θ1）であり、９３はパイロット信号ＳＰ２の位相θ2と最高周波数のパイロット信号ＳＰ３の位相θ3との間の位相変動量（θ3−θ2）である。また、９４は同一シンボル内の隣接パイロット信号間の位相変動量９１乃至は９３を累積加算した位相変動量Σ（θf−θf-1）である。
【００６０】
この累積加算した位相変動量である位相変動量９４は、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量と一致する。従って、同一シンボル内において隣接するパイロット信号の各周波数成分の位相変動量について、１シンボル時間に亘って累積加算を実施する場合には、同一シンボル内における最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量と等しいことになる。
【００６１】
次に、図１および図２に示した本発明の実施の形態１の動作について説明する。
【００６２】
図４は、本実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【００６３】
副搬送波周波数信号復調回路１２０のＦＦＴ１１２から出力された復調データＩＲおよびＱＲのうち、送信側で規定されるパイロット信号に対応する副搬送波のデータをセレクタ３０および４０により選択して出力する（ステップＳ１）。
【００６４】
セレクタ３０および４０から出力されたパイロット信号の復調データは、ＲＡＭ６および７に供給される。ＲＡＭ６はパイロット信号の復調データＩＲを記憶し、ＲＡＭ７はパイロット信号の復調データＱＲをそれぞれ記憶し、次のパイロット信号に対応する復調データＩＲおよびＱＲが供給されるまで前記データを保持する。すなわち、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７は、記憶した復調データを各パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させた遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲとして出力する（ステップＳ２）。
【００６５】
また、ＲＡＭ７から出力された遅延復調データｄＱＲＱは、符号反転回路１０により正負符号が反転されて出力される。
【００６６】
パイロット信号の復調データＩＲ、復調データＱＲ、遅延復調データｄＩＲ、および、符号反転された遅延復調データｄＱＲは、複素乗算回路１１に供給されて複素乗算が施される。複素乗算回路１１の演算結果は、実成分データＲＮおよび虚成分データＪＮとして分割され、複素乗算回路１１から出力される（ステップＳ３）。
【００６７】
ＲＯＭ１２では、複素乗算回路１１から出力された実成分データＲＮおよび虚成分データＪＮに対応するアークタンジェント（逆正接関数）データが読み出され、それらの値に基づいて隣接するパイロット信号間の位相変動量ＰＳが演算されて出力される（ステップＳ４）。
【００６８】
累積加算回路１５は、同一シンボルにおいてＲＯＭ１２から出力される隣接するパイロット信号間の各位相変動量データＰＳを、１シンボル時間に亘って累積して加算する。１シンボル分の累積加算が終了すると、累積加算結果を出力して、累積加算値を初期化する（ステップＳ５）。
【００６９】
累積加算回路１５から１シンボル分の処理が終了するごとに出力される累積加算結果は、ループフィルタ５０に供給される。累積加算結果はループフィルタ５０で不要な雑音成分が除去された位相変動データＰＳ１として出力される。（ステップＳ６）。
【００７０】
クロック発振制御回路６０は、上記のように検出された同一シンボル内の各パイロット信号の位相変動量の累積加算値である位相変動データＰＳ１から、位相変動データＰＳ１中に内在するクロック信号の周波数誤差および位相誤差を検出し、そのクロック信号の周波数誤差および位相誤差に基づいて、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ７）。
【００７１】
このように図１に示したＡ／Ｄ変換回路１０５と、副搬送波周波数信号復調回路１２０と、クロック信号再生回路１３０と、クロック信号発振器１１６とは、クロック信号の周波数を制御するためにＰＬＬ回路を構成している。
【００７２】
本実施の形態では、上記のように、パイロット信号を選択してから複素乗算を実施することにより、同一シンボル内において隣接するパイロット信号間の位相変動量をパラメータとして持つデータを得ている。すなわち、本実施の形態では、図３（ｃ）に示した如き同一シンボル内におけるパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出している。これにより、各シンボル間の副搬送波の位相が変動しない場合でも、クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【００７３】
また、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量９４を、例えば、＋３πであったとした場合、前記位相変動量９４は本実施の形態のように累積加算せずに一度に算出することも考えられる。しかし、演算回路１３により一度に算出できる位相変動量の最大値は＋２πまでであり、例え＋３πの位相変動があっても１度に算出した場合には、擬似的に＋πの位相変動量が算出されるので、正しく算出できないことになる。
【００７４】
なお、一般的にシンボル内のパイロット信号の数は多数であるので、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３が＋２π以上になることはないが、同一シンボル内の位相変動量９４としては、＋２π以上の例えば＋３πになる場合が考えられる。
【００７５】
それに対して本実施の形態の構成では、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３がそれぞれ＋２π以下であるならば、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までのトータルの位相変動量９４が＋２π以上であっても、隣接するパイロット信号間の各位相変動量９１〜９３を１シンボル時間に亘って累積加算するので、同一シンボル内の位相変動量９４を正しく算出でき、さらに、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量９４の検出範囲を＋２π以上に広げることができる。
【００７６】
また、上記のようにシンボル内のパイロット信号の数は多数であることから、例えば、1シンボル期間よりも短い期間間隔で位相変動量を算出することにより、位相変動量９４の算出頻度を上げることができる。その場合、位相変動量の算出精度が上がることから、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【００７７】
さらに、上記のようにクロック信号の引き込み性能が上がると、復調時の副搬送波間の干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【００７８】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、パイロット信号の位相情報を利用したが、実施の形態２では、ＴＭＣＣ信号またはＡＣ信号の位相情報を利用する。
【００７９】
ＴＭＣＣ信号は、伝送多重制御（Transmission and Multiplexing Configuration Control）に用いる信号であり、伝送された信号を受信機で復調動作するために必要な最も基本的な情報、例えば、変調方式や誤り訂正符号方式等を含む伝送パラメータ等、を伝送する信号である。ＡＣ信号は、例えば、副音声や文字情報等の付加情報を伝送するための副チャネル（Auxiliary Channel）に用いる信号である。
【００８０】
日本の地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、ＤＱＰＳＫ等により副搬送波の変調が指定される差動変調部とＱＰＳＫ、ＱＡＭ等により変調が指定される同期変調部が混在して伝送される。前記同期変調部には同期復調用信号としてパイロット信号が含まれるが、差動変調部にはパイロット信号が含まれない。従って、上記した実施の形態１では、差動変調部を受信している時には、位相変動量を算出できなくなる。そこで、本実施の形態では、差動変調部を受信する際にはパイロット信号のかわりに、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分の位相情報から位相変動量を算出するようにした。
【００８１】
前記日本の地上波ディジタル放送規格によると、同一シンボル内におけるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する副搬送波の周波数成分は全て同一の位相で伝送される。よって、上記した実施の形態１で示したパイロット信号と同様に、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号の位相情報を用いて同一シンボル内における位相変動量を容易に算出することができる。
【００８２】
図５は、本発明の実施の形態２のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【００８３】
尚、図５に示したクロック信号再生回路１３１において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００８４】
また、本発明の実施の形態２のクロック信号再生回路１３１が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【００８５】
図５の本実施の形態のクロック信号再生回路１３１と図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、復調データＩＲとＱＲとから送信側で規定されたパイロット信号に対応するデータのみを選択する第１の選択手段がセレクタ３０および４０であったが、クロック信号再生回路１３１では、復調データＩＲとＱＲとから送信側で規定されたＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応するデータのみを選択する第２の選択手段がセレクタ３３および４３になっている点である。
【００８６】
セレクタ３３は、復調データＩＲ中からＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応するデータのみを選択するスイッチ機能を有している。同様に、セレクタ４３は、復調データＱＲ中からＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応するデータのみを選択するスイッチ機能を有している。
【００８７】
また、実施の形態１では必要とされた位相補正回路３２および４２については、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号が同一シンボル内では同一の位相で伝送されることから不要となる。上記以外の構成については、実施の形態１と同様である。
【００８８】
次に、本発明の実施の形態２の動作について説明する。
【００８９】
実施の形態２の動作は、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ１が、パイロット信号を選択する処理ではなく、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号を選択する処理に変更される。そのため、その後のステップ中にて用いられるパイロット信号もＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に変更される。
【００９０】
以上のようにＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号を用いることで、パイロット信号が含まれない差動変調部においても同一シンボル内における副搬送波周波数成分の位相変動量を算出することができる。また、ＴＭＣＣ信号とＡＣ信号の両方の信号を利用することで、位相変動量を検出するための周波数成分の数を増やすことができ、位相変動量の算出頻度が上がることから位相変動量の算出精度が上がり、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【００９１】
実施の形態３．
上記実施の形態１ではパイロット信号の位相情報を、実施の形態２ではＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号の位相情報を利用したが、実施の形態３ではパイロット信号、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号の位相情報を受信変調部ごとに切り替えて利用する。
【００９２】
前記したように日本の地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、ＤＱＰＳＫ等により副搬送波の変調が指定される差動変調部とＱＰＳＫ、ＱＡＭ等により変調が指定される同期変調部が混在して伝送されており、前記同期変調部には同期復調用信号としてパイロット信号が含まれるが、差動変調部にはパイロット信号が含まれない。ＴＭＣＣ信号とＡＣ信号は、同期変調部であるか、あるいは差動変調部であるかに関係無く含まれるが、同期変調部に含まれる場合と差動変調部に含まれる場合では伝送される周波数の配置が一部異なっている。また、送出側からは、同期変調部と差動変調部が混在して伝送出力されることから、各変調部の切り替わりのタイミング情報をＴＭＣＣ信号によって伝送するようにしている。受信側では、ＴＭＣＣ信号を解析（デコード）することにより、受信した変調信号内の上記各変調部が切り替わるタイミング情報を検出し、そのタイミング情報を用いて変調部毎に適した復調を実施する。
【００９３】
従って、ＯＦＤＭ受信機において受信を開始した時点からＴＭＣＣ信号をデコードするまでの期間は、どのタイミングで同期変調部と差動変調部が切り替わるのかは不明となる。そこで本実施の形態では、受信初期状態においては、差動変調部と同期変調部に共通の周波数配置で伝送されるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する周波数成分の位相情報のみを利用して位相変動量を算出し、ＴＭＣＣ信号をデコードすることによりタイミング情報が検出されて差動変調部と同期変調部の伝送出力中の配置が明らかになった状態では、各変調部毎に特定される周波数配置のパイロット信号、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号の位相情報を利用して位相変動量を算出する。
【００９４】
図６は、本発明の実施の形態３のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【００９５】
尚、図６に示したクロック信号再生回路１３２において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０および図５に示した実施の形態２のクロック再生回路１３１と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００９６】
また、本発明の実施の形態３のクロック信号再生回路１３２が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【００９７】
図６の本実施の形態のクロック信号再生回路１３２と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０あるいは図５の実施の形態２のクロック信号再生回路１３１とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０あるいはクロック信号再生回路１３１では、選択手段が第1の選択手段であるセレクタ３０および４０のみであるか、第２の選択手段であるセレクタ３３および４３のみであったが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３２では、第1の選択手段であるセレクタ３０および４０と、第２の選択手段であるセレクタ３３および４３との双方の選択手段を有している点と、その選択手段の動作を制御するためにクロック信号再生回路１３２に入力する復調データが差動変調部であるかあるいは同期変調部であるかを判定する信号判定回路７１および７２（信号判定手段）を設けた点である。
【００９８】
セレクタ３０とセレクタ３３は信号判定回路７１と差動復調回路３との間に並列に接続される。同様にセレクタ４０とセレクタ４３も信号判定回路７１と差動復調回路３との間に並列に接続される。
【００９９】
