JPH11196148A - ディジタル復調器 - Google Patents
ディジタル復調器Info
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- JPH11196148A JPH11196148A JP9366907A JP36690797A JPH11196148A JP H11196148 A JPH11196148 A JP H11196148A JP 9366907 A JP9366907 A JP 9366907A JP 36690797 A JP36690797 A JP 36690797A JP H11196148 A JPH11196148 A JP H11196148A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 24
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 16
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 4
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 4
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 abstract description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 23
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 6
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0083—Signalling arrangements
- H04L2027/0089—In-band signals
- H04L2027/0093—Intermittant signals
- H04L2027/0095—Intermittant signals in a preamble or similar structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
Abstract
(57)【要約】
【課題】 絶対位相化回路が不要となるディジタル復調
器を提供する。 【解決手段】 複数の変調方式による被変調波が時間軸
多重されて伝送されるディジタル被変調波を受信するデ
ィジタル放送受信機のディジタル復調器において、既知
パターンのＢＰＳＫ信号に基づいて反転指示信号発生回
路６から出力される〃０〃または〃１〃の反転指示信号
によって選択的に復調ベースバンド信号を反転回路７に
て反転させ、反転回路７からの出力復調ベースバンド信
号の信号点位置の位相と絶対位相との位相差に基づく位
相誤差電圧をキャリア再生用位相誤差検出回路８によっ
て求め、位相誤差電圧をローパスフィルタからなるキャ
リアフィルタ９を介した出力により、信号点位置から求
めた位相が位相収束点に来るように再生キャリアの周波
数を制御してキャリア再生を行うようにした。
器を提供する。 【解決手段】 複数の変調方式による被変調波が時間軸
多重されて伝送されるディジタル被変調波を受信するデ
ィジタル放送受信機のディジタル復調器において、既知
パターンのＢＰＳＫ信号に基づいて反転指示信号発生回
路６から出力される〃０〃または〃１〃の反転指示信号
によって選択的に復調ベースバンド信号を反転回路７に
て反転させ、反転回路７からの出力復調ベースバンド信
号の信号点位置の位相と絶対位相との位相差に基づく位
相誤差電圧をキャリア再生用位相誤差検出回路８によっ
て求め、位相誤差電圧をローパスフィルタからなるキャ
リアフィルタ９を介した出力により、信号点位置から求
めた位相が位相収束点に来るように再生キャリアの周波
数を制御してキャリア再生を行うようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＢＳディジタル放
送を受信するディジタル放送受信機に用いるディジタル
復調器に関し、さらに詳細には、必要とするＣ／Ｎ（搬
送波電力対雑音電力比）値が異なる複数の変調方式によ
る被変調波が時間軸多重されて伝送されるディジタル被
変調波を受信するディジタル放送受信機に用いるディジ
タル復調器に関する。
送を受信するディジタル放送受信機に用いるディジタル
復調器に関し、さらに詳細には、必要とするＣ／Ｎ（搬
送波電力対雑音電力比）値が異なる複数の変調方式によ
る被変調波が時間軸多重されて伝送されるディジタル被
変調波を受信するディジタル放送受信機に用いるディジ
タル復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＢＳディジタル放送方式では必要とする
Ｃ／Ｎ値が異なる複数の変調方式で伝送されてくるディ
ジタル被変調波、例えば主信号である８ＰＳＫ変調波、
ＱＰＳＫ変調波およびＢＰＳＫ変調波が時間毎に組み合
わされ、フレーム毎に繰り返し伝送される階層化伝送方
式に加えるに低Ｃ／Ｎ値での受信を可能とするバースト
シンボル信号が挿入された方式が採用される。バースト
シンボル信号は既知のＰＮ符号でＢＰＳＫ変調された信
号である。
Ｃ／Ｎ値が異なる複数の変調方式で伝送されてくるディ
ジタル被変調波、例えば主信号である８ＰＳＫ変調波、
ＱＰＳＫ変調波およびＢＰＳＫ変調波が時間毎に組み合
わされ、フレーム毎に繰り返し伝送される階層化伝送方
式に加えるに低Ｃ／Ｎ値での受信を可能とするバースト
シンボル信号が挿入された方式が採用される。バースト
シンボル信号は既知のＰＮ符号でＢＰＳＫ変調された信
号である。
【０００３】さらに、かかる階層化伝送方式ではフレー
ム同期パターンおよびスーパーフレーム識別信号もまた
予め定められたパターンであり、ＢＰＳＫ変調されてい
る。また、ディジタル放送受信機では、復調されたベー
スバンド信号のデコーダによるデコード等のために受信
位相を送信側の位相と一致させる絶対位相化がディジタ
ル復調器で行われている。そこで、階層化伝送方式では
フレーム同期信号、伝送多重構成識別のための後記ＴＭ
ＣＣ信号およびバーストシンボル信号をＢＰＳＫ復調
し、受信したフレーム同期パターンの受信位相（絶対位
相受信、逆相位相受信）から絶対位相化を行っている。
ム同期パターンおよびスーパーフレーム識別信号もまた
予め定められたパターンであり、ＢＰＳＫ変調されてい
る。また、ディジタル放送受信機では、復調されたベー
スバンド信号のデコーダによるデコード等のために受信
位相を送信側の位相と一致させる絶対位相化がディジタ
ル復調器で行われている。そこで、階層化伝送方式では
フレーム同期信号、伝送多重構成識別のための後記ＴＭ
ＣＣ信号およびバーストシンボル信号をＢＰＳＫ復調
し、受信したフレーム同期パターンの受信位相（絶対位
相受信、逆相位相受信）から絶対位相化を行っている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ディジ
タル復調器の集積化に際して絶対位相化回路のためにデ
ィジタル復調器の必要面積が増大するという問題点があ
った。
タル復調器の集積化に際して絶対位相化回路のためにデ
ィジタル復調器の必要面積が増大するという問題点があ
った。
【０００５】本発明は、絶対位相化回路が不要となるデ
ィジタル復調器を提供することを目的とする。
ィジタル復調器を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明にかかるディジタ
ル復調器は、複数の変調方式による被変調波が時間軸多
重されて伝送されるディジタル被変調波を受信するディ
ジタル放送受信機のディジタル復調器において、予め用
意した既知パターンのＢＰＳＫ信号に基づいて選択的に
復調ベースバンド信号を反転させる反転手段と、位相収
束点が絶対位相の位相誤差テーブルを備えて、前記反転
手段からの出力復調ベースバンド信号の信号点位置から
求めた位相と位相収束点との位相差に基づく位相誤差出
力を送出するキャリア再生用位相誤差検出手段と、を備
え、前記信号点位置の位相が位相収束点に来るように再
生キャリアの周波数を制御してキャリア再生を行うこと
を特徴とする。
ル復調器は、複数の変調方式による被変調波が時間軸多
重されて伝送されるディジタル被変調波を受信するディ
ジタル放送受信機のディジタル復調器において、予め用
意した既知パターンのＢＰＳＫ信号に基づいて選択的に
復調ベースバンド信号を反転させる反転手段と、位相収
束点が絶対位相の位相誤差テーブルを備えて、前記反転
手段からの出力復調ベースバンド信号の信号点位置から
求めた位相と位相収束点との位相差に基づく位相誤差出
力を送出するキャリア再生用位相誤差検出手段と、を備
え、前記信号点位置の位相が位相収束点に来るように再
生キャリアの周波数を制御してキャリア再生を行うこと
を特徴とする。
【０００７】本発明にかかるディジタル復調器では、予
め用意した既知パターンのＢＰＳＫ信号の位相に基づい
て選択的に復調ベースバンド信号が反転させられる。こ
の結果、選択的に反転された復調ベースバンド信号の信
号点の基準位置は絶対位相となる。また、反転しない信
号点の基準位置は絶対位相である。キャリア再生用位相
誤差検出手段において位相誤差テーブルが参照されて、
選択的に反転された復調ベースバンド信号の信号点位置
から求めた位相と絶対位相の位相収束点との位相誤差に
基づく位相誤差出力がキャリア再生用位相誤差検出手段
から送出されて、位相誤差出力に基づいて信号点位置か
ら求めた位相が位相収束点に来るように再生キャリアの
周波数が制御されてキャリア再生が行われるため、受信
信号の位相点が絶対位相に収束するために受信信号が絶