信号判定回路７１には、復調データＩＲ、および、後述するデコード回路１４１によりＴＭＣＣ信号がデコードされた結果のタイミング情報が入力される。また、信号判定回路７１は、復調データＩＲ、および、セレクタ３０とセレクタ３３の選択動作を制御するため制御信号を出力する。同様にして、信号判定回路７２には、復調データＱＲ、および、デコード回路１４１によりＴＭＣＣ信号がデコードされた結果のタイミング情報が入力される。また、信号判定回路７２は、復調データＱＲ、および、セレクタ４０とセレクタ４３の選択動作を制御するため制御信号を出力する。
【０１００】
デコード回路１４１は、副搬送波周波数復調回路１２０の後段に位置する出力生成回路１４０内の回路であり、送信側でコード化された信号を解読（デコード）する回路である。本実施の形態のＴＭＣＣ信号には、前記したように、送出側で同期変調部と差動変調部の切り替わるタイミング情報を含ませて伝送している。従って、デコード回路１４１では、ＴＭＣＣ信号をデコードすることにより、同期変調部と差動変調部の切り替わるタイミング情報を得ることができる。得られたタイミング情報は、信号判定回路７１および７２に送出される。
【０１０１】
次に、図６に示した本発明の実施の形態３の動作について説明する。
【０１０２】
実施の形態３の動作は、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ１が、パイロット信号を選択する処理ではなく、信号判定回路７１および７２により、第1の選択手段であるセレクタ３０および４０と、第２の選択手段であるセレクタ３３および４３とを選択する処理に変更される。この処理と各セレクタ固有の機能により、パイロット信号、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号それぞれの位相情報が正しく出力される。
【０１０３】
図７は、本実施の形態３における実施の形態１と異なる動作部分を示すフローチャートである。
【０１０４】
受信の開始初期のＴＭＣＣ信号がまだデコードされていない状態では、信号判定回路７１および７２は、副搬送波周波数信号復調回路１２０のＦＦＴ１１２から出力された復調データＩＲおよびＱＲのうち、差動変調部と同期変調部とで共通の周波数配置で伝送されるＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応するデータをセレクタ３３および４３により選択して出力する（ステップＳ１１）。
【０１０５】
信号判定回路７１および７２は、デコード回路１４１によりＴＭＣＣ信号のデコードが終了してタイミング情報が入力したか否かを判断し（ステップＳ１２）、タイミング情報が入力した場合（ステップＳ１２：ｙｅｓ）には、ステップＳ１３に進み、タイミング情報が入力しない場合（ステップＳ１２：ｎｏ）には、ステップＳ１１に戻る。
【０１０６】
信号判定回路７１および７２は、入力したタイミング情報から、復調データＩＲおよびＱＲが同期変調部であるか否かを判断し（ステップＳ１３）、同期変調部である場合（ステップＳ１３：ｙｅｓ）には、ステップＳ１４に進み、同期変調部でない場合（ステップＳ１３：ｎｏ）には、ステップＳ１５に進む。
【０１０７】
セレクタ３０および４０では、入力した復調データＩＲおよびＱＲの同期変調部がパイロット信号であるか否かを判断し（ステップＳ１４）、パイロット信号である場合（ステップＳ１４：ｙｅｓ）には、ステップＳ１６に進み、パイロット信号でない場合（ステップＳ１４：ｎｏ）には、ステップＳ１５に進む。
【０１０８】
セレクタ３３および４３では、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号の位相情報を出力し（ステップＳ１５）、セレクタ３０および４０は、パイロット信号の位相情報を出力する（ステップＳ１６）。
【０１０９】
信号判定回路７１および７２は、入力する復調データＩＲおよびＱＲが終了したか否かを判断し（ステップＳ１７）、終了した場合（ステップＳ１７：ｙｅｓ）には、図４のステップＳ２に進み、終了していない場合（ステップＳ１７：ｎｏ）には、ステップＳ１３に戻る。
【０１１０】
以上のように本実施の形態では、受信開始直後には、差動変調部と同期変調部とで共通の周波数配置にて伝送されるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分のデータを選択して利用することにより、差動変調部であるかあるいは同期変調部であるかに関係無くクロック信号の引き込みを行うことができる。
【０１１１】
また、ＴＭＣＣ信号がデコードされ各変調部の周波数配置が判別された後には、各変調部に多く含まれるパイロット信号、またはＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する選択手段をそれぞれ選択することで、位相変動量を検出するための副搬送波周波数成分の数を増やすことができる。
【０１１２】
以上のようにパイロット信号、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号の全信号を利用することで、位相変動量を検出するための周波数成分の数を増やすことができ、位相変動量の算出頻度を上げることにより位相変動量の算出精度を上げて、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【０１１３】
実施の形態４．
上記実施の形態１では、演算手段１３において位相変動量ＰＳを算出する際に、複素乗算回路１１から出力された実数成分ＲＮおよび虚数成分ＪＮのデータがＲＯＭ１２に供給され、アークタンジェント（逆正接関数）データを格納するＲＯＭ１２から、入力された実数成分ＲＮおよび虚数成分ＪＮデータに対応する位相変動量データＰＳが出力されている。ここで、例えば、アークタンジェント（逆正接関数）を用いて算出される位相の値が±π／４に比較して十分小さい場合には、後述するように、タンジェント（正接関数）を用いて近似することができる。本実施の形態では、このタンジェントで近似できることを利用して、演算手段から出力する位相変動量データについて、タンジェント（正接関数）の近似値で出力するようにする。
【０１１４】
図８は、本発明の実施の形態４のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１１５】
尚、図８に示したクロック信号再生回路１３３において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１１６】
また、本発明の実施の形態４のクロック信号再生回路１３３が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１１７】
図８の本実施の形態のクロック信号再生回路１３３と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３中にＲＯＭ１２が設けられていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３３では、演算手段７０中にｔａｎ算出回路２５が設けられている点である。
【０１１８】
ｔａｎ算出回路２５は、複素乗算回路１１から出力された実数成分ＲＮおよび虚数成分ＪＮのデータから、タンジェント（正接関数）の値を算出するタンジェント算出回路である。
【０１１９】
複素乗算回路１１は、従来のクロック信号の再生回路１１５の説明中に示したように式（１）に示す演算を行う。ところで、式（１）は、例えば、同一シンボル内における各副搬送波周波数成分の振幅をＡ、位相をθ、ｆ番目のパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分をＡfｅj θ fとした場合、次の式（２）のように複素表記することができる。
【０１２０】
【０１２１】
前記式（２）の実部Ｒｅと虚部Ｉｍよりｔａｎ（θf−θf-1）を算出する。ここで、通常は、θf−θf-1が±π／４に比較して十分小さい値であることを利用し、位相変動量θf−θf-1を近似算出する。
【０１２２】
Ｉｍ／Ｒｅ＝ｔａｎ（θf−θf-1）≒θf−θf-1 ・・・（３）
【０１２３】
次に、図８に示した本発明の実施の形態４の動作について説明する。
【０１２４】
本実施の形態４の動作では、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ４の処理が、実施の形態１に示したＲＯＭ１２により入力されたデータに対応するアークタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理ではなく、タンジェント算出回路２５により入力されたデータからタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理に変更される。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１２５】
具体的には、従来のクロック信号再生回路１３０では、複素乗算回路１１の出力はＲＯＭ１２に入力され、ＲＯＭ１２から位相変動量データＰＳが出力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３３では、演算手段７０中の複素乗算回路１１の出力はｔａｎ算出回路２５に入力され、ｔａｎ算出回路２５から位相変動量データＰＳが出力されている。
【０１２６】
上記のようにタンジェントを用いて近似した位相変動量データＰＳとすることにより、実施の形態１のようにＲＯＭ１２を使用しなくても、タンジェントの値を算出するのみで、容易に位相変動量ＰＳを算出することができる。
【０１２７】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、位相変動量ＰＳの値が十分小さい場合には、アークタンジェントを用いて算出される位相の値がタンジェント（正接関数）で近似できることを利用してＲＯＭ１２を使用しないようにしたが、本実施の形態５では、アークタンジェントを用いて算出される位相の値をサイン（正弦関数）で近似して位相変動量ＰＳを算出するようにする。
【０１２８】
図９は、本発明の実施の形態５のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１２９】
尚、図９に示したクロック信号再生回路１３４において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１３０】
また、本発明の実施の形態５のクロック信号再生回路１３４が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１３１】
図９の本実施の形態のクロック信号再生回路１３４と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３中にＲＯＭ１２が設けられていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３４では、演算手段７１中に複素乗算回路１１の他は何も設けられていない点である。
【０１３２】
本実施の形態では、上記実施の形態４の説明中に示した式（２）における虚部Ｉｍの値は、θf−θf-1の値が±π／４に対して十分に小さい場合には、以下に示す式（４）にて近似することができることを利用する。
【０１３３】
Ａf-1Ａfｓｉｎ（θf−θf-1）≒Ａf-1Ａf（θf−θf-1） ・・・（４）
【０１３４】
式（４）において、複素乗算回路１１から算出されるごとのＡf-1Ａfの変動量が小さく、且つ、式（４）の値を、累積加算回路１５にて１シンボルに亘って累積加算した結果が、例えば、１シンボル内の位相変動量に一定の値を乗算したものであるとみなせる場合には、式（４）の値は、位相変動量を表わすことになり、クロック信号の位相誤差、周波数誤差に対応する値を検出できることになる。すなわち、位相変動量ＰＳは、式（２）の虚部で近似することができることになる。
【０１３５】
次に、図９に示した本発明の実施の形態５の動作について説明する。
【０１３６】
本実施の形態５の動作では、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ４の処理が、実施の形態１に示したＲＯＭ１２により入力されたデータに対応するアークタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理ではなく、複素乗算回路１１から出力された虚数成分ＪＮデータを位相変動量データＰＳとして用いる処理に変更される。複素乗算回路１１から出力される実数成分ＲＮデータは使用されない。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１３７】
具体的には、従来のクロック信号再生回路１３０では、複素乗算回路１１の出力はＲＯＭ１２に入力され、ＲＯＭ１２から位相変動量データＰＳが出力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３４では、演算手段７０中の複素乗算回路１１から虚数成分ＪＮデータが位相変動量データＰＳとしてそのまま出力されている。
【０１３８】
このように位相変動量ＰＳをサイン（正弦関数）で近似して算出するようにしたことにより、複素乗算回路１１の乗算結果における虚数成分データをそのまま位相変動量ＰＳとして利用でき、実施の形態４で示したタンジェント（正接関数）による近似と比較しても、虚部Ｉｍを実部Ｒｅにて除算する処理を省略できるので容易に位相変動量を得ることができる。
【０１３９】
実施の形態６．
上記した実施の形態５では、演算手段７１により位相変動量ＰＳをサイン（正弦関数）で近似して算出するようにしたが、本実施の形態６ではサイン（正弦関数）で近似した値の極性のみを位相変動量ＰＳとして演算手段７２より出力するようにする。
【０１４０】
図１０は、本発明の実施の形態６のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１４１】
尚、図１０に示したクロック信号再生回路１３５において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１４２】
また、本発明の実施の形態６のクロック信号再生回路１３５が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１４３】
図１０の本実施の形態のクロック信号再生回路１３５と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３中にＲＯＭ１２が設けられていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３５では、演算手段７２中に極性検出回路２６が設けられている点である。
【０１４４】
上記実施の形態５では、式（４）において、周波数成分の振幅値の乗算結果であるＡf-1Ａfの複素乗算回路１１から算出されるごとの変動量が小さく、位相変動量ＰＳに比較して無視できる場合について示した。しかし、式（４）において、Ａf-1Ａfの値が位相変動量ＰＳに比較して無視できない場合には、例えば、位相変動量ＰＳを式（２）の虚部の極性を位相変動量ＰＳとして扱う方が近似計算における誤差を小さく抑えることができる。そこで、本実施の形態では、演算手段７２に複素乗算回路１１の出力から式（２）の虚部の極性を検出する極性出力回路２６を設けた。極性出力回路２６により式（２）の虚部の極性が正である場合には＋１を位相変動量ＰＳとして出力し、極性が負である場合には−１を位相変動量ＰＳとして出力するようにした。
【０１４５】
次に、図１０に示した本発明の実施の形態６の動作について説明する。
【０１４６】
本実施の形態６の動作では、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ４の処理が、実施の形態１に示したＲＯＭ１２により入力されたデータに対応するアークタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理ではなく、複素乗算回路１１から出力された虚数成分ＪＮデータから極性を検出する処理に変更される。複素乗算回路１１から出力される実数成分ＲＮデータは使用されない。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１４７】
具体的には、クロック信号再生回路１３０では、複素乗算回路１１の出力はＲＯＭ１２に入力され、ＲＯＭ１２から位相変動量データＰＳが出力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３５では、演算手段７２中の複素乗算回路１１の虚数成分ＪＮデータ出力は極性検出回路２６に入力され、極性検出回路２６から位相変動量データＰＳが出力されている。
【０１４８】