対位相化されて、絶対位相化回路が不要となる。
め用意した既知パターンのＢＰＳＫ信号の位相に基づい
て選択的に復調ベースバンド信号が反転させられる。こ
の結果、選択的に反転された復調ベースバンド信号の信
号点の基準位置は絶対位相となる。また、反転しない信
号点の基準位置は絶対位相である。キャリア再生用位相
誤差検出手段において位相誤差テーブルが参照されて、
選択的に反転された復調ベースバンド信号の信号点位置
から求めた位相と絶対位相の位相収束点との位相誤差に
基づく位相誤差出力がキャリア再生用位相誤差検出手段
から送出されて、位相誤差出力に基づいて信号点位置か
ら求めた位相が位相収束点に来るように再生キャリアの
周波数が制御されてキャリア再生が行われるため、受信
信号の位相点が絶対位相に収束するために受信信号が絶
対位相化されて、絶対位相化回路が不要となる。
【０００８】本発明にかかるディジタル復調器は、さら
に、キャリア再生用位相誤差検出手段からの位相誤差出
力を入力し、ＴＭＣＣ期間、主信号ＢＰＳＫ信号期間、
ＱＰＳＫ信号期間および８ＰＳＫ信号期間はフィルタ動
作を停止するローパスフィルタからなるキャリアフィル
タを備えて、キャリアフィルタの出力に基づいてキャリ
ア再生を行うことを特徴とする。
に、キャリア再生用位相誤差検出手段からの位相誤差出
力を入力し、ＴＭＣＣ期間、主信号ＢＰＳＫ信号期間、
ＱＰＳＫ信号期間および８ＰＳＫ信号期間はフィルタ動
作を停止するローパスフィルタからなるキャリアフィル
タを備えて、キャリアフィルタの出力に基づいてキャリ
ア再生を行うことを特徴とする。
【０００９】本発明にかかるディジタル復調器は、ロー
パスフィルタからなるキャリアフィルタを備えて、ＴＭ
ＣＣ期間、主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期間
および８ＰＳＫ信号期間においてはフィルタ動作が停止
されるため、主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期
間および８ＰＳＫ信号期間における復調ベースバンド信
号の信号点位置から求めた位相と絶対位相とが比較され
るが、この間はキャリアフィルタはフィルタ動作を停止
しているために不都合は生じない。
パスフィルタからなるキャリアフィルタを備えて、ＴＭ
ＣＣ期間、主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期間
および８ＰＳＫ信号期間においてはフィルタ動作が停止
されるため、主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期
間および８ＰＳＫ信号期間における復調ベースバンド信
号の信号点位置から求めた位相と絶対位相とが比較され
るが、この間はキャリアフィルタはフィルタ動作を停止
しているために不都合は生じない。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるディジタル
復調器を実施の形態によって説明する。
復調器を実施の形態によって説明する。
【００１１】図１は本発明の実施の一形態にかかるディ
ジタル復調器の構成を示すブロック図である。
ジタル復調器の構成を示すブロック図である。
【００１２】本発明の実施の一形態にかかるディジタル
復調器の説明の前に階層化伝送方式のフレーム構成につ
いて説明する。図２（ａ）は階層化伝送方式におけるフ
レーム構成の一例を示す図である。１フレームは、１つ
のヘッダ部１９２シンボルと、複数の２０３シンボルと
４シンボルからなる対とで形成された３９９３６シンボ
ルで構成されている。
復調器の説明の前に階層化伝送方式のフレーム構成につ
いて説明する。図２（ａ）は階層化伝送方式におけるフ
レーム構成の一例を示す図である。１フレームは、１つ
のヘッダ部１９２シンボルと、複数の２０３シンボルと
４シンボルからなる対とで形成された３９９３６シンボ
ルで構成されている。
【００１３】さらに詳細には、フレーム同期パターン
（ＢＰＳＫ）３２シンボル（内、前２０シンボルを用い
る）、伝送多重構成識別のためのＴＭＣＣ(Transmissio
n andMultiplexing Configuration Control)パターン
（ＢＰＳＫ）１２８シンボル、スーパーフレーム識別情
報パターン３２シンボル（内、前２０シンボルを用い
る）、主信号（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボル、１フレ
ーム期間毎にセットされる疑似ランダム信号でＢＰＳＫ
変調されるバーストシンボル信号（図２（ａ）において
ＢＳと記載してある）４シンボル、主信号（ＴＣ８ＰＳ
Ｋ）２０３シンボル、バーストシンボル信号４シンボ
ル、……、主信号（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バース
トシンボル信号４シンボル、主信号（ＢＰＳＫ）２０３
シンボル、バーストシンボル信号４シンボルの順序で形
成されている。ここで、８フレームをスーパーフレーム
と称し、スーパーフレーム識別情報パターンはスーパー
フレーム識別のための情報である。
（ＢＰＳＫ）３２シンボル（内、前２０シンボルを用い
る）、伝送多重構成識別のためのＴＭＣＣ(Transmissio
n andMultiplexing Configuration Control)パターン
（ＢＰＳＫ）１２８シンボル、スーパーフレーム識別情
報パターン３２シンボル（内、前２０シンボルを用い
る）、主信号（ＴＣ８ＰＳＫ）２０３シンボル、１フレ
ーム期間毎にセットされる疑似ランダム信号でＢＰＳＫ
変調されるバーストシンボル信号（図２（ａ）において
ＢＳと記載してある）４シンボル、主信号（ＴＣ８ＰＳ
Ｋ）２０３シンボル、バーストシンボル信号４シンボ
ル、……、主信号（ＱＰＳＫ）２０３シンボル、バース
トシンボル信号４シンボル、主信号（ＢＰＳＫ）２０３
シンボル、バーストシンボル信号４シンボルの順序で形
成されている。ここで、８フレームをスーパーフレーム
と称し、スーパーフレーム識別情報パターンはスーパー
フレーム識別のための情報である。
【００１４】図１に示した本発明の実施の一形態にかか
るディジタル復調器に戻って説明する。本発明の実施の
一形態にかかるディジタル復調器には、演算回路１、数
値制御発振器２、ディジタルフィルタからなるレイズド
コサイン特性のロールオフフィルタ３、フレーム同期タ
イミング回路４、伝送モード判別回路５、既知パターン
のＢＰＳＫ信号に基づき〃０〃または〃１〃の反転指示
信号を出力する反転指示信号発生回路６、反転指示信号
発生回路６から出力される反転指示信号を受けて、復調
されたベースバンド信号ＩＤおよびＱＤを選択的に同時
に反転させるための反転回路７、位相収束点が絶対位相
のキャリア再生用位相誤差テーブルを備えたキャリア再
生用位相誤差検出回路８、ローパスディジタルフィルタ
からなるキャリアフィルタ９、ＡＦＣ回路１０およびキ
ャリアフィルタ９の動作を制御するアンド回路１１を備
えている。
るディジタル復調器に戻って説明する。本発明の実施の
一形態にかかるディジタル復調器には、演算回路１、数
値制御発振器２、ディジタルフィルタからなるレイズド
コサイン特性のロールオフフィルタ３、フレーム同期タ
イミング回路４、伝送モード判別回路５、既知パターン
のＢＰＳＫ信号に基づき〃０〃または〃１〃の反転指示
信号を出力する反転指示信号発生回路６、反転指示信号
発生回路６から出力される反転指示信号を受けて、復調
されたベースバンド信号ＩＤおよびＱＤを選択的に同時
に反転させるための反転回路７、位相収束点が絶対位相
のキャリア再生用位相誤差テーブルを備えたキャリア再
生用位相誤差検出回路８、ローパスディジタルフィルタ
からなるキャリアフィルタ９、ＡＦＣ回路１０およびキ
ャリアフィルタ９の動作を制御するアンド回路１１を備
えている。
【００１５】数値制御発振器２は図３に示すように、互
いに逆位相の正弦波データ２３ａ、２３ｂを出力する正
弦波テーブル２３と、余弦波データ２４ａ、２４ｂを出
力する余弦波テーブル２４とを備えて、ＡＦＣ回路１０
からの出力に基づいて互いに逆極性の正弦波データ２３
ａ、２３ｂおよび余弦波データ２４ａ、２４ｂを出力さ
せて、ＡＦＣ回路１０と協働して実質的に再生キャリア
を形成する互いに逆極性の正弦波信号および余弦波信号
を出力する。
いに逆位相の正弦波データ２３ａ、２３ｂを出力する正
弦波テーブル２３と、余弦波データ２４ａ、２４ｂを出
力する余弦波テーブル２４とを備えて、ＡＦＣ回路１０
からの出力に基づいて互いに逆極性の正弦波データ２３
ａ、２３ｂおよび余弦波データ２４ａ、２４ｂを出力さ
せて、ＡＦＣ回路１０と協働して実質的に再生キャリア
を形成する互いに逆極性の正弦波信号および余弦波信号
を出力する。
【００１６】演算回路１は図３に示すように、準同期検
波されたＩ軸のベースバンド信号ｉと正弦波データ２３
ａとを乗算する乗算器１ａと、ベースバンド信号ｉと余
弦波データ２４ａとを乗算する乗算器１ｂと、準同期検
波されたＱ軸のベースバンド信号ｑと逆極性の正弦波デ
ータ２３ｂとを乗算する乗算器１ｄと、ベースバンド信
号ｑと余弦波データ２４ｂとを乗算する乗算器１ｅと、
乗算器１ｂの出力と乗算器１ｄの出力とを加算してベー
スバンド信号Ｉとして出力する加算器１ｃと、乗算器１
ａの出力と乗算器１ｅの出力とを加算してベースバンド
信号Ｑとして出力する加算器１ｆとを備えて、数値制御
発振器２からの出力受けてベースバンド信号ｉ、ｑを周
波数同調させて、周波数同調出力であるベースバンド信
号Ｉ、Ｑがそれぞれロールオフフィルタ３へ送出され
る。
波されたＩ軸のベースバンド信号ｉと正弦波データ２３
ａとを乗算する乗算器１ａと、ベースバンド信号ｉと余
弦波データ２４ａとを乗算する乗算器１ｂと、準同期検