このように、位相変動量ＰＳをサインで近似した値の極性で出力することにより、複素乗算回路１１の出力中の虚数成分データの極性を、そのまま位相変動量ＰＳとして利用でき、実施の形態４で示したタンジェントにより近似した値と比較しても虚部Ｉｍを実部Ｒｅにて除算する処理を省略して容易に位相変動量を得ることができる。また、実施の形態５で示したサインにより近似した値と比較する場合には、前記したように周波数成分の振幅値の乗算結果であるＡf-1Ａfの値が算出ごとに大きく変動して無視できない場合に、位相変動量の算出精度を上げることができるという利点を有する。
【０１４９】
実施の形態７．
前記した実施の形態１、２、３における選択手段により選択されたパイロット信号、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量ＰＳについて、それぞれ所定値未満であるか否かを判定し、位相変動量ＰＳが所定値未満であると判定した場合には、演算手段１３で演算した位相変動量ＰＳに基づいてクロック信号の周波数を制御できないようにする。
【０１５０】
図１１は、本発明の実施の形態７のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１５１】
尚、図１１に示したクロック信号再生回路１３６において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１５２】
また、本発明の実施の形態７のクロック信号再生回路１３６が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１５３】
尚、本実施の形態は、上記した全ての実施の形態に適用可能であるが、以下の説明では、実施の形態１に適用することとする。
【０１５４】
図１１の本実施の形態のクロック信号再生回路１３６と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３と累積加算回路１５とが直接に接続されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３６では、演算手段１３と累積加算回路１５との間に、所定値判定回路８１（判定手段）と切替え回路８２（切替手段）とが設けられている点である。
【０１５５】
所定値判定回路８１は、ＲＯＭ１２から出力された位相変動量ＰＳが、使用者によって指定された所定値未満であるか否かを判定する回路である。切替え回路８２は、所定値判定回路８１により位相変動量ＰＳが所定値未満であると判定された場合に、位相変動量ＰＳの値を後段の累積加算回路１５に出力せず、「０」値を出力する回路である。
【０１５６】
本実施の形態において、使用者によって指定される所定値とは、例えば、実際に復調データＩＲおよびＱＲがクロック信号再生回路１３６に入力されていない場合であっても演算手段１３から発生するガウス雑音による値や、演算手段１３中で発生する演算誤差分の値を加えた値である。
【０１５７】
次に、図１１に示した本発明の実施の形態７の動作について説明する。
【０１５８】
実施の形態７の動作は、図４を用いて説明した実施の形態１の動作における位相変動量の演算処理（ステップＳ４）と、累積加算処理（ステップＳ５）との間に追加挿入される処理である。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１５９】
具体的には、従来のクロック信号再生回路１３０では、演算手段１３で演算された位相変動量ＰＳが直接に累積加算回路１５に入力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３６では、演算手段１３から出力された位相変動量ＰＳは、所定値判定回路８１に入力されてから、切替え回路８２を経由して累積加算回路１５に入力されるようになる。
【０１６０】
図１２は、本実施の形態７における実施の形態１の動作のステップＳ４とステップＳ５との間に挿入される部分の動作を示すフローチャートである。
【０１６１】
所定値判定回路８１は、演算手段１３から出力された位相変動量ＰＳが使用者により設定された所定値未満であるか否かを判定（ステップＳ２１）し、所定値未満である場合（ステップＳ２１：ｙｅｓ）には、ステップＳ２２に進み、定値未満でない場合（ステップＳ２１：ｎｏ）には、ステップＳ２３に進む。
【０１６２】
切替え回路８２は、位相変動量ＰＳが使用者により設定された所定値未満であることから、位相変動量ＰＳを後段の累積回路１５に出力しないようにし、位相変動量＝０を出力する（ステップＳ２２）。
【０１６３】
切替え回路８２は、位相変動量ＰＳが使用者により設定された所定値以上であることから、位相変動量ＰＳを後段の累積回路１５に出力する（ステップＳ２３）。
【０１６４】
以上のように、演算手段１３から出力された位相変動量ＰＳが所定値未満であった場合に位相変動量を０とすることにより、例えば、ガウス雑音や算出誤差分が位相変動量ＰＳとして累積加算回路１５にて累積加算されることを無くすことができることから、位相変動量ＰＳ中から不要な雑音成分等を除去して位相変動量の算出精度を上げることができるので、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【０１６５】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているので、以下のような効果を奏する。
【０１６６】
請求項１に記載のクロック信号再生回路および請求項８に記載のクロック信号再生方法によれば、同一シンボル内におけるパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出するようにしているので、
クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。また、一度に算出することのできる隣接するパイロット信号間の位相変動量値の最大値は＋２πであるが、累積加算することでシンボル内位相変動量の検出範囲を広げることができる。また、パイロット信号はシンボル内に多数含まれることから、シンボル内位相変動量を高精度で算出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。さらに、クロック信号の引き込み性能が上がることから、副搬送波間干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６７】
請求項２に記載のクロック信号再生回路によれば、同一シンボル内におけるＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出するようにしているので、
クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。また、一度に算出することのできる隣接するＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号間の位相変動量値の最大値は＋２πとなるが、累積加算することでシンボル内位相変動量の検出範囲を広げることができる。また、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号はシンボル内に多数含まれることから、シンボル内位相変動量を高精度で検出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。さらに、クロック信号の引き込み性能が上がることから、副搬送波間干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６８】
請求項３に記載のクロック信号再生回路によれば、受信開始直後には差動変調部と同期変調部で共通の周波数配置で伝送されるＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分のデータを選択して利用するようにしているので、
差動変調部、同期変調部に関係無くクロック信号の引き込みを行うことができる。また、各変調部の周波数配置が判別された後には、各変調部に多く含まれるパイロット信号、またはＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分を抽出することで、位相変動量を検出するための副搬送波周波数成分の数を増やすことができ、シンボル内位相変動量を高精度で検出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。クロック信号の引き込み速度が上がることから、受信開始後、早期に再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６９】
請求項４、請求項５および請求項６に記載のクロック信号再生回路によれば、ＲＯＭを使用することなく容易に位相変動量を算出することができる。
【０１７０】
請求項７に記載のクロック信号再生回路によれば、算出した位相変動量をが所定値以下であった場合に位相変動量を０とするので、
ガウス雑音や算出誤差による位相変動量をキャンセルすることができ、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路において、クロック信号に周波数誤差があった場合に、高速フーリエ変換回路（変換手段）から出力される副搬送波の周波数成分に現れる位相誤差を表す図である。
【図４】 本発明の実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【図５】 本発明の実施の形態２であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態３であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態３における選択手段の動作を示すフローチャートである。
【図８】 本発明の実施の形態４であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態５であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態６であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図１１】 本発明の実施の形態７であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態７であるクロック信号再生回路における検出手段と禁止手段の動作を示すフローチャートである。
【図１３】 従来のクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
３ 差動復調回路、６、７ ＲＡＭ（記憶手段）、１０ 符号反転回路、１１複素乗算回路、１２ ＲＯＭ、１３、７０、７１ 演算手段、２５ タンジェント算出回路、２６ 極性出力回路、３０、４０ セレクタ（第１の選択手段）、３３、４３ セレクタ（第２の選択手段）、３１、４１ スイッチ、３２、４２ 位相補正回路、１５ 累積加算回路（累積加算手段）、５０ ループフィルタ（フィルタ手段）、６０ クロック発振制御回路（制御手段）、７１、７２ 信号判定回路（信号判定手段）、８１ 所定値判定回路（判定手段）、８２ 切替回路（切替手段）、１０５ Ａ／Ｄ変換回路、１１２ 高速フーリエ変換回路、１１５、１３０〜１３６ クロック信号再生回路、１１６ クロック信号発振器、１２０ 副搬送波周波数信号復調回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ方式に基づいて変調された変調信号を受信するＯＦＤＭ受信機におけるクロック再生装置およびクロック再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年デジタル信号を伝送する方法として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は伝送帯域内に多数の直交する副搬送波を設け、それぞれの副搬送波の振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の技術を用いてディジタル変調する方式である。このＯＦＤＭ方式では、多数の副搬送波により伝送帯域を分割し、多数の副搬送波を並列に伝送しているため、副搬送波１波に割り当てられる伝送帯域としては狭くなり、副搬送波１波についての変調速度は遅くなるが、副搬送波の数が多数であることから総合的な伝送速度については従来の変調方式と変わらないことになる。
【０００３】
また、このＯＦＤＭ方式は、上記のように多数の副搬送波が分割されて並列に伝送されることから、任意の単位時間に含まれる１シンボルの信号量が減少することから変調速度は遅くなるが、伝送路にマルチパス妨害波の存在する場合には、１シンボルの信号を受信する時間中に受信する相対的なマルチパス妨害波の受信量を減少させることができることから、マルチパス妨害波による妨害に強くなるという利点を有している。
【０００４】
以上に記載した特徴からＯＦＤＭ方式は、地形や建造物等によるマルチパス妨害の影響を強く受ける地上波においてディジタル信号を伝送する場合に有利であり、日本の地上波ディジタル放送方式にも採用されている。
【０００５】
ところで、ＯＦＤＭ方式の受信機においてＯＦＤＭ変調信号を正しく復調するためには、復調回路中で各種の同期を取ることが必要であり、また、復調処理における全ての処理の基準となるクロック信号も送信側のクロック信号と同期させなければならない。
【０００６】
ここで、受信側で発生するクロック信号を送信側のクロック信号と同期させるための方法として、従来から提案されているクロック信号の再生方法について説明する。
【０００７】
図１３は、例えば、特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機におけるクロック信号の再生回路のブロック図である。
【０００８】
図のクロック信号の再生回路１１５は、差動復調回路３と、ＲＯＭ（Reed Only Memory）１２と、ゲート回路１４と、累積加算回路１５（累積加算手段）と、平均値回路１６と、比較回路１８と、制御回路２０と、符号反転回路２１と、セレクタ２２と、クロック発振制御回路６０（制御手段）とから構成され、差動復調回路３は、さらにＲＡＭ（Random Access Memory）６、７（記憶手段）、符号反転回路１０、および、複素乗算回路１１を有している。
【０００９】
差動復調回路３は、主搬送波周波数信号により１次復調されたアナログ信号の副搬送波周波数信号（ＩＦ信号）が、ＯＦＤＭ受信機中のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路によりディジタル化され、該ＩＦ信号から副搬送波周波数信号（ベースバンド信号）の復調回路にて生成されるシンボル毎のＩチャンネルデータＩＲ（以下、ＩＲと記す）およびＱチャンネルデータＱＲ（以下、ＱＲと記す）が入力されて、そのＩＲおよびＱＲに基づいて実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮを演算して出力する。なお、ＩＲおよびＱＲは、ベースバンド信号の復調回路中において離散的フーリエ変換を実施する高速フーリエ演算（ＦＦＴ）回路から出力される。
【００１０】
差動復調回路３中のＲＡＭ６、７は、入力されたＩＲまたはＱＲを、後述する制御回路２０から出力される制御信号ｃに応じて、シンボル単位で記憶し、記憶したシンボル毎のデータ（ＩＲまたはＱＲ）を１シンボル時間だけ遅らせて出力する。符号反転回路１０は、ＲＡＭ７から出力したデータの正負符号を反転して出力する。
【００１１】
複素乗算回路１１は、遅延されていないＩＲとＱＲに対して、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７により遅延されたＩＲとＱＲをそれぞれｄＩＲ、ｄＱＲと表すと、以下の式（１）に示す複素演算を行い、演算結果を実数成分データＲＮと虚数成分データＪＮとに分けて出力する。なお、以下の説明中において、ｊは虚数を表す。
【００１２】
（Ｉ＋ｊＱ）（Ｉ-1−ｊＱ-1） ・・・（１）
【００１３】
ＲＯＭ（Read Only Memory）１２は、アークタンジェント（逆正接関数）データを格納しており、入力された実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応する位相変動量データＰＳを出力する。また、上記の複素乗算回路１１及びＲＯＭ１２により演算回路１３を構成している。
【００１４】
ゲート回路１４は、制御回路２０からの制御信号に従ってＲＯＭ１２から出力される位相変動量データＰＳ中から、送信側にて挿入されたパイロット信号に対応する成分だけを選択し、符号反転回路２１およびセレクタ２２に供給する。符号反転回路２１は、入力された位相変動量データＰＳ（パイロット信号に対応する成分のみ）の符号を反転し、セレクタ２２に供給する。
【００１５】
セレクタ２２は、制御回路２０からの制御信号によって制御され、ゲート回路１４から直接入力されたパイロット信号に対応する位相変動量データＰＳが正の周波数であれば、その位相変動量ＰＳを選択し、また、その位相変動量ＰＳが負の周波数であれば、符号反転回路２１から入力された位相変動量を選択して累積加算回路１５に供給する。
【００１６】
累積加算回路１５は、シンボル毎の位相変動量ＰＳが入力される直前に制御回路２０から供給される制御信号ｂにより初期化された後、セレクタ２２から出力されるパイロット信号に対応する位相誤差量ＰＳを累積加算し、シンボル毎に出力する。
【００１７】
平均値回路１６は、シンボル毎に累積加算回路１５から出力される累積加算された位相誤差量を数シンボルに渡って平均化してシンボル毎に出力することにより、位相誤差量に含まれるガウス雑音を取り除いた位相誤差量ＰＳ０を出力する。
【００１８】
比較回路１８は、ＯＦＤＭ受信機用クロック発振回路から出力されるクロック信号の周波数が確定（ロックイン）されたこと、すなわち、各シンボル間の差動復調データが０になることから平均値回路１６のシンボル毎の出力にも差が無くなる場合を検出して制御回路２０に通知する。すなわち、比較回路１８では、シンボル間の差動復調データが０である場合の平均値回路１６の出力値に等しい値の基準値ＳＶと、現在の平均値回路１６の出力値である位相誤差量ＰＳ０とを比較し、その比較結果をシンボル毎に制御回路２０に出力する。
【００１９】
制御回路２０は、シンボル毎の比較回路１８の比較結果を受信して、ゲート回路１４とセレクタ２２をパイロット信号毎の位相変動量データＰＳのタイミングに対応するように制御すると共に、累積加算回路１５に制御信号ｂ、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７に制御信号ｃを出力することにより、それらから入出力される信号がシンボル期間毎となるように制御する。
【００２０】
クロック発振制御回路６０は、平均値回路１６の出力データＰＳ０に基づいて、不図示のＯＦＤＭ受信機用クロック信号発振器の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する。
【００２１】
特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機では、上記したクロック信号の再生回路を用いることにより、ＯＦＤＭ受信機内のクロック発振回路にて発振されるクロック信号を、送信側のクロック信号と同期させるようにしている。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＯＦＤＭ受信機の副搬送波信号を復調する場合には、高速フーリエ変換回路にて離散的フーリエ変換が実施されて、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。その変換の際の、時間領域における変換範囲を規定する領域を時間窓と称している。この時間窓は、クロック信号に周波数誤差、位相誤差がある場合にはずれることになる。
【００２３】
例えば、クロック信号に位相誤差のみがあって周波数誤差が無い場合には、時間窓は全シンボルに対して一定の時間だけずれるので、全シンボルの副搬送波の周波数成分に対して一定の位相回転が与えられる。
【００２４】
一方、クロック信号に周波数誤差のみがある場合には、時間窓には毎シンボル毎に異なる時間のずれが生じるので、副搬送波の周波数成分に対しては、時間によって変動する位相回転が与えられることになる。
【００２５】
ここで、上記特開平１０−３０８７１５号公報に示されたＯＦＤＭ受信機のように、先に１シンボル前の全副搬送波信号と現シンボル中の全副搬送波信号とから、現シンボル中の全副搬送波信号についての位相誤差量を検出してしまい、その位相誤差量中からパイロット信号に対応する成分のみを選択し、選択された位相誤差量の成分に基づいてクロック信号を再生する場合には、検出される位相誤差中に、クロック信号の周波数誤差に起因する位相誤差は含まれるが、クロック信号の位相誤差に起因する位相誤差は含まれない。
【００２６】
これは、前記したようにクロック信号に周波数誤差がある場合には、副搬送波に時間によって変動する位相回転がおこることから、各シンボルのパイロット信号間で副搬送波の位相が変動するが、クロック信号に位相誤差のみがある場合には、副搬送波の位相がシンボル間で変動しないので、シンボル間位相変動量としては検出することができなくなるためである。
【００２７】
その結果、上記公報に記載されたクロック信号の再生回路では、クロック信号の位相誤差に関しては制御不可能であり、クロック信号の引き込み性能を上げることができないという問題を有していた。
【００２８】
また、クロック信号の引き込み性能が上がらないと、クロック信号に周波数誤差が残ってしまう。ＯＦＤＭ受信機においてクロック信号に周波数誤差がある場合には、再生信号におけるビット誤り率特性が悪くなるだけでなく、各副搬送波間の直交性が崩れることから、副搬送波間の干渉による妨害が発生するという問題を有していた。
【００２９】
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、周波数誤差および位相誤差のないクロック信号を正確に生成することができるＯＦＤＭ受信機用のクロック信号再生回路を提供することを目的としている。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
上記した目的を達成するために、請求項１に記載した本発明のクロック信号再生回路は、受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、前記復調信号中から送信側で内挿されたパイロット信号を選択する第１の選択手段と、前記第１の選択手段にて選択された前記パイロット信号の周波数成分を記憶する記憶手段と、前記パイロット信号の周波数成分と、前記パイロット信号と同一シンボル内であり且つ該パイロット信号より少なくとも１副搬送波前の前記記憶手段に記憶されたパイロット信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算手段と、前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算手段と、前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００３１】
また、請求項２に記載した本発明のクロック信号再生回路は、受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、前記復調信号中から伝送パラメータ等の受信機の復調動作に関る情報を伝送するＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号および付加情報を伝送するＡＣ（Auxiliary Channel）信号を選択する第２の選択手段と、前記第２の選択手段にて選択された前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分を記憶する記憶手段と、前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分と、前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号と同一シンボル内であり且つ前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号より少なくとも１副搬送波前の前記記憶手段に記憶されたＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算手段と、前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算手段と、前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００３２】
請求項２の本発明では、前記請求項１に記載したクロック信号再生回路においてパイロット信号を選択して復調信号中の位相変動量を算出していたものを、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号を選択して位相変動量を算出するようにした。
【００３３】
また、請求項３の本発明は、請求項１または２に記載のクロック信号再生回路において、前記ＯＦＤＭ受信機がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式またはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式により副搬送波が変調された同期変調信号部と、ＤＱＰＳＫ（Diffrential Quadrature Phase Shift Keying）方式により副搬送波が変調された差動変調信号部とが混在するＯＦＤＭ変調信号を受信し、前記同期変調信号部あるいは前記差動変調信号部にて伝送されるパイロット信号、ＴＭＣＣ信号またはＡＣ信号の周波数軸上における各信号の配置が異なる場合に、前記第１の選択手段および前記第２の選択手段を備えると共に、入力した復調信号が前記同期変調信号部あるいは前記差動変調信号部の何れであるかを判定して、各変調信号部毎に前記第１の選択手段と前記第２の選択手段のどちらで選択するかの切替指示を出力する信号判定手段を有することを特徴とする。
【００３４】
また、請求項４の本発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段は、前記位相変動量についてタンジェント（正接関数）を用いて近似した結果を出力することを特徴とする。
【００３５】
また、請求項５の本発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段は、前記位相変動量についてサイン（正弦関数）を用いて近似した結果を出力することを特徴とする。
【００３６】
また、請求項６の本発明は、請求項１乃至３の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段は、前記位相変動量の極性のみを出力することを特徴とする。
【００３７】
また、請求項７の本発明は、請求項１乃至６の何れか１項に記載したクロック信号再生回路において、前記演算手段から出力される前記位相変動量が所定値以上であるか否かを判定する判定手段と、該判定手段により前記出力が所定値以上であると判定された場合には前記出力を後段の回路に出力する一方で前記出力が所定値未満であると判定された場合には後段の回路に出力しない切替手段とを備えることを特徴とする。
【００３８】
また、請求項８に記載した本発明のクロック信号再生方法は、受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、前記復調信号中から送信側で内挿されたパイロット信号、伝送パラメータ等の受信機の復調動作に関る情報を伝送するＴＭＣＣ信号または付加情報を伝送するＡＣ信号を選択する選択ステップと、前記選択ステップにて選択された前記パイロット信号、前記ＴＭＣＣ信号または前記ＡＣ信号の周波数成分を記憶する記憶ステップと、前記パイロット信号、前記ＴＭＣＣ信号または前記ＡＣ信号の周波数成分と、前記各信号と同一シンボル内であり且つ前記記憶ステップにて記憶された前記各信号より少なくとも１副搬送波前の同種の各信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算ステップと、前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算ステップと、前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタステップと、前記フィルタステップの出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御ステップと実施することを特徴とする。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図示した実施の形態に基づいて説明する。
【００４０】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成を示すブロック図である。
【００４１】
ＯＦＤＭ受信機１５０は、図１に示したように、受信アンテナ１０１と、乗算回路１０２と、主搬送波発振回路１０３と、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４と、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５と、副搬送波周波数信号復調回路１２０と、クロック信号発振器１１６と、クロック信号再生回路１３０とから構成される。また、副搬送波周波数信号復調回路１２０は、さらに、デマルチプレクサ１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７および１０８と、複素乗算回路１０９と、数値コントロール発振回路１１０と、加算回路１１１と、高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２と、相関値演算回路１１３と、搬送波周波数誤差演算回路１１４とからなる。
【００４２】
受信アンテナ１０１は、ＯＦＤＭ変調された無線信号（ＯＦＤＭ変調信号）を受信する。乗算回路１０２は、主搬送波発振回路１０３から出力される所定の主搬送波周波数信号と受信した無線信号とを乗算する。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４は、乗算回路１０２の出力から副搬送波周波数帯域となる中間周波数（ＩＦ）信号を抽出する。アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換回路１０５は、ＢＰＦ１０４により抽出されたアナログのＩＦ信号をデジタル信号に変換する。
【００４３】
デマルチプレクサ１０６は、デジタル化されたＩＦ信号からＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータとを分離して出力する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７は、ＩチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去し、ＬＰＦ１０８は、ＱチャネルＩＦデータに含まれる不要な高域成分を除去する。
【００４４】
複素乗算回路１０９は、入力するＩチャネルＩＦデータとＱチャネルＩＦデータに対し、数値制御発振回路１１０より制御されつつ供給される副搬送波周波数信号を乗算することにより、周波数誤差を除外しつつＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを生成する。高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ）１１２は、複素乗算回路１０９から入力する時間信号であるＩチャネル復調データとＱチャネル復調データを、周波数分解することにより、離散的フーリエ変換を実施したＩチャネル復調データＩＲとＱチャネル復調データＱＲを生成する。
【００４５】
相関値演算回路１１３は、複素乗算回路１０９の出力をそのまま使った信号中の被転送ガード期間と、有効シンボル期間だけ遅延させた信号のガード期間とから２信号間の相関値を演算して出力する。搬送波周波数誤差演算回路１１４は、ＦＦＴ１１２の出力から周波数毎の出力の偏りを検出することにより、復調データＩＲとＱＲの周波数誤差を検出し、加算回路１１１に出力する。加算回路１１１は、相関値演算回路１１３の相関値出力と、搬送波周波数誤差演算回路１１４の周波数誤差出力とを加算して数値制御発振回路１１０に供給する。
【００４６】
副搬送波周波数信号復調回路１２０では、上記のように複素乗算回路１０９により相関値が最大となるタイミングにて後段のＦＦＴ１１２に演算を開始させるので、ＦＦＴ１１２から出力される変換データＩＲとＱＲの周波数誤差を最小にすることができる。
【００４７】
クロック信号再生回路１３０は、復調データＩＲとＱＲとから、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを生成して出力する。クロック信号発振器１１６は、クロック信号再生回路１３０から出力され制御信号ＣＳに応じてクロック信号を発振してＡ／Ｄ変換回路１０５およびその他の回路に対して出力する。
【００４８】
図２は、本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【００４９】
尚、図２に示したクロック信号再生回路１３０において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００５０】