波されたＱ軸のベースバンド信号ｑと逆極性の正弦波デ
ータ２３ｂとを乗算する乗算器１ｄと、ベースバンド信
号ｑと余弦波データ２４ｂとを乗算する乗算器１ｅと、
乗算器１ｂの出力と乗算器１ｄの出力とを加算してベー
スバンド信号Ｉとして出力する加算器１ｃと、乗算器１
ａの出力と乗算器１ｅの出力とを加算してベースバンド
信号Ｑとして出力する加算器１ｆとを備えて、数値制御
発振器２からの出力受けてベースバンド信号ｉ、ｑを周
波数同調させて、周波数同調出力であるベースバンド信
号Ｉ、Ｑがそれぞれロールオフフィルタ３へ送出され
る。
【００１７】フレーム同期タイミング回路４はロールオ
フフィルタ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、Ｑ
Ｄを受けて、ＴＭＣＣパターンを伝送モード判定回路５
へ送出する。伝送モード判定回路５はＴＭＣＣパターン
をデコードした結果に基づいて高階層信号である８ＰＳ
Ｋ信号（８ＰＳＫ被変調波を復調した復調出力を８ＰＳ
Ｋ信号と記す）、低階層信号であるＱＰＳＫ信号（ＱＰ
ＳＫ被変調波を復調した復調出力をＱＰＳＫ信号と記
す）、ＢＰＳＫ信号（ＢＰＳＫ被変調波を復調した復調
出力をＢＰＳＫ信号と記す）に対応して２ビットの伝送
モード信号をフレーム同期タイミング回路４へ送出す
る。
フフィルタ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、Ｑ
Ｄを受けて、ＴＭＣＣパターンを伝送モード判定回路５
へ送出する。伝送モード判定回路５はＴＭＣＣパターン
をデコードした結果に基づいて高階層信号である８ＰＳ
Ｋ信号（８ＰＳＫ被変調波を復調した復調出力を８ＰＳ
Ｋ信号と記す）、低階層信号であるＱＰＳＫ信号（ＱＰ
ＳＫ被変調波を復調した復調出力をＱＰＳＫ信号と記
す）、ＢＰＳＫ信号（ＢＰＳＫ被変調波を復調した復調
出力をＢＰＳＫ信号と記す）に対応して２ビットの伝送
モード信号をフレーム同期タイミング回路４へ送出す
る。
【００１８】フレーム同期タイミング回路４は、ベース
バンド信号ＩＤ、ＱＤを受けてフレーム同期パターンを
検出してフレーム同期信号ＦＳＹＮＣをＡＦＣ回路１０
へ出力して、ＡＦＣ回路１０においてフレーム毎にＡＦ
Ｃ動作をさせると共に、伝送モード判定回路５から出力
される伝送モード信号を受けて、フレーム同期パターン
の先頭に同期する図２（ｂ）に示す信号Ｒｓ、ＢＰＳＫ
信号期間高電位の図２（ｃ）に示す信号Ａ１と、フレー
ム同期パターン区間とスーパーフレーム識別パターン区
間とバーストシンボル信号区間とＱＰＳＫ信号期間高電
位の図２（ｄ）に示す信号Ａ０と、フレーム同期パター
ン期間高電位の図２（ｅ）に示す信号Ａｓと、バースト
シンボル信号期間高電位の図２（ｆ）に示す信号Ｂｓ
と、スーパーフレーム識別パターン期間高電位の図２
（ｇ）とに示す信号ＳＦを出力する。
バンド信号ＩＤ、ＱＤを受けてフレーム同期パターンを
検出してフレーム同期信号ＦＳＹＮＣをＡＦＣ回路１０
へ出力して、ＡＦＣ回路１０においてフレーム毎にＡＦ
Ｃ動作をさせると共に、伝送モード判定回路５から出力
される伝送モード信号を受けて、フレーム同期パターン
の先頭に同期する図２（ｂ）に示す信号Ｒｓ、ＢＰＳＫ
信号期間高電位の図２（ｃ）に示す信号Ａ１と、フレー
ム同期パターン区間とスーパーフレーム識別パターン区
間とバーストシンボル信号区間とＱＰＳＫ信号期間高電
位の図２（ｄ）に示す信号Ａ０と、フレーム同期パター
ン期間高電位の図２（ｅ）に示す信号Ａｓと、バースト
シンボル信号期間高電位の図２（ｆ）に示す信号Ｂｓ
と、スーパーフレーム識別パターン期間高電位の図２
（ｇ）とに示す信号ＳＦを出力する。
【００１９】次に、スーパーフレーム識別パターンにつ
いて説明する。図４（ａ）はスーパーフレーム識別パタ
ーンの説明図であって、Ｗ1はフレーム同期パターンを
表示しており、全フレームに対して同一のパターンであ
る。図４において、パターンＷ2およびＷ3がスーパーフ
レーム識別パターンを表示し、各フレームからフレーム
同期パターンとスーパーフレーム識別パターンとを抽出
して示してある。先頭フレームに対してはスーパーフレ
ーム識別パターンはＷ2のパターンであり、第２フレー
ムから第８フレームまでの７フレーム全てのスーパーフ
レーム識別パターンはＷ3であって、パターンＷ3はＷ2
の反転パターンに形成されている。
いて説明する。図４（ａ）はスーパーフレーム識別パタ
ーンの説明図であって、Ｗ1はフレーム同期パターンを
表示しており、全フレームに対して同一のパターンであ
る。図４において、パターンＷ2およびＷ3がスーパーフ
レーム識別パターンを表示し、各フレームからフレーム
同期パターンとスーパーフレーム識別パターンとを抽出
して示してある。先頭フレームに対してはスーパーフレ
ーム識別パターンはＷ2のパターンであり、第２フレー
ムから第８フレームまでの７フレーム全てのスーパーフ
レーム識別パターンはＷ3であって、パターンＷ3はＷ2
の反転パターンに形成されている。
【００２０】フレーム同期タイミング回路４は、図４
（ｂ）に示す、先頭フレームのスーパーフレーム識別パ
ターンＷ2の期間低電位で、引き続く７フレームのスー
パーフレーム識別パターンＷ3の期間高電位であるスー
パーフレーム識別パターンを識別するための信号である
スーパーフレーム識別パターン識別信号を送出する。
（ｂ）に示す、先頭フレームのスーパーフレーム識別パ
ターンＷ2の期間低電位で、引き続く７フレームのスー
パーフレーム識別パターンＷ3の期間高電位であるスー
パーフレーム識別パターンを識別するための信号である
スーパーフレーム識別パターン識別信号を送出する。
【００２１】反転指示信号発生回路６は、フレーム同期
パターン発生回路６１、スーパフレーム識別パターン発
生回路６２、バーストシンボルパターン発生回路６３、
排他論理和回路６４、オアゲート回路６５を備えて、オ
アゲート回路６５から反転指示信号を送出する。
パターン発生回路６１、スーパフレーム識別パターン発
生回路６２、バーストシンボルパターン発生回路６３、
排他論理和回路６４、オアゲート回路６５を備えて、オ
アゲート回路６５から反転指示信号を送出する。
【００２２】フレーム同期パターン発生回路６１は、信
号Ｒｓにてリセットされ、信号Ａｓすなわちフレーム同
期パターン期間の信号をイネーブル信号として受けて、
ビットクロック信号に同期してフレーム同期パターンを
構成する信号を順次オアゲート回路６５を介して反転指
示信号として送出される。例えばビットが〃１〃のとき
反転指示となる。
号Ｒｓにてリセットされ、信号Ａｓすなわちフレーム同
期パターン期間の信号をイネーブル信号として受けて、
ビットクロック信号に同期してフレーム同期パターンを
構成する信号を順次オアゲート回路６５を介して反転指
示信号として送出される。例えばビットが〃１〃のとき
反転指示となる。
【００２３】スーパーフレーム識別パターン発生回路６
２は、信号Ｒｓにてリセットされ、信号ＳＦすなわちス
ーパーフレーム識別パターン期間の信号をイネーブル信
号として受けて、ビットクロック信号に同期して先頭フ
レームを構成するスーパーフレーム識別パターンＷ2を
順次排他論理和回路６４へ送出し、フレーム同期タイミ
ング回路４から出力されるスーパーフレーム識別パター
ン識別信号と排他論理和演算してオアゲート回路６５へ
送出する。したがって、スーパーフレーム識別パターン
識別信号によって排他論理和回路６４から先頭フレーム
に対するＷ2のスーパーフレーム識別パターン、引き続
く７フレームに対してパターンＷ2を反転したパターン
Ｗ3の信号が送出される。この結果、排他論理和回路６
４から図４（ａ）に示したスーパーフレーム識別パター
ンの信号Ｗ2、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3が先
頭フレームから第８フレームまで各フレームごとにオア
ゲート回路６５を介して反転指示信号として送出され
る。例えばビットが〃１〃のとき反転指示となる。
２は、信号Ｒｓにてリセットされ、信号ＳＦすなわちス
ーパーフレーム識別パターン期間の信号をイネーブル信
号として受けて、ビットクロック信号に同期して先頭フ
レームを構成するスーパーフレーム識別パターンＷ2を
順次排他論理和回路６４へ送出し、フレーム同期タイミ
ング回路４から出力されるスーパーフレーム識別パター
ン識別信号と排他論理和演算してオアゲート回路６５へ
送出する。したがって、スーパーフレーム識別パターン
識別信号によって排他論理和回路６４から先頭フレーム
に対するＷ2のスーパーフレーム識別パターン、引き続
く７フレームに対してパターンＷ2を反転したパターン
Ｗ3の信号が送出される。この結果、排他論理和回路６
４から図４（ａ）に示したスーパーフレーム識別パター
ンの信号Ｗ2、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3、Ｗ3が先
頭フレームから第８フレームまで各フレームごとにオア
ゲート回路６５を介して反転指示信号として送出され
る。例えばビットが〃１〃のとき反転指示となる。
【００２４】バーストシンボルパターン発生回路６３
は、信号Ｒｓにてリセットされ、信号Ｂｓすなわちバー
ストシンボルパターン期間の信号をイネーブル信号とし
て受けて、ビットクロック信号に同期してバーストシン
ボル信号が順次オアゲート回路６５を介して反転指示信
号として送出する。したがって、バーストシンボルパタ
ーン発生回路６３からバーストシンボル信号は反転指示
信号として送出される。例えばビットが〃１〃のとき反
転指示となる。
は、信号Ｒｓにてリセットされ、信号Ｂｓすなわちバー
ストシンボルパターン期間の信号をイネーブル信号とし
て受けて、ビットクロック信号に同期してバーストシン
ボル信号が順次オアゲート回路６５を介して反転指示信