図２のクロック信号再生回路１３０と図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、復調データＩＲとＱＲが差動復調回路３に入力される前に、復調データＩＲとＱＲとから送信側で規定されたパイロット信号に対応するデータのみを選択する第１の選択手段であるセレクタ３０および４０を設けている点と、複素乗算回路１１及びＲＯＭ１２によりなる演算回路１３が位相変動量データＰＳを出力してからクロック発振制御回路６０に信号が入力するまでの処理回路が、累積加算回路１５とループフィルタ５０（フィルタ手段）になっている点である。
【００５１】
セレクタ３０の中には、復調データＩＲ中からパイロット信号に対応するデータのみを選択するスイッチ３１と、スイッチ３１にて選択されたデータから送信側で規定された位相値を除去する位相補正回路３２とを有している。同様に、セレクタ４０の中には、復調データＱＲ中からパイロット信号に対応するデータのみを選択するスイッチ４１と、スイッチ４１にて選択されたデータから送信側で規定された位相値を補正する位相補正回路３２とを有している。
【００５２】
送信側で規定されたパイロット信号に対応する位相値とは、例えば、日本ディジタル地上波放送規格に規定された位相値である。日本ディジタル地上波放送規格では、パイロット信号に対応する副搬送波の振幅および位相は、予め送信側で規定するようになっており、その規定値が受信側にも既知となるようにしている。具体例としては、送信側でパイロット信号の位相を０もしくはπと規定する場合には、受信側に対して受信したパイロット信号に対応する副搬送波の位相が０であるかπであるかを予め通知しておく。このパイロット信号に対応する副搬送波の既知位相がπである場合、位相補正回路３２、４２はパイロット信号の位相からπを減算補正して出力することになる。
【００５３】
本実施の形態の差動復調回路３内では、パイロット信号に対応するデータのみの差動復調を実施することになる。ＲＡＭ６および７では、位相補正回路３２および４２から出力された復調データＩＲおよびＱＲを記憶するが、その際に、復調データＩＲおよびＱＲ中のパイロット信号に対応するデータのみを記憶し、パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させて遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲを出力する。符号反転回路１０は、ＲＡＭ７から出力される遅延復調データｄＱＲの符号を反転して出力するが、これもパイロット信号に対応する遅延復調データｄＱＲのみが出力される。
【００５４】
複素乗算回路１１は、遅延されていないパイロット信号の復調データＩＲおよびＱＲと、ＲＡＭ６および７により遅延されたパイロット信号の遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲとの複素演算を行い、演算結果をパイロット信号の実数成分データＲＮとパイロット信号の虚数成分データＪＮとに分けて出力する。
【００５５】
ＲＯＭ１２は、入力されたパイロット信号の実数成分データＲＮおよび虚数成分データＪＮに対応するデータを格納されているアークタンジェント（逆正接関数）データから読み出し、パイロット信号の位相変動量データＰＳとして出力する。
【００５６】
累積加算回路１５は、ＲＯＭ１２から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳを１シンボル時間に亘って累積して加算する。ループフィルタ５０は、累積加算回路１５から出力されたパイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データから雑音成分を除去する。クロック発振制御回路６０は、ループフィルタ５０の出力データ（パイロット信号の位相変動量データＰＳの累積加算データ）によってクロック信号発振器１１６の発振周波数を制御する制御信号ＣＳを出力する。
【００５７】
図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図１のクロック信号発振器１１６にて生成されるクロック信号に周波数誤差がある場合に、図２のクロック信号再生回路１３０に入力する復調データＩＲおよびＱＲの周波数成分に現れる位相誤差を説明するための図である。図３（ａ）がクロック信号に周波数誤差が無い場合の復調データＩＲおよびＱＲの周波数成分を示す図であり、図３（ｂ）がクロック信号に周波数誤差が有る場合の復調データＩＲおよびＱＲの周波数成分を示す図であり、図３（ｃ）がクロック信号に周波数誤差が有る場合の復調データＩＲおよびＱＲ中のパイロット信号の周波数成分の位相誤差を示す図である。
【００５８】
図３（ａ）、（ｂ）において、ＳＰ０は、１シンボル内における最低周波数のパイロット信号であり、ＳＰ１およびＳＰ２は、前記パイロット信号ＳＰ０と同一シンボル内であるがより周波数の高いパイロット信号であり、ＳＰ３は、前記パイロット信号ＳＰ０と同一のシンボル内における最高周波数のパイロット信号である。
【００５９】
図３（ｃ）において、９１は最低周波数のパイロット信号ＳＰ０の位相θ0とパイロット信号ＳＰ１の位相θ1との間の位相変動量（θ1−θ0）であり、９２はパイロット信号ＳＰ１の位相θ1とパイロット信号ＳＰ２の位相θ2との間の位相変動量（θ2−θ1）であり、９３はパイロット信号ＳＰ２の位相θ2と最高周波数のパイロット信号ＳＰ３の位相θ3との間の位相変動量（θ3−θ2）である。また、９４は同一シンボル内の隣接パイロット信号間の位相変動量９１乃至は９３を累積加算した位相変動量Σ（θf−θf-1）である。
【００６０】
この累積加算した位相変動量である位相変動量９４は、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量と一致する。従って、同一シンボル内において隣接するパイロット信号の各周波数成分の位相変動量について、１シンボル時間に亘って累積加算を実施する場合には、同一シンボル内における最低周波数のパイロット信号と最高周波数のパイロット信号との間の位相変動量と等しいことになる。
【００６１】
次に、図１および図２に示した本発明の実施の形態１の動作について説明する。
【００６２】
図４は、本実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【００６３】
副搬送波周波数信号復調回路１２０のＦＦＴ１１２から出力された復調データＩＲおよびＱＲのうち、送信側で規定されるパイロット信号に対応する副搬送波のデータをセレクタ３０および４０により選択して出力する（ステップＳ１）。
【００６４】
セレクタ３０および４０から出力されたパイロット信号の復調データは、ＲＡＭ６および７に供給される。ＲＡＭ６はパイロット信号の復調データＩＲを記憶し、ＲＡＭ７はパイロット信号の復調データＱＲをそれぞれ記憶し、次のパイロット信号に対応する復調データＩＲおよびＱＲが供給されるまで前記データを保持する。すなわち、ＲＡＭ６およびＲＡＭ７は、記憶した復調データを各パイロット信号の発生間隔の１間隔分に相当する時間だけ遅延させた遅延復調データｄＩＲおよびｄＱＲとして出力する（ステップＳ２）。
【００６５】
また、ＲＡＭ７から出力された遅延復調データｄＱＲＱは、符号反転回路１０により正負符号が反転されて出力される。
【００６６】
パイロット信号の復調データＩＲ、復調データＱＲ、遅延復調データｄＩＲ、および、符号反転された遅延復調データｄＱＲは、複素乗算回路１１に供給されて複素乗算が施される。複素乗算回路１１の演算結果は、実成分データＲＮおよび虚成分データＪＮとして分割され、複素乗算回路１１から出力される（ステップＳ３）。
【００６７】
ＲＯＭ１２では、複素乗算回路１１から出力された実成分データＲＮおよび虚成分データＪＮに対応するアークタンジェント（逆正接関数）データが読み出され、それらの値に基づいて隣接するパイロット信号間の位相変動量ＰＳが演算されて出力される（ステップＳ４）。
【００６８】
累積加算回路１５は、同一シンボルにおいてＲＯＭ１２から出力される隣接するパイロット信号間の各位相変動量データＰＳを、１シンボル時間に亘って累積して加算する。１シンボル分の累積加算が終了すると、累積加算結果を出力して、累積加算値を初期化する（ステップＳ５）。
【００６９】
累積加算回路１５から１シンボル分の処理が終了するごとに出力される累積加算結果は、ループフィルタ５０に供給される。累積加算結果はループフィルタ５０で不要な雑音成分が除去された位相変動データＰＳ１として出力される。（ステップＳ６）。
【００７０】
クロック発振制御回路６０は、上記のように検出された同一シンボル内の各パイロット信号の位相変動量の累積加算値である位相変動データＰＳ１から、位相変動データＰＳ１中に内在するクロック信号の周波数誤差および位相誤差を検出し、そのクロック信号の周波数誤差および位相誤差に基づいて、クロック信号発振器１１６の発振周波数を制御するための制御信号ＣＳを出力する（ステップＳ７）。
【００７１】
このように図１に示したＡ／Ｄ変換回路１０５と、副搬送波周波数信号復調回路１２０と、クロック信号再生回路１３０と、クロック信号発振器１１６とは、クロック信号の周波数を制御するためにＰＬＬ回路を構成している。
【００７２】
本実施の形態では、上記のように、パイロット信号を選択してから複素乗算を実施することにより、同一シンボル内において隣接するパイロット信号間の位相変動量をパラメータとして持つデータを得ている。すなわち、本実施の形態では、図３（ｃ）に示した如き同一シンボル内におけるパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出している。これにより、各シンボル間の副搬送波の位相が変動しない場合でも、クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。
【００７３】
また、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量９４を、例えば、＋３πであったとした場合、前記位相変動量９４は本実施の形態のように累積加算せずに一度に算出することも考えられる。しかし、演算回路１３により一度に算出できる位相変動量の最大値は＋２πまでであり、例え＋３πの位相変動があっても１度に算出した場合には、擬似的に＋πの位相変動量が算出されるので、正しく算出できないことになる。
【００７４】
なお、一般的にシンボル内のパイロット信号の数は多数であるので、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３が＋２π以上になることはないが、同一シンボル内の位相変動量９４としては、＋２π以上の例えば＋３πになる場合が考えられる。
【００７５】
それに対して本実施の形態の構成では、隣接するパイロット信号間の位相変動量９１乃至９３がそれぞれ＋２π以下であるならば、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までのトータルの位相変動量９４が＋２π以上であっても、隣接するパイロット信号間の各位相変動量９１〜９３を１シンボル時間に亘って累積加算するので、同一シンボル内の位相変動量９４を正しく算出でき、さらに、同一シンボル内の最低周波数のパイロット信号ＳＰ０から最高周波数のパイロット信号ＳＰ３までの位相変動量９４の検出範囲を＋２π以上に広げることができる。
【００７６】
また、上記のようにシンボル内のパイロット信号の数は多数であることから、例えば、1シンボル期間よりも短い期間間隔で位相変動量を算出することにより、位相変動量９４の算出頻度を上げることができる。その場合、位相変動量の算出精度が上がることから、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【００７７】
さらに、上記のようにクロック信号の引き込み性能が上がると、復調時の副搬送波間の干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【００７８】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、パイロット信号の位相情報を利用したが、実施の形態２では、ＴＭＣＣ信号またはＡＣ信号の位相情報を利用する。
【００７９】
ＴＭＣＣ信号は、伝送多重制御（Transmission and Multiplexing Configuration Control）に用いる信号であり、伝送された信号を受信機で復調動作するために必要な最も基本的な情報、例えば、変調方式や誤り訂正符号方式等を含む伝送パラメータ等、を伝送する信号である。ＡＣ信号は、例えば、副音声や文字情報等の付加情報を伝送するための副チャネル（Auxiliary Channel）に用いる信号である。
【００８０】
日本の地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、ＤＱＰＳＫ等により副搬送波の変調が指定される差動変調部とＱＰＳＫ、ＱＡＭ等により変調が指定される同期変調部が混在して伝送される。前記同期変調部には同期復調用信号としてパイロット信号が含まれるが、差動変調部にはパイロット信号が含まれない。従って、上記した実施の形態１では、差動変調部を受信している時には、位相変動量を算出できなくなる。そこで、本実施の形態では、差動変調部を受信する際にはパイロット信号のかわりに、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分の位相情報から位相変動量を算出するようにした。
【００８１】
前記日本の地上波ディジタル放送規格によると、同一シンボル内におけるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する副搬送波の周波数成分は全て同一の位相で伝送される。よって、上記した実施の形態１で示したパイロット信号と同様に、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号の位相情報を用いて同一シンボル内における位相変動量を容易に算出することができる。
【００８２】
図５は、本発明の実施の形態２のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【００８３】
尚、図５に示したクロック信号再生回路１３１において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５および図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００８４】
また、本発明の実施の形態２のクロック信号再生回路１３１が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【００８５】
図５の本実施の形態のクロック信号再生回路１３１と図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、復調データＩＲとＱＲとから送信側で規定されたパイロット信号に対応するデータのみを選択する第１の選択手段がセレクタ３０および４０であったが、クロック信号再生回路１３１では、復調データＩＲとＱＲとから送信側で規定されたＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応するデータのみを選択する第２の選択手段がセレクタ３３および４３になっている点である。
【００８６】
セレクタ３３は、復調データＩＲ中からＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応するデータのみを選択するスイッチ機能を有している。同様に、セレクタ４３は、復調データＱＲ中からＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応するデータのみを選択するスイッチ機能を有している。
【００８７】
また、実施の形態１では必要とされた位相補正回路３２および４２については、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号が同一シンボル内では同一の位相で伝送されることから不要となる。上記以外の構成については、実施の形態１と同様である。
【００８８】
次に、本発明の実施の形態２の動作について説明する。
【００８９】
実施の形態２の動作は、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ１が、パイロット信号を選択する処理ではなく、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号を選択する処理に変更される。そのため、その後のステップ中にて用いられるパイロット信号もＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に変更される。
【００９０】
以上のようにＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号を用いることで、パイロット信号が含まれない差動変調部においても同一シンボル内における副搬送波周波数成分の位相変動量を算出することができる。また、ＴＭＣＣ信号とＡＣ信号の両方の信号を利用することで、位相変動量を検出するための周波数成分の数を増やすことができ、位相変動量の算出頻度が上がることから位相変動量の算出精度が上がり、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【００９１】
実施の形態３．
上記実施の形態１ではパイロット信号の位相情報を、実施の形態２ではＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号の位相情報を利用したが、実施の形態３ではパイロット信号、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号の位相情報を受信変調部ごとに切り替えて利用する。
【００９２】
前記したように日本の地上波ディジタル放送規格によるＯＦＤＭ伝送では、ＤＱＰＳＫ等により副搬送波の変調が指定される差動変調部とＱＰＳＫ、ＱＡＭ等により変調が指定される同期変調部が混在して伝送されており、前記同期変調部には同期復調用信号としてパイロット信号が含まれるが、差動変調部にはパイロット信号が含まれない。ＴＭＣＣ信号とＡＣ信号は、同期変調部であるか、あるいは差動変調部であるかに関係無く含まれるが、同期変調部に含まれる場合と差動変調部に含まれる場合では伝送される周波数の配置が一部異なっている。また、送出側からは、同期変調部と差動変調部が混在して伝送出力されることから、各変調部の切り替わりのタイミング情報をＴＭＣＣ信号によって伝送するようにしている。受信側では、ＴＭＣＣ信号を解析（デコード）することにより、受信した変調信号内の上記各変調部が切り替わるタイミング情報を検出し、そのタイミング情報を用いて変調部毎に適した復調を実施する。
【００９３】
従って、ＯＦＤＭ受信機において受信を開始した時点からＴＭＣＣ信号をデコードするまでの期間は、どのタイミングで同期変調部と差動変調部が切り替わるのかは不明となる。そこで本実施の形態では、受信初期状態においては、差動変調部と同期変調部に共通の周波数配置で伝送されるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する周波数成分の位相情報のみを利用して位相変動量を算出し、ＴＭＣＣ信号をデコードすることによりタイミング情報が検出されて差動変調部と同期変調部の伝送出力中の配置が明らかになった状態では、各変調部毎に特定される周波数配置のパイロット信号、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号の位相情報を利用して位相変動量を算出する。
【００９４】
図６は、本発明の実施の形態３のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【００９５】
尚、図６に示したクロック信号再生回路１３２において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０および図５に示した実施の形態２のクロック再生回路１３１と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【００９６】
また、本発明の実施の形態３のクロック信号再生回路１３２が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【００９７】
図６の本実施の形態のクロック信号再生回路１３２と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０あるいは図５の実施の形態２のクロック信号再生回路１３１とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０あるいはクロック信号再生回路１３１では、選択手段が第1の選択手段であるセレクタ３０および４０のみであるか、第２の選択手段であるセレクタ３３および４３のみであったが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３２では、第1の選択手段であるセレクタ３０および４０と、第２の選択手段であるセレクタ３３および４３との双方の選択手段を有している点と、その選択手段の動作を制御するためにクロック信号再生回路１３２に入力する復調データが差動変調部であるかあるいは同期変調部であるかを判定する信号判定回路７１および７２（信号判定手段）を設けた点である。
【００９８】
セレクタ３０とセレクタ３３は信号判定回路７１と差動復調回路３との間に並列に接続される。同様にセレクタ４０とセレクタ４３も信号判定回路７１と差動復調回路３との間に並列に接続される。
【００９９】
信号判定回路７１には、復調データＩＲ、および、後述するデコード回路１４１によりＴＭＣＣ信号がデコードされた結果のタイミング情報が入力される。また、信号判定回路７１は、復調データＩＲ、および、セレクタ３０とセレクタ３３の選択動作を制御するため制御信号を出力する。同様にして、信号判定回路７２には、復調データＱＲ、および、デコード回路１４１によりＴＭＣＣ信号がデコードされた結果のタイミング情報が入力される。また、信号判定回路７２は、復調データＱＲ、および、セレクタ４０とセレクタ４３の選択動作を制御するため制御信号を出力する。
【０１００】
デコード回路１４１は、副搬送波周波数復調回路１２０の後段に位置する出力生成回路１４０内の回路であり、送信側でコード化された信号を解読（デコード）する回路である。本実施の形態のＴＭＣＣ信号には、前記したように、送出側で同期変調部と差動変調部の切り替わるタイミング情報を含ませて伝送している。従って、デコード回路１４１では、ＴＭＣＣ信号をデコードすることにより、同期変調部と差動変調部の切り替わるタイミング情報を得ることができる。得られたタイミング情報は、信号判定回路７１および７２に送出される。
【０１０１】
次に、図６に示した本発明の実施の形態３の動作について説明する。
【０１０２】
実施の形態３の動作は、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ１が、パイロット信号を選択する処理ではなく、信号判定回路７１および７２により、第1の選択手段であるセレクタ３０および４０と、第２の選択手段であるセレクタ３３および４３とを選択する処理に変更される。この処理と各セレクタ固有の機能により、パイロット信号、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号それぞれの位相情報が正しく出力される。
【０１０３】
図７は、本実施の形態３における実施の形態１と異なる動作部分を示すフローチャートである。
【０１０４】
受信の開始初期のＴＭＣＣ信号がまだデコードされていない状態では、信号判定回路７１および７２は、副搬送波周波数信号復調回路１２０のＦＦＴ１１２から出力された復調データＩＲおよびＱＲのうち、差動変調部と同期変調部とで共通の周波数配置で伝送されるＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応するデータをセレクタ３３および４３により選択して出力する（ステップＳ１１）。
【０１０５】
信号判定回路７１および７２は、デコード回路１４１によりＴＭＣＣ信号のデコードが終了してタイミング情報が入力したか否かを判断し（ステップＳ１２）、タイミング情報が入力した場合（ステップＳ１２：ｙｅｓ）には、ステップＳ１３に進み、タイミング情報が入力しない場合（ステップＳ１２：ｎｏ）には、ステップＳ１１に戻る。
【０１０６】
信号判定回路７１および７２は、入力したタイミング情報から、復調データＩＲおよびＱＲが同期変調部であるか否かを判断し（ステップＳ１３）、同期変調部である場合（ステップＳ１３：ｙｅｓ）には、ステップＳ１４に進み、同期変調部でない場合（ステップＳ１３：ｎｏ）には、ステップＳ１５に進む。
【０１０７】
セレクタ３０および４０では、入力した復調データＩＲおよびＱＲの同期変調部がパイロット信号であるか否かを判断し（ステップＳ１４）、パイロット信号である場合（ステップＳ１４：ｙｅｓ）には、ステップＳ１６に進み、パイロット信号でない場合（ステップＳ１４：ｎｏ）には、ステップＳ１５に進む。
【０１０８】
セレクタ３３および４３では、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号の位相情報を出力し（ステップＳ１５）、セレクタ３０および４０は、パイロット信号の位相情報を出力する（ステップＳ１６）。
【０１０９】
信号判定回路７１および７２は、入力する復調データＩＲおよびＱＲが終了したか否かを判断し（ステップＳ１７）、終了した場合（ステップＳ１７：ｙｅｓ）には、図４のステップＳ２に進み、終了していない場合（ステップＳ１７：ｎｏ）には、ステップＳ１３に戻る。
【０１１０】
以上のように本実施の形態では、受信開始直後には、差動変調部と同期変調部とで共通の周波数配置にて伝送されるＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分のデータを選択して利用することにより、差動変調部であるかあるいは同期変調部であるかに関係無くクロック信号の引き込みを行うことができる。
【０１１１】
また、ＴＭＣＣ信号がデコードされ各変調部の周波数配置が判別された後には、各変調部に多く含まれるパイロット信号、またはＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号に対応する選択手段をそれぞれ選択することで、位相変動量を検出するための副搬送波周波数成分の数を増やすことができる。
【０１１２】
以上のようにパイロット信号、ＴＭＣＣ信号およびＡＣ信号の全信号を利用することで、位相変動量を検出するための周波数成分の数を増やすことができ、位相変動量の算出頻度を上げることにより位相変動量の算出精度を上げて、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【０１１３】
実施の形態４．
上記実施の形態１では、演算手段１３において位相変動量ＰＳを算出する際に、複素乗算回路１１から出力された実数成分ＲＮおよび虚数成分ＪＮのデータがＲＯＭ１２に供給され、アークタンジェント（逆正接関数）データを格納するＲＯＭ１２から、入力された実数成分ＲＮおよび虚数成分ＪＮデータに対応する位相変動量データＰＳが出力されている。ここで、例えば、アークタンジェント（逆正接関数）を用いて算出される位相の値が±π／４に比較して十分小さい場合には、後述するように、タンジェント（正接関数）を用いて近似することができる。本実施の形態では、このタンジェントで近似できることを利用して、演算手段から出力する位相変動量データについて、タンジェント（正接関数）の近似値で出力するようにする。
【０１１４】
図８は、本発明の実施の形態４のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１１５】
尚、図８に示したクロック信号再生回路１３３において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１１６】
また、本発明の実施の形態４のクロック信号再生回路１３３が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１１７】
図８の本実施の形態のクロック信号再生回路１３３と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３中にＲＯＭ１２が設けられていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３３では、演算手段７０中にｔａｎ算出回路２５が設けられている点である。
【０１１８】
ｔａｎ算出回路２５は、複素乗算回路１１から出力された実数成分ＲＮおよび虚数成分ＪＮのデータから、タンジェント（正接関数）の値を算出するタンジェント算出回路である。
【０１１９】
複素乗算回路１１は、従来のクロック信号の再生回路１１５の説明中に示したように式（１）に示す演算を行う。ところで、式（１）は、例えば、同一シンボル内における各副搬送波周波数成分の振幅をＡ、位相をθ、ｆ番目のパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分をＡfｅj θ fとした場合、次の式（２）のように複素表記することができる。
【０１２０】
前記式（２）の実部Ｒｅと虚部Ｉｍよりｔａｎ（θf−θf-1）を算出する。ここで、通常は、θf−θf-1が±π／４に比較して十分小さい値であることを利用し、位相変動量θf−θf-1を近似算出する。
【０１２２】
Ｉｍ／Ｒｅ＝ｔａｎ（θf−θf-1）≒θf−θf-1 ・・・（３）
【０１２３】
次に、図８に示した本発明の実施の形態４の動作について説明する。
【０１２４】
本実施の形態４の動作では、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ４の処理が、実施の形態１に示したＲＯＭ１２により入力されたデータに対応するアークタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理ではなく、タンジェント算出回路２５により入力されたデータからタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理に変更される。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１２５】
具体的には、従来のクロック信号再生回路１３０では、複素乗算回路１１の出力はＲＯＭ１２に入力され、ＲＯＭ１２から位相変動量データＰＳが出力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３３では、演算手段７０中の複素乗算回路１１の出力はｔａｎ算出回路２５に入力され、ｔａｎ算出回路２５から位相変動量データＰＳが出力されている。
【０１２６】
上記のようにタンジェントを用いて近似した位相変動量データＰＳとすることにより、実施の形態１のようにＲＯＭ１２を使用しなくても、タンジェントの値を算出するのみで、容易に位相変動量ＰＳを算出することができる。
【０１２７】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、位相変動量ＰＳの値が十分小さい場合には、アークタンジェントを用いて算出される位相の値がタンジェント（正接関数）で近似できることを利用してＲＯＭ１２を使用しないようにしたが、本実施の形態５では、アークタンジェントを用いて算出される位相の値をサイン（正弦関数）で近似して位相変動量ＰＳを算出するようにする。
【０１２８】
図９は、本発明の実施の形態５のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１２９】
尚、図９に示したクロック信号再生回路１３４において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１３０】
また、本発明の実施の形態５のクロック信号再生回路１３４が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１３１】
図９の本実施の形態のクロック信号再生回路１３４と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３中にＲＯＭ１２が設けられていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３４では、演算手段７１中に複素乗算回路１１の他は何も設けられていない点である。
【０１３２】
本実施の形態では、上記実施の形態４の説明中に示した式（２）における虚部Ｉｍの値は、θf−θf-1の値が±π／４に対して十分に小さい場合には、以下に示す式（４）にて近似することができることを利用する。
【０１３３】
Ａf-1Ａfｓｉｎ（θf−θf-1）≒Ａf-1Ａf（θf−θf-1） ・・・（４）
【０１３４】
式（４）において、複素乗算回路１１から算出されるごとのＡf-1Ａfの変動量が小さく、且つ、式（４）の値を、累積加算回路１５にて１シンボルに亘って累積加算した結果が、例えば、１シンボル内の位相変動量に一定の値を乗算したものであるとみなせる場合には、式（４）の値は、位相変動量を表わすことになり、クロック信号の位相誤差、周波数誤差に対応する値を検出できることになる。すなわち、位相変動量ＰＳは、式（２）の虚部で近似することができることになる。
【０１３５】
次に、図９に示した本発明の実施の形態５の動作について説明する。
【０１３６】