号として送出する。したがって、バーストシンボルパタ
ーン発生回路６３からバーストシンボル信号は反転指示
信号として送出される。例えばビットが〃１〃のとき反
転指示となる。
【００２５】この結果、反転指示信号発生回路６から
は、フレーム同期パターン期間はフレーム同期パターン
の信号が反転指示信号の〃１〃として出力され、スーパ
ーフレーム識別パターン期間はフレームごとにフレーム
の番号に対応する図４（ａ）に示した信号の〃１〃が反
転指示信号として出力され、バーストシンボルパターン
期間はバーストシンボル信号の〃１〃が反転指示信号と
して出力されることになる。
は、フレーム同期パターン期間はフレーム同期パターン
の信号が反転指示信号の〃１〃として出力され、スーパ
ーフレーム識別パターン期間はフレームごとにフレーム
の番号に対応する図４（ａ）に示した信号の〃１〃が反
転指示信号として出力され、バーストシンボルパターン
期間はバーストシンボル信号の〃１〃が反転指示信号と
して出力されることになる。
【００２６】反転回路７は反転指示信号発生回路６から
出力される反転指示信号によって、ロールオフフィルタ
３から出力されるベースバンド信号ＩＤおよびＩＱが選
択的に同時に反転される。すなわち、反転指示信号が低
電位のときにはベースバンド信号ＩＤおよびＩＱがその
ままキャリア再生用位相誤差検出回路８へ送出され、反
転指示信号が高電位のときにはベースバンド信号ＩＤお
よびＩＱが同時に反転されてキャリア再生用位相誤差検
出回路８へ送出される。
出力される反転指示信号によって、ロールオフフィルタ
３から出力されるベースバンド信号ＩＤおよびＩＱが選
択的に同時に反転される。すなわち、反転指示信号が低
電位のときにはベースバンド信号ＩＤおよびＩＱがその
ままキャリア再生用位相誤差検出回路８へ送出され、反
転指示信号が高電位のときにはベースバンド信号ＩＤお
よびＩＱが同時に反転されてキャリア再生用位相誤差検
出回路８へ送出される。
【００２７】キャリア再生用位相誤差検出回路８は反転
回路７を介したベースバンド信号ＩＤ、ＱＤを受けて、
反転回路７を介したベースバンド信号ＩＤ、ＱＤによる
信号点位置から求めた位相と絶対位相との位相誤差を検
出し位相誤差に基づく位相誤差電圧値を送出する。
回路７を介したベースバンド信号ＩＤ、ＱＤを受けて、
反転回路７を介したベースバンド信号ＩＤ、ＱＤによる
信号点位置から求めた位相と絶対位相との位相誤差を検
出し位相誤差に基づく位相誤差電圧値を送出する。
【００２８】さらに詳細には、キャリア再生用位相誤差
検出回路８には絶対位相の位相収束点（０（２π）ラジ
アン）を有する図５（ａ）に示すキャリア再生用位相誤
差テーブルを備えて、反転回路７を介したベースバンド
信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置から位相を求め、該位相に
対する位相誤差電圧がキャリア再生用位相誤差テーブル
から求められて、キャリアフィルタ９へ送出される。
検出回路８には絶対位相の位相収束点（０（２π）ラジ
アン）を有する図５（ａ）に示すキャリア再生用位相誤
差テーブルを備えて、反転回路７を介したベースバンド
信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置から位相を求め、該位相に
対する位相誤差電圧がキャリア再生用位相誤差テーブル
から求められて、キャリアフィルタ９へ送出される。
【００２９】ロールオフフィルタ３から出力されるベー
スバンド信号ＩＤ、ＩＱの信号点位置の位相の基準点は
０（２π）ラジアン、またはπラジアンの２つである。
しかしながら、反転指示信号として反転指示信号発生回
路６から出力されるフレーム同期パターン期間、スーパ
ーフレーム識別パターン期間およびバーストシンボル期
間における信号が高電位のときには、ロールオフフィル
タ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、ＩＱが同時
に反転されて、反転されたベースバンド信号ＩＤ、ＩＱ
の信号点位置の位相の基準点は０（２π）ラジアンとな
り、反転指示信号として反転指示信号発生回路６から出
力されるフレーム同期パターン期間、スーパーフレーム
識別パターン期間およびバーストシンボル期間における
信号が低電位のときには、ロールオフフィルタ３から出
力されるベースバンド信号ＩＤ、ＩＱが反転されず、そ
のまま反転回路７から出力されてベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＩＱの信号点位置から求めた位相の基準点は０（２
π）ラジアンとなっている。
スバンド信号ＩＤ、ＩＱの信号点位置の位相の基準点は
０（２π）ラジアン、またはπラジアンの２つである。
しかしながら、反転指示信号として反転指示信号発生回
路６から出力されるフレーム同期パターン期間、スーパ
ーフレーム識別パターン期間およびバーストシンボル期
間における信号が高電位のときには、ロールオフフィル
タ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、ＩＱが同時
に反転されて、反転されたベースバンド信号ＩＤ、ＩＱ
の信号点位置の位相の基準点は０（２π）ラジアンとな
り、反転指示信号として反転指示信号発生回路６から出
力されるフレーム同期パターン期間、スーパーフレーム
識別パターン期間およびバーストシンボル期間における
信号が低電位のときには、ロールオフフィルタ３から出
力されるベースバンド信号ＩＤ、ＩＱが反転されず、そ
のまま反転回路７から出力されてベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＩＱの信号点位置から求めた位相の基準点は０（２
π）ラジアンとなっている。
【００３０】したがって、キャリア再生用位相誤差検出
回路に入力されるベースバンド信号ＩＤ、ＩＱの信号点
位置から求めた位相の基準点は０（２π）ラジアンであ
り、図５に示すキャリア再生用位相誤差テーブルによっ
て位相誤差が検出されることになる。
回路に入力されるベースバンド信号ＩＤ、ＩＱの信号点
位置から求めた位相の基準点は０（２π）ラジアンであ
り、図５に示すキャリア再生用位相誤差テーブルによっ
て位相誤差が検出されることになる。
【００３１】そこで、反転回路７を介して入力されるベ
ースバンド信号ＩＤ、ＩＱの信号点位置から求められた
位相がπラジアン以上から０（２π）ラジアンまでの増
加方向の位相のときは位相に対して図５（ａ）および
（ｂ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相がπラジアン
未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相のと
きは位相に対して図５（ａ）および（ｂ）に示す正の位
相誤差電圧値が出力され、この位相誤差電圧が供給され
たＡＦＣ回路１０による制御のもとに、信号点位置から
求められた位相が図５（ｂ）に示すように０（２π）ラ
ジアンに収束される。この場合において位相誤差電圧値
は位相がπラジアンのときが＋方向最大値または−方向
最大値である。
ースバンド信号ＩＤ、ＩＱの信号点位置から求められた
位相がπラジアン以上から０（２π）ラジアンまでの増
加方向の位相のときは位相に対して図５（ａ）および
（ｂ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相がπラジアン
未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相のと
きは位相に対して図５（ａ）および（ｂ）に示す正の位
相誤差電圧値が出力され、この位相誤差電圧が供給され
たＡＦＣ回路１０による制御のもとに、信号点位置から
求められた位相が図５（ｂ）に示すように０（２π）ラ
ジアンに収束される。この場合において位相誤差電圧値
は位相がπラジアンのときが＋方向最大値または−方向
最大値である。
【００３２】ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置
から求めた位相に基づきキャリア再生用位相誤差検出回
路８から出力された位相誤差電圧は、ディジタルローパ
スフィルタからなるキャリアフィルタ９に供給され位相
誤差電圧が平滑化される。この場合においてアンド回路
１１にて信号Ａ１と信号Ａ０とが論理積演算された信号
によってキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）と
して供給されて、フレーム同期パターン期間、スーパー
フレーム識別パターン期間およびバーストシンボル信号
期間のみキャリアフィルタ９によるフィルタ動作が行わ
れ、主信号のＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期間およ
び８ＰＳＫ信号期間においてはアンド回路１１から低電
位の出力が送出されて、キャリアフィルタ９は動作を停
止し停止直前におけるフィルタ動作時のフィルタ出力に
保持される。キャリアフィルタ９からの出力はＡＦＣ回
路１０へチューニング電圧として供給される。
から求めた位相に基づきキャリア再生用位相誤差検出回
路８から出力された位相誤差電圧は、ディジタルローパ
スフィルタからなるキャリアフィルタ９に供給され位相
誤差電圧が平滑化される。この場合においてアンド回路
１１にて信号Ａ１と信号Ａ０とが論理積演算された信号
によってキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）と
して供給されて、フレーム同期パターン期間、スーパー
フレーム識別パターン期間およびバーストシンボル信号
期間のみキャリアフィルタ９によるフィルタ動作が行わ
れ、主信号のＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期間およ
び８ＰＳＫ信号期間においてはアンド回路１１から低電
位の出力が送出されて、キャリアフィルタ９は動作を停
止し停止直前におけるフィルタ動作時のフィルタ出力に
保持される。キャリアフィルタ９からの出力はＡＦＣ回
路１０へチューニング電圧として供給される。
【００３３】そこで、キャリア再生用位相誤差検出回路
８に、主信号のＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号および８Ｐ
ＳＫ信号に基づくベースバンド信号が供給されても、基
準点が０（２π）のキャリア再生用位相誤差テーブル
（図５参照）によって位相誤差電圧が検出されるが、こ
の場合は上記のようにキャリアフィルタ９がイネーブル
にされないために問題はない。
８に、主信号のＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号および８Ｐ
ＳＫ信号に基づくベースバンド信号が供給されても、基
準点が０（２π）のキャリア再生用位相誤差テーブル
（図５参照）によって位相誤差電圧が検出されるが、こ
の場合は上記のようにキャリアフィルタ９がイネーブル
にされないために問題はない。
【００３４】上記した本発明の実施の一形態にかかるキ
ャリア再生回路の作用について説明する。
ャリア再生回路の作用について説明する。
【００３５】ＢＳディジタル放送受信機において、一般
的に指定されたチャンネル内の希望信号をＡＦＣ回路１
０のスキャンニング動作によってスキャンイングし、キ
ャリアを捕捉するように作用させる。本発明の実施の一
形態にかかるディジタル復調器においては、希望信号を
受けて準同期検波方式により直交復調され、復調された
ベースバンド信号ｉ、ｑは演算回路１に供給されて、数
値制御発振器２からの出力データと演算され、ベースバ
ンド信号Ｉ、Ｑに変換される。
的に指定されたチャンネル内の希望信号をＡＦＣ回路１
０のスキャンニング動作によってスキャンイングし、キ
ャリアを捕捉するように作用させる。本発明の実施の一
形態にかかるディジタル復調器においては、希望信号を
受けて準同期検波方式により直交復調され、復調された
ベースバンド信号ｉ、ｑは演算回路１に供給されて、数
値制御発振器２からの出力データと演算され、ベースバ
ンド信号Ｉ、Ｑに変換される。
【００３６】ベースバンド信号Ｉ、Ｑはロールオフフィ
ルタ３に供給され、ロールオフフィルタ３を介したベー
スバンド信号ＩＤ、ＱＤは反転回路７を介してキャリア
再生用位相誤差検出回路８に供給されて、反転回路７を
介したベースバンド信号ＩＤ、ＱＤに基づく信号点位置
から求めた位相に基づくキャリア再生のための位相誤差
電圧を得て、位相誤差電圧はキャリアフィルタ９によっ
て平滑化されてチューニング電圧としてＡＦＣ回路１０
に供給され、ＡＦＣ回路１０の出力が数値制御発振器２
に与えられて、位相誤差電圧が０になるようにキャリア
の周波数が制御されてキャリア再生が行われる。
ルタ３に供給され、ロールオフフィルタ３を介したベー
スバンド信号ＩＤ、ＱＤは反転回路７を介してキャリア
再生用位相誤差検出回路８に供給されて、反転回路７を
介したベースバンド信号ＩＤ、ＱＤに基づく信号点位置
から求めた位相に基づくキャリア再生のための位相誤差
電圧を得て、位相誤差電圧はキャリアフィルタ９によっ
て平滑化されてチューニング電圧としてＡＦＣ回路１０
に供給され、ＡＦＣ回路１０の出力が数値制御発振器２
に与えられて、位相誤差電圧が０になるようにキャリア
の周波数が制御されてキャリア再生が行われる。
【００３７】一方、ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤはフレ
ーム同期タイミング回路４に供給されて、フレーム同期
パターンが検出されて、フレーム同期が捕捉されフレー
ムタミングが確立されると、フレーム同期パターン、Ｔ
ＭＣＣパターン、スーパーフレーム識別パターン、バー
ストシンボル信号のそれぞれの時系列的な位置が判明
し、ＴＭＣＣパターンが伝送モード判定回路５に送出さ
れてデコードされ、伝送モード判定回路５から出力され
る伝送モード信号を受けて、フレーム同期タイミング回
路４から信号Ｒｓ、Ａ１、Ａ０、Ａｓ、ＢｓおよびＳＦ
が送出される。
ーム同期タイミング回路４に供給されて、フレーム同期
パターンが検出されて、フレーム同期が捕捉されフレー
ムタミングが確立されると、フレーム同期パターン、Ｔ
ＭＣＣパターン、スーパーフレーム識別パターン、バー
ストシンボル信号のそれぞれの時系列的な位置が判明
し、ＴＭＣＣパターンが伝送モード判定回路５に送出さ
れてデコードされ、伝送モード判定回路５から出力され
る伝送モード信号を受けて、フレーム同期タイミング回
路４から信号Ｒｓ、Ａ１、Ａ０、Ａｓ、ＢｓおよびＳＦ
が送出される。
【００３８】フレーム同期タイミング回路４から送出さ
れた信号Ｒｓ、Ａｓ、Ｂｓ、ＳＦおよびスーパフレーム
認識パターン識別信号を受けて、反転指示信号発生回路
６からフレーム同期パターンの信号、スーパーフレーム
識別パターンの信号、バーストシンボル信号の受信位相
および時間的な位置からそれぞれの時間毎の受信位相点
が認識されて、受信位相点が認識された受信位相点に基
づく高電位、または低電位の信号が反転指示信号として
反転回路７に送出される。
れた信号Ｒｓ、Ａｓ、Ｂｓ、ＳＦおよびスーパフレーム
認識パターン識別信号を受けて、反転指示信号発生回路
６からフレーム同期パターンの信号、スーパーフレーム
識別パターンの信号、バーストシンボル信号の受信位相
および時間的な位置からそれぞれの時間毎の受信位相点
が認識されて、受信位相点が認識された受信位相点に基
づく高電位、または低電位の信号が反転指示信号として
反転回路７に送出される。
【００３９】反転指示信号を受けて反転回路７におい
て、低電位の反転指示信号のときはベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤがそのまま、高電位の反転指示信号のときはベ
ースバンド信号ＩＤ、ＱＤが反転される。この結果、反
転回路７から出力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの
信号点位置から求めた位相の基準位相は０（２π）ラジ
アンに統一されて、キャリア再生用位相誤差検出回路８
へ送出される。
て、低電位の反転指示信号のときはベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤがそのまま、高電位の反転指示信号のときはベ
ースバンド信号ＩＤ、ＱＤが反転される。この結果、反
転回路７から出力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの
信号点位置から求めた位相の基準位相は０（２π）ラジ
アンに統一されて、キャリア再生用位相誤差検出回路８
へ送出される。
【００４０】反転回路７から出力されるベースバンド信
号ＩＤ、ＱＤが供給されたキャリア再生用位相誤差検出
回路８では、各ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位
置から求めた位相と位相誤差テーブルの収束点０（２
π）ラジアンとの差に基づく位相誤差電圧が図５に示す
位相誤差テーブルから得られ、キャリアフィルタ９へ送
出される。
号ＩＤ、ＱＤが供給されたキャリア再生用位相誤差検出
回路８では、各ベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位
置から求めた位相と位相誤差テーブルの収束点０（２
π）ラジアンとの差に基づく位相誤差電圧が図５に示す
位相誤差テーブルから得られ、キャリアフィルタ９へ送
出される。
【００４１】この状態において、信号Ａ１と信号Ａ０と
の論理積演算出力、すなわちフレーム同期パターン期
間、スーパーフレーム識別パターン期間およびバースト
シンボル信号期間高電位になる信号がキャリアフィルタ
制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として供給されて、キャ
リアフィルタ制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が高電位の
期間、位相誤差電圧がキャリアフィルタ９によって平滑
化され、キャリアフィルタ９からの出力はＡＦＣ回路１
０へ送出されて、キャリアフィルタ９からの出力に基づ
きキャリアの周波数制御が行われて、バースト受信によ
るキャリア再生が行われる。
の論理積演算出力、すなわちフレーム同期パターン期
間、スーパーフレーム識別パターン期間およびバースト
シンボル信号期間高電位になる信号がキャリアフィルタ
制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として供給されて、キャ
リアフィルタ制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が高電位の
期間、位相誤差電圧がキャリアフィルタ９によって平滑
化され、キャリアフィルタ９からの出力はＡＦＣ回路１
０へ送出されて、キャリアフィルタ９からの出力に基づ
きキャリアの周波数制御が行われて、バースト受信によ
るキャリア再生が行われる。
【００４２】主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期
間および８ＰＳＫ信号期間においては、キャリアフィル
タ制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）は低電位であって、キ
ャリアフィルタ制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が低電位
の期間はフィルタ動作が停止させられ、キャリアフィル
タ９からフィルタ動作停止直前の出力状態が保持され
て、キャリア再生がなされる。
間および８ＰＳＫ信号期間においては、キャリアフィル
タ制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）は低電位であって、キ
ャリアフィルタ制御制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が低電位
の期間はフィルタ動作が停止させられ、キャリアフィル
タ９からフィルタ動作停止直前の出力状態が保持され
て、キャリア再生がなされる。
【００４３】上記したように本発明の実施の一形態にか
かるディジタル復調器において、収束点が１つの位相誤
差テーブルによって求めた位相誤差電圧に基づいてキャ
リア再生が行われるため、受信信号の位相点が１つの位
相点に収束するために受信信号が絶対位相化されて、絶
対位相化回路が不要となる。この結果ディジタル復調器
の集積回路化に際して必要とする面積は少なくて済むこ
とになる。
かるディジタル復調器において、収束点が１つの位相誤
差テーブルによって求めた位相誤差電圧に基づいてキャ
リア再生が行われるため、受信信号の位相点が１つの位
相点に収束するために受信信号が絶対位相化されて、絶
対位相化回路が不要となる。この結果ディジタル復調器
の集積回路化に際して必要とする面積は少なくて済むこ
とになる。
【００４４】なお、キャリア再生用位相誤差検出回路８
に、主信号のＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号および８ＰＳ
Ｋ信号に基づくベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが供給され
ても、基準点が０（２π）のキャリア再生用位相誤差テ
ーブル（図５参照）によって位相誤差電圧が検出される
が、この場合はキャリアフィルタ制御制御信号（ＣＲＦ
ＬＧＰ）が低電位であって、キャリアフィルタ９がイネ
ーブルにされないために、問題はないことは前記のとお
りである。また、バーストシンボルの一部はデータが送
出される場合もあるが、その場合、データが送出されな
い区間を使用することになる。
に、主信号のＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号および８ＰＳ
Ｋ信号に基づくベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが供給され
ても、基準点が０（２π）のキャリア再生用位相誤差テ
ーブル（図５参照）によって位相誤差電圧が検出される
が、この場合はキャリアフィルタ制御制御信号（ＣＲＦ
ＬＧＰ）が低電位であって、キャリアフィルタ９がイネ
ーブルにされないために、問題はないことは前記のとお
りである。また、バーストシンボルの一部はデータが送
出される場合もあるが、その場合、データが送出されな
い区間を使用することになる。
【００４５】なお、上記実施の一形態において反転回路
７を設けて、反転指示信号に基づいて復調ベースバンド
信号ＩＤ、ＱＤを選択的に同時に反転する場合を例示し
たが、キャリア再生用位相誤差検出回路に図５に示した
位相誤差テーブルと、さらに位相収束点がπラジアンの
位置にある位相誤差テーブルを備えて、反転指示信号の
〃０〃、〃１〃に基づき図５に示す位相誤差テーブルと
上記の位相収束点がπラジアンの位置にある位相誤差テ
ーブルとの一方を選択するようにすることによって、反
転回路７を削除することができる。
７を設けて、反転指示信号に基づいて復調ベースバンド
信号ＩＤ、ＱＤを選択的に同時に反転する場合を例示し
たが、キャリア再生用位相誤差検出回路に図５に示した
位相誤差テーブルと、さらに位相収束点がπラジアンの
位置にある位相誤差テーブルを備えて、反転指示信号の
〃０〃、〃１〃に基づき図５に示す位相誤差テーブルと
上記の位相収束点がπラジアンの位置にある位相誤差テ
ーブルとの一方を選択するようにすることによって、反
転回路７を削除することができる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように本発明にかかるディ
ジタル復調器によれば、既知のパターンの信号受信期間
に、キャリア再生用位相誤差検出に収束点が１つの位相
誤差テーブルを用いて受信信号の受信位相に基づく位相
誤差を検出し、該位相誤差に基づきキャリア再生を行う
ために、受信信号が絶対位相化されて、絶対位相化回路
が不要となって、ディジタル復調器の集積回路化に際し
て必要面積が少なくて済むという効果が得られる。
ジタル復調器によれば、既知のパターンの信号受信期間
に、キャリア再生用位相誤差検出に収束点が１つの位相
誤差テーブルを用いて受信信号の受信位相に基づく位相
誤差を検出し、該位相誤差に基づきキャリア再生を行う
ために、受信信号が絶対位相化されて、絶対位相化回路
が不要となって、ディジタル復調器の集積回路化に際し
て必要面積が少なくて済むという効果が得られる。
【図１】本発明の実施の一形態にかかるディジタル復調
器の構成を示すブロック図である。
器の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態にかかるディジタル復調
器に供給される信号のフレーム構成図および信号Ｒｓ、
Ａ１、Ａ０、Ａｓ、Ｂｓ、ＳＦの波形図である。
器に供給される信号のフレーム構成図および信号Ｒｓ、
Ａ１、Ａ０、Ａｓ、Ｂｓ、ＳＦの波形図である。
【図３】本発明の実施の一形態にかかるディジタル復調
器における演算回路および数値制御発振器の構成を示す
ブロック図である。
器における演算回路および数値制御発振器の構成を示す
ブロック図である。
【図４】本発明の実施の一形態にかかるディジタル復調
器に供給される信号のフレーム中のスーパーフレーム識
別パターンの説明図である。
器に供給される信号のフレーム中のスーパーフレーム識
別パターンの説明図である。
【図５】本発明の実施の一形態にかかるディジタル復調
器における位相誤差テーブルの説明図である。
器における位相誤差テーブルの説明図である。
１ 演算回路 ２ 数値制御発振器 ３ ロールオフフィルタ ４ フレーム同期タイミング回路 ５ 伝送モード判定回路 ６ 反転指示信号発生回路 ７ 反転回路 ８ キャリア再生用位相誤差検出回路 ９ キャリアフィルタ １０ ＡＦＣ回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１０年１月３０日
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２６】反転回路７は反転指示信号発生回路６から
出力される反転指示信号によって、ロールオフフィルタ
３から出力されるベースバンド信号ＩＤおよびＱＤが選
択的に同時に反転される。すなわち、反転指示信号が低
電位のときにはベースバンド信号ＩＤおよびＱＤがその
ままキャリア再生用位相誤差検出回路８へ送出され、反
転指示信号が高電位のときにはベースバンド信号ＩＤお
よびＱＤが同時に反転されてキャリア再生用位相誤差検
出回路８へ送出される。
出力される反転指示信号によって、ロールオフフィルタ
３から出力されるベースバンド信号ＩＤおよびＱＤが選
択的に同時に反転される。すなわち、反転指示信号が低
電位のときにはベースバンド信号ＩＤおよびＱＤがその
ままキャリア再生用位相誤差検出回路８へ送出され、反
転指示信号が高電位のときにはベースバンド信号ＩＤお
よびＱＤが同時に反転されてキャリア再生用位相誤差検
出回路８へ送出される。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２９】ロールオフフィルタ３から出力されるベー
スバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置の位相の基準点は
０（２π）ラジアン、またはπラジアンの２つである。
しかしながら、反転指示信号として反転指示信号発生回
路６から出力されるフレーム同期パターン期間、スーパ
ーフレーム識別パターン期間およびバーストシンボル期
間における信号が高電位のときには、ロールオフフィル
タ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが同時
に反転されて、反転されたベースバンド信号ＩＤ、ＱＤ
の信号点位置の位相の基準点は０（２π）ラジアンとな
り、反転指示信号として反転指示信号発生回路６から出
力されるフレーム同期パターン期間、スーパーフレーム
識別パターン期間およびバーストシンボル期間における
信号が低電位のときには、ロールオフフィルタ３から出
力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが反転されず、そ
のまま反転回路７から出力されてベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤの信号点位置から求めた位相の基準点は０（２
π）ラジアンとなっている。
スバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置の位相の基準点は
０（２π）ラジアン、またはπラジアンの２つである。
しかしながら、反転指示信号として反転指示信号発生回
路６から出力されるフレーム同期パターン期間、スーパ
ーフレーム識別パターン期間およびバーストシンボル期
間における信号が高電位のときには、ロールオフフィル
タ３から出力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが同時
に反転されて、反転されたベースバンド信号ＩＤ、ＱＤ