本実施の形態５の動作では、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ４の処理が、実施の形態１に示したＲＯＭ１２により入力されたデータに対応するアークタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理ではなく、複素乗算回路１１から出力された虚数成分ＪＮデータを位相変動量データＰＳとして用いる処理に変更される。複素乗算回路１１から出力される実数成分ＲＮデータは使用されない。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１３７】
具体的には、従来のクロック信号再生回路１３０では、複素乗算回路１１の出力はＲＯＭ１２に入力され、ＲＯＭ１２から位相変動量データＰＳが出力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３４では、演算手段７０中の複素乗算回路１１から虚数成分ＪＮデータが位相変動量データＰＳとしてそのまま出力されている。
【０１３８】
このように位相変動量ＰＳをサイン（正弦関数）で近似して算出するようにしたことにより、複素乗算回路１１の乗算結果における虚数成分データをそのまま位相変動量ＰＳとして利用でき、実施の形態４で示したタンジェント（正接関数）による近似と比較しても、虚部Ｉｍを実部Ｒｅにて除算する処理を省略できるので容易に位相変動量を得ることができる。
【０１３９】
実施の形態６．
上記した実施の形態５では、演算手段７１により位相変動量ＰＳをサイン（正弦関数）で近似して算出するようにしたが、本実施の形態６ではサイン（正弦関数）で近似した値の極性のみを位相変動量ＰＳとして演算手段７２より出力するようにする。
【０１４０】
図１０は、本発明の実施の形態６のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１４１】
尚、図１０に示したクロック信号再生回路１３５において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１４２】
また、本発明の実施の形態６のクロック信号再生回路１３５が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１４３】
図１０の本実施の形態のクロック信号再生回路１３５と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３中にＲＯＭ１２が設けられていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３５では、演算手段７２中に極性検出回路２６が設けられている点である。
【０１４４】
上記実施の形態５では、式（４）において、周波数成分の振幅値の乗算結果であるＡf-1Ａfの複素乗算回路１１から算出されるごとの変動量が小さく、位相変動量ＰＳに比較して無視できる場合について示した。しかし、式（４）において、Ａf-1Ａfの値が位相変動量ＰＳに比較して無視できない場合には、例えば、位相変動量ＰＳを式（２）の虚部の極性を位相変動量ＰＳとして扱う方が近似計算における誤差を小さく抑えることができる。そこで、本実施の形態では、演算手段７２に複素乗算回路１１の出力から式（２）の虚部の極性を検出する極性出力回路２６を設けた。極性出力回路２６により式（２）の虚部の極性が正である場合には＋１を位相変動量ＰＳとして出力し、極性が負である場合には−１を位相変動量ＰＳとして出力するようにした。
【０１４５】
次に、図１０に示した本発明の実施の形態６の動作について説明する。
【０１４６】
本実施の形態６の動作では、図４を用いて説明した実施の形態１の動作におけるステップＳ４の処理が、実施の形態１に示したＲＯＭ１２により入力されたデータに対応するアークタンジェントの位相変動量データＰＳを演算する処理ではなく、複素乗算回路１１から出力された虚数成分ＪＮデータから極性を検出する処理に変更される。複素乗算回路１１から出力される実数成分ＲＮデータは使用されない。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１４７】
具体的には、クロック信号再生回路１３０では、複素乗算回路１１の出力はＲＯＭ１２に入力され、ＲＯＭ１２から位相変動量データＰＳが出力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３５では、演算手段７２中の複素乗算回路１１の虚数成分ＪＮデータ出力は極性検出回路２６に入力され、極性検出回路２６から位相変動量データＰＳが出力されている。
【０１４８】
このように、位相変動量ＰＳをサインで近似した値の極性で出力することにより、複素乗算回路１１の出力中の虚数成分データの極性を、そのまま位相変動量ＰＳとして利用でき、実施の形態４で示したタンジェントにより近似した値と比較しても虚部Ｉｍを実部Ｒｅにて除算する処理を省略して容易に位相変動量を得ることができる。また、実施の形態５で示したサインにより近似した値と比較する場合には、前記したように周波数成分の振幅値の乗算結果であるＡf-1Ａfの値が算出ごとに大きく変動して無視できない場合に、位相変動量の算出精度を上げることができるという利点を有する。
【０１４９】
実施の形態７．
前記した実施の形態１、２、３における選択手段により選択されたパイロット信号、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量ＰＳについて、それぞれ所定値未満であるか否かを判定し、位相変動量ＰＳが所定値未満であると判定した場合には、演算手段１３で演算した位相変動量ＰＳに基づいてクロック信号の周波数を制御できないようにする。
【０１５０】
図１１は、本発明の実施の形態７のクロック信号再生回路の構成を示すブロック図である。
【０１５１】
尚、図１１に示したクロック信号再生回路１３６において、図１３に示した従来のクロック信号再生回路１１５、図２に示した実施の形態１のクロック再生回路１３０と同じ機能の部分については同じ符号を付す。
【０１５２】
また、本発明の実施の形態７のクロック信号再生回路１３６が用いられるＯＦＤＭ受信機の構成は、実施の形態１にて用いた図１の構成と同様である。
【０１５３】
尚、本実施の形態は、上記した全ての実施の形態に適用可能であるが、以下の説明では、実施の形態１に適用することとする。
【０１５４】
図１１の本実施の形態のクロック信号再生回路１３６と、図２の実施の形態１のクロック信号再生回路１３０とが異なる点は、クロック信号再生回路１３０では、演算手段１３と累積加算回路１５とが直接に接続されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３６では、演算手段１３と累積加算回路１５との間に、所定値判定回路８１（判定手段）と切替え回路８２（切替手段）とが設けられている点である。
【０１５５】
所定値判定回路８１は、ＲＯＭ１２から出力された位相変動量ＰＳが、使用者によって指定された所定値未満であるか否かを判定する回路である。切替え回路８２は、所定値判定回路８１により位相変動量ＰＳが所定値未満であると判定された場合に、位相変動量ＰＳの値を後段の累積加算回路１５に出力せず、「０」値を出力する回路である。
【０１５６】
本実施の形態において、使用者によって指定される所定値とは、例えば、実際に復調データＩＲおよびＱＲがクロック信号再生回路１３６に入力されていない場合であっても演算手段１３から発生するガウス雑音による値や、演算手段１３中で発生する演算誤差分の値を加えた値である。
【０１５７】
次に、図１１に示した本発明の実施の形態７の動作について説明する。
【０１５８】
実施の形態７の動作は、図４を用いて説明した実施の形態１の動作における位相変動量の演算処理（ステップＳ４）と、累積加算処理（ステップＳ５）との間に追加挿入される処理である。その他の本実施の形態４の動作は、実施の形態１の動作と同様である。
【０１５９】
具体的には、従来のクロック信号再生回路１３０では、演算手段１３で演算された位相変動量ＰＳが直接に累積加算回路１５に入力されていたが、本実施の形態のクロック信号再生回路１３６では、演算手段１３から出力された位相変動量ＰＳは、所定値判定回路８１に入力されてから、切替え回路８２を経由して累積加算回路１５に入力されるようになる。
【０１６０】
図１２は、本実施の形態７における実施の形態１の動作のステップＳ４とステップＳ５との間に挿入される部分の動作を示すフローチャートである。
【０１６１】
所定値判定回路８１は、演算手段１３から出力された位相変動量ＰＳが使用者により設定された所定値未満であるか否かを判定（ステップＳ２１）し、所定値未満である場合（ステップＳ２１：ｙｅｓ）には、ステップＳ２２に進み、定値未満でない場合（ステップＳ２１：ｎｏ）には、ステップＳ２３に進む。
【０１６２】
切替え回路８２は、位相変動量ＰＳが使用者により設定された所定値未満であることから、位相変動量ＰＳを後段の累積回路１５に出力しないようにし、位相変動量＝０を出力する（ステップＳ２２）。
【０１６３】
切替え回路８２は、位相変動量ＰＳが使用者により設定された所定値以上であることから、位相変動量ＰＳを後段の累積回路１５に出力する（ステップＳ２３）。
【０１６４】
以上のように、演算手段１３から出力された位相変動量ＰＳが所定値未満であった場合に位相変動量を０とすることにより、例えば、ガウス雑音や算出誤差分が位相変動量ＰＳとして累積加算回路１５にて累積加算されることを無くすことができることから、位相変動量ＰＳ中から不要な雑音成分等を除去して位相変動量の算出精度を上げることができるので、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【０１６５】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているので、以下のような効果を奏する。
【０１６６】
請求項１に記載のクロック信号再生回路および請求項８に記載のクロック信号再生方法によれば、同一シンボル内におけるパイロット信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出するようにしているので、
クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。また、一度に算出することのできる隣接するパイロット信号間の位相変動量値の最大値は＋２πであるが、累積加算することでシンボル内位相変動量の検出範囲を広げることができる。また、パイロット信号はシンボル内に多数含まれることから、シンボル内位相変動量を高精度で算出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。さらに、クロック信号の引き込み性能が上がることから、副搬送波間干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６７】
請求項２に記載のクロック信号再生回路によれば、同一シンボル内におけるＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分の位相変動量を算出するようにしているので、
クロック信号の周波数誤差および位相誤差による位相変動量が検出でき、クロック信号の引き込み性能を上げることができる。また、一度に算出することのできる隣接するＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号間の位相変動量値の最大値は＋２πとなるが、累積加算することでシンボル内位相変動量の検出範囲を広げることができる。また、ＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号はシンボル内に多数含まれることから、シンボル内位相変動量を高精度で検出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。さらに、クロック信号の引き込み性能が上がることから、副搬送波間干渉による妨害を抑えることができ、再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６８】
請求項３に記載のクロック信号再生回路によれば、受信開始直後には差動変調部と同期変調部で共通の周波数配置で伝送されるＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分のデータを選択して利用するようにしているので、
差動変調部、同期変調部に関係無くクロック信号の引き込みを行うことができる。また、各変調部の周波数配置が判別された後には、各変調部に多く含まれるパイロット信号、またはＴＭＣＣ信号、ＡＣ信号に対応する副搬送波周波数成分を抽出することで、位相変動量を検出するための副搬送波周波数成分の数を増やすことができ、シンボル内位相変動量を高精度で検出でき、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。クロック信号の引き込み速度が上がることから、受信開始後、早期に再生信号のビット誤り率特性を向上させることができる。
【０１６９】
請求項４、請求項５および請求項６に記載のクロック信号再生回路によれば、ＲＯＭを使用することなく容易に位相変動量を算出することができる。
【０１７０】
請求項７に記載のクロック信号再生回路によれば、算出した位相変動量をが所定値以下であった場合に位相変動量を０とするので、
ガウス雑音や算出誤差による位相変動量をキャンセルすることができ、クロック信号の引き込み速度および性能を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態１のクロック信号再生回路が用いられるＯＦＤＭ受信機を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図３】 本発明の実施の形態１であるクロック信号再生回路において、クロック信号に周波数誤差があった場合に、高速フーリエ変換回路（変換手段）から出力される副搬送波の周波数成分に現れる位相誤差を表す図である。
【図４】 本発明の実施の形態１の動作を示すフローチャートである。
【図５】 本発明の実施の形態２であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図６】 本発明の実施の形態３であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図７】 本発明の実施の形態３における選択手段の動作を示すフローチャートである。
【図８】 本発明の実施の形態４であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態５であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図１０】 本発明の実施の形態６であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図１１】 本発明の実施の形態７であるクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【図１２】 本発明の実施の形態７であるクロック信号再生回路における検出手段と禁止手段の動作を示すフローチャートである。
【図１３】 従来のクロック信号再生回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
３ 差動復調回路、６、７ ＲＡＭ（記憶手段）、１０ 符号反転回路、１１複素乗算回路、１２ ＲＯＭ、１３、７０、７１ 演算手段、２５ タンジェント算出回路、２６ 極性出力回路、３０、４０ セレクタ（第１の選択手段）、３３、４３ セレクタ（第２の選択手段）、３１、４１ スイッチ、３２、４２ 位相補正回路、１５ 累積加算回路（累積加算手段）、５０ ループフィルタ（フィルタ手段）、６０ クロック発振制御回路（制御手段）、７１、７２ 信号判定回路（信号判定手段）、８１ 所定値判定回路（判定手段）、８２ 切替回路（切替手段）、１０５ Ａ／Ｄ変換回路、１１２ 高速フーリエ変換回路、１１５、１３０〜１３６ クロック信号再生回路、１１６ クロック信号発振器、１２０ 副搬送波周波数信号復調回路。
Claims (8)
- 受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、
前記復調信号中から送信側で内挿されたパイロット信号を選択する第１の選択手段と、
前記第１の選択手段にて選択された前記パイロット信号の周波数成分を記憶する記憶手段と、
前記パイロット信号の周波数成分と、前記パイロット信号と同一シンボル内であり且つ該パイロット信号より少なくとも１副搬送波前の前記記憶手段に記憶されたパイロット信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算手段と、
前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算手段と、