の信号点位置の位相の基準点は０（２π）ラジアンとな
り、反転指示信号として反転指示信号発生回路６から出
力されるフレーム同期パターン期間、スーパーフレーム
識別パターン期間およびバーストシンボル期間における
信号が低電位のときには、ロールオフフィルタ３から出
力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが反転されず、そ
のまま反転回路７から出力されてベースバンド信号Ｉ
Ｄ、ＱＤの信号点位置から求めた位相の基準点は０（２
π）ラジアンとなっている。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３０】したがって、キャリア再生用位相誤差検出
回路に入力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点
位置から求めた位相の基準点は０（２π）ラジアンであ
り、図５に示すキャリア再生用位相誤差テーブルによっ
て位相誤差が検出されることになる。
回路に入力されるベースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点
位置から求めた位相の基準点は０（２π）ラジアンであ
り、図５に示すキャリア再生用位相誤差テーブルによっ
て位相誤差が検出されることになる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３１】そこで、反転回路７を介して入力されるベ
ースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置から求められた
位相がπラジアン以上から０（２π）ラジアンまでの増
加方向の位相のときは位相に対して図５（ａ）および
（ｂ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相がπラジアン
未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相のと
きは位相に対して図５（ａ）および（ｂ）に示す正の位
相誤差電圧値が出力され、この位相誤差電圧が供給され
たＡＦＣ回路１０による制御のもとに、信号点位置から
求められた位相が図５（ｂ）に示すように０（２π）ラ
ジアンに収束される。この場合において位相誤差電圧値
は位相がπラジアンのときが＋方向最大値または−方向
最大値である。
ースバンド信号ＩＤ、ＱＤの信号点位置から求められた
位相がπラジアン以上から０（２π）ラジアンまでの増
加方向の位相のときは位相に対して図５（ａ）および
（ｂ）に示す負の位相誤差電圧値が、位相がπラジアン
未満から０（２π）ラジアンまでの減少方向の位相のと
きは位相に対して図５（ａ）および（ｂ）に示す正の位
相誤差電圧値が出力され、この位相誤差電圧が供給され
たＡＦＣ回路１０による制御のもとに、信号点位置から
求められた位相が図５（ｂ）に示すように０（２π）ラ
ジアンに収束される。この場合において位相誤差電圧値
は位相がπラジアンのときが＋方向最大値または−方向
最大値である。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３４】上記した本発明の実施の一形態にかかるデ
ィジタル復調器の作用について説明する。
ィジタル復調器の作用について説明する。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４１】この状態において、信号Ａ１と信号Ａ０と
の論理積演算出力、すなわちフレーム同期パターン期
間、スーパーフレーム識別パターン期間およびバースト
シンボル信号期間高電位になる信号がキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として供給されて、キャリア
フィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が高電位の期間、位
相誤差電圧がキャリアフィルタ９によって平滑化され、
キャリアフィルタ９からの出力はＡＦＣ回路１０へ送出
されて、キャリアフィルタ９からの出力に基づきキャリ
アの周波数制御が行われて、バースト受信によるキャリ
ア再生が行われる。
の論理積演算出力、すなわちフレーム同期パターン期
間、スーパーフレーム識別パターン期間およびバースト
シンボル信号期間高電位になる信号がキャリアフィルタ
制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）として供給されて、キャリア
フィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が高電位の期間、位
相誤差電圧がキャリアフィルタ９によって平滑化され、
キャリアフィルタ９からの出力はＡＦＣ回路１０へ送出
されて、キャリアフィルタ９からの出力に基づきキャリ
アの周波数制御が行われて、バースト受信によるキャリ
ア再生が行われる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４２】主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期
間および８ＰＳＫ信号期間においては、キャリアフィル
タ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）は低電位であって、キャリ
アフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が低電位の期間は
フィルタ動作が停止させられ、キャリアフィルタ９から
フィルタ動作停止直前の出力状態が保持されて、キャリ
ア再生がなされる。
間および８ＰＳＫ信号期間においては、キャリアフィル
タ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）は低電位であって、キャリ
アフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧＰ）が低電位の期間は
フィルタ動作が停止させられ、キャリアフィルタ９から
フィルタ動作停止直前の出力状態が保持されて、キャリ
ア再生がなされる。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４４】なお、キャリア再生用位相誤差検出回路８
に、主信号のＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号および８ＰＳ
Ｋ信号に基づくベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが供給され
ても、基準点が０（２π）のキャリア再生用位相誤差テ
ーブル（図５参照）によって位相誤差電圧が検出される
が、この場合はキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧ
Ｐ）が低電位であって、キャリアフィルタ９がイネーブ
ルにされないために、問題はないことは前記のとおりで
ある。また、バーストシンボルの一部はデータが送出さ
れる場合もあるが、その場合、データが送出されない区
間を使用することになる。
に、主信号のＢＰＳＫ信号、ＱＰＳＫ信号および８ＰＳ
Ｋ信号に基づくベースバンド信号ＩＤ、ＱＤが供給され
ても、基準点が０（２π）のキャリア再生用位相誤差テ
ーブル（図５参照）によって位相誤差電圧が検出される
が、この場合はキャリアフィルタ制御信号（ＣＲＦＬＧ
Ｐ）が低電位であって、キャリアフィルタ９がイネーブ
ルにされないために、問題はないことは前記のとおりで
ある。また、バーストシンボルの一部はデータが送出さ
れる場合もあるが、その場合、データが送出されない区
間を使用することになる。
フロントページの続き (72)発明者 松田 昇治 東京都渋谷区道玄坂１丁目14番６号 株式 会社ケンウッド内 (72)発明者 新城 壮一 東京都渋谷区道玄坂１丁目14番６号 株式 会社ケンウッド内 (72)発明者 加藤 久和 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 橋本 明記 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 斉藤 知弘 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内 (72)発明者 峯松 史明 東京都世田谷区砧一丁目10番11号 日本放 送協会 放送技術研究所内
Claims (2)
- 【請求項１】複数の変調方式による被変調波が時間軸多
重されて伝送されるディジタル被変調波を受信するディ
ジタル放送受信機のディジタル復調器において、 予め用意した既知パターンのＢＰＳＫ信号に基づいて選
択的に復調ベースバンド信号を反転させる反転手段と、 位相収束点が絶対位相の位相誤差テーブルを備えて、前
記反転手段からの出力復調ベースバンド信号の信号点位
置から求めた位相と位相収束点との位相差に基づく位相
誤差出力を送出するキャリア再生用位相誤差検出手段
と、 を備え、 前記信号点位置の位相が位相収束点に来るように再生キ
ャリアの周波数を制御してキャリア再生を行うことを特
徴とするディジタル復調器。 - 【請求項２】請求項１記載のキャリア再生回路におい
て、キャリア再生用位相誤差検出手段からの位相誤差出
力を入力し、主信号ＢＰＳＫ信号期間、ＱＰＳＫ信号期
間および８ＰＳＫ信号期間はフィルタ動作を停止するロ
ーパスフィルタからなるキャリアフィルタを備えて、キ
ャリアフィルタの出力に基づいてキャリア再生を行うこ
とを特徴とするディジタル復調器。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36690797A JP3363768B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | ディジタル復調器 |
| EP98961594A EP1039711B1 (en) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | Digital demodulator |
| PCT/JP1998/005950 WO1999034570A1 (fr) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | Demodulateur numerique |
| DE1039711T DE1039711T1 (de) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | Digitaler demodulatior |
| DE69835101T DE69835101T2 (de) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | Digitaler Demodulator |
| CN98812534.XA CN1110933C (zh) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | 数字解调器 |
| US09/554,689 US6639951B1 (en) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | Digital demodulator |
| CA002314879A CA2314879C (en) | 1997-12-26 | 1998-12-25 | Digital demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36690797A JP3363768B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | ディジタル復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11196148A true JPH11196148A (ja) | 1999-07-21 |
| JP3363768B2 JP3363768B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=18487990
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36690797A Expired - Fee Related JP3363768B2 (ja) | 1997-12-26 | 1997-12-26 | ディジタル復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6639951B1 (ja) |
| EP (1) | EP1039711B1 (ja) |
| JP (1) | JP3363768B2 (ja) |
| CN (1) | CN1110933C (ja) |
| CA (1) | CA2314879C (ja) |
| DE (2) | DE1039711T1 (ja) |
| WO (1) | WO1999034570A1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3392037B2 (ja) * | 1998-01-30 | 2003-03-31 | 株式会社ケンウッド | ディジタル復調器 |
| DE1059786T1 (de) * | 1998-02-25 | 2001-09-06 | Kenwood Corp | Demodulator eines empfängers |
| JP3438700B2 (ja) * | 2000-05-24 | 2003-08-18 | 株式会社ケンウッド | Ｂｓディジタル放送受信装置及びｂｓディジタル放送受信方法 |
| US7050778B1 (en) * | 2000-09-18 | 2006-05-23 | Broadcom Corporation | Direct conversion turner |
| CN101841499B (zh) * | 2009-03-18 | 2012-10-31 | 扬智科技股份有限公司 | 传输参数信令模块以及传输参数信令解码方法 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5855709B2 (ja) * | 1977-05-07 | 1983-12-10 | 三菱電機株式会社 | 位相復調装置 |
| JPH01196946A (ja) * | 1988-02-01 | 1989-08-08 | Toshiba Corp | 周波数制御装置 |
| JPH07114424B2 (ja) * | 1988-04-15 | 1995-12-06 | 日本電信電話株式会社 | 搬送波同期復調装置 |
| US4949356A (en) * | 1988-06-30 | 1990-08-14 | Trw Inc. | PCM receiver with lock state control |
| JP3300040B2 (ja) * | 1992-07-09 | 2002-07-08 | 富士通株式会社 | 位相不確定除去装置 |
| JPH07212421A (ja) * | 1994-01-19 | 1995-08-11 | Toshiba Corp | Ａｆｃ回路 |
| JP2845147B2 (ja) * | 1994-12-26 | 1999-01-13 | 日本電気株式会社 | 位相変調暗号化伝送装置及びその送信装置、受信装置 |
| JPH08265384A (ja) * | 1995-03-22 | 1996-10-11 | Nec Corp | 復調装置 |
| JP3276282B2 (ja) * | 1995-12-28 | 2002-04-22 | 日本放送協会 | 絶対位相検出器およびディジタル変調波復調装置 |
| US5943369A (en) * | 1996-02-27 | 1999-08-24 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Timing recovery system for a digital signal processor |
| JPH1056486A (ja) * | 1996-08-09 | 1998-02-24 | Fujitsu Ltd | 復調装置 |
| JPH1093653A (ja) * | 1996-09-19 | 1998-04-10 | Fujitsu Ltd | 搬送波再生回路 |
| JP3080601B2 (ja) * | 1997-06-06 | 2000-08-28 | 株式会社ケンウッド | 搬送波再生回路 |
-
1997
- 1997-12-26 JP JP36690797A patent/JP3363768B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-12-25 CA CA002314879A patent/CA2314879C/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-25 CN CN98812534.XA patent/CN1110933C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-25 US US09/554,689 patent/US6639951B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-25 DE DE1039711T patent/DE1039711T1/de active Pending
- 1998-12-25 WO PCT/JP1998/005950 patent/WO1999034570A1/ja active IP Right Grant
- 1998-12-25 DE DE69835101T patent/DE69835101T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-25 EP EP98961594A patent/EP1039711B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1039711A1 (en) | 2000-09-27 |
| DE69835101T2 (de) | 2006-11-02 |
| WO1999034570A1 (fr) | 1999-07-08 |
| CA2314879A1 (en) | 1999-07-08 |
| DE1039711T1 (de) | 2001-04-19 |
| CN1110933C (zh) | 2003-06-04 |
| CA2314879C (en) | 2007-09-11 |
| JP3363768B2 (ja) | 2003-01-08 |
| US6639951B1 (en) | 2003-10-28 |
| EP1039711B1 (en) | 2006-06-28 |
| DE69835101D1 (de) | 2006-08-10 |
| CN1283353A (zh) | 2001-02-07 |
| EP1039711A4 (en) | 2005-09-28 |
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