前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段の出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御手段とを備えることを特徴とするクロック信号再生回路。 - 受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、
前記復調信号中から受信機の復調動作に関る情報を伝送するＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号および付加情報を伝送するＡＣ（Auxiliary Channel）信号を選択する第２の選択手段と、
前記第２の選択手段にて選択された前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分を記憶する記憶手段と、
前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分と、前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号と同一シンボル内であり且つ前記ＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号より少なくとも１副搬送波前の前記記憶手段に記憶されたＴＭＣＣ信号および前記ＡＣ信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算手段と、
前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算手段と、
前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタ手段と、
前記フィルタ手段の出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御手段とを備えることを特徴とするクロック信号再生回路。 - 前記ＯＦＤＭ受信機がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）方式またはＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）方式により副搬送波が変調された同期変調信号部と、ＤＱＰＳＫ（Diffrential Quadrature Phase Shift Keying）方式により副搬送波が変調された差動変調信号部とが混在するＯＦＤＭ変調信号を受信し、
前記同期変調信号部あるいは前記差動変調信号部にて伝送されるパイロット信号、ＴＭＣＣ信号またはＡＣ信号の周波数軸上における各信号の配置が異なる場合に、
前記第１の選択手段および前記第２の選択手段を備えると共に、
入力した復調信号が前記同期変調信号部あるいは前記差動変調信号部の何れであるかを判定して、各変調信号部毎に前記第１の選択手段と前記第２の選択手段のどちらで選択するかの切替指示を出力する信号判定手段を有することを特徴とする請求項１または２に記載のクロック信号再生回路。 - 前記演算手段は、前記位相変動量についてタンジェント（正接関数）を用いて近似した結果を出力することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のクロック信号再生回路。
- 前記演算手段は、前記位相変動量についてサイン（正弦関数）を用いて近似した結果を出力することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のクロック信号再生回路。
- 前記演算手段は、前記位相変動量の極性のみを出力することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載のクロック信号再生回路。
- 前記演算手段から出力される前記位相変動量が所定値以上であるか否かを判定する判定手段と、該判定手段により前記出力が所定値以上であると判定された場合には前記出力を後段の回路に出力する一方で前記出力が所定値未満であると判定された場合には後段の回路に出力しない切替手段とを備えることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項に記載のクロック信号再生回路。
- 受信したアナログ信号のＯＦＤＭ変調信号を主搬送波周波数について１次復調して副搬送波周波数帯域信号とし、該副搬送波周波数帯域信号をクロック信号発振器から出力されたクロック信号を用いてデジタル信号に変換し、該デジタル信号に対して２次復調すると共に離散的フーリエ変換を実施することにより副搬送波周波数帯域信号の復調信号を生成するＯＦＤＭ受信機において、
前記復調信号中から送信側で内挿されたパイロット信号または受信機の復調動作に関る情報を伝送するＴＭＣＣ信号または付加情報を伝送するＡＣ信号を選択する選択ステップと、
前記選択ステップにて選択された前記パイロット信号、前記ＴＭＣＣ信号または前記ＡＣ信号の周波数成分を記憶する記憶ステップと、
前記パイロット信号、前記ＴＭＣＣ信号または前記ＡＣ信号の周波数成分と、前記各信号と同一シンボル内であり且つ前記記憶ステップにて記憶された前記各信号より少なくとも１副搬送波前の同種の各信号の周波数成分との間の位相変動量を演算する演算ステップと、
前記位相変動量を１シンボル期間に亘って累積加算して出力する累積加算ステップと、
前記累積加算された位相変動量から雑音成分を除去するフィルタステップと、前記フィルタステップの出力値に応じて前記クロック信号発振器にて発生させるクロック信号の周波数を制御するための制御信号を出力する制御ステップと実施することを特徴とするクロック信号再生方法。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000072119A JP3773388B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法 |
| GB0100500A GB2364221B (en) | 2000-03-15 | 2001-01-09 | Clock recovery circuit and method |
| CNB011012722A CN1185816C (zh) | 2000-03-15 | 2001-01-15 | 时钟信号再生电路和方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000072119A JP3773388B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268043A JP2001268043A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3773388B2 true JP3773388B2 (ja) | 2006-05-10 |
Family
ID=18590589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000072119A Expired - Fee Related JP3773388B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3773388B2 (ja) |
| CN (1) | CN1185816C (ja) |
| GB (1) | GB2364221B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2134048A2 (en) | 2008-06-11 | 2009-12-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Carrier frequency error detection in a multicarrier receiver |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4003386B2 (ja) * | 2000-09-13 | 2007-11-07 | 三菱電機株式会社 | クロック信号再生装置および受信装置、クロック信号再生方法および受信方法 |
| GB0303546D0 (en) | 2003-02-15 | 2003-03-19 | 4I2I Comm Ltd | Synchronisation method for ofdm symbols |
| US7564875B2 (en) * | 2003-11-11 | 2009-07-21 | Intel Corporation | Techniques to map and de-map signals |
| JP2009033492A (ja) * | 2007-07-27 | 2009-02-12 | Mitsubishi Electric Corp | クロック信号制御回路及びｏｆｄｍ受信機 |
| CN115242589B (zh) * | 2021-04-23 | 2024-05-14 | 华为技术有限公司 | 一种时钟恢复方法及装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2278257B (en) * | 1993-05-05 | 1996-10-02 | British Broadcasting Corp | Receiving equipment for digital transmissions |
| SE504787C2 (sv) * | 1994-12-14 | 1997-04-28 | Hd Divine Ab | Metod vid OFDM-mottagning för korrigering av frekvens, tidsfönster, samplingsklocka och långsamma fasvariationer |
| JP3700290B2 (ja) * | 1996-10-30 | 2005-09-28 | 日本ビクター株式会社 | 直交周波数分割多重信号伝送方法及びそれに用いる受信装置 |
| JP3797397B2 (ja) * | 1997-05-02 | 2006-07-19 | ソニー株式会社 | 受信装置および受信方法 |
| DE69819673T2 (de) * | 1998-01-19 | 2004-09-30 | Victor Company of Japan, Ltd., Yokohama | Anordnung zur Symbolsynchronisierung in einem OFDM-Übertragungssystem unter Verwendung der Eigenschaften eines Kommunikationskanals |
| US6618352B1 (en) * | 1998-05-26 | 2003-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
-
2000
- 2000-03-15 JP JP2000072119A patent/JP3773388B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-01-09 GB GB0100500A patent/GB2364221B/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-01-15 CN CNB011012722A patent/CN1185816C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2134048A2 (en) | 2008-06-11 | 2009-12-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Carrier frequency error detection in a multicarrier receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1313684A (zh) | 2001-09-19 |
| CN1185816C (zh) | 2005-01-19 |
| GB0100500D0 (en) | 2001-02-21 |
| GB2364221B (en) | 2002-08-28 |
| GB2364221A (en) | 2002-01-16 |
| JP2001268043A (ja) | 2001-09-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR0136718B1 (ko) | 직교 주파수 분할 다중(ofdm) 동기 복조 회로 | |
| US5787123A (en) | Receiver for orthogonal frequency division multiplexed signals | |
| JP3797397B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| US7149266B1 (en) | Signal receiver and method of compensating frequency offset | |
| JPH0746218A (ja) | ディジタル復調装置 | |
| JPH11163957A (ja) | 階層化伝送ディジタル復調器 | |
| JP3743629B2 (ja) | 正確にバーストの位置を特定できかつ再生搬送波の周波数誤差の小さな無線通信端末 | |
| JP3773388B2 (ja) | クロック信号再生回路およびクロック信号再生方法 | |
| KR20000068674A (ko) | 직교 주파수 분할 다중 신호 복조 장치 | |
| JP3392037B2 (ja) | ディジタル復調器 | |
| JP3084363B2 (ja) | キャリア再生回路 | |
| JP4003386B2 (ja) | クロック信号再生装置および受信装置、クロック信号再生方法および受信方法 | |
| JP2000165346A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| JP3342967B2 (ja) | Ｏｆｄｍ同期復調回路 | |
| WO1999039485A1 (fr) | Recepteur | |
| JPH11196148A (ja) | ディジタル復調器 | |
| JP3946422B2 (ja) | クロック信号再生制御回路及びクロック信号再生制御方法 | |
| JP3865893B2 (ja) | 復調回路 | |
| JP3382891B2 (ja) | 位相変調信号のデジタル処理による復調方法及びデジタル復調装置 | |
| JP2006287672A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置およびｏｆｄｍ復調方法 | |
| JP4803079B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP3394276B2 (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JPH10224320A (ja) | Ｏｆｄｍ復調装置 | |
| JPH09200176A (ja) | Ｏｆｄｍ同期復調回路 | |
| JPH11122318A (ja) | Ａｆｃ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040405 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060104 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060214 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060214 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100224 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100224 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110224 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120224 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130224 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130224 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140224 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